CN114401020A - 基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法 - Google Patents

基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法 Download PDF

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CN114401020A CN202210297640.8A CN202210297640A CN114401020A CN 114401020 A CN114401020 A CN 114401020A CN 202210297640 A CN202210297640 A CN 202210297640A CN 114401020 A CN114401020 A CN 114401020A
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Abstract

本公开是关于基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，方法包括：在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号；其中，每个通道分别设置有滤波结构，并对应有滤波系数；根据每个通道的滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号；根据当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息；根据滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，其中，目标输出信号与参考输出信号的误差在预设范围内。本公开的方法中，优化同通道前后码元的自干扰问题、不同通道间互干扰问题，以及多AD采样的失配问题，提升通信质量。

Description

基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法
技术领域
本公开涉及通信领域，尤其涉及一种基于多维维纳-霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法。
背景技术
卫星高速传输信道中的非理想性影响因素，会降低卫星高速数据传输链路的误码率性能。
其中，卫星高速数据传输链路用于两个场景中。第一是遥感卫星数据对地传输。遥感卫星携带的载荷数量越来越多，载荷成像的分辨率越来也高，相应的对地数据传输速率也不断增加，目前达到了Gbps量级。第二是通信卫星骨干节点间的信息传输。通信卫星骨干节点间包括星地链路和星间链路，骨干节点是通信网络中的信息汇聚节点，传输速率需求达到10Gbps。
卫星高速数据传输速率提高后，占用带宽也相应增加。宽带微波信道的非理想因素突出，引起传输信号失真。
发明内容
为克服相关技术中存在的问题，本公开提供一种基于多维维纳-霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法。
根据本公开实施例，提出了基于多维维纳-霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，方法包括：
在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号；其中，每个通道分别设置有滤波结构，并对应有滤波系数，所述滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差；
根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号；
根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息；
根据所述滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，其中，所述目标输出信号与参考输出信号的误差在预设范围内。
在一些实施例中，所述根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号，包括：
获取输出函数模型；其中，所述函数模型为：关于多个通道的滤波输入信号和所述滤波系数的模型；
根据多个通道中目标通道的所述滤波输入信号、多个通道一一对应的多个滤波系数以及所述输出函数模型，确定所述目标通道对应的当前输出信号。
在一些实施例中，所述滤波输入信号包括：按照预设时间间隔，多个时间节点一一对应的多个输入信号；
所述获取每个通道对应的滤波输入信号，包括：
对于多个通道中的目标通道，分别获取每个时间节点对应的输入信号；
所述根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号，包括：
确定所述目标通道中每个滤波节点对应的当前滤波系数；其中，多个所述滤波节点与多个所述时间节点一一对应；
根据每个时间节点对应的所述输入信号和所述当前滤波系数，确定每个时间节点的信号参数；
根据多个所述时间节点一一对应的多个所述信号参数，确定所述目标通道的滤波输出信号；
根据所述目标通道的滤波输出信号以及其他通道对应的滤波系数，确定所述目标通道对应的当前输出信号。
在一些实施例中，所述滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差；
所述根据每个时间节点对应的所述输入信号和所述当前滤波系数，确定每个时间节点的信号参数，包括：
获取每个时间节点对应的直流偏置误差；
对于每个时间节点，根据对应的所述输入信号、所述加权系数、所述增益误差以及所述直流偏置误差，确定所述信号参数。
在一些实施例中，所述根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息，包括：
所述目标通道中，根据目标时间节点对应的输入信号以及所述误差信息，确定目标时间节点对应的目标加权系数；根据所述误差信息以及预设采样芯片对应的多组所述信号参数，确定预设采样芯片对应的目标增益误差；其中，所述滤波系数调节信息包括：所述目标加权系数和所述目标增益误差。
在一些实施例中，所述方法还包括：
根据预设采样芯片采集的多组输入信号，确定预设采样芯片对应的目标直流偏置误差；
在一些实施例中，所述根据所述滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，包括：
根据所述目标加权系数调节所述目标时间节点下的初始加权系数，根据目标增益误差调节对应的初始增益误差，根据所述目标直流偏置误差调节初始直流偏置误差，至所述目标通道输出所述目标输出信号。
在一些实施例中，所述根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息，包括：
根据所述当前输出信号和所述参考输出信号，确定误差模型；
根据所述误差模型，构建多通道下的多维维纳-霍夫方程；
根据所述多维维纳-霍夫方程，确定滤波系数调节信息。
在一些实施例中，所述根据所述多维维纳-霍夫方程，确定滤波系数调节信息，包括：
根据所述误差模型，确定滤波系数向所述滤波系数调节信息调整的调整方向；
根据所述调整方向，将滤波系数调节至滤波系数调节信息。
在一些实施例中，多个通道包括左旋正交通道、左旋同相通道、右旋正交通道和右旋同相通道；
所述获取每个通道对应的滤波输入信号，包括：
分别获取左旋正交通道对应的滤波输入信号，左旋同相通道对应的滤波输入信号，右旋正交通道对应的滤波输入信号以及右旋同相通道对应的滤波输入信号。
本公开的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：本公开的方法中，结合传输信道的多个通道的滤波输出信号，以及每个通道对应的误差信息，可对每个通道的滤波系数进行自适应反馈调节，从而优化同通道前后码元的自干扰问题、不同通道间互干扰问题、以及多AD采样失配问题，提升通信质量。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，表示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。
图1是本实施例方法的应用场景示意图。
图2是根据一示例性实施例示出的信道结构的示意图。
图3是根据一示例性实施例示出的方法的流程图。
图4是根据一示例性实施例示出的信号自适应调节示意图。
图5是根据一示例性实施例示出的滤波示意图。
图6是根据一示例性实施例示出的滤波器加权系数调节示意图。
图7是根据一示例性实施例示出的增益误差调节示意图。
图8是根据一示例性实施例示出的直流偏置误差调节示意图。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本发明相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本发明的一些方面相一致的装置和方法的例子。
相关技术的卫星高速数据传输链路中，造成传输信号失真，以及卫星高速数据传输链路误码率性能的下降的原因包括：
第一，信号传输过程中，存在五种主要因素影响通信系统的误码率性能，从而影响通信质量。该五种主要因素：幅度特性、群时延特性、正交平衡性、极化干扰和多AD（数模转换器）采样通道采样失配。上述五种因素可造成严重的同通道码元符号自干扰、通道间信号干扰或互扰，而导致数据误码率性能减损严重，难以保证接收质量。而在传输码速率达到10Gbps时，上述五种因素对信道传输的影响更加明显。
第二，单载波传输带宽一般超过500MHz。带宽变宽后，难以保证在整个传输信道内理想的幅频/相频特性、正交特性或极化隔离特性；并且带宽变宽后，需多AD采样通道进行并行交错采样，但多AD采样通道间易失配，从而难以保证接收质量。
第三，宽带信号的码间串扰、数据传输链路功率带宽受限等原因，造成地面接收站难以满足接收要求，只能以加大压缩比等方式，以牺牲图像质量为代价完成数据接收功能，从而影响了通信数据接收质量。
在相关技术中对传输信道的优化方案中，通常仅对传输信道中的单独通道进行自适应调节，不能对正交平衡性、极化干扰和多AD采样通道采样失配等因素进行优化，即还不能同时抑制上述五种因素对误码率性能的影响。
为解决相关技术中的技术问题，本公开实施例提出了一种基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，方法包括：在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号；其中，每个通道分别设置有滤波结构，并对应有滤波系数，滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差；根据每个通道的滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号；根据当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息；根据滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，其中，目标输出信号与参考输出信号的误差在预设范围内。本公开的方法中，结合传输信道的多个通道的滤波输出信号，以及每个通道对应的误差信息，可对每个通道的滤波系数进行自适应反馈调节，从而优化同通道前后码元的自干扰问题，并同时优化不同通道间互干扰的问题，提升通信质量。
在一个示例性的实施例中，本公开实施例中的基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，可应用于如图1所示的星地通信系统中。星地通信系统包括遥感卫星101和地面接收站102，遥感卫星101和地面接收站102间进行数据传输的传输码速率可达到10Gbps。
结合图2的自干扰信道模型结构所示。本实施例中，星地通信系统的传输信道可以包括四个通道，该四个通道分别为，第一通道：左旋同相通道，第二通道：左旋正交通道，第三通道：右旋同相通道，第四通道：右旋正交通道。
星地通信系统中的微波信号输入至传输信道后，包括如下四路信号：输入至左旋 同相通道的左旋同相信号
Figure 759167DEST_PATH_IMAGE001
、输入至左旋正交通道的左旋正交信号
Figure 82832DEST_PATH_IMAGE002
、输入至右旋 同相通道的右旋同相信号
Figure 393728DEST_PATH_IMAGE003
、输入至右旋正交通道的右旋正交信号
Figure 54516DEST_PATH_IMAGE004
。其中，n表示 序号，为自然数。
上述四种通道的信号经过传输分别形成四路当前输出信号，分别为：左旋同相信 号
Figure 275413DEST_PATH_IMAGE005
对应的
Figure 363455DEST_PATH_IMAGE006
，左旋正交信号
Figure 896067DEST_PATH_IMAGE007
对应的
Figure 501492DEST_PATH_IMAGE008
，右旋同相信号
Figure 435950DEST_PATH_IMAGE009
对应的
Figure 694893DEST_PATH_IMAGE010
，右旋正交信号
Figure 855747DEST_PATH_IMAGE011
对应的
Figure 123917DEST_PATH_IMAGE012
。四路当前输出信号（函数）满足：
Figure 53827DEST_PATH_IMAGE013
其中，α为各通道间的互扰系数，
Figure 155775DEST_PATH_IMAGE014
表示通道输入信号函数，
Figure 928559DEST_PATH_IMAGE015
为信道的系统 函数，
Figure 469262DEST_PATH_IMAGE016
为AD（数模转换器）采样通道的时刻误差函数（可产生时延失配），
Figure 253679DEST_PATH_IMAGE017
为 AD采样通道的增益误差函数，
Figure 854424DEST_PATH_IMAGE018
为AD通道的偏置误差函数。
Figure 848925DEST_PATH_IMAGE019
为卷积符号；*为哈达马 积符号。
结合图2所示，对于上述四种通道的信号左旋同相信号
Figure 193319DEST_PATH_IMAGE020
、左旋正交信号
Figure 97821DEST_PATH_IMAGE021
、右旋同相信号
Figure 869468DEST_PATH_IMAGE003
及右旋正交信号
Figure 351265DEST_PATH_IMAGE004
：首先分别受到各自信道的影响，如信 号
Figure 374715DEST_PATH_IMAGE022
与系统函数
Figure 992778DEST_PATH_IMAGE023
相卷积即频域相乘，会产生幅度/群时延失真，形成通道内码元之 间的码间串扰。其次，还受到不同通道如正交通道和极化通道之间信号的干扰。再次，还受 到多AD并行采样失配的影响，产生直流偏置、时延失配和增益失配。
在星地通信系统中进行高速数据传输时，基于上述关系，本实施例中旨在通过下述方法改善信道本身的幅度/群时延失真，正交通道间和极化通道间的干扰以及AD采样失配现象，从而改善通信信号质量。
如图3所示，本实施例的方法可以包括如下步骤：
S310、在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号。
S320、根据每个通道的滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号。
S330、根据当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息。
S340、根据滤波系数调节信息调节对应的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号。
其中，在步骤S310中，每个通道设置有对应的滤波结构（FIR），并对应有滤波系数。
结合前述实施例及图4所示，传输信道的多个通道可以分别是：左旋同相通道（第 一通道）、左旋正交通道（第二通道）、右旋同相通道（第三通道）及右旋正交通道（第四通 道）。滤波结构设置于每个通道的信号
Figure 466485DEST_PATH_IMAGE024
之后，即每个通道的
Figure 45365DEST_PATH_IMAGE025
可作为滤波结构的滤 波输入信号。
本步骤中，分别获取左旋同相通道对应的滤波输入信号为
Figure 731561DEST_PATH_IMAGE026
，左旋正交通道对 应的滤波输入信号为
Figure 735290DEST_PATH_IMAGE027
，右旋同相通道对应的滤波输入信号为
Figure 255264DEST_PATH_IMAGE028
，右旋正交通道对 应的滤波输入信号为
Figure 446074DEST_PATH_IMAGE029
。
滤波系数是与通道特征相关的系数，可表征本通道的特征，结合干扰参数还可以 确定对其他通道的干扰情况。滤波系数至少包括：滤波器的加权系数
Figure 76906DEST_PATH_IMAGE030
，i表示被干扰 通道号，j代表干扰通道号，n代表加权系数的序号，i、j取值范围均为自然数1-4，对应前述 四个通道。或者，滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差，采样通道是指 AD采样通道。
可以理解的，本步骤中获得的信息可以是表征自适应调节前状态下的信息。
在步骤S320中，在确定每个通道的当前输出信号时，可结合其对应的滤波输入信号和自身滤波系数，以及其余通道的滤波系数。以待确定当前输出信号的通道为目标通道，对于目标通道而言，可根据其余通道的滤波系数，确定其余通道对目标通道的干扰；从而根据自身通道的滤波系数以及其余通道的滤波系数确定输出信号。
本实施例中，可首先获取输出函数模型。函数模型为：关于多个通道的滤波输入信号和滤波系数的模型。
以目标通道为左旋同相信道（第一通道）为例，其输出函数模型为：
Figure 403982DEST_PATH_IMAGE031
其中，Hij是滤波器的加权系数
Figure 360437DEST_PATH_IMAGE030
的行列式表示，i表示被干扰通道号，j代表干 扰通道号。
Figure 38543DEST_PATH_IMAGE032
是左旋同相信道对应的滤波输入信号为
Figure 597700DEST_PATH_IMAGE026
的行列式表示，
Figure 185808DEST_PATH_IMAGE033
是左旋正 交信道对应的滤波输入信号为
Figure 906639DEST_PATH_IMAGE034
的行列式表示，
Figure 806462DEST_PATH_IMAGE035
是右旋同相信道对应的滤波输入 信号为
Figure 513518DEST_PATH_IMAGE010
的行列式表示，
Figure 80765DEST_PATH_IMAGE036
是右旋正交信道对应的滤波输入信号为
Figure 706919DEST_PATH_IMAGE037
的行列式表 示。B1-B4分别为各通道对应的直流偏置误差，理想值为零。A1-A4分别为各通道对应的采样 的增益误差，通过各通道的增益误差可确定多AD采样通道时的增益是否一致或适配。
比如，H11为左旋同相通道（第一通道）对应的滤波系数，H22为第二通道对应的滤波系数，H33为第三通道对应的滤波系数，H44为第四通道对应的滤波系数。
如上述公式，在确定左旋同相通道的当前输出信号时，涉及其自身滤波系数以及 其余通道的滤波系数。根据其余通道的滤波系数，可确定其余通道对目标通道的干扰程度 可分别表示为：
Figure 359617DEST_PATH_IMAGE038
，
Figure 870364DEST_PATH_IMAGE039
，
Figure 26539DEST_PATH_IMAGE040
。其中，S ij 为干扰参数，i表 示被干扰通道号，j代表干扰通道号，i、j取值范围均为自然数1-4，对应前述四个通道。第二 通道对目标通道的干扰参数为S12、第三通道对目标通道的干扰参数为S13、第四通道对目标 通道的干扰参数为S14。
根据多个通道中目标通道的滤波输入信号、多个通道一一对应的多个滤波系数以及输出函数模型，确定目标通道对应的当前输出信号。比如，根据上述函数模型，则可以确定第一通道对应的当前输出信号。
当B1-B4误差消除为零时，左旋同相信道的输出函数模型为：
Figure 89173DEST_PATH_IMAGE041
值得说明的，目标通道可以是任一通道，可根据上述方法分别确定每个通道的输 出信号。结合图4所示，对于其他通道而言，
Figure 963588DEST_PATH_IMAGE042
，
Figure 289744DEST_PATH_IMAGE043
，
Figure 566005DEST_PATH_IMAGE044
，
Figure 799540DEST_PATH_IMAGE045
，
Figure 302197DEST_PATH_IMAGE046
，
Figure 544959DEST_PATH_IMAGE047
，
Figure 816672DEST_PATH_IMAGE048
，
Figure 486688DEST_PATH_IMAGE049
，
Figure 476640DEST_PATH_IMAGE050
。
在步骤S330中，结合图4所示，参考输出信号（函数）
Figure 991935DEST_PATH_IMAGE051
可以是假设输入信号经 过理想信道传输得到的，参考输出信号表征无码间串扰、正交干扰和极化干扰的且符合奈 奎斯特无码间串扰条件的信号输出。理想信道的系统函数为
Figure 242788DEST_PATH_IMAGE052
。
Figure 959071DEST_PATH_IMAGE053
可代表左旋同相 通道的参考输出信号，其行列式为
Figure 560954DEST_PATH_IMAGE054
；
Figure 879940DEST_PATH_IMAGE055
代表左旋正交信道的参考输出信号，其行列式 为
Figure 391824DEST_PATH_IMAGE056
；
Figure 279008DEST_PATH_IMAGE057
代表右旋同相信道的参考输出信号，其行列式为
Figure 102608DEST_PATH_IMAGE058
；
Figure 225285DEST_PATH_IMAGE059
代表右旋正交信道 的参考输出信号，其行列式为
Figure 60517DEST_PATH_IMAGE060
。
对于任一通道而言，根据输出函数
Figure 977657DEST_PATH_IMAGE061
与参考输出信号（函数）
Figure 288553DEST_PATH_IMAGE062
可以确定误 差函数
Figure 949341DEST_PATH_IMAGE063
：
Figure 639080DEST_PATH_IMAGE064
，误差函数与滤波系数相关。其中，以
Figure 992700DEST_PATH_IMAGE065
代表左旋 同相通道自适应滤波的输出信号，其行列式为
Figure 525313DEST_PATH_IMAGE066
；以
Figure 989792DEST_PATH_IMAGE067
代表左旋正交通道自适应滤波 的输出信号，其行列式为
Figure 534037DEST_PATH_IMAGE068
；以
Figure 58560DEST_PATH_IMAGE069
代表右旋同相通道自适应滤波的输出信号；其行列式 为
Figure 78468DEST_PATH_IMAGE070
；以
Figure 81059DEST_PATH_IMAGE071
代表右旋正交通道自适应滤波的输出信号；其行列式为
Figure 745390DEST_PATH_IMAGE072
。
本步骤中，对于第一通道，当前输出信号满足输出函数
Figure 440813DEST_PATH_IMAGE065
。结合误差函数，根 据当前输出信号和参考输出信号的误差信息，可以求得对应的滤波系数调节信息。滤波系 数调节信息用来表征调节的目标滤波系数，如包括目标加权系数和目标增益误差。或者滤 波系数调节信息表征目标滤波系数与对应初始值的调节差值。对于其余通道，可采用与第 一通道相似的方法，确定对应的滤波系数调节信息。
在步骤S340中，目标输出信号与参考输出信号的误差在预设范围内。结合步骤S330中，根据确定的滤波系数调节信息，可以自适应的反馈调节当前滤波系数，直至对应的通道输出满足条件的输出信号，即目标输出信号。对于多个通道，可以分别进行自适应调节，从而使得每个通道的输出信号均符合目标输出信号。
本实施例中，滤波系数调节信息中可以包括：目标加权系数和目标增益误差；或者，包括：目标加权系数、目标增益误差和目标直流偏置误差。根据滤波系数调节信息调节对应的参数。在调节加权系数时，干扰参数S ij 可进行同步调节（S ij 的初始值可置为0）。干扰参数的调节趋势可与加权系数、增益误差以及目标直流偏置误差的调节趋势相同，如调节趋势都满足降低误差的趋势。
本步骤中，目标输出信号也满足输出函数
Figure 682439DEST_PATH_IMAGE065
，因此可以检验目标输出信号是 否收敛于参考输出信号。
本实施例中，结合步骤S310至步骤S340，对于每个通道，在确定初始信号的过程中，考察了全部通道的滤波系数。也即考察了同通道内的干扰和通道间的干扰，利于对通道内和通道间的干扰进行平衡或校正。然后根据对应通道的当前输出信号和参考输出信号的关系，自适应的反馈调节滤波系数，直至目标输出信号接近参考输出信号。并且，在调节的滤波系数中还包含采样的增益误差调节，优化多AD采样失配问题。从而本实施例中，可对影响通信质量的通道内或通道间干扰因素，有效平衡或校正，提升通信质量。
在一个示例性的实施例中，滤波输入信号包括：按照预设时间间隔，多个时间节点一一对应的多个输入信号。
本实施例中，步骤S310可以包括如下步骤：
S3101、对于多个通道中的目标通道，分别获取每个时间节点对应的输入信号。本步骤中，对于传输信道的多个通道而言，各个通道满足的函数或方程关系相似，因此目标通道可以是指多个通道中的任一通道。本实施例中以及下述实施例中，将以目标通道为左旋同相通道为例进行示例说明。
结合图5所示，对于左旋同相通道而言，结合滤波输入信号的时序特征，左旋同相 信道对应的滤波输入信号
Figure 488721DEST_PATH_IMAGE073
在每个时间节点处的输入信号。T表示预设时间间隔，即每 两个时间节点的时间间隔为T。
本步骤中，获取每个时间节点的输入信号，得到滤波输入信号
Figure 273137DEST_PATH_IMAGE074
数列：
Figure 873883DEST_PATH_IMAGE075
，
Figure 868384DEST_PATH_IMAGE076
，
Figure 212777DEST_PATH_IMAGE077
，
Figure 117279DEST_PATH_IMAGE078
，……，
Figure 154506DEST_PATH_IMAGE073
。可以理解的，在第一轮获取全部时间节点的数据后，下 一轮时间节点的数据中，输入信号以迭代方式逐步更新，即上一轮位于第一时间节点的信 号，在下一轮中可能位于第二时间节点。
本实施例中，步骤S320可以包括如下步骤：
S3201、确定目标通道中每个滤波节点对应的当前滤波系数。
S3202、根据每个时间节点对应的输入信号和当前滤波系数，确定每个时间节点的信号参数。
S3203、根据多个时间节点一一对应的多个信号参数，确定滤波输出信号。
S3204、根据目标通道的滤波输出信号以及其他通道对应的滤波系数，确定目标通道对应的当前输出信号。
其中，在步骤S3201中，结合图5所示，多个滤波节点与多个时间节点一一对应。每 个滤波节点对应有滤波系数，以滤波系数包括滤波器的加权系数
Figure 777248DEST_PATH_IMAGE079
为例，每个滤波节 点的滤波系数分别为：
Figure 190912DEST_PATH_IMAGE080
，
Figure 684341DEST_PATH_IMAGE081
，
Figure 158048DEST_PATH_IMAGE082
，
Figure 861562DEST_PATH_IMAGE083
，……，
Figure 423124DEST_PATH_IMAGE084
。
在步骤S3202中，信号参数可记为
Figure 426852DEST_PATH_IMAGE085
，当滤波系数包括滤波器的加权系数
Figure 540302DEST_PATH_IMAGE079
，
Figure 606478DEST_PATH_IMAGE086
可以是满足：
Figure 96365DEST_PATH_IMAGE087
。
因此本步骤中，在每个时间节点下，都可以根据对应的输入信号和滤波系数确定信号参数。
在步骤S3203中，结合图4所示，滤波输出信号（函数）
Figure 689020DEST_PATH_IMAGE088
是指：每个通道的滤波 输入信号
Figure 238950DEST_PATH_IMAGE089
经过滤波结构的输出信号。结合图5所示，滤波输出信号
Figure 792423DEST_PATH_IMAGE088
可以是等于 每个时间节点下信号参数的和，即
Figure 820421DEST_PATH_IMAGE090
。
在步骤S3204中，除目标通道外的其他通道对应的滤波系数，对目标通道的干扰参 数不同。结合图4所示，当目标通道为左旋同相通道（第一通道），其对应的滤波系数为H11，第 二通道对应的滤波系数为H22、第三通道对应的滤波系数H33、第四通道对应的滤波系数H44， 第二通道对目标通道的干扰参数为S12、第三通道对目标通道的干扰参数为S13、第四通道对 目标通道的干扰参数为S14，因此其余通道对目标通道的干扰程度可分别表示为：
Figure 267583DEST_PATH_IMAGE091
，
Figure 988415DEST_PATH_IMAGE092
，
Figure 29183DEST_PATH_IMAGE040
，根据
Figure 595294DEST_PATH_IMAGE093
与
Figure 896962DEST_PATH_IMAGE094
、
Figure 788695DEST_PATH_IMAGE095
以及
Figure 582338DEST_PATH_IMAGE096
可求得 目标通道对应的当前输出信号。
可以理解的，本实施例中确定当前输出信号的方法，与前述实施例以输出函数模型确定当前输出信号的方法实质是相同的，本实施例中详细列举了其中一通道的输出信号的确定方法。
在一个示例性的实施例中，依旧结合图5所示，本实施例中，步骤S3202还可以包括如下步骤：
S3202-1、获取每个时间节点对应的直流偏置误差。
本步骤中，以左旋同相通道为例，直流偏置误差可记为B1，B1可包括
Figure 686560DEST_PATH_IMAGE097
和
Figure 108314DEST_PATH_IMAGE098
。
S3202-2、对于每个时间节点，根据对应的输入信号、加权系数、增益误差以及直流偏置误差，确定信号参数。
本步骤中，结合前述实施例，滤波系数包括：滤波器的加权系数
Figure 170948DEST_PATH_IMAGE030
以及采样的 增益误差。如图5所示，增益误差可记为A1，A1包括
Figure 45363DEST_PATH_IMAGE099
和
Figure 359801DEST_PATH_IMAGE100
。左旋同相通道包括第一AD采 样芯片和第二AD采样芯片，对于输入信号
Figure 636062DEST_PATH_IMAGE026
，n为偶数时可由第一AD采样芯片采样，n为 奇数时可由第二AD采样芯片采样。第一AD采样芯片对应的直流偏置误差为
Figure 869597DEST_PATH_IMAGE097
，对应的增 益误差为
Figure 231308DEST_PATH_IMAGE101
。第二AD采样芯片对应的直流偏置误差为
Figure 818279DEST_PATH_IMAGE098
，对应的增益误差为
Figure 480204DEST_PATH_IMAGE100
。
本步骤中，信号参数可以通过下述方式计算：
Figure 884641DEST_PATH_IMAGE102
其中，x 1（n）为第一AD采样芯片的采样值，x 2（n）为第二AD采样芯片的采样值。
在一个示例性的实施例中，本实施例中的步骤S330可以包括如下步骤：
S3301、目标通道中，根据目标时间节点对应的输入信号以及误差信息，确定目标时间节点对应的目标加权系数。
本步骤中，仍以目标通道为左旋同相通道为例，结合图6所示，在获得误差信息
Figure 609014DEST_PATH_IMAGE103
后，可与任一时间节点的输入信息
Figure 124309DEST_PATH_IMAGE073
，根据二者差别进行反馈调节
Figure 375162DEST_PATH_IMAGE084
。
S3302、根据误差信息以及预设采样芯片对应的多组信号参数，确定预设采样芯片对应的目标增益误差。
本步骤中，结合前述实施例，预设采样芯片可以是第一AD采样芯片或第二AD采样 芯片。如图7所示，预设采样芯片对应的多组信号参数是指：根据预设采样芯片采集的多组 输入信号
Figure 950500DEST_PATH_IMAGE006
，所确定的多组信号参数
Figure 162169DEST_PATH_IMAGE086
。
比如，输入信号
Figure 481155DEST_PATH_IMAGE073
中n为偶数时为第一AD采样芯片采样获得，则第一AD采样芯 片对应的信号参数
Figure 586514DEST_PATH_IMAGE086
中n同样为偶数。计算信号参数
Figure 332754DEST_PATH_IMAGE086
中n为偶数时各参数的和， 并与误差信息比较，根据比较差异，调整
Figure 766140DEST_PATH_IMAGE099
。
结合步骤S3301和步骤S3302，本实施例中确定的目标通道的滤波系数调节信息包括：目标加权系数和目标增益误差。可以理解的，其余通道的滤波系数调节信息可参照上述方法进行，从而每个通道都可以获得对应的滤波系数调节信息。通过调节每个通道的增益误差，可以使得多AD采样通道的增益一致，从而改善多AD采样失配的问题。
在此基础上，本实施例中，还可以包括如下步骤：
S1、根据预设采样芯片采集的多组输入信号，确定预设采样芯片对应的目标直流 偏置误差。本步骤中，结合前述实施例，预设采用芯片可以是第一AD采用芯片或者第二AD采 样芯片。第一AD采样芯片对应的直流偏置误差为
Figure 888817DEST_PATH_IMAGE097
，第二AD采样芯片对应的直流偏置误 差为
Figure 848683DEST_PATH_IMAGE098
。
结合图8所示，以第一AD采样芯片为例，第一AD采样芯片采样的输入信号
Figure 765823DEST_PATH_IMAGE074
中n 为偶数，如
Figure 952085DEST_PATH_IMAGE104
，
Figure 612873DEST_PATH_IMAGE105
，
Figure 427246DEST_PATH_IMAGE106
，……。对第一AD采样芯片采集的输入信号进行求和，并 求得平均值，根据平均值与标准值的差异调节
Figure 780867DEST_PATH_IMAGE097
，调节后的
Figure 47900DEST_PATH_IMAGE097
为目标直流偏置误差。
此时，步骤S340可以包括如下步骤：
S3401、根据目标加权系数调节目标时间节点下的初始加权系数，根据目标增益误差调节对应的初始增益误差，根据目标直流偏置误差调节初始直流偏置误差，至目标通道输出目标输出信号。
本步骤中，结合图5至图8所示，比如，在获得误差信息后，可调节第一时间节点对 应的
Figure 122166DEST_PATH_IMAGE080
，以调节后的
Figure 56624DEST_PATH_IMAGE080
为目标加权系数。调节第一AD采样芯片对应的增益误差
Figure 581146DEST_PATH_IMAGE099
，以调节后的
Figure 335476DEST_PATH_IMAGE107
为目标增益误差。
当存在新的输入信号
Figure 744591DEST_PATH_IMAGE108
时，以
Figure 533556DEST_PATH_IMAGE108
、调节后的
Figure 963400DEST_PATH_IMAGE080
、调节后的
Figure 345971DEST_PATH_IMAGE099
以及 调节后的
Figure 152253DEST_PATH_IMAGE097
确定新的信号参数
Figure 795724DEST_PATH_IMAGE109
，结合新的信号参数可确定新的输出信号。以下 实施例以求解一个通道的滤波系数调节信息为示例。
在一个示例性的实施例中，对于每个通道而言，步骤S330可以包括如下步骤：
S331、根据当前输出信号和参考输出信号，确定误差模型。
S332、根据误差模型，构建多通道下的多维维纳-霍夫方程。
S333、根据多维维纳-霍夫方程，确定滤波系数调节信息。
其中，在步骤S331中，结合前述实施例，以目标通道为左旋同相信道（第一通道）为 例，其参考输出信号为
Figure 662049DEST_PATH_IMAGE110
，当前输出信号满足输出函数模型：
Figure 266337DEST_PATH_IMAGE041
则误差函数模型为：
Figure 876310DEST_PATH_IMAGE111
，代入
Figure 639866DEST_PATH_IMAGE065
得：
Figure 411513DEST_PATH_IMAGE112
Figure 768676DEST_PATH_IMAGE113
在步骤S332中，根据误差模型，可首先求上述误差模型的均方差，均方差为：
Figure 916761DEST_PATH_IMAGE114
对上式求
Figure 534824DEST_PATH_IMAGE115
偏导数得：
Figure 477372DEST_PATH_IMAGE116
Figure 56252DEST_PATH_IMAGE117
表征一个四维的二次曲面，结合最小均方差算法，当均方差最小时，对
Figure 8028DEST_PATH_IMAGE118
偏导数应为零，即：
Figure 215018DEST_PATH_IMAGE119
进一步可得：
Figure 594047DEST_PATH_IMAGE120
Figure 784857DEST_PATH_IMAGE121
由于
Figure 403971DEST_PATH_IMAGE122
与
Figure 731047DEST_PATH_IMAGE123
不具有相关性， 因此下式成立：
Figure 280977DEST_PATH_IMAGE124
设：
Figure 693504DEST_PATH_IMAGE125
，P表示滤波输入信号与参考输出信号间的互相关；
Figure 862448DEST_PATH_IMAGE126
，R表示滤波输入信号之间的互相关。
则可得目标通道对应的、多通道下的多维维纳-霍夫方程：
Figure 309610DEST_PATH_IMAGE127
其中，OPT代表
Figure 30441DEST_PATH_IMAGE128
的最优解。
在步骤S333中，根据多通道下的多维-维纳霍夫方程，则可以确定滤波系数调节信息。确定滤波系数调节信息可以是确定多维维纳-霍夫方程的最优解过程。
多维维纳-霍夫方程其最优解为：
Figure 195843DEST_PATH_IMAGE129
本实施例中，对于多通道自适应滤波结构，结合输出函数模型，采用最小均方差算法进行误差提取，确定滤波系数调节信息。在确定滤波系数调节信息的同时，也表明多维维纳-霍夫方程存在稳态的自适应滤波系数。
在一个示例性的实施例中，步骤S333可以包括如下步骤：
S3331、根据误差模型，确定滤波系数向滤波系数调节信息调整的调整方向。
本步骤中，结合前述实施例，利用最小均方误差算法的过程中，可以确定输出信号与参考输出信号误差的均方差最小时的滤波系数调节信息。此外，最小均方误差算法还满足最陡下降原理，即沿着滤波系数初始值向负梯度方向搜索，可达到滤波系数最优（滤波系数调节信息），使滤波后的均方误差最小。
仍以目标通道为左旋同相通道（第一通道）为例，其最小
Figure 902899DEST_PATH_IMAGE117
表征一个四维 的二次曲面。当滤波系数的初始值位于曲面上任意一点时，利用梯度运算，可以使得滤波系 数调节信息
Figure 204568DEST_PATH_IMAGE118
向稳态收敛。
对于滤波系数而言，调整方向也即为收敛的梯度方向，结合误差函数，其收敛的梯度方向为：
Figure 361879DEST_PATH_IMAGE130
Figure 624365DEST_PATH_IMAGE131
Figure 259745DEST_PATH_IMAGE132
Figure 681499DEST_PATH_IMAGE133
是一个K阶FIR滤波器的系数，则
Figure 744133DEST_PATH_IMAGE134
为
Figure 493915DEST_PATH_IMAGE135
。
Figure 667407DEST_PATH_IMAGE136
为：
Figure 943668DEST_PATH_IMAGE137
。其中，K为大于n的自然数。
设滤波器的加权系数
Figure 177203DEST_PATH_IMAGE138
，i表示被干扰通道号（如为目标通道），j代表干扰通 道号，n表示第n阶系数，n≤K。则上述
Figure 414280DEST_PATH_IMAGE138
的梯度方向满足：
Figure 391464DEST_PATH_IMAGE139
S3332、根据调整方向，将滤波系数调节至滤波系数调节信息。
本步骤中，结合步骤S3331中的梯度方向，当
Figure 787810DEST_PATH_IMAGE138
为初始值时，其调整方向取决 于
Figure 192246DEST_PATH_IMAGE140
的方向。由于
Figure 651041DEST_PATH_IMAGE141
，即调整方向取决于
Figure 431915DEST_PATH_IMAGE142
的方向。
Figure 682768DEST_PATH_IMAGE142
表征：当前输出信号与参考输出信号的差，再和时间节点对应 的输入信号相乘。
若
Figure 258105DEST_PATH_IMAGE142
的方向为正，则说明
Figure 204196DEST_PATH_IMAGE138
要从初始值向大调整； 反之，则说明
Figure 257602DEST_PATH_IMAGE138
要从初始值向小调整。最终调节至滤波系数调节信息。
本实施例中，结合梯度运算，多通道自适应滤波系数调节信息可收敛。并可进一步确定滤波系数调节信息的调整方向。
滤波器的加权系数
Figure 362962DEST_PATH_IMAGE138
的梯度用
Figure 109201DEST_PATH_IMAGE142
表示，若梯度的幅 值大，说明
Figure 932800DEST_PATH_IMAGE138
方向的偏导数大，距离稳定点较远，调整幅度也相应较大。若梯度的幅值 小，说明
Figure 930843DEST_PATH_IMAGE138
方向的偏导数小，距离稳定点较近，调整幅度也相应减小。
调节过程中，滤波系数的步进可以相同也可以不同，步进可决定收敛速度和稳态 误差。如果步进大，则收敛速度快，稳态误差大；如果步进小，则收敛速度慢，稳态误差小。结 合上述实施例，可采用与
Figure 156288DEST_PATH_IMAGE138
的梯度幅值相对应的方式，动态调整收敛步进，则既可以在 距离最佳点较远时，以大步进进行快速收敛；又可以在稳定点采用小步进调整，以获得较小 的稳态误差。
上述实施例中列举的为
Figure 73429DEST_PATH_IMAGE138
的调整方向或梯度方向，以及调整方式。当所需调 节的滤波系数调节信息还包括增益误差A，还可以根据误差函数确定增益误差的梯度方向。
比如，左旋同相通道（第一通道）对应的A1的梯度可以满足下式：
Figure 994111DEST_PATH_IMAGE143
根据此梯度方向，可参考上述方式调节增益误差
Figure 654900DEST_PATH_IMAGE099
。
本实施例，可以结合系数的梯度方向确定调整方向，从而调节得到较优参数。同时本实施例表明按对应系数的梯度方向，滤波系数可向对应的最优系数方向收敛。
本公开实施例中的基于多维维纳-霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，结合前述各实施例，优化多通道间的信号处理，能够对信道幅度/群时延特性进行均衡，对I/Q正交不平衡性进行校正，对极化干扰进行对消，抑制信道非理想性因素引起的传输符号之间的干扰，降低传输符号自干扰对系统传输性能的影响，以满足用户对卫星遥感数据在高速宽带条件下的传输质量的要求。并通过改进自适应滤波结构，提升自适应滤波的码元吞吐率。对上述五种主要因素进行补偿或者抑制后，通信系统的误码率性能损失由3dB（Eb/N0）以上优化为1dB（Eb/N0）以下。
在一个示例性的实施例中，本公开实施例还提出了一种基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿装置。本实施例的装置包括：获取模块、第一确定模块、第二确定模块以及调节模块，本实施例的装置用于实现如图3所示的方法。其中，获取模块用于在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号。其中，每个通道分别设置有滤波结构，并对应有滤波系数，滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差.第一确定模块用于根据每个通道的滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号。第二确定模块用于根据当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息。调节模块用于根据滤波系数调节信息调节对应的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本发明的其它实施方案。本申请旨在涵盖本发明的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本发明的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本发明的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
应当理解的是，本发明并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (10)

1.基于多维维纳霍夫方程的高速非理想信道自适应补偿方法，其特征在于，方法包括：
在传输信道的多个通道中，获取每个通道对应的滤波输入信号；其中，每个通道分别设置有滤波结构，并对应有滤波系数，所述滤波系数包括：滤波器的加权系数和采样通道的增益误差；
根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号；
根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息；
根据所述滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，其中，所述目标输出信号与参考输出信号的误差在预设范围内。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，
所述根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号，包括：
获取输出函数模型；其中，所述函数模型为：关于多个通道的滤波输入信号和所述滤波系数的模型；
根据多个通道中目标通道的所述滤波输入信号、多个通道一一对应的多个滤波系数以及所述输出函数模型，确定所述目标通道对应的当前输出信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述滤波输入信号包括：按照预设时间间隔，多个时间节点一一对应的多个输入信号；
所述获取每个通道对应的滤波输入信号，包括：
对于多个通道中的目标通道，分别获取每个时间节点对应的输入信号；
所述根据每个通道的所述滤波输入信号以及多个通道一一对应的多个滤波系数，确定每个通道对应的当前输出信号，包括：
确定所述目标通道中每个滤波节点对应的当前滤波系数；其中，多个所述滤波节点与多个所述时间节点一一对应；
根据每个时间节点对应的所述输入信号和所述当前滤波系数，确定每个时间节点的信号参数；
根据多个所述时间节点一一对应的多个所述信号参数，确定所述目标通道的滤波输出信号；
根据所述目标通道的滤波输出信号以及其他通道对应的滤波系数，确定所述目标通道对应的当前输出信号。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，
所述根据每个时间节点对应的所述输入信号和所述当前滤波系数，确定每个时间节点的信号参数，包括：
获取每个时间节点对应的直流偏置误差；
对于每个时间节点，根据对应的所述输入信号、所述加权系数、所述增益误差以及所述直流偏置误差，确定所述信号参数。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息，包括：
所述目标通道中，根据目标时间节点对应的输入信号以及所述误差信息，确定目标时间节点对应的目标加权系数；根据所述误差信息以及预设采样芯片对应的多组所述信号参数，确定预设采样芯片对应的目标增益误差；其中，所述滤波系数调节信息包括：所述目标加权系数和所述目标增益误差。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据预设采样芯片采集的多组输入信号，确定预设采样芯片对应的目标直流偏置误差。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述滤波系数调节信息调节对应通道的滤波系数，至对应通道输出目标输出信号，包括：
根据所述目标加权系数调节所述目标时间节点下的初始加权系数，根据目标增益误差调节对应的初始增益误差，根据所述目标直流偏置误差调节初始直流偏置误差，至所述目标通道输出所述目标输出信号。
8.根据权利要求1至7任一项所述的方法，其特征在于，所述根据所述当前输出信号和参考输出信号的误差信息，确定每个通道对应的滤波系数调节信息，包括：
根据所述当前输出信号和所述参考输出信号，确定误差模型；
根据所述误差模型，构建多通道下的多维维纳-霍夫方程；
根据所述多维维纳-霍夫方程，确定滤波系数调节信息。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述根据所述多维维纳-霍夫方程，确定滤波系数调节信息，包括：
根据所述误差模型，确定滤波系数向所述滤波系数调节信息调整的调整方向；
根据所述调整方向，将滤波系数调节至滤波系数调节信息。
10.根据权利要求1至7任一项所述的方法，其特征在于，多个通道包括左旋正交通道、左旋同相通道、右旋正交通道和右旋同相通道；
所述获取每个通道对应的滤波输入信号，包括：
分别获取左旋正交通道对应的滤波输入信号，左旋同相通道对应的滤波输入信号，右旋正交通道对应的滤波输入信号以及右旋同相通对应的滤波输入信号。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1744587A (zh) * 2005-09-12 2006-03-08 电子科技大学 一种mimo通信系统中最小均方误差滤波算法
EP2315200A1 (de) * 2009-10-21 2011-04-27 Technische Universität Berlin Adaptive MIMO-Filterung in dynamisch angepassten Transformationsbereichen
US8077765B1 (en) * 2007-08-15 2011-12-13 Marvell International Ltd. Mixed minimum mean square error/zero-forcing FIR filter adaptation
CN105306010A (zh) * 2015-11-10 2016-02-03 西安交通大学 一种基于最小误差熵的凸组合自适应滤波器设计方法
CN110868235A (zh) * 2019-11-08 2020-03-06 福州智程信息科技有限公司 一种自适应干扰抵消控制装置、系统及方法
WO2020211809A1 (en) * 2019-04-16 2020-10-22 Beijing Bytedance Network Technology Co., Ltd. On adaptive loop filtering for video coding
CN212572497U (zh) * 2020-07-21 2021-02-19 北京新锐创通电子科技有限公司 一种基于fpga的自适应滤波器

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1744587A (zh) * 2005-09-12 2006-03-08 电子科技大学 一种mimo通信系统中最小均方误差滤波算法
US8077765B1 (en) * 2007-08-15 2011-12-13 Marvell International Ltd. Mixed minimum mean square error/zero-forcing FIR filter adaptation
EP2315200A1 (de) * 2009-10-21 2011-04-27 Technische Universität Berlin Adaptive MIMO-Filterung in dynamisch angepassten Transformationsbereichen
CN105306010A (zh) * 2015-11-10 2016-02-03 西安交通大学 一种基于最小误差熵的凸组合自适应滤波器设计方法
WO2020211809A1 (en) * 2019-04-16 2020-10-22 Beijing Bytedance Network Technology Co., Ltd. On adaptive loop filtering for video coding
CN110868235A (zh) * 2019-11-08 2020-03-06 福州智程信息科技有限公司 一种自适应干扰抵消控制装置、系统及方法
CN212572497U (zh) * 2020-07-21 2021-02-19 北京新锐创通电子科技有限公司 一种基于fpga的自适应滤波器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
解静 等: "基于自适应滤波的宽带多信道校准技术研究", 《无线电通信技术》, vol. 35, no. 6, 31 December 2009 (2009-12-31), pages 0 - 4 *

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