CN104735006A - 一种基于加权叠加的直接中频信道化方法 - Google Patents

Abstract

该发明公开了一种基于加权叠加的直接中频信道化方法，属于数字信号处理技术领域，具体涉及数字信道化技术。该发明首先采用数据寄存器降低数据采样率，然后对每次数据寄存器中的各个数据进行加权处理，再对加权后数据进行分段，对每个分段数据相同位置数据进行求和，然后对求和数据进行离散傅里叶变换，最后对变换后数据进行调制，得到各信道数据。该发明利用加权叠加运算，不需要复杂的卷积滤波运算，运算效率高，实时性强；只需要1个滤波器就同时得到K个子信道信号；直接对宽带中频信号进行信道化，节省了传统宽带数字信道化方法的多路并行DDC和DDC后的信道化模块，所需资源大幅度减少。

Description

一种基于加权叠加的直接中频信道化方法

技术领域

本发明属于数字信号处理技术领域，具体涉及数字信道化技术。

背景技术

电子战是现代信息化战争中的重要组成部分，电子战接收机是电子战中的重要系统，具有重要的研究价值。

现代战场上，辐射源存在以下特点：辐射源的数量越来越多，目前针对0.1～40GHz频率范围的全频段接收机，信号密度可达每秒100～500万脉冲；辐射源的工作频段不断拓展，目前不同应用的雷达的工作频率范围大多在2～18GHz，而无线电台的频率范围大多覆盖在几十MHz～几百MHz，不同的辐射信号在工作频段越来越宽的范围上交错重叠；辐射源的工作带宽越来越大，某些宽带雷达的工作带宽甚至超过1GHz。

辐射源的这些特点对电子战接收机提出了新的挑战，为了全概率截获，现代电子战要求电子战接收机的带宽覆盖0.1～40GHz，并且能够处理多个同时到达信号、实时处理能力强。

现代的宽带数字接收机中，最常用的是瞬时测频接收机和信道化接收机。瞬时测频接收机具有良好的测频精度，但同时只能处理单个信号，如果需要同时侦察不同频段的信号，则需要多个接收机，这限制了它在电子战中的应用。信道化接收机对同时到达信号具有良好的分选能力，在电子战中最有应用价值，受到各国广泛且深入的研究。

在传统的数字信道化接收机中，先利用DDC(Digital Down Converter，数字下变频器)将中频实信号转换为基带复信号，然后再进行信道化，如图1(a)所示。如果只用一个DDC，则DDC的输出数据率至少和输入信号的带宽相同，对于宽带信道化接收机来说，目前的数字信号处理器无法实现如此高的数据率。传统的宽带信道化接收机先采用多个DDC将宽带中频信号变换成多个宽带(比输入带宽小)复基带信号，再进行信道化，如图1(b)所示。输入中频信号的带宽越大，则需要的DDC的个数越多，则需要的硬件资源越多。显然这种信道化方法效率低、成本高，而且随着输入信号带宽的增加而变得越来越复杂。

为了解决传统的宽带信道化方法的效率低、成本高、结构复杂的问题，本发明提出了一种基于加权叠加的、直接对中频实信号进行信道化的方法。该方法只需要一级运算即可实现信道化，而且巧妙地利用加权运算和DFT(离散傅里叶变换)来优化运算效率，无需复杂的卷积滤波运算，信道化前也不需要前级DDC。相对于传统的宽带信道化方法，该方法的资源利用率、运算效率、实时性等大幅度提高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种运算效率高、实时性强、成本低廉的对宽带中频信号信道化的方法。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是，一种基于加权叠加的直接中频信道化方法。

本发明中，假设输入中频信号如图2所示。图2中，输入中频信号的带宽为B，占据了K个子信道，子信道的带宽和中心频率间隔都为ΔB＝2π/M＝B/K，其中M为正整数，称为信道因子。第k个子信道的中心频率为ω_k＝ω₀+2πk/M，其中ω₀为第0个子信道的中心频率。

利用DDC获取第k个子信道信号的结构框图如图3所示。设滤波器h[n]的长度为N，且N和信道因子M满足关系式N＝LM，其中L为正整数。则第k个子信道的输出信号可以表示为公式1。

$y_k\left[n\right]=\underset{m=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}h[\mathrm{nD}-m]x\left[m\right]e^{-j({\mathrm{\ω}}_0+2\mathrm{\πk}/M)m}$

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r=m-\mathrm{nD}}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}}\underset{r=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{0}r}h[-r]x[r+\mathrm{nD}]e^{-j2\mathrm{\πk}(r+\mathrm{nD})/M}$

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{w\left[r\right]=e^{j{\mathrm{\ω}}_{0}r}h\left[r\right]}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}}\underset{r=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}w[-r]x[r+\mathrm{nD}]e^{-j2\mathrm{\πk}(r+\mathrm{nD})/M}---\left(1\right)$

$\underset{\underset{\‾}{\‾}}{r=s+\mathrm{lM}}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}}\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}w[-s-\mathrm{lM}]x[s+\mathrm{lM}+\mathrm{nD}]e^{-j2\mathrm{\πk}(s+\mathrm{lM}+\mathrm{nD})/M}$

$=e^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}}{e}^{-j2\mathrm{\πknD}/M}\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}w[-s-\mathrm{lM}]x[s+\mathrm{lM}+\mathrm{nD}]e^{-j2\mathrm{\πks}/M}$

在公式1中，令：

$c_n\left[s\right]=w[-s]x[s+\mathrm{nD}]$

$d_n\left[s\right]=\underset{l=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n[s+\mathrm{lM}]---\left(2\right)$

s＝0,1,…,M-1

则公式1可以简写成公式3，其中M·DFT_k{x}表示对x进行M点DFT运算的第k个输出。

$y_k\left[n\right]=e^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}-j2\mathrm{\πknD}/M}\underset{s=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_n\left[s\right]e^{-j2\mathrm{\πks}/M}=e^{-j{\mathrm{\ω}}_0\mathrm{nD}-j2\mathrm{\πknD}/M}\×M\·{\mathrm{DFT}}_k\left\{d_n\right[s\left]\right\}---\left(3\right)$

由公式1～3，可以得到y_k[n]的求解可以表示为如图4过程。

由图4所示的信道化结构，本发明一种基于加权叠加的直接中频信道化方法包括以下步骤：

步骤1，接收带宽为B、占据了K个子信道的中频信号，选取长度为N的数据寄存器，当连续接收到D个新数据后，将接收到的D个新数据一起存入数据寄存器，并移除寄存器中的D个旧数据，使数据寄存器的更新速率为输入速率的1/D；其中D和N满足关系式N＝FD+R，F为任意正整数，R为任意小于等于D的非负整数；

步骤2，用与数据寄存器更新速率相同的速率对数据寄存器进行采样，每次采样获得N个数据，对获得的N个数据进行加权；其中，加权系数由低通滤波器h[m]和第0个子信道的中心频率ω₀决定，h[m]由系统需求而定；

步骤3，将步骤2得到的连续N个经过加权的数据划分为长度为M的若干段数据，其中M的数值由公式2π/M＝B/K确定，并且M和N满足关系式N＝LM，其中L、M为正整数；

步骤4，将步骤3得到的每段数据中相同位置的数据求和，得到M个求和数据；

步骤5，对步骤4的M个求和数据进行M点离散傅里叶变换，得到M个变换数据；

步骤6，对步骤5得到的M个变换数据的前K个数据进行复指数调制，得到接收中频信号的K个子信道信号输出。

本发明充分考虑了输入中频信号的特点，利用加权叠加和DFT运算实现直接中频信道化。本发明的有益效果是：

1、第1个步骤先降数据率，后续处理的数据率降到了输入数据率的1/D，运算效率高。

2、利用加权叠加运算，不需要复杂的卷积滤波运算，运算效率高，实时性强。

3、只需要1个滤波器就同时得到K个子信道信号。

4、直接对宽带中频信号进行信道化，节省了传统宽带数字信道化方法的多路并行DDC和DDC后的信道化模块，所需资源大幅度减少。

附图说明

图1为传统的宽带信道化方法的示意图；

图2为输入中频信号和子信道的划分；

图3为利用DDC获取第k个子信道信号的结构框图；

图4为基于加权叠加的直接中频信道化结构；

图5(a)是仿真实例的信道划分方法和滤波器的幅频特性；

图5(b)是仿真实例的输入信号的幅频特性；

图6是仿真实例的子信道的输出信号的幅频特性；

图7是仿真实例的子信道的输出信号的实部波形；

图8是仿真实例的子信道的输出信号的虚部波形；

图9是仿真实例的子信道的输出信号的瞬时幅度。

具体实施方式

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的实施方法，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

在以下仿真实例中，采样率为160MHz，子信道带宽为10MHz，子信道数K＝6，信道因子M＝16，抽取因子D＝5，子信道的中心频率和输入信号如表1所示。仿真结果如图5～9所示。

图5(a)是信道划分方法和滤波器的幅频特性。低通原型滤波器的通带转折频率为5MHz，阻带转折频率为5.5MHz。这里为了画图方便，将各个信道的滤波器的幅频特性曲线移到各自的中心频率上，实际上只需用一个低通滤波器。

图5(b)是输入信号的幅频特性，输入信号是表1中3种信号的求和。

图6是子信道的输出信号的幅频特性，图7是对应的实部波形，图8是对应的虚部波形。信道1、3、5中没有信号，信道2、4、6中输出了对应的输入信号，验证了本发明的信道化方法的正确性。每个信道的±5MHz以外的信号都受到滤波器的抑制，幅度比±5MHz以内的小。

图9是子信道的输出信号的瞬时幅度。信道2、4、6中的瞬时幅度明显不为零的时间和输入信号的持续时间相同。信道1、2、3、5中，出现了一些无规律的尖峰，这是由于滤波器的过渡带不可能为零、阻带不可能无限衰减，其它信道的信号可以混叠进来。这些尖峰的持续时间很短且无规律，可以判断剔除。

表1 基于加权叠加的直接中频信道化方法的仿真条件

信道号	信道中心频率	输入信号
			1	17MHz	无
2	27MHz	实余弦连续信号：f0＝28MHz
			3	37MHz	无
4	47MHz	实线性调频脉冲信号：f0＝47MHz,B＝2MHz,τ＝20μs
			5	57MHz	无
6	67MHz	实线性调频脉冲信号：f0＝69MHz,B＝5MHz,τ＝10μs

Claims (1)

1.一种基于加权叠加的直接中频信道化方法，包括以下步骤：

步骤1，接收带宽为B、占据了K个子信道的中频信号，选取长度为N的数据寄存器，当连续接收到D个新数据后，将接收到的D个新数据一起存入数据寄存器，并移除寄存器中的D个旧数据，使数据寄存器的更新速率为输入速率的1/D；其中D和N满足关系式N＝FD+R，F为任意正整数，R为任意小于等于D的非负整数；

步骤2，用与数据寄存器更新速率相同的速率对数据寄存器进行采样，每次采样获得N个数据，对获得的N个数据进行加权；其中，加权系数由低通滤波器h[m]和第0个子信道的中心频率ω₀决定，h[m]由系统需求而定；

步骤3，将步骤2得到的连续N个经过加权的数据划分为长度为M的若干段数据，其中M的数值由公式2π/M＝B/K确定，并且M和N满足关系式N＝LM，其中L、M为正整数；

步骤4，将步骤3得到的每段数据中相同位置的数据求和，得到M个求和数据；

步骤5，对步骤4的M个求和数据进行M点离散傅里叶变换，得到M个变换数据；

步骤6，对步骤5得到的M个变换数据的前K个数据进行复指数调制，得到接收中频信号的K个子信道信号输出。