CN102065033A - 一种带ics功能的直放站及实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种带ICS功能的直放站及实现方法，该装置用于在数字域生成反馈回波信号，并从接收信号中抵消该部分回波干扰。所述回波抵消方法包括：伪码插入、信道初估计、自适应跟踪三部分；插入伪码采用CAZAC码；信道初估计部分利用了该码强自相关，弱互相关的特性，通过相关运算对信道的冲击响应及延时信息做了估计；自适应跟踪采用了变步长自适应算法，利用初估计所获得的信道冲击响应作为算法运行的初始值，从而加快算法收敛速度。本发明有益的效果：能够加快自适应滤波器的收敛速度，改善回波抵消器的性能，同时算法复杂度不高，计算量低，具有可实现性。

Description

一种带ICS功能的直放站及实现方法

技术领域

本发明涉及涉及无线通信技术领域的直放站中回波消除技术，主要是一种带ICS功能的直放站及实现方法。

背景技术

移动通信中，无线网络的覆盖会难免会存在弱信号区或盲区，直放站是无线通信系统覆盖的有效补充方式，它对地面数字信号进行滤波，将信号进行放大，可以有效覆盖盲区或弱区。

直放站的同频转发模式存在收发天线间互耦的难题，接收天线在接收主基站的信号时，同时接收到直放站发射天线发射的信号，如图1所示。由于发射天线发射的信号经过建筑物反射形成多条路径，因此被接收天线接收到的实际上是多径回波干扰。从发射天线到接收天线间的回路为反馈回路。在视野路径内，直接由发射天线到接收天线的路径最短，此条为回波干扰的主径，也是干扰幅度最大的路径。由于此回波干扰的存在，通过放大器的信号通路和反馈信号通路构成闭环系统，当环路放大倍数大于1时，环路就处于自激震荡状态，输出高功率的杂乱信号，对整个工作频带形成阻塞干扰，从而造成大面积掉话和无法接入，严重时甚至损坏直放站。而一般情况下直放站增益G0往往小于隔离度Liso 20dB，此时环路放大倍数虽小于1，直放站不自激振荡，但反馈回波信号仍会引起较大的干扰，影响转发信号质量。通常在直放站安装时采用调整收发天线位置等措施来保证收发天线间足够的隔离度。但难度大，受地形限制。

多径回波消除功能模块的加入，抵消掉反馈回路的回波信号，使得在不使用物理隔离或者使用简单的物理隔离的前提下，就可以达到原先的物理隔离效果，从而降低了反馈回波干扰对直放站系统的影响，也节省了成本，降低工程施工难度。

该回波消除方法基于自适应算法，原理如图2所示。基站有用信号为S(n)，噪声源为回波干扰信号，因此接收信号为S(n)+V₀(n)，另一路回波干扰V₁(n)用作自适应算法的参考输入，用于生成对消信号对消后误差信号e(n)用于调节自适应算法，使

接近V₀(n)，这个接近的过程就是自适应算法收敛的过程。自适应算法要收敛还必须满足2个条件，首先接收信号S(n)+V₀(n)中S(n)要尽量与V₁(n)不相关，这样才能提取出V₀(n)。其次V₁(n)要与V₀(n)相关这样V₁(n)作为参考输入自适应滤波器后才能无模糊的恢复出V₀(n)。

对消信号是由自适应滤波器生成的，对于一般的自适应滤波器为横向滤波器结构，输入矢量为：

X(n)＝[X₀(n)，X₁(n)，X₂(n)，X₃(n)，......X_L(n)]^T

滤波器加权系数为：

W＝[W₀，W₁，W₂，W₃，......W_L]^T

滤波器输出为：

$y\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{i}X(n-i+1)=W^T\left(n\right)X\left(n\right)$

实际算法中使用的是复数滤波器，抽头输入向量：

X(n)＝X_I(n)+jX_Q(n)

抽头权向量为：

$\hat{W}\left(n\right)={\hat{W}}_I\left(n\right)+j{\hat{W}}_Q\left(n\right)$

滤波器输出为复数，其实部为：

$y_I\left(n\right)={\hat{W}}_I^T\left(n\right)X_I\left(n\right)-{\hat{W}}_Q^T\left(n\right)X_Q\left(n\right)$

虚部为：

$y_Q\left(n\right)={\hat{W}}_I^T\left(n\right)X_Q\left(n\right)+{\hat{W}}_Q^T\left(n\right)X_I\left(n\right)$

自适应滤波器的核心是自适应算法，算法不同需要的硬件成本不同，收敛的速度也不同，在现有的自适应算法中变步长LMS算法，实现简单，运算量小，工程上比较容易实现。但缺点是收敛速度较慢，故而我们采用插入伪码估计信道的方式配合变步长LMS算法来达到优化收敛速度的目的。LMS算法通过误差来调整抽头权向量的，误差为：e(n)＝d(n)-y(n)，其中d(n)为期望信号，y(n)为滤波器输出。

均方误差性能函数可表示为：

ξ(n)＝E{e²(n)}＝E{[d(n)-W^TX(n)]²}

自适应算法的调节目的就是要使均方误差最小，这也称为最小均方误差准则。为了求得最小值采用的是最陡下降法，根据梯度的定义可知，梯度的方向是函数值上升最快的方向，故而负梯度方向则是该误差下降最快的方向，沿着这个方向便可得到最小值。而LMS算法采用瞬时输出误差功率的梯度

做为均方误差梯度

的估计值，从而得到了滤波器抽头权向量的更新公式：

W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)

其中，权系数W(n)及数据输入X(n)均为矢量，误差e(n)为标量。μ为步长因子决定算法收敛的速度快慢。变步长LMS算法中μ不是固定的，而是误差的函数。之所以要用变步长LMS算法的目的是由于伪码估计信道模块的存在，有了这个模块，可以为LMS算法提供一个更新的初始值从而加快算法的收敛。

信道估计算法采用插入伪码的方法，设计一个本地的CAZAC码，该码具有很强的自相关特性，较弱的互相关性。本地的CAZAC码和经过空间信道接收回来的码做相关，由于经过了空间信道的延迟，本地码和接收码的起始位置对不准了，根据该码的性质可知当两码字对准即两码一样的时候会出现幅度很高的相关峰，而其它位置幅度基本为0。从而可以得到信道的延迟信息。接收端收到信号为：S_r(t)＝S(t)+CAZAC*h(w)+N(t)，其中S(t)为从基站接收的有用信号，“*”为卷积符号，CAZAC表示CAZAC码，h(w)为空间信道，N(t)为噪声。(本发明实际上有开关控制模块，在做空间信道估计时发射出去的信号仅为CAZAC码，详见后文。)接收信号与本地的CAZAC码作相关运算并做FFT变换到频域：

$R=\mathrm{FFT}(S_r\left(t\right)\⊗\mathrm{CAZAC})$

$R=\mathrm{FFT}[(\mathrm{CAZAC}*h\left(w\right))\⊗\mathrm{CAZAC}+S\left(t\right)\⊗\mathrm{CAZAC}+N\left(t\right)\⊗\mathrm{CAZAC}]$

其中，“*”为卷积，

为相关运算符号。由于本地CAZAC码与从基站接收的信号和噪声具有不相关即统计独立的特性，上式可化简为：

$R\≈\mathrm{FFT}[(\mathrm{CAZAC}*h\left(w\right))\⊗\mathrm{CAZAC}]=\mathrm{FFT}[\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}]\·H\left(W\right)$

其中H(W)为h(w)的频域形式，“*”为卷积符号，“·”为乘号，

为相关运算符号。

则信道的冲击响应函数h(w)可由下式得到：

$h\left(w\right)=\mathrm{IFFT}(R/\mathrm{FFT}(\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}))=\mathrm{IFFT}\left(R\right)/\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}$

h(w)便是自适应算法更新系数的初始值，又由于系统插入的CAZAC码是利用类似于指数函数产生的：

CAZAC(r)＝exp(j*pi*r²/NN)    r＝1，2，...，NN

其中，“*”为乘号，这样CAZAC码的模值为1，故h(w)的计算中就可以避免除法运算，使模块结构简化。实际中取NN为900。

发明内容

本发明的目的正是要克服上述技术的不足，而提供一种带ICS功能的直放站及实现方法，它可以有效地改善多径回波干扰对系统性能的影响，防止直放站自激，同时降低了工程上安装直放站时对隔离度的要求。特别适用于同频转发模式下收发天线间互耦干扰信号的抵消；其次用到一种伪随机序列，及利用该伪随机序列对空间信道进行的估计；还涉及到自适应算法系统，包括一种复数自适应滤波器，以及一种变步长自适应算法。适用制式：GSM系统；WCDMA，CDMA2000，TD-SCDMA等3G标准以及数字电视系统。

本发明解决其技术问题采用的技术方案：这种带ICS功能的直放站及实现方法，基于插入伪码的自适应回波消除装置包括自动增益控制模块、数字下变频模块、上变频模块、开关控制模块和自适应回波抵消模块；自动增益控制模块中，在数字模块前端和后端加入衰减器和小信号放大器达到增益平衡，即若前端衰减器的衰减减小，则后端衰减器的衰减增大，通过FPGA中的信号门限控制前后衰减器的衰减值；开关控制模块，用于系统上电时进行信道初估计开关选通本地CAZAC码通路，初估计完成后选通基站接收的有用信号通路；自适应回波抵消模块，用于将CAZAC码保持在FLASH中，当系统初始化或信道恶化，自适应跟踪不上信道变化情况时由微处理器控制加载到FPGA重新进行信道初估计。采用控制模块集中控制FIR滤波器、误差计算模块、权值更新模块、权值存储模块，利用状态机产生控制信号，控制各模块功能，并协调各模块的工作。

本发明所述的带ICS功能的直放站的实现方法，包括伪码插入、信道初估计、自适应跟踪几部分，利用了伪随机序列去进行信道估计并将估计的结果用于自适应算法中，通过自适应模块生成于回波信号幅度相同，相位相反的抵消信号从而抵消掉回波干扰信号，步骤如下；

(1)、伪码插入：利用伪码为本地产生的CAZAC码，加入到空间信道的循环中，设计模块中加入开关选择模块，开始时并不选通基站的有用信号进行发射，初始时开关选通本地CAZAC码，让该码单独的发射出去，经过空间信道接收回系统中，伪码插入模块并不需要经常运行的，初始时需要选通伪码插入，而后便选通基站有用信号链路；

伪码的产生，利用类似于指数函数产生，如下式：

CAZAC(r)＝exp(j*pi*r²/NN)

其中，r＝1，2，...，NN，NN＝900或256

利用接收和本地两部分CAZAC码做相关运算，相关后并作频域分析的方法获得信道的冲击响应信息；并利用CAZAC码的模值为1，避免除法运算，简化模块结构。

(2)、信道初估计：利用伪码进行信道初估计，利用初估计估出信道的冲击响应函数和空间信道的延迟特性，道初估计出的信道冲击响应和延迟信息是可满足多径信道的模型；

(3)、自适应跟踪：利用将输入自适应算法模块的有用信号与数字处理后端引回的参考信号延迟，错开一个码片的时间来抵消两信号的相关性。

所述的自适应跟踪，采用变步长LMS算法，算法对权系数的更新方式由下式确定：

W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)

利用初估计获得的空间信道冲击响应作为滤波器权系数更新公式迭代的初始值W(0)，其中，权系数W(n)及数据输入X(n)均为矢量，误差e(n)为标量，μ为步长因子决定算法收敛的速度快慢，它是误差的函数，由下式确定：

μ(n)＝β(1-exp(-α|e(n)|²))

参数α＞0控制函数的形状，参数β＞0控制函数的取值范围。

使用的自适应滤波器为复数的FIR横向滤波器。

本发明有益的效果是：本发明利用伪码对信道估计从而优化了LMS算法，加快了自适应滤波器的收敛速度，改善了回波抵消模块的性能。同时没有增加太大的运算量和实现复杂度，具有可实现性。

附图说明

附图1是无线直放站中回波产生原理；

附图2自适应算法原理；

附图3初估计流程图；

附图4自适应跟踪流程图；

附图5插入伪码自适应回波对消整体流程图；

附图6实现框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图及举例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的举例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供了一种带ICS功能的直放站及实现方法，基于插入伪码的自适应回波消除方法和装置，用于模拟出真实的空间信道的变化情况，并根据自适应滤波器的系数生成数字域的回波信号，该回波信号逼近混在接收信号中的回波干扰信号，两部分信号抵消，从而达到回波对消的目的。

由于自适应算法模块的输入信号本身存在着一定的相关性，这种相关性会对算法的性能造成一定的影响，所以为了加快收敛速度，提高算法的收敛性能，首先加入了伪码对信道的估计模块。

首先，本发明加入了伪码插入模块，利用的伪码为本地产生的CAZAC码，加入到空间信道的循环中，考虑到为了能够准确的对信道进行估计，并减小码字插入对系统信道的影响，我们在设计模块中加入开关选择模块，开始时并不选通基站的有用信号进行发射，初始时开关选通本地CAZAC码，让该码单独的发射出去，经过空间信道接收回系统中，这样为信道的估计作准备，而伪码插入模块并不需要经常运行的，初始时需要选通伪码插入，而后便选通基站有用信号链路，除非信道情况有了很糟糕的恶化，致使自适应算法不足以跟踪上信道的变化情况，才会重新启动伪码插入模块，选通伪码插入。

其次，由于有了反馈接收回来的CAZAC码，便可利用该码字的性质进行信道的初估计。CAZAC码是利用了类似于指数函数产生的，如下式：

CAZAC(r)＝exp(j*pi*r²/NN)

其中，“*”为乘号，r＝1，2，...，NN，NN＝900。

CAZAC码被广泛应用于导频提取，系统同步，信道估计等设计中。它有着良好的自相关性(循环移位特性)，即对任意CAZAC原始序列与其循环移动n位后所得的序列互不相关，自相关值尖锐。良好的互相关性，即互相关部分相关值接近于零。这样就便于接收端准确的把所需要的信号检测出来，并减小检测差错。恒幅特性，即任意CAZAC序列的幅值恒定，这一特性可以保证相应带宽内每个频点经历相同的激励，便于实现相干检测中的无偏估计。低峰均比(PARP/CM)特性，即任意CAZAC序列组成的时域信号的峰值与其均值的比值较低，这点有助于功率放大器的实现。任意CAZAC序列通过FFT/IFFT后仍然为CAZAC序列，这点有助于初估计算法的实现。

初估计模块原理图如图3，实际上初估计模块需要完成的任务有两个：

估计出信道的冲击响应函数。

估计出空间信道的延迟特性。

对信道的估计实际上是接收和本地两部分CAZAC码做相关运算，相关后并作频域分析可得下式：

$R=\mathrm{FFT}(S_r\left(t\right)\⊗\mathrm{CAZAC})$ 即 $R=\mathrm{FFT}[(\mathrm{CAZAC}*h\left(w\right))\⊗\mathrm{CAZAC}+N\left(t\right)\⊗\mathrm{CAZAC}]$

其中S_r(t)＝CAZAC*h(w)+N(t)，“*”为卷积符号，

为相关运算符号，h(w)为空间信道，N(t)为噪声。

由于CAZAC码与噪声不相关，故上式变为：

为了完成第一个任务，需要对相关的结果进行反变换，具体实现由下式：

$h\left(w\right)=\mathrm{IFFT}(R/\mathrm{FFT}(\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}))=\mathrm{IFFT}\left(R\right)/\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}$

这里由于CAZAC码是基于指数函数生成的序列，其模值为1，在计算空间信道冲击响应函数h(w)的过程中避免了除法运算，简化了实现步骤，节约了系统资源。

为了完成第二个任务，需要捕获伪随机序列，提取相关峰，简单的说就是要找到两序列相关值最大的时刻，即当两CAZAC序列起始位置重合时会出现尖锐的峰值，接收码经过的延时，可以通过找到这个尖锐的峰值所对应延后了多少采样点来确定。

伪随机序列的捕获需要在一个伪码周期内同时搜索所有的码相位单元，就需要循环移动本地伪码相位与接收码进行相关，当本地码与接收到的伪码相位完全一致时产生最大相关峰值。但这样直接计算量会非常大。因此我们可以利用频域相关的做法，通过简单且易实现的FFT并行搜索算法来处理：

$\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}=$

$\mathrm{IFFT}[\mathrm{FFT}\left(\mathrm{CAZAC}\right)\·\mathrm{FFT}\left({\mathrm{CAZAC}}^{*}\right)]$

其中为相关运算符，“·”为乘号，CAZAC^*表示对CAZAC码取共轭。

在信道的初估计基础上，最后还需要对信道的细微变化做精细的跟踪，这就需要自适应跟踪模块，跟踪的目的就是根据信道的变化去更新自适应滤波器的权系数，保证滤波器生成的对消信号逼近回波干扰信号。自适应滤波器系数更新方法由下式确定：

W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)

其中μ为步长因子，实际系统中使用的是复数滤波器，抽头输入向量由下式确定：

X(n)＝X_I(n)+jX_Q(n)

抽头权向量由下式确定：

$\hat{W}\left(n\right)={\hat{W}}_I\left(n\right)+j{\hat{W}}_Q\left(n\right)$

而误差则是两复向量的差，自适应算法的收敛等效于使向量的差值最小，即使回波干扰信号和对消信号模值相等，相位一致。

其原理框图如图4所示，模块核心算法是变步长LMS算法，之所以采用变步长算法是考虑到由于信道初估计会将信道的冲击响应作为自适应算法权系数更新的初始值送给自适应跟踪模块，这样如果按照固定的步长运行，算法在收敛过程中往往会产生较大的振荡，而变步长则是要改变算法收敛速度的快慢，在初始时候由于有了更新初始值，完全可以加快收敛速度，减小振荡，而当误差大的时候则减小收敛速度，精细跟踪。

步长因子μ由下式确定：

μ(n)＝β(1-exp(-α|e(n)|²))

参数α＞0控制函数的形状，参数β＞0控制函数的取值范围。该函数在误差e(n)接近零出具有缓慢变化的特性，并且灵活的调整了步长因子的变化。

经过了伪码插入、信道初估计、自适应跟踪几个模块后，多径回波信道的时延，幅度，相位等信息均已获得，从而通过复数滤波器就可以生成对消信号，消除反馈回波干扰。

实施例：本发明提出的带ICS功能的直放站及实现方法，基于插入伪码的自适应回波消除方法和装置，能有效改善无线直放站系统中反馈回波干扰对系统的影响，同时复杂度低，易于实现。该方法包括伪码插入、信道初估计、自适应跟踪三部分，如图5所示，501为对消模块，502为滤波处理模块，主要针对除反馈回波干扰之外的干扰信号做滤波处理。503为开关模块控制CAZAC码链路选通。504为CAZAC码产生模块。505为信道初估计模块，主要完成相关运算。506为变步长自适应算法模块，对507自适应滤波器的权系数进行更新。

1.伪码插入，此部分控制在于控制开关503，当接通本地CAZAC码产生模块504后，码字被系统发射，经过空间多径信道h(w)后，变为反馈信号S_e(n)，该信号由下式确定：

S_e(n)＝CAZAC*h(w)

其中，CAZAC表示CAZAC码，“*”为卷积操作。反馈信号S_e(n)会被接收天线重新接收后进入信道初估计模块505。

2.信道初估计，这部分是为了自适应模块做准备工作的，目的是为了让自适应算法的收敛速度加快，所以信道初估计模块得到的结果W₀(n)是要送到变步长自适应算法模块506的。由于开关接通的是伪码模块，故此处接收信号为：

S_r(n)＝S_e(n)+N(n)

其中N(n)为噪声，通过滤波处理模块502将其滤除。经过与本地CAZAC码做相关运算后作频域分析得：

$R=\mathrm{FFT}[(\mathrm{CAZAC}*h\left(w\right))\⊗\mathrm{CAZAC}+N\left(n\right)\⊗\mathrm{CAZAC}]$

其中，“*”为卷积操作，为相关运算符。根据伪码性质，噪声N(n)与CAZAC码不相关从而可以忽略噪声项，可得：

$W_0\left(n\right)\≈h\left(w\right)=\mathrm{IFFT}(R/\mathrm{FFT}(\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}))=\mathrm{IFFT}\left(R\right)/\mathrm{CAZAC}\⊗\mathrm{CAZAC}$

W₀(n)为自适应跟踪模块中滤波器权系数更新的初始值，有了这个初始值，自适应滤波器507的权系数会更加接近最优解，故而算法模块506更新权系数的迭代运算次数相对减少，收敛的速度也就更快。W₀(n)送给变步长自适应算法模块506。

3.自适应跟踪，这部分进行时开关503选通基站有用信号S(n)链路，接收到的信号为：

S_r(n)＝S(n)+S_e(n)+N(n)

反馈回波干扰信号为有用信道S(n)经过空间信道h(w)产生的：

S_e(n)＝S(n)*h(w)

噪声N(n)由滤波处理模块502滤除，反馈回波干扰则需要经过对消模块501消除。而对消信号S_d(n)则是由自适应滤波器507产生的。首先，滤波器的权系数由核心的变步长自适应算法506更新，更新依据为算法的权系数更新公式：

W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)

其中，W(n+1)即为更新得到的下一时刻滤波器权系数向量，W(n)为本时刻权系数向量，更新初始值为W₀(n)，μ为步长因子，误差e(n)为标量，它是S_r(n)-S_d(n)的差。滤波器权系数输入向量X(n)即为参考信号R(n)。

参考信号的选取是从数字域后端引回到自适应算法模块的，根据自适应算法收敛的条件，则参考信号R(n)需要与接收信号中的有用基站信号S(n)不相关，如WCDMA系统中，一个码片的时间为0.26us，当R(n)与S(n)错开一个码片时间，就认为这两个信号相关性很弱了。而反馈回波信号S_e(n)是以参考信号R(n)为源的，这两个信号相关。

由于自适应滤波器W(w)去逼近空间的信道模型h(w)，相当于对消信号S_d(n)逼近了反馈回波信号S_e(n)：

S_d(n)＝R(n)*W(w)≈R(n)*h(w)

＝S_e(n)

S_r(n)-S_d(n)在对消掉模块501中完成，对消后的信号S_c(n)逼近了基站接收进来的有用信号S(n)。

基于插入伪码的自适应回波抵消实现流程如图6所示，中频信号首先进入的是一个自动增益控制系统，其组成为衰减器601、小信号放大器602、声表滤波器603、小信号放大器604、FPGAU1、衰减器611及放大器612。为了尽量扩展ADC的动态范围，加入衰减器，小信号放大器，但又要保持整个系统链路的增益不变，则若前一个衰减器601的衰减减小，则后面的衰减器611衰减增大。

衰减器601及611的衰减值是可编程控制的，通过并行接口与FPGA U1的601、611接口相连，通常需要改变衰减器值的判断是由一定的判决门限值控制，当低于或高于相应的门限时，FPGA程序控制改变衰减器的衰减幅度。比如：对于信号幅度非常大或非常小时，需要衰减器作出快速反应，例如输入信号幅度在-5dB至-15dB范围外，则可以增大或减小衰减器601，每次变动3dB，同时减小或增大衰减器611，变动幅度也为3dB。对于信号幅度在上面这个范围内的，则进行慢调整，衰减器每次变动1dB，当信号幅度在系统需要最佳值(如-9dB)正负1dB的范围时，停止对衰减器的控制。

中频信号经过衰减器601的衰减，并由小信号放大器601补偿，进入声表滤波器603，在声表中信号是有一定的衰减的，故而小信号放大器604用于补偿声表滤波器的衰减。信号经ADC 605采样，进入数字处理模块，采样率F1，ADC的工作模式配置可以通过微处理器U2来完成。

采样后信号速率为F1，中频为F2，信号经过混频器606和NCO产生的频率F2混频，这样就能将信号混到0中频去处理，混频后进入抽取滤波模块607，原先信号速率为F1，经过D倍抽取后速率为：R1＝F1/D，这个信号便进入自适应回波抵消系统了。

自适应系统的运行首先需要将产生的CAZAC序列保存在FLASH当中，这样当系统上电后微处理器U2控制该序列加载到FPGA当中，此时开关模块615选通CAZAC码链路，码字速率与R1相同，经过成形滤波器后通过内插滤波608，及混频器609，进入DAC 610转为模拟信号在通过衰减器611，此处衰减控制为最小。最后经过放大器612放大后，就送到小信号模块，最终发射出去。接收后来后经过ADC 605采样，混频器606，及抽取滤波607模块后在通过一个成形滤波器，防止码间干扰，这样速率为R1的接收CAZAC码和本地CAZAC码进入相关模块613，通过相关运算后将求得的信道的冲击响应值送给自适应滤波模块618，通过保存相关峰值处的位置便可获得延迟信息。

初估计过程完成后，开关615将切换到基站接收到的信号通路，数字信号经过混频，抽取后速率R1，跟自适应回波抵消系统产生的对消信号相抵消后，经过内插滤波608进行D倍内插，混频609再到DAC 610转换为模拟信号，DAC采用率为F4。工作模式的配置也是通过U2控制。

变步长自适应处理模块包括速率匹配单元616，变步长LMS算法模块617以及复数自适应滤波器618，对消模块619即误差计算模块，以及控制模块620。速率匹配单元主要是对从数字域后端DAC前引回来的参考信号进行处理，使得速率R2与经过抽取滤波607后的速率R1相同。变步长LMS估计器617，主要是对滤波器权系数更新的，根据更新公式W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)，617模块需要从对消模块619接收误差e(n)，从速率匹配模块得到参考输入X(n)，同时为了更新下一时刻滤波器权系数还需要保存上一时刻计算出来的权系数W(n)，完成后续的累加运算，一般用RAM保持该数据。当系统初始时，W(1)＝W(0)-2μe(0)X(0)我们将初估计获得的信道冲击响应初始值h(n)送给W(0)以加快算法的收敛。

控制模块620是变步长自适应模块的核心部分，主要采用状态机来设计，该模块的主要功能为：

1。各模块初始化，准备从数据输入模块(SRAM)和权系数输入模块(ROM)中取数据。

2。产生控制信号，控制每个模块完成特定的功能。

3。协调各模块的操作。

在该控制模块的控制下最终完成滤波器权系数不断的更新，使得对消信号S_d(n)越来越逼近反馈回波干扰信号S_e(n)，从而达到抵消掉回波干扰信号的目的。

本发明提供的基于插入伪码的变步长自适应回波对消算法与普通的自适应算法相比可以加快回波抵消算法收敛的速度，同时由于算法复杂度低，计算量不大，比较便于实现。

可以理解的是，对本领域技术人员来说，对本发明的技术方案及发明构思加以等同替换或改变都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (3)

1.一种带ICS功能的直放站，其特征是：包括自动增益控制模块、数字下变频模块、上变频模块、开关控制模块和自适应回波抵消模块；自动增益控制模块中，在数字模块前端和后端加入衰减器和小信号放大器达到增益平衡，即若前端衰减器的衰减减小，则后端衰减器的衰减增大，通过FPGA中的信号门限控制前后衰减器的衰减值；开关控制模块，用于系统上电时进行信道初估计开关选通本地CAZAC码通路，初估计完成后选通基站接收的有用信号通路；自适应回波抵消模块，用于将CAZAC码保持在FLASH中，当系统初始化或信道恶化，自适应跟踪不上信道变化情况时由微处理器控制加载到FPGA重新进行信道初估计。

2.一种采用如权利要求1所述的带ICS功能的直放站的实现方法，其特征在于：包括伪码插入、信道初估计、自适应跟踪几部分，利用了伪随机序列去进行信道估计并将估计的结果用于自适应算法中，通过自适应模块生成于回波信号幅度相同，相位相反的抵消信号从而抵消掉回波干扰信号，步骤如下；

(1)、伪码插入：利用伪码为本地产生的CAZAC码，加入到空间信道的循环中，设计模块中加入开关选择模块，开始时并不选通基站的有用信号进行发射，初始时开关选通本地CAZAC码，让该码单独的发射出去，经过空间信道接收回系统中，伪码插入模块并不需要经常运行的，初始时需要选通伪码插入，而后便选通基站有用信号链路；

伪码的产生，利用类似于指数函数产生，如下式：

CAZAC(r)＝exp(j*pi*r²/NN)

其中，r＝1，2，...，NN，NN＝900或256

利用接收和本地两部分CAZAC码做相关运算，相关后并作频域分析的方法获得信道的冲击响应信息；

(2)、信道初估计：利用伪码进行信道初估计，利用初估计估出信道的冲击响应函数和空间信道的延迟特性，道初估计出的信道冲击响应和延迟信息是可满足多径信道的模型；

(3)、自适应跟踪：利用将输入自适应算法模块的有用信号与数字处理后端引回的参考信号延迟，错开一个码片的时间来抵消两信号的相关性。

3.根据权利要求2所述的带ICS功能的直放站的实现方法，其特征在于：所述的自适应跟踪，采用变步长LMS算法，算法对权系数的更新方式由下式确定：

W(n+1)＝W(n)-2μe(n)X(n)

利用初估计获得的空间信道冲击响应作为滤波器权系数更新公式迭代的初始值W(0)，其中，权系数W(n)及数据输入X(n)均为矢量，误差e(n)为标量，μ为步长因子决定算法收敛的速度快慢，它是误差的函数，由下式确定：

μ(n)＝β(1-exp(-α|e(n)|²))

参数α＞0控制函数的形状，参数β＞0控制函数的取值范围。

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