CN110868235A - 一种自适应干扰抵消控制装置、系统及方法 - Google Patents

一种自适应干扰抵消控制装置、系统及方法 Download PDF

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本杰明.K.许
刘聪江
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Abstract

本发明提供一种自适应干扰抵消控制装置，用于无线同频中继设备中；所述自适应干扰抵消控制装置包括加/减法器、自动增益控制模块、自适应滤波器、干扰抵消器及延时器；加/减法器的一输入端与所述无线同频中继设备中的数字下变频器连接，自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与加/减法器的另一输入端连接，加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，自动增益控制模块的另一输出端与无线同频中继设备中的数字上变频器连接。本发明还提供一种自适应干扰抵消无线同频中继系统和一种自适应干扰抵消控制方法，可以有效解决无线同频中继设备的自激问题。

Description

一种自适应干扰抵消控制装置、系统及方法
技术领域
本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种自适应干扰抵消控制装置、系统功能及方法。
背景技术
无线同频中继设备是为了扩大现有网络的覆盖范围而产生的，它工作在基站(BTS)和移动台(MS)之间，是信号系统的无线接口部分，它双向中继放大射频信号，延伸基站信号的覆盖范围，无线信号在其中是透明传输的，实际上它是一种无线射频信号增强设备。无线同频中继设备由于经济实用，安装快捷，得到了广泛的应用。
无线同频中继设备是一种在无线通信传输过程中起到对信号增强的一种无线电发射中继设备，它与基站相比有结构简单、投资较少和安装方便等优点，可广泛用于难于覆盖的盲区和弱区，用于提高通信质量，解决掉话等问题。无线同频中继设备在下行链路中，由施主天线从现有的覆盖区域中拾取信号，通过带通滤波器对通带外的信号进行隔离，将滤波的信号经功放放大后再次发射到待覆盖区域。在上行链接路径中，覆盖区域内的移动台手机的信号以同样的工作方式由上行放大链路处理后发射到相应基站，从而达到基站与移动台(手机)的信号传递。
无线同频中继设备的重发天线发出的覆盖信号往往会通过各种空间路径耦合回到施主天线，造成自激，以致施工困难。如果不满足隔离度要求，放大器则会自激，就会造成严重干扰，另外如果无线同频中继设备安装不当，收发天线隔离度不够，整机增益偏大，输出信号延时反馈到输入端，也会使无线同频中继设备输出信号发生严重失真而产生自激。发生自激后，信号波形质量变差，严重影响通话质量，并产生掉话现象，这种干扰成为无线同频中继设备建设中应主要解决的问题。
无线同频中继设备的输出信号通常由于收发隔离不完全而泄露到输入端，放大器信号通道和泄露信号通道构成闭环系统，如果环路放大倍数大于1，环路处于自激震荡状态，输出高功率的杂乱信号，对整个工作带宽形成阻塞干扰，常常造成大面积掉话和无法接入，要不了多久无线同频中继设备功放会被烧毁。更多的时候，虽然收发闭环的放大倍数小于1，无线同频中继设备不自激振荡，但泄露信号引起较大的干扰，使转发的信号C/I达不到解调需要的15dB门限要求，仍然不能正常通话。
在下行链路上，无线同频中继设备接收施主基站的无线信号，然后通过功放进行射频功率放大，二次发射到需要覆盖的弱信号区域。在上行链路上，无线同频中继设备将覆盖区域内的移动台发射的信号通过低噪声放大器进行放大，转发给施主基站。但是若设备功率过大，或是收发天线隔离度不够都可能造成自激，使得无线同频中继设备不能正常工作。因此自激问题是无线无线同频中继设备工程应用中最重要的问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题之一，在于提供一种自适应干扰抵消控制装置，通过在无线同频中继设备中加入自适应干扰抵消控制装置(Interference CancellationSystem，即ICS)可以有效解决无线同频中继设备的自激问题。
本发明的问题之一，是这样实现的：
一种自适应干扰抵消控制装置，用于无线同频中继设备中；所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述加/减法器的一输入端与所述无线同频中继设备中的数字下变频器连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与所述无线同频中继设备中的数字上变频器连接。
进一步地，所述自动增益控制模块包括一低频放大器及一增益控制器，所述低频放大器的输入端与加/减法器的输出端连接，所述低频放大器的输出端与增益控制器的输入端连接，所述增益控制器的输出端分别与延时器和数字上变频器连接。
本发明要解决的技术问题之二，在于提供一种自适应干扰抵消无线同频中继系统，通过在无线同频中继设备中加入自适应干扰抵消装置(Interference CancellationSystem，即ICS)可以有效解决无线同频中继设备的自激问题，加入ICS的无线同频中继设备也被称作自适应干扰抵消无线同频中继系统。
本发明的问题之二，是这样实现的：
一种自适应干扰抵消无线同频中继系统，包括一无线同频中继设备及一自适应干扰抵消控制装置，所述无线同频中继设备包括一施主天线、一低噪放大器、一模拟下变频器、一模数转换器、一数字下变频器、一数字上变频器、一数模转换器、一模拟上变频器、一功率放大器、一衰减器及一重发天线；所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述施主天线、低噪放大器、模拟下变频器、模数转换器及数字下变频器依次连接，所述数字下变频器与所述加/减法器的一输入端连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与数字上变频器连接，所述数字上变频器、数模转换器、模拟上变频器、功率放大器、衰减器及重发天线依次连接。
进一步地，所述自动增益控制模块包括一低频放大器及一增益控制器，所述低频放大器的输入端与加/减法器的输出端连接，所述低频放大器的输出端与增益控制器的输入端连接，所述增益控制器的输出端分别与延时器和数字上变频器连接。
本发明要解决的技术问题之三，在于提供一种自适应干扰抵控制方法，通过在无线同频中继设备中加入自适应算法，可以有效解决无线同频中继设备的自激问题。
本发明的问题之三，是这样实现的：
一种自适应干扰抵消控制方法，该方法需提供上述的一种自适应干扰抵消控制装置，该方法包括如下步骤：
步骤1、所述无线同频中继设备的施主天线接收原始输入信号r(n)并传输至加/减法器的一输入端，该原始输入信号r(n)包括从基站发送过来的有用信号b(n)和从重发天线反馈回来的干扰信号f(n)，f(n)＝h*s(n)，s(n)表示重发天线的发射信号，h表示重发天线和施主天线之间的多径反馈信道；
步骤2、将s(n)作为一个参考输入信号输入到所述自适应滤波器的输入端，其中，b(n)与f(n)和s(n)无关，且f(n)与s(n)相关；
步骤3、将基站发送过来的有用信号b(n)作为信号源，将重发天线反馈回来的干扰信号f(n)作为噪声干扰源，通过所述延时器对时间进行延迟，当重发天线反馈回来的干扰信号时延超过一个码片周期时，有用信号b(n)和干扰信号f(n)是互不相关的，此时由所述干扰抵消器按照最小均方算法使自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h，从而使自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)；
步骤4、将所述自适应滤波器的输出信号c(n)传输给加/减法器的另一输入端，由所述加/减法器对原始输入信号r(n)与自适应滤波器的输出信号c(n)进行减法运算，得到经过干扰抵消后的输出信号e(n)，其中有：
e(n)＝r(n)-c(n)＝b(n)+f(n)-c(n) 式(1)；
步骤5、经过干扰抵消后的输出信号e(n)的均方值为：
E[e2]＝E[(r-c)2]＝E[(b+f-c)2]＝E[b2]+E[(f-c)2]+2E[b(f-c)] 式(2)；
由于b与f不相关，f逼近c，因此b与c也不相关，则有：
E[e2]＝E[b2]+E[(f-c)2] 式(3)；
其中，E[e2]表示有用信号的功率；
要使经过干扰抵消后的输出信号e(n)只包含有用信号，就要求E[(f-c)2]取得最小值，即要求E[(e-b)2]取得最小值，也就是要求经过干扰抵消后的输出信号e与有用信号b的均方误差为最小值，表明e与b达到了所能逼近的最大程度，即e最大程度逼近b，也就是说输出信号e(n)与基站发射的有用信号b(n)逼近，反馈信道干扰已消除，从而消除了接收到的干扰信号对基站信号的干扰。
进一步地，所述最小均方算法采用归一化分块最小均方算法，具体算法公式如下：
n＝kN+i 式(4)
c(n)＝wT(k-1)s(n) 式(5)
e(n)＝r(n)-c(n) 式(6)
Figure BDA0002265389050000051
其中，n表示第n个信号；k＝1,2,3...L；N表示自适应滤波器的分组大小，其物理意义是：每输入N个采样点对自适应滤波器的权系数做1次调整，使得自适应滤波器的自适应过程逐块的进行；i＝0,1,2...L-1；c(n)表示自适应滤波器的输出信号；w(k-1)表示第k-1个自适应滤波器的权系数；wT(k-1)是表示w(k-1)的转置；s(n)＝[s(n),s(n-1),…,s(n-L+1)]T表示自适应滤波器的输入信号矢量；e(n)表示经过干扰抵消后的输出信号；r(n)表示原始输入信号；w(k)表示第k个自适应滤波器的权系数，是一个L维矢量；μ为自适应滤波器的步长；sH(kN+i)表示s(kN+i)的共轭转置；s*(kN+i)表示s(kN+i)的共轭；
通过该归一化分块最小均方算法计算出w(k)，然后调整w(k)，使得w(k)和多径反馈信道h相同；当自适应滤波器的权系数w(k)和多径反馈信道h完全相同时，自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)，则有e(n)＝b(n)。
进一步地，所述最小均方算法采用频域块LMS算法，具体算法如下：
(1)采用1/2重叠保留法在N点的自适应滤波器抽头系数后补N个零形成M点，再进行M点的离散傅里叶变换FFT计算，其中M＝2N；令补零后的抽头系数再进行离散傅里叶变换FFT后变为：
Figure BDA0002265389050000061
其中，
Figure BDA0002265389050000062
为M×1的向量，是时域信号的初始抽头系统，
Figure BDA0002265389050000063
是频域的自适应滤波器抽头系统；频域的抽头向量长为时域抽头向量的两倍；
(2)将自适应滤波器的输入信号s(n)分成以M个信号为单位的数据块，组成连续的数据块，再将两个连续的数据块级联，然后对该级联的两个数据块做M点离散傅里叶变换FFT后得到：
Figure BDA0002265389050000064
其中，N为自适应滤波器的抽头个数，M＝2N，diag{a1,a2,...,an}表示以a1,a2,...,an作为主对角线上元素的对角矩阵；S(k)为频域的输入信号，是M×M的矩阵，由时域中的两个连续的数据块FFT后得到；
(3)将频域的输入信号S(k))和频域的自适应滤波器抽头系统
Figure BDA0002265389050000065
直接相乘，得到自适应滤波器的频域输出信号
Figure BDA0002265389050000066
(4)对频域输出信号C(k)做逆快速傅里叶变换IFFT处理；再利用1/2重叠保留法，对IFFT处理结果只保留其后一个数据块，即N个有效数据，得到cT(k)：
Figure BDA0002265389050000067
(5)然后对cT(k)进行矩阵转置得到自适应滤波器的时域输出信号c(k)，即是对原始输入信号的第k个数据块r(k)中干扰信号的估计值；
(6)以N个信号为数据块单位，将原始输入信号r(n)组成各个数据块，则第k个数据块r(k)为：r(k)＝[r(kN),r(kN+1),…,r(kN+N-1)]T 式(11)；
(7)计算原始输入信号中的第k个数据块r(k)与自适应滤波器的时域输出信号c(k)的差，得到经过干扰抵消后的输出信号第k个数据块e(k)＝[e(kN),e(kN+1),…,e(kN+N-1)]T＝r(k)-c(k) 式(12)；
(8)由于在得到c(k)时丢弃了前面的N个数据，因此在e(k)前添加N个0，然后进行FFT，计算得到频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)：
Figure BDA0002265389050000071
(9)利用频域块LMS算法，将第k个数据块频域的输入信号S(k)的矩阵共轭转置SH(k)与频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)相乘，得到两者的乘积T(k)＝SH(k)E(k)；然后根据1/2重叠保留法，通过IFFT处理并去除后一个数据块，得到时域信号Φ(k)的前N个数据，Φ(k)＝IFFT[SH(k)E(k)]
(10)为了与初始值
Figure BDA0002265389050000072
后面补N个0的形式相对于，在Φ(k)后面补N个零，进行FFT处理，即
Figure BDA0002265389050000073
(11)在频域更新自适应滤波器抽头系数，得到更新后的自适应滤波器抽头系数
Figure BDA0002265389050000074
其中，
Figure BDA0002265389050000075
为本次滤波与第k个频域数据块相乘所使用的抽头系数，
Figure BDA0002265389050000076
为下一次滤波与第k+1个频域数据块相乘所使用的抽头系数，μ为迭代
Figure BDA0002265389050000077
过程中的迭代步长，用于决定e(k)的均方值E[|e(k)|2]收敛到最佳均方值的速度和收敛值的准确性。
进一步地，所述最小均方算法采用基于相对误差相关函数的变步长LMS算法，具体算法如下：
步长的更新表达式为：
Figure BDA0002265389050000078
且
Figure BDA0002265389050000079
自适应滤波器的权系数的递推公式为：w(n+1)＝w(n)+u(n)x(n)s(n)
其中，u(n)为步长；α、γ和β为可调节的参数，0<α，γ<1,β>0；s(n)表示自适应滤波器的输入信号；r(n)表示原始输入信号；x(n)表示误差信号；umin表示最小步长，在稳态情况下，根据所预期的失调和算法的收敛速度进行选择；umax表示最大步长，选择接近标准LMS不稳定的步长点，以提供最大可能得收敛速度，umax的范围为：0<umax<2/(3tr(R))，R＝E{S(n)ST(n)}，tr[R]为R的迹；
通过参数γ微调步长，来控制进入稳态后的步长收敛度和算法的稳定性；
通过误差的相关值x(n)x(n-1)去调节步长，则步长只与自适应滤波器的输入信号s(n)有关，使该算法进行快速收敛；
当u(n+1)>αumax，则u(n+1)＝αumax，当u(n+1)<αumax，则u(n+1)＝umin；通过控制步长使时变步长u(n)始终在最佳步长附近变化。
本发明的优点在于：
本发明加入了ICS的无线同频中继设备所提供的链路余量可以使自适应干扰抵消无线同频中继系统工作在高增益状态下，即使是极其微弱的信号也能得到放大，它主要解决无线同频中继设备在安装时隔离度不够的问题，消除了由重发天线到施主天线的反馈干扰引起的一些问题，在相同的天线隔离度的条件下，可以实现更大的增益以及输出。有了这一技术，施工人员就不用精确计算收发天线的指向，使得工程安装更为简便，节约成本，并且在山区等地形复杂的区域，甚至可以将收发天线安装在同一根抱杆上也不会产生自激，非常方便，扩展了应用环境。
在设计无线同频中继设备时，通过在上下变频之间加入自适应干扰抵消控制装置ICS，可以有效地从无线接收信号中检测出空中反馈等干扰信号，并加以抵消，从而消除自激和干扰，在提高系统增益的同时降低了设备对隔离度的要求。干扰抵消器可采用DSP芯片或FPGA芯片，为ICS技术的干扰抵消功能的实现提供了可能。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1为本发明一种自适应干扰抵消控制装置的结构示意图。
图2为本发明一种自适应干扰抵消无线同频中继系统的结构示意图。
图3为本发明加入了ICS的无线同频中继设备消除反馈和多径干扰原理图。
图4为自适应干扰抵消控制装置在无线同频中继设备中的位置示意图。
图5为本发明一种自适应干扰抵消控制方法的原理图。
图6为本发明频域块LMS自适应滤波器结构示意图。
具体实施方式
为使得本发明更明显易懂，现以一优选实施例，并配合附图作详细说明如下。
如图1所示，本发明的一种自适应干扰抵消控制装置，用于无线同频中继设备中；所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述加/减法器的一输入端与所述无线同频中继设备中的数字下变频器连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与所述无线同频中继设备中的数字上变频器连接。
如图2所示，本发明的一种自适应干扰抵消无线同频中继系统，包括一无线同频中继设备及一自适应干扰抵消控制装置，所述无线同频中继设备包括一施主天线、一低噪放大器、一模拟下变频器、一模数转换器、一数字下变频器、一数字上变频器、一数模转换器、一模拟上变频器、一功率放大器、一衰减器及一重发天线；所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述施主天线、低噪放大器、模拟下变频器、模数转换器及数字下变频器依次连接，所述数字下变频器与所述加/减法器的一输入端连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与数字上变频器连接，所述数字上变频器、数模转换器、模拟上变频器、功率放大器、衰减器及重发天线依次连接。
在一种自适应干扰抵消控制装置和一种自适应干扰抵消无线同频中继系统中具有：
较佳地，所述自动增益控制模块包括一低频放大器及一增益控制器，所述低频放大器的输入端与加/减法器的输出端连接，所述低频放大器的输出端与增益控制器的输入端连接，所述增益控制器的输出端分别与延时器和数字上变频器连接。
图3为ICS无线同频中继设备消除反馈和多径干扰原理图。施主天线从空中接收到的信号中，不可避免的包含一些同频的干扰信号，这些干扰信号主要来自于重发天线的覆盖信号，在天线隔离度不够的情况下，反馈到施主天线端而造成干扰乃至形成自激，此外还有信号受到远近建筑物、树木和车辆的反射形成多径干扰。通过在上下变频之间加入自适应干扰抵消控制装置，自适应干扰抵消无线同频中继系统可以通过该自适应干扰抵消控制装置，从无线接收信号中检测出空中反馈等干扰信号并抵消，从而消除自激和干扰，在提高系统增益的同时降低了设备对隔离度的要求并且能有效地降低设备引入的噪声，安装简单，占地小。
自适应滤波器最重要的特性是它不需要预先知道信号与噪声的统计特性，可以从噪声中提取信号，并且当信号和噪声的统计特性变化时，能自适应的调节它的冲击响应来适应新的情况。应用在无线同频中继设备中就是它能有效地在未知环境中跟踪时变的输入信号，使输出信号达到最优。自适应干扰抵消的核心问题是自适应算法的研究，因此深入进行新的自适应滤波算法的研究是最重要的问题。本发明所介绍的三种自适应算法都基于最小均方(LMS,least-mean-square)算法的，LMS算法的一个显著特征是它的简单性，它不需要计算有关的相关函数也不需要矩阵求逆运算，具有很强的实用性。
自适应干扰抵消原理：
自适应干扰抵消控制装置在无线同频中继设备中的位置是在数字下变频器和数字上变频器之间，如图4所示，主要是加入一个自适应干扰抵消控制装置，通过自适应滤波器与自适应算法的结合，利用系统的输出，最佳的估计干扰，从已混有干扰的输入信号中减去干扰估计值，实现信号与噪声的分离。
自适应干扰抵消控制装置有两个输入，一个是原始输入信号r(n)，另一个是参考输入信号s(n)，原始输入信号包含有用信号b(n)和反馈回来的干扰信号f(n),参考输入端的参考输入信号必须与原始输入信号中需要抵消的干扰信号相关，自适应干扰抵消控制装置的输出才能几乎对有用信号不产生畸变。要最大的消除反馈回来的干扰信号，就要求有用信号b(n)与f(n)，s(n)无关，且f(n)和s(n)相关。在下行链路中，无线同频中继设备的施主天线接收到的原始输入信号r(n)可以分成两部分，一部分是基站发来的有用信号b(n),，另一部分是通过多径信道反馈回来的干扰信号f(n)(包括由基站通过建筑物和车等反馈信道施加给施主天线的信号+由重发天线通过树和车等反馈信道施加给施主天线的信号+重发天线直接施加给施主天线的信号，由基站通过建筑物和车等反射的信号在施主天线接收到的信号中已经很小了，对有用信号b(n)干扰极小，不会引起设备自激，无需特别消除)。用s(n)表示重发天线发射给施主天线的发射信号(包括由重发天线通过树和车等反馈信道施加给施主天线的信号+重发天线直接施加给施主天线的信号)，h表示重发天线和施主天线之间的多径反馈信道，则有f(n)＝h*s(n)。自适应干扰抵消的原理就是将s(n)作为自适应滤波器的输入信号，按照最小均方准则使自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h,这样自适应滤波器的输出信号c(n)也就逼近反馈的干扰信号f(n),从接收的原始输入信号r(n)中减去c(n)即可得到基站发来的有用信号b(n)。
如果把基站发送过来的有用信号看作信号源，反馈回来的干扰信号看作是噪声干扰源，当传播时延超过一个码片周期时多径信号实际上可被看作是互不相关的。以CDMA2000为例：针对CDMA2000(码分多址)，一个码片周期为0.8138μs。所以当重发天线的反馈信号时延超过0.8138μs时，有用信号b(n)和干扰信号f(n)可被看作是互不相关的，此时以最小均方误差(MSE)准则可以使得自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h,从而使自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n),来消除接收到的干扰信号对基站信号的干扰，原理框图如图5所示。由于自适应滤波器需要迭代一定次数后才能使自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h，在此期间并不能有效地抵消反馈干扰信号，因此需要在自适应干扰抵消无线同频中继系统的输出端进行自动增益控制，从而避免在自适应滤波器收敛之前出现自激现象。
经过干扰抵消后的输出信号e(n)＝r(n)-c(n)＝b(n)+f(n)-c(n) 式(1)，
经过干扰抵消后的输出信号的均方值为：
E[e2]＝E[(r-c)2]＝E[(b+f-c)2]＝E[b2]+E[(f-c)2]+2E[b(f-c)] 式(2)
由于b与f不相关，f与c逼近(近似相等)，因此b与c也不相关，则
E[e2]＝E[b2]+E[(f-c)2] 式(3)，
E[e2]表示有用信号的功率，由式(3)知，要使输出信号e(n)只包含有用信号，就要求E[(f-c)2]取得最小值,由式(1)可得，即要求E[(e-b)2]取得最小值，也就是要求输出信号e与有用信号b的均方误差为最小值，表明e与b达到了所能逼近的最大程度，即e最大程度逼近b，也就是说输出信号e(n)与基站发射的有用信号b(n)逼近，反馈信道干扰已消除。
具体有，如图5所示，本发明的一种自适应干扰抵消控制方法，该方法需提供上述的一种自适应干扰抵消控制装置，该方法包括如下步骤：
步骤1、所述无线同频中继设备的施主天线接收原始输入信号r(n)并传输至加/减法器的一输入端，该原始输入信号r(n)包括从基站发送过来的有用信号b(n)和从重发天线反馈回来的干扰信号f(n)，f(n)＝h*s(n)，s(n)表示重发天线的发射信号，h表示重发天线和施主天线之间的多径反馈信道；
步骤2、将s(n)作为一个参考输入信号输入到所述自适应滤波器的输入端，其中，b(n)与f(n)和s(n)无关，且f(n)与s(n)相关；
步骤3、将基站发送过来的有用信号b(n)作为信号源，将重发天线反馈回来的干扰信号f(n)作为噪声干扰源，通过所述延时器对时间进行延迟，当重发天线反馈回来的干扰信号时延超过一个码片周期时，有用信号b(n)和干扰信号f(n)是互不相关的，此时由所述干扰抵消器按照最小均方算法使自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h，从而使自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)；
步骤4、将所述自适应滤波器的输出信号c(n)传输给加/减法器的另一输入端，由所述加/减法器对原始输入信号r(n)与自适应滤波器的输出信号c(n)进行减法运算，得到经过干扰抵消后的输出信号e(n)，其中有：
e(n)＝r(n)-c(n)＝b(n)+f(n)-c(n) 式(1)；
步骤5、经过干扰抵消后的输出信号e(n)的均方值为：
E[e2]＝E[(r-c)2]＝E[(b+f-c)2]＝E[b2]+E[(f-c)2]+2E[b(f-c)] 式(2)；
由于b与f不相关，f逼近c，因此b与c也不相关，则有：
E[e2]＝E[b2]+E[(f-c)2] 式(3)；
其中，E[e2]表示有用信号的功率；
要使经过干扰抵消后的输出信号e(n)只包含有用信号，就要求E[(f-c)2]取得最小值，即要求E[(e-b)2]取得最小值，也就是要求经过干扰抵消后的输出信号e与有用信号b的均方误差为最小值，表明e与b达到了所能逼近的最大程度，即e最大程度逼近b，也就是说输出信号e(n)与基站发射的有用信号b(n)逼近，反馈信道干扰已消除，从而消除了接收到的干扰信号对基站信号的干扰。
实现自适应干扰抵消所采用的算法：
在实际系统中，信号不可避免地会受到噪声的干扰。在噪声的影响下，用LMS算法进行自适应滤波的过程中将会产生稳态误差。减少步长因子μ可降低稳态误差，提高算法精度，同时步长μ的减少会降低算法的收敛速度和对时变系统的跟踪速度，不能及时调整权值至最优权。由此可知，LMS算法的稳态误差与μ成正比，收敛速度与μ成反比这一矛盾使得LMS算法的收敛速度和稳态误差难以同时被满足，需要在这两个性能之间取折中。本专利中可以使用以下3种性能比较好的LMS算法。
1、所述最小均方算法采用归一化分块最小均方算法，具体算法公式如下：
n＝kN+i 式(4)
c(n)＝wT(k-1)s(n) 式(5)
e(n)＝r(n)-c(n) 式(6)
Figure BDA0002265389050000141
其中，n表示第n个信号；k＝1,2,3...L；N表示自适应滤波器的分组大小，其物理意义是：每输入N个采样点对自适应滤波器的权系数做1次调整，使得自适应滤波器的自适应过程逐块的进行；i＝0,1,2...L-1；c(n)表示自适应滤波器的输出信号；w(k-1)表示第k-1个自适应滤波器的权系数；wT(k-1)是表示w(k-1)的转置；s(n)＝[s(n),s(n-1),…,s(n-L+1)]T表示自适应滤波器的输入信号矢量；e(n)表示经过干扰抵消后的输出信号；r(n)表示原始输入信号；w(k)表示第k个自适应滤波器的权系数，是一个L维矢量；μ为自适应滤波器的步长；sH(kN+i)表示s(kN+i)的共轭转置；s*(kN+i)表示s(kN+i)的共轭；
此处用施主天线的接收信号r(n)作为自适应滤波器的期望信号，但是由于基站发出的有用信号b(n)和重发天线反馈回来的干扰信号f(n)之间仍然存在一定的相关性，因此b(n)会造成自适应滤波器估计偏差。通过该归一化分块最小均方算法计算出w(k)，然后调整w(k)，使得w(k)和多径反馈信道h相同；当自适应滤波器的权系数w(k)和多径反馈信道h完全相同时，自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)，则有e(n)＝b(n)。
2、所述最小均方算法采用频域块LMS算法，具体算法如下：
通过频域块LMS算法可以大大提高LMS算法的实现速度。根据数字信号处理理论可知：FFT快速傅氏变换算法为快速卷积和快速相关运算提供了强有力的工具，并且可以采用1/2重叠保留法来提高运算效率。
由于1/2的数据重叠最有效，即在N点的自适应滤波器抽头系数后补N个零，再进行M点的FFT，这里M＝2N。频域块LMS算法将输入信号s(n)和期望信号r(n)分成M点数据块，然后做M点离散傅里叶变换，权系数每M个样点更新一次，并且每次更新都是由M个误差信号样点累加结果来控制的。
频域块LMS自适应滤波器结构如图6示：
(1)采用1/2重叠保留法在N点的自适应滤波器抽头系数后补N个零形成M点，再进行M点的离散傅里叶变换FFT计算，其中M＝2N；令补零后的抽头系数再进行离散傅里叶变换FFT后变为：
Figure BDA0002265389050000151
其中，
Figure BDA0002265389050000152
为M×1的向量，是时域信号的初始抽头系统，
Figure BDA0002265389050000153
是频域的自适应滤波器抽头系统；频域的抽头向量长为时域抽头向量的两倍；
(2)将自适应滤波器的输入信号s(n)分成以M个信号为单位的数据块，组成连续的数据块，再将两个连续的数据块级联，然后对该级联的两个数据块做M点离散傅里叶变换FFT后得到：
Figure BDA0002265389050000154
其中，N为自适应滤波器的抽头个数，M＝2N，diag{a1,a2,...,an}表示以a1,a2,...,an作为主对角线上元素的对角矩阵；S(k)为频域的输入信号，是M×M的矩阵，由时域中的两个连续的数据块FFT后得到；
(3)将频域的输入信号S(k))和频域的自适应滤波器抽头系统
Figure BDA0002265389050000155
直接相乘，得到自适应滤波器的频域输出信号
Figure BDA0002265389050000156
(4)对频域输出信号C(k)做逆快速傅里叶变换IFFT处理；再利用1/2重叠保留法，对IFFT处理结果只保留其后一个数据块，即N个有效数据，得到cT(k)：
Figure BDA0002265389050000161
(5)然后对cT(k)进行矩阵转置得到自适应滤波器的时域输出信号c(k)，即是对原始输入信号的第k个数据块r(k)中干扰信号的估计值；
(6)以N个信号为数据块单位，将原始输入信号r(n)组成各个数据块，则第k个数据块r(k)为：r(k)＝[r(kN),r(kN+1),…,r(kN+N-1)]T 式(11)；
(7)计算原始输入信号中的第k个数据块r(k)与自适应滤波器的时域输出信号c(k)的差，得到经过干扰抵消后的输出信号第k个数据块e(k)＝[e(kN),e(kN+1),…,e(kN+N-1)]T＝r(k)-c(k) 式(12)；
(8)由于在得到c(k)时丢弃了前面的N个数据，因此在e(k)前添加N个0，然后进行FFT，计算得到频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)：
Figure BDA0002265389050000162
(9)利用频域块LMS算法，将第k个数据块频域的输入信号S(k)的矩阵共轭转置SH(k)与频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)相乘，得到两者的乘积T(k)＝SH(k)E(k)；然后根据1/2重叠保留法，通过IFFT处理并去除后一个数据块，得到时域信号Φ(k)的前N个数据，Φ(k)＝IFFT[SH(k)E(k)]
(10)为了与初始值
Figure BDA0002265389050000163
后面补N个0的形式相对于，在Φ(k)后面补N个零，进行FFT处理，即
Figure BDA0002265389050000164
(11)在频域更新自适应滤波器抽头系数，得到更新后的自适应滤波器抽头系数
Figure BDA0002265389050000165
其中，
Figure BDA0002265389050000166
为本次滤波与第k个频域数据块相乘所使用的抽头系数，
Figure BDA0002265389050000167
为下一次滤波与第k+1个频域数据块相乘所使用的抽头系数，μ为迭代
Figure BDA0002265389050000168
过程中的迭代步长，用于决定e(k)的均方值E[e(k)2]收敛到最佳均方值的速度和收敛值的准确性。
频域块LMS算法不仅保证了与时域LMS自适应滤波器算法具有相同的收敛性，也可以利用快速FFT技术，用序列的循环卷积来计算线性卷积，使运算量大大减少。同时，该算法不会造成误差累计，在用有效精度实现时，算法的实时性较好，可以保证自适应滤波器持续不断地工作。频域块LMS算法与时域LMS算法在递推公式和收敛特性上具有完全类似的结论，并且在采用FFT技术后，运算量有大幅度减少，有利于实际系统的实现。因此频域快速LMS算法更加适合于提高干扰机收发隔离度的自适应干扰抵消系统，具有一定的实际意义。
3、所述最小均方算法采用基于相对误差相关函数的变步长LMS算法，具体算法如下：
由于固定步长的LMS算法需要在稳态误差和收敛速度之间折中考虑，小的步长将导致较小的失调但是收敛速度较慢，大的步长导致较快的收敛速度；但是失调变大，为解决这种矛盾，本发明提出采用变步长的LMS算法，其基本思想是：当算法的解离最优解较近时选用一个较小的步长以减少稳态误差；而在算法收敛后，不管主输入端干扰信号多大，都应保持较小的步长以达到较小的稳态失调。该算法具有较快的收敛速度和较小的稳态误差，并且参数易于控制，有一定的抗噪特征。
该变步长LMS算法中，步长的更新表达式为：
Figure BDA0002265389050000171
且
Figure BDA0002265389050000172
自适应滤波器的权系数的递推公式为：w(n+1)＝w(n)+u(n)x(n)s(n)
其中，u(n)为步长；α、γ和β为可调节的参数，0<α，γ<1,β>0；s(n)表示自适应滤波器的输入信号；r(n)表示原始输入信号；x(n)表示误差信号；umin表示最小步长，在稳态情况下，根据所预期的失调和算法的收敛速度进行选择；umax表示最大步长，选择接近标准LMS不稳定的步长点，以提供最大可能得收敛速度，umax的范围为：0<umax<2/(3tr(R))，R＝E{S(n)ST(n)}，tr[R]为R的迹；
此算法比传统的LMS算法有更可取的优势：
(1)在自适应初始阶段，误差大，相对的互相关误差估计也较大，导致步长增加，收敛速度加快；随着自适应过程的进行，误差逐渐变小，相对的互相关误差估计也减少，导致步长减少，故可在最佳权系数附近产生较少的失调。通过参数γ微调步长，来控制步长收敛度，以保证进入稳态后以较小的步长收敛和算法的稳定性；
(2)通过误差的相关值x(n)x(n-1)去调节步长，则步长只与自适应滤波器的输入信号s(n)有关，可不受独立噪声的影响，使该算法可快速收敛，并对系统的跳变有快速反应；
(3)当u(n+1)>αumax，则u(n+1)＝αumax，当u(n+1)<αumax，则u(n+1)＝umin；这样控制步长可使时变步长u(n)始终在最佳步长附近变化，不会因独立噪声的干扰而产生较大幅度的变化，导致算法发散；
(4)此算法参数少，计算量小，易于硬件实现。
本发明的自适应干扰抵消控制方法在设计开发过程中，采用了一系列的关键技术以满足其系统的应用特性：
1)干扰自适应技术
采用FPGA芯片来反馈信道估计和实现干扰抵消算法，FPGA芯片还具有很强的多通道并行处理能力强，跟踪速度快，稳定性好，能快速适应变化的外部环境，静态反馈允许增益比天线隔离度高25dB以上，动态反馈允许增益比天线隔离度高15dB以上，上行底噪抑制有效降低无线同频中继设备引入的基站噪声。
在重发天线中运用了自适应波束形成技术(ABF)，使得重发天线发射的信号具有一定的形状，以避开一些会反射信号的物体。能够根据周围环境噪声场的变化，不断地自动调节无线同频中继设备的参数以适应周围环境，抑制干扰并检出有用信号。
2)所采用的三种算法技术
归一化分块最小均方算法技术、频域块LMS算法、基于相对误差互相关函数的变步长LMS算法，以上算法参数少，计算量小，易于硬件实现。
3)基于FPGA的数字上变频算法技术
依据无线通信的相关协议设计了数字上变频(DUC)系统。系统的内插器采用多项滤波结构，并应用泰勒校正算法提高数控振荡器的杂散抑制比。用Verilog HDL代码进行逻辑实现、仿真和验证，并在FPGA上综合实现。
4)集中控制管理技术
为了便于设备的维护管理，本自适应干扰抵消无线同频中继系统的智能管理功能较为完善，可以提供远程的参数查询、参数设置、软件的远程升级等功能，并可定时上传状态信息，故障自动告警等。
以上所述的仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包括在本发的保护范围之内。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。

Claims (8)

1.一种自适应干扰抵消控制装置，用于无线同频中继设备中；其特征在于：所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述加/减法器的一输入端与所述无线同频中继设备中的数字下变频器连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与所述无线同频中继设备中的数字上变频器连接。
2.如权利要求1所述的一种自适应干扰抵消控制装置，其特征在于：所述自动增益控制模块包括一低频放大器及一增益控制器，所述低频放大器的输入端与加/减法器的输出端连接，所述低频放大器的输出端与增益控制器的输入端连接，所述增益控制器的输出端分别与延时器和数字上变频器连接。
3.一种自适应干扰抵消无线同频中继系统，其特征在于：包括一无线同频中继设备及一自适应干扰抵消控制装置，所述无线同频中继设备包括一施主天线、一低噪放大器、一模拟下变频器、一模数转换器、一数字下变频器、一数字上变频器、一数模转换器、一模拟上变频器、一功率放大器、一衰减器及一重发天线；所述自适应干扰抵消控制装置包括一加/减法器、一自动增益控制模块、一自适应滤波器、一干扰抵消器及一延时器；
所述施主天线、低噪放大器、模拟下变频器、模数转换器及数字下变频器依次连接，所述数字下变频器与所述加/减法器的一输入端连接，所述自适应滤波器的输出端通过干扰抵消器与所述加/减法器的另一输入端连接，所述加/减法器的输出端与自动增益控制模块的输入端连接，所述自动增益控制模块的一输出端通过延时器与自适应滤波器的输入端连接，所述自动增益控制模块的另一输出端与数字上变频器连接，所述数字上变频器、数模转换器、模拟上变频器、功率放大器、衰减器及重发天线依次连接。
4.如权利要求3所述的一种自适应干扰抵消无线同频中继系统，其特征在于：所述自动增益控制模块包括一低频放大器及一增益控制器，所述低频放大器的输入端与加/减法器的输出端连接，所述低频放大器的输出端与增益控制器的输入端连接，所述增益控制器的输出端分别与延时器和数字上变频器连接。
5.一种自适应干扰抵消控制方法，其特征在于：该方法需提供如权利要求1所述的一种自适应干扰抵消控制装置，该方法包括如下步骤：
步骤1、所述无线同频中继设备的施主天线接收原始输入信号r(n)并传输至加/减法器的一输入端，该原始输入信号r(n)包括从基站发送过来的有用信号b(n)和从重发天线反馈回来的干扰信号f(n)，f(n)＝h*s(n)，s(n)表示重发天线的发射信号，h表示重发天线和施主天线之间的多径反馈信道；
步骤2、将s(n)作为一个参考输入信号输入到所述自适应滤波器的输入端，其中，b(n)与f(n)和s(n)无关，且f(n)与s(n)相关；
步骤3、将基站发送过来的有用信号b(n)作为信号源，将重发天线反馈回来的干扰信号f(n)作为噪声干扰源，通过所述延时器对时间进行延迟，当重发天线反馈回来的干扰信号时延超过一个码片周期时，有用信号b(n)和干扰信号f(n)是互不相关的，此时由所述干扰抵消器按照最小均方算法使自适应滤波器的权系数w逐渐逼近多径反馈信道h，从而使自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)；
步骤4、将所述自适应滤波器的输出信号c(n)传输给加/减法器的另一输入端，由所述加/减法器对原始输入信号r(n)与自适应滤波器的输出信号c(n)进行减法运算，得到经过干扰抵消后的输出信号e(n)，其中有：
e(n)＝r(n)-c(n)＝b(n)+f(n)-c(n) 式(1)；
步骤5、经过干扰抵消后的输出信号e(n)的均方值为：
E[e2]＝E[(r-c)2]＝E[(b+f-c)2]＝E[b2]+E[(f-c)2]+2E[b(f-c)] 式(2)；
由于b与f不相关，f逼近c，因此b与c也不相关，则有：
E[e2]＝E[b2]+E[(f-c)2] 式(3)；
其中，E[e2]表示有用信号的功率；
要使经过干扰抵消后的输出信号e(n)只包含有用信号，就要求E[(f-c)2]取得最小值，即要求E[(e-b)2]取得最小值，也就是要求经过干扰抵消后的输出信号e与有用信号b的均方误差为最小值，表明e与b达到了所能逼近的最大程度，即e最大程度逼近b，也就是说输出信号e(n)与基站发射的有用信号b(n)逼近，反馈信道干扰已消除，从而消除了接收到的干扰信号对基站信号的干扰。
6.如权利要求5所述的一种自适应干扰抵消控制方法，其特征在于：所述最小均方算法采用归一化分块最小均方算法，具体算法公式如下：
n＝kN+i 式(4)
c(n)＝wT(k-1)s(n) 式(5)
e(n)＝r(n)-c(n) 式(6)
Figure FDA0002265389040000031
其中，n表示第n个信号；k＝1,2,3...L；N表示自适应滤波器的分组大小，其物理意义是：每输入N个采样点对自适应滤波器的权系数做1次调整，使得自适应滤波器的自适应过程逐块的进行；i＝0,1,2...L-1；c(n)表示自适应滤波器的输出信号；w(k-1)表示第k-1个自适应滤波器的权系数；wT(k-1)是表示w(k-1)的转置；s(n)＝[s(n),s(n-1),…,s(n-L+1)]T表示自适应滤波器的输入信号矢量；e(n)表示经过干扰抵消后的输出信号；r(n)表示原始输入信号；w(k)表示第k个自适应滤波器的权系数，是一个L维矢量；μ为自适应滤波器的步长；sH(kN+i)表示s(kN+i)的共轭转置；s*(kN+i)表示s(kN+i)的共轭；
通过该归一化分块最小均方算法计算出w(k)，然后调整w(k)，使得w(k)和多径反馈信道h相同；当自适应滤波器的权系数w(k)和多径反馈信道h完全相同时，自适应滤波器的输出信号c(n)逼近施主天线中接收的干扰信号f(n)，则有e(n)＝b(n)。
7.如权利要求5所述的一种自适应干扰抵消控制方法，其特征在于：所述最小均方算法采用频域块LMS算法，具体算法如下：
(1)采用1/2重叠保留法在N点的自适应滤波器抽头系数后补N个零形成M点，再进行M点的离散傅里叶变换FFT计算，其中M＝2N；令补零后的抽头系数再进行离散傅里叶变换FFT后变为：
Figure FDA0002265389040000041
其中，
Figure FDA0002265389040000042
为M×1的向量，是时域信号的初始抽头系统，
Figure FDA0002265389040000043
是频域的自适应滤波器抽头系统；频域的抽头向量长为时域抽头向量的两倍；
(2)将自适应滤波器的输入信号s(n)分成以M个信号为单位的数据块，组成连续的数据块，再将两个连续的数据块级联，然后对该级联的两个数据块做M点离散傅里叶变换FFT后得到：
Figure FDA0002265389040000044
其中，N为自适应滤波器的抽头个数，M＝2N，diag{a1,a2,...,an}表示以a1,a2,...,an作为主对角线上元素的对角矩阵；S(k)为频域的输入信号，是M×M的矩阵，由时域中的两个连续的数据块FFT后得到；
(3)将频域的输入信号S(k))和频域的自适应滤波器抽头系统
Figure FDA0002265389040000045
直接相乘，得到自适应滤波器的频域输出信号
Figure FDA0002265389040000046
(4)对频域输出信号C(k)做逆快速傅里叶变换IFFT处理；再利用1/2重叠保留法，对IFFT处理结果只保留其后一个数据块，即N个有效数据，得到cT(k)：
Figure FDA0002265389040000047
(5)然后对cT(k)进行矩阵转置得到自适应滤波器的时域输出信号c(k)，即是对原始输入信号的第k个数据块r(k)中干扰信号的估计值；
(6)以N个信号为数据块单位，将原始输入信号r(n)组成各个数据块，则第k个数据块r(k)为：r(k)＝[r(kN),r(kN+1),…,r(kN+N-1)]T 式(11)；
(7)计算原始输入信号中的第k个数据块r(k)与自适应滤波器的时域输出信号c(k)的差，得到经过干扰抵消后的输出信号第k个数据块
e(k)＝[e(kN),e(kN+1),…,e(kN+N-1)]T＝r(k)-c(k) 式(12)；
(8)由于在得到c(k)时丢弃了前面的N个数据，因此在e(k)前添加N个0，然后进行FFT，计算得到频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)：
Figure FDA0002265389040000051
(9)利用频域块LMS算法，将第k个数据块频域的输入信号S(k)的矩阵共轭转置SH(k)与频域的经过干扰抵消后的输出信号数据块E(k)相乘，得到两者的乘积T(k)＝SH(k)E(k)；然后根据1/2重叠保留法，通过IFFT处理并去除后一个数据块，得到时域信号Φ(k)的前N个数据，Φ(k)＝IFFT[SH(k)E(k)]
(10)为了与初始值
Figure FDA0002265389040000052
后面补N个0的形式相对于，在Φ(k)后面补N个零，进行FFT处理，即
Figure FDA0002265389040000053
(11)在频域更新自适应滤波器抽头系数，得到更新后的自适应滤波器抽头系数
Figure FDA0002265389040000054
Figure FDA0002265389040000055
其中，
Figure FDA0002265389040000056
为本次滤波与第k个频域数据块相乘所使用的抽头系数，
Figure FDA0002265389040000057
为下一次滤波与第k+1个频域数据块相乘所使用的抽头系数，μ为迭代
Figure FDA0002265389040000058
过程中的迭代步长，用于决定e(k)的均方值E[|e(k)|2]收敛到最佳均方值的速度和收敛值的准确性。
8.如权利要求5所述的一种自适应干扰抵消控制方法，其特征在于：所述最小均方算法采用基于相对误差相关函数的变步长LMS算法，具体算法如下：
步长的更新表达式为：
Figure FDA0002265389040000059
且
Figure FDA0002265389040000061
自适应滤波器的权系数的递推公式为：w(n+1)＝w(n)+u(n)x(n)s(n)
其中，u(n)为步长；α、γ和β为可调节的参数，0<α，γ<1,β>0；s(n)表示自适应滤波器的输入信号；r(n)表示原始输入信号；x(n)表示误差信号；umin表示最小步长，在稳态情况下，根据所预期的失调和算法的收敛速度进行选择；umax表示最大步长，选择接近标准LMS不稳定的步长点，以提供最大可能得收敛速度，umax的范围为：0<umax<2/(3tr(R))，R＝E{S(n)ST(n)}，tr[R]为R的迹；
通过参数γ微调步长，来控制进入稳态后的步长收敛度和算法的稳定性；
通过误差的相关值x(n)x(n-1)去调节步长，则步长只与自适应滤波器的输入信号s(n)有关，使该算法进行快速收敛；
当u(n+1)>αumax，则u(n+1)＝αumax，当u(n+1)<αumax，则u(n+1)＝umin；通过控制步长使时变步长u(n)始终在最佳步长附近变化。
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