CN111181622A - 一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，属于无线通信领域。本发明具备可重构的优点，兼容同频和移频直放站，通过FPGA控制RF开关芯片和数据选择器，配置同频或移频直放站两种工作模式中的一种，灵活适用于不同场合。该无线直放站包括：施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线；DMB射频接收模块包括带通滤波器、III波段DMB调谐器、模数转换部分；射频接收和上变频部分采用专用集成芯片设计，提高了系统的稳定性和可集成性，且采用基于AD9957正交上变频方案，有效抑制镜像现象，抗噪性能较强。
Description
技术领域
本发明属于无线通信领域，涉及一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站。
背景技术
数字多媒体广播(Digital Multimedia Broadcasting,DMB)是从数字音频广播(Digital Audio Broadcasting,DAB)的基础上发展而来的，是一种无线高速信息传输技术，DMB可以传输文字、图像、音视频等业务，具有节省频谱资源、发射功率低、传输信息量大和音质高等优点。DMB作为通用多媒体信息传输技术，可以广泛用于各行各业。
在无线通信领域，由于无线信道的特性，无论何种无线通信网络，总会存在发射信号覆盖的弱信号区和盲区，通常采用布置直放站的方式来改善信号覆盖问题。直放站又称转发器，相当于射频信号功率增强器，它属于放大器，指无线通信过程中起信号增强作用的一种无线电发射中转设备。常见的直放站有移频直放站和同频直放站以及光纤直放站，其中光纤直放站需要在地下安装光缆,导致安装繁琐且成本较高；同频和移频直放站在无线通信领域中作为常用的两种直放站，能在一定程度上改善信号覆盖问题，从而提高通信的可靠性。
目前，无线直放站主要用于移动通信领域，且采用单一模式的同频直放站或者移频直放站来当无线中继，起到信号放大的作用，但由于移动通信信号的特征以及物理帧结构与DMB系统不同，并不能直接用于DMB系统。其中在移频直放站的应用当中，因移频直放站自身的工作频点和接收到信号的频点不同，则不会发生直放站转发天线到施主天线之间的耦合回波，从而能避免自激现象的发生，其工作原理是把接收到的信号进行滤波变频放大处理，但缺点是占用了两种频率资源，如果在频谱资源非常紧张的场合，这就浪费了宝贵的频谱资源，而且接收终端与发射端的频率不同，在不方便改变接收终端频率的情况下使用移频直放站不是一个最佳的选择。在同频直放站的应用当中，由于同频转发特性，当不满足隔离度比直放站增益大15dB的条件下会发生自激现象，同频直放站的安装受隔离度和增益的影响，通常同频直放站的施主天线和转发天线之间的距离不宜太近，否则由于隔离度不够会发生自激现象，从而严重影响通信质量，甚至毁坏直放站；因此现有的单一模式同频和移频直放站在特定的场合总会有自身的缺陷。现有的移频直放站大都采用纯模拟电路设计方案，系统复杂，且集成度和可靠性低、成本较高、体积较大，经检索专利名称为“VHF波段DMB微型移频直放站”，专利号为CN109560827A的专利，如图1所示，通过SMA接口连接直放站的施主天线和转发天线，其直放站由带通滤波器、混频器、低通滤波器、放大器组成，其中混频器通过恒温晶振连接并由单片机控制，该移频直放站采用纯模拟方案实现，其抗干扰性能、可靠性、抑制镜像性能较数字电路方案低，且由于混频过程中产生的高频模拟信号，混频器后的信号通过模拟低通滤波器容易产生镜像问题，这就对模拟低通滤波器的设计提出了较高的要求。现有的同频直放站射频接收部分大都采用传统的射频滤波和模拟混频以及模拟中频滤波结构，射频接收采用全模拟的方式结构复杂、可靠性低，且上变频部分采用数模转换和模拟混频以及射频滤波结构，而分离模拟元器件集成度和可靠性低，且成本较高；由上述可知，从应用的场合以及灵活性、高集成度、低成本、可靠性来看，单一模式的同频和移频直放站不是一个更好的解决方案。
因此，在DMB系统应用中，为了改善信号覆盖问题，提高通信的可靠性，本发明从高灵活性、低成本、高集成度、结构简单、可靠性高、硬件占用资源少的角度出发，设计出一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，通过FPGA控制RF开关芯片和数据选择器，从而配置同频或移频直放站两种工作模式中的一种，当工作于移频模式时，可以通过软件修改输入和输出频率，从而能灵活的应用于不同的场合，改善弱信号区和盲区的信号覆盖问题，提高DMB系统的可靠性；当工作于同频模式时，其回波抵消电路能有效的抑制回波干扰，优化自激现象；且移频直放站和同频直放站集于一体，移频直放站和同频直放站共用施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、混频器、滤波器、上变频器、功放、转发天线等部分，其模块共用特性能大大的减少硬件资源，从而节约硬件成本。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，包括：施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线；
其中，DMB射频接收模块包括带通滤波器、III波段DMB调谐器、模数转换部分，
上变频器采用AD9957正交上变频电路，射频接收模块和上变频器各自集成在一块板子上，通过现场可编程门阵列FPGA实现LMS自适应回波抵消电路的硬件实现，数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器在一块FPGA开发板上实现；
当FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，是同频直放站工作模式，其中，同频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线组成；
当FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，是移频直放站工作模式，其中，移频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放和转发天线组成。
可选的，在所述无线直放站中，FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，即为同频直放站工作模式，在本发明所述DMB射频接收模块中，直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过模数转换芯片ADC1173将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字中频信号方便后面回波抵消器的处理分析，且抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
可选的，所述数字信号在模数转换后，经过LMS自适应回波抵消电路实现回波抵消，数据选择器S0和数据选择器S1共用选择端SEL，SEL置1，数据选择器S0的输出Y1＝e(n)，数据选择器S1的输出Y2＝Y1＝e(n)，LMS自适应回波抵消电路由对消模块、权向量更新模块和FIR滤波器部分组成；LMS自适应回波抵消电路的期望信号d(n)为直放站施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加后经DMB射频接收模块处理后的数字信号，其中，期望信号d(n)只包含DMB有用信号和耦合回波信号的叠加；参考信号x(n)选自直放站转发天线后经耦合器、RF开关模块和DMB射频接收模块以及延时模块后的数字信号；
耦合器的目的是将信号的功率降低，通过上变频器后的信号经功放后发射出去的信号功率较大，所以经耦合器将信号功率降低；
延时模块的目的是使内部延时与外部延时保持一致，使估计的回波与实际的回波对齐，同时消除参考信号与接收到DMB有用信号的相关性，参考信号x(n)经过FIR线性滤波器估计出回波信号ye(n)，并在对消模块中与期望信号d(n)进行对消输出DMB有用信号，即d(n)-ye(n)＝e(n)，从而把回波抵消掉；FIR滤波器的权系数h(n)通过LMS自适应权向量更新模块进行实时的更新以提供最优的权系数；LMS自适应回波抵消算法方程为：
ye(n)＝h(n)x(n)
e(n)＝d(n)-ye(n)
h(n+1)＝h(n)+2ux(n)e*(n)
式中ye(n)为估计回波信号，h(n)为更新前的滤波权重，x(n)为参考信号，h(n+1)为更新后的滤波权重，e(n)为对消后信号，u为加权向量更新时的步长因子，为大于0小于1的数，d(n)为期望信号，e*(n)表示e(n)的共轭；
其中，在施主天线后经过DMB射频接收模块与转发天线后经DMB射频接收模块的延时近似为抵消，则延时模块Delay为空中回波的延时时间减去信号经过耦合器和RF开关模块的时间，耦合回波经转发天线耦合到接收天线的时延Ta用公式Ta＝L/C计算，L为直放站转发天线到接收天线的距离，C为电磁波传播速度近似为光速，经过耦合器的延时为Tb；经过RF开关芯片的延时为Tc；延时模块的延时Delay＝Ta-Tb-Tc。
可选的，在所述LMS自适应回波抵消后，数据选择器的选择端SEL被置1，数据选择器S0的输出Y1为回波抵消信号e(n)，电路处理的2.048MHZ的8bit数字中频信号e(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生额外的高频信号，其中，混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中的24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据；其中数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器和低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
可选的，通过所述低通滤波器后，并行18bit的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到与DMB发射机发出来同频的III波段模拟信号，III波段模拟同频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播；
其中AD9957芯片中的数字处理单元沿着从18bit的I/Q并行数据输入端到DAC输出端的信号路径依次分为：数据复合处理单元、反CCI滤波器、固定插值滤波器、CCI滤波器、正交调制器、DDS、反Sinc滤波器、输出幅度乘法器和14位DAC；通过FPGA去控制AD9957电路来实现数字正交上变频；其中D17-D0为输入的18bit并行的数字IQ数据；当AD9957工作时，会从系统内部产生一个时钟为PDCLK，这个时钟等于输入并行数据的采样率，用作输入数据的采集时钟，在正交模式下，输入数据为交替的IQ数据，PDCLK与内部系统时钟成比例关系，通过控制寄存器的PDCLK比特率控制位来做调整，当控制位有效时，PDCLK采样率减半，使用PDCLK上升沿采集I数据，下降沿采样Q数据；TXENABLE用来表示控制输入信号的有效性，当TXENABLE为1时，芯片通过PDCLK锁存输入的并行数据，当TXENABLE为0时，芯片不接收外部输入数据，在正交模式中，当TXENABLE由0变为1时，表示芯片做好准备接收第一个I数据，然后依次接收Q数据、I数据的循环。
可选的，在所述无线直放站中，FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，即为移频直放站工作模式，数据选择器S0的输出信号Y1为经DMB射频接收模块后的数字中频信号d(n)，即Y1＝d(n)，数据选择器S1的输出信号Y2为悬空，此时，LMS自适应回波抵消电路、转发天线后的耦合器和DMB射频接收模块不工作，从而能大大节约系统功耗；移频直放站由于经功率放大器放大后，经转发天线转发的信号频率与直放站施主天线接收到的信号频率不同，就不会产生直放站转发天线到施主天线之间的耦合回波，从而能避免自激现象发生；在DMB射频接收模块中，移频直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来微弱的III波段射频信号与杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉，输出DMB有用的模拟信号；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过芯片型号为ADC1173的模数转换芯片将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字信号抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
可选的，经过所述DMB射频接收模块处理后，数据选择器的选择端置0，数据选择器S0的输出Y1为数字中频信号d(n)，2.048MHZ的8bit数字中频信号d(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生额外的高频信号，其中混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据；其中数据选择器、IQ混频器和低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
可选的，通过所述低通滤波器后，并行的18bit频率为2.048MHZ的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到不同于DMB发射机发出来III波段信号的移频信号，III波段模拟移频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播，从而实现以频直放站效果。
本发明的有益效果在于：
(1)本发明提供的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，相比于传统单一模式的同频或移频直放站，具备可重构的优点，兼容同频和移频直放站，根据不同的场合，通过FPGA控制RF开关芯片和数据选择器，配置同频或移频直放站两种工作模式中的一种，能灵活的适用于不同的场合。
(2)将射频信号转移到基带处理，避免了传统方式输入和输出相距很近，镜像难以滤除的问题。
(3)本发明中的移频直放站工作模式中将III波段的DMB模拟信号转移到基带数字信号，并输入到数字正交上变频芯片进行处理，相比于传统的采用纯模拟电路的移频直放站方案，有更强的抗干扰性能、可靠性以及抑制镜像性能。
(4)本发明中的射频接收和上变频部分采用专用集成芯片设计，大大的提高了系统的稳定性和可集成性，且采用基于AD9957正交上变频方案，能有效的抑制镜像现象，从基带的信号去做，有较强的抗噪声性能。
(5)本发明中同频直放站工作模式中带有回波抵消电路，通过LMS自适应滤波算法实现回波抵消，相比于传统同频直放站受隔离度和增益的影响，本发明抗干扰性能更高，并且能有效的估算出回波时延，能在同频直放站工作模式下进一步优化自激现象。
(6)本发明中同频直放站和移频直放站共用施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、混频器、滤波器、上变频器、功放、转发天线等部分，其模块共用特性能大大的减少硬件资源，从而节约硬件成本。
(7)本发明具备低成本、高集成度、可靠性高、灵活性高、易于实现等优点，能有效改善弱信号区和盲区的信号覆盖问题，提高DMB系统的可靠性。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为现有DMB移频直放站系统结构框图；
图2为一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站结构图；
图3为本发明中DMB发射机内部功能框图；
图4为AD9957内部功能框图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
本发明所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站结构如图2所示，包括：施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线，其中DMB射频接收模块包括带通滤波器、III波段DMB调谐器、模数转换部分，其中上变频器采用AD9957正交上变频电路，射频接收模块和上变频器各自集成在一块板子上，通过现场可编程门阵列(Field－Programmable Gate Array,FPGA)实现LMS自适应回波抵消电路的硬件实现，数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。当FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，是同频直放站工作模式，其中同频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线组成；当FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，是移频直放站工作模式，其中移频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放和转发天线组成。本发明为了减少硬件资源，其中同频直放站和移频直放站共用施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、IQ混频器、低通滤波器、功放、转发天线等部分，其模块的共用特性能大幅度节约硬件成本。
1、DMB发射系统基本原理
以重庆邮电大学数字多媒体广播系统为案例说明，如图3所示，DMB发射机由节目源编码及发射帧合成、COFDM编码器、AD9957上变频器、功放组成，在PC端完成节目源编码及发射帧合成，COFDM编码器由单片FPGA实现，COFDM编码器包含卷积编码、时间交织、频率交织、DQPSK调制、OFDM调制等，COFDM编码器调制好的DMB基带信号经过AD9957上变频器将频率搬移到III波段，然后经功率放大后由发射天线发出。
2、本发明中同频直放站设计
如图2所示，当本发明中FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，即为同频直放站工作模式，在本发明所述DMB射频接收模块中，直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过模数转换芯片ADC1173将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字中频信号方便后面回波抵消器的处理分析，且抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
进一步，模数转换后的数字信号经过LMS自适应回波抵消电路实现回波抵消，数据选择器S0和数据选择器S1共用选择端SEL，SEL置1，数据选择器S0的输出Y1＝e(n)，数据选择器S1的输出Y2＝Y1＝e(n)，LMS自适应回波抵消电路由对消模块、权向量更新模块、FIR滤波器部分组成，如图2所示，LMS自适应回波抵消电路的期望信号d(n)为直放站施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加后经DMB射频接收模块处理后的数字信号，其中期望信号d(n)只包含DMB有用信号和耦合回波信号的叠加；参考信号x(n)选自直放站转发天线后经耦合器、RF开关模块和DMB射频接收模块以及延时模块后的数字信号；耦合器的目的是将信号的功率降低，因为通过上变频器后的信号经功放后发射出去的信号功率较大，所以经耦合器将信号功率降低；延时模块的目的是使内部延时与外部延时保持一致，使估计的回波与实际的回波对齐，同时可以消除参考信号与接收到DMB有用信号的相关性，参考信号x(n)经过FIR线性滤波器估计出回波信号ye(n)，并在对消模块中与期望信号d(n)进行对消输出DMB有用信号，即d(n)-ye(n)＝e(n)，从而把回波抵消掉；FIR滤波器的权系数h(n)通过LMS自适应权向量更新模块进行实时的更新以提供最优的权系数。其LMS自适应回波抵消算法方程为：
ye(n)＝h(n)x(n)
e(n)＝d(n)-ye(n)
h(n+1)＝h(n)+2ux(n)e*(n)
式中ye(n)为估计回波信号，h(n)为更新前的滤波权重，x(n)为参考信号，h(n+1)为更新后的滤波权重，e(n)为对消后信号，u为加权向量更新时的步长因子，为大于0小于1的数，d(n)为期望信号，e*(n)表示e(n)的共轭。其中在施主天线后经过DMB射频接收模块与转发天线后经DMB射频接收模块的延时可近似为抵消，则延时模块Delay为空中回波的延时时间减去信号经过耦合器和RF开关模块的时间，耦合回波经转发天线耦合到接收天线的时延Ta可以用公式Ta＝L/C(L为直放站转发天线到接收天线的距离，C为电磁波传播速度近似为光速)计算，经过耦合器的延时为Tb(根据器件手册得出器件的延时)，经过RF开关芯片的延时为Tc(根据器件手册得出器件的延时)；所以延时模块的延时Delay＝Ta-Tb-Tc；
进一步，数据选择器的选择端SEL被置1，数据选择器S0的输出Y1为回波抵消信号e(n)，经过LMS自适应回波抵消电路处理后的2.048MHZ的8bit数字中频信号e(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生了额外的高频信号，其中混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中的24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据。其中数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器和低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
进一步，通过低通滤波器后的并行18bit的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到与DMB发射机发出来同频的III波段模拟信号，III波段模拟同频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播，其中AD9957芯片的内部功能框图如图4所示。
如图4所示，数字处理单元沿着从18bit的I/Q并行数据输入端到DAC输出端的信号路径依次可以分为：数据复合处理单元、反CCI滤波器、固定插值滤波器、CCI滤波器、正交调制器、DDS、反Sinc滤波器、输出幅度乘法器和14位DAC。通过FPGA去控制AD9957电路来实现数字正交上变频。其中D17-D0为输入的18bit并行的数字IQ数据。当AD9957工作时，会从系统内部产生一个时钟为PDCLK，这个时钟等于输入并行数据的采样率，用作输入数据的采集时钟，在正交模式下，输入数据为交替的IQ数据，PDCLK与内部系统时钟成比例关系，可通过控制寄存器的PDCLK比特率控制位来做调整，当控制位有效时，PDCLK采样率减半，这时使用PDCLK上升沿采集I数据，下降沿采样Q数据。TXENABLE用来表示控制输入信号的有效性，当TXENABLE为1时，芯片通过PDCLK锁存输入的并行数据，当TXENABLE为0时，芯片不接收外部输入数据，在正交模式中，当TXENABLE由0变为1时，表示芯片做好准备接收第一个I数据，然后依次接收Q数据、I数据的循环。正交调制模式中芯片各个功能模块的介绍如下：
(1)数据复合处理单元：工作在正交模式时，输入18位的并行I/Q基带数据，数据复合处理单元识别输入的18位并行I/Q基带数据并将其分离转换成两路并行I、Q数据流后送往下一级电路处理。
(2)反CCI滤波器：该模块通过使数据预失真从而补偿后续CCI滤波器对数据造成的细微衰减。AD9957通过结合反CCI滤波器的响应特性和CCI滤波器的响应特性可得到极平坦的通带，从而能够消除CCI滤波器引入的带内衰减梯度。
(3)固定插值滤波器：该模块对输入数据进行插值因子固定为4倍的插值。该模块由两个半带滤波器级联构成，两个半带滤波器可提高四倍的采样速率并保持输入端基带信号的频谱不变。
(4)CCI滤波器：该滤波器由内部的可编程插值滤波器配置而成，插值因子可以通过编程调节，可调范围为2至63倍。CCI滤波器和固定插值滤波器结合使用后可以获得8至252倍的内插倍数，从而满足AD9957实现任意基带符号速率的要求。
(5)正交调制器：该模块用于实现上变频过程，将输入的基带数据频率向上偏移至所需载波频率。
(6)DDS：该模块用于生成正交调制器所需的载波参考信号。DDS的输出频率(Fout)与频率调谐字(FTW)和系统时钟(fsysclk)之间的关系公式如下：
Fout＝(FTW÷232)×fsysclk
(7)反SINC滤波器：由于后续DAC模块的输出信号具有零阶保持效应，因此DAC的输出频谱会被Sinc包络整形。该Sinc包络可以由DAC模块前的反Sinc滤波器实现补偿。
(8)输出幅度乘法器：该乘法器的乘数值称为OSF(OutputScaleFactor，输出比例因子)，并可通过相应的控制寄存器来进行编程更改，从而控制输出信号的幅度。
(9)DAC：AD9957通过内置的14位电流输出型DAC，输出两路平衡电流信号以降低输出端的共模噪声，从而提高信噪比。
3、本发明中移频直放站设计
如图2所示，当本发明中FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，即为移频直放站工作模式，数据选择器S0的输出信号Y1为经DMB射频接收模块后的数字中频信号d(n)，即Y1＝d(n)，数据选择器S1的输出信号Y2为悬空，此时，LMS自适应回波抵消电路、转发天线后的耦合器和DMB射频接收模块不工作，从而能大大节约系统功耗；移频直放站由于经功率放大器放大后，经转发天线转发的信号频率与直放站施主天线接收到的信号频率不同，就不会产生直放站转发天线到施主天线之间的耦合回波，可以避免自激现象发生。在DMB射频接收模块中，移频直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来微弱的III波段射频信号与杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉，输出DMB有用的模拟信号；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过芯片型号为ADC1173的模数转换芯片将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字信号抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
进一步，数据选择器的选择端置0，数据选择器S0的输出Y1为数字中频信号d(n)，经过DMB射频接收模块处理后的2.048MHZ的8bit数字中频信号d(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生了额外的高频信号，其中混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据。其中数据选择器、IQ混频器和低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
进一步，将通过低通滤波器后的并行18bit频率为2.048MHZ的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到不同于DMB发射机发出来III波段信号的移频信号，例如，DMB发射机发出来的220.352MHZ模拟信号，AD9957上变频器输入的为IQ两路正交并行的18bit频率为2.048MHZ的基带数字信号，通过FPGA去配置AD9957内部寄存器，从而控制AD9957上变频电路输出与220.352MHZ不同的III波段模拟移频信号，III波段模拟移频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播，从而实现以频直放站效果。
本发明所述一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站且具备低成本、高集成度、灵活性高、结构简单、可靠性高、易于实现等优点，能兼容同频和移频直放站，能灵活的适应不同的场合，从而能高效的改善弱信号区和盲区的信号覆盖问题，提高DMB系统的可靠性。且移频直放站和同频直放站集于一体，移频直放站和同频直放站共用施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、混频器、滤波器、上变频器、功放、转发天线等部分，其模块共用特性能大大的减少硬件资源，从而节约硬件成本。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (8)
1.一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：包括：施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线；
其中，DMB射频接收模块包括带通滤波器、III波段DMB调谐器、模数转换部分；
上变频器采用AD9957正交上变频电路，射频接收模块和上变频器各自集成在一块板子上，通过现场可编程门阵列FPGA实现LMS自适应回波抵消电路的硬件实现，数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器在一块FPGA开发板上实现；
当FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，是同频直放站工作模式，其中，同频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放、RF开关模块、耦合器和转发天线组成；
当FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，是移频直放站工作模式，其中，移频直放站由施主天线、DMB射频接收模块、数据选择器、IQ混频器、低通滤波器、上变频器、功放和转发天线组成。
2.根据权利要求1所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：在所述无线直放站中，FPGA控制RF开关芯片处于导通状态，且数据选择器的SEL端置1时，即为同频直放站工作模式，在本发明所述DMB射频接收模块中，直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过模数转换芯片ADC1173将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字中频信号方便后面回波抵消器的处理分析，且抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
3.根据权利要求2所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：所述经过模数转换后的数字信号，经过LMS自适应回波抵消电路实现回波抵消，数据选择器S0和数据选择器S1共用选择端SEL，SEL置1，数据选择器S0的输出Y1＝e(n)，数据选择器S1的输出Y2＝Y1＝e(n)，LMS自适应回波抵消电路由对消模块、权向量更新模块和FIR滤波器部分组成；LMS自适应回波抵消电路的期望信号d(n)为直放站施主天线接收到DMB发射机发射出来的III波段微弱的射频信号和直放站经转发天线耦合到施主天线的回波信号和杂波的叠加后经DMB射频接收模块处理后的数字信号，其中，期望信号d(n)只包含DMB有用信号和耦合回波信号的叠加；参考信号x(n)选自直放站转发天线后经耦合器、RF开关模块和DMB射频接收模块以及延时模块后的数字信号；
耦合器的目的是将信号的功率降低，通过上变频器后的信号经功放后发射出去的信号功率较大，所以经耦合器将信号功率降低；
延时模块的目的是使内部延时与外部延时保持一致，使估计的回波与实际的回波对齐，同时消除参考信号与接收到DMB有用信号的相关性，参考信号x(n)经过FIR线性滤波器估计出回波信号ye(n)，并在对消模块中与期望信号d(n)进行对消输出DMB有用信号，即d(n)-ye(n)＝e(n)，从而把回波抵消掉；FIR滤波器的权系数h(n)通过LMS自适应权向量更新模块进行实时的更新以提供最优的权系数；LMS自适应回波抵消算法方程为：
ye(n)＝h(n)x(n)
e(n)＝d(n)-ye(n)
h(n+1)＝h(n)+2ux(n)e*(n)
式中ye(n)为估计回波信号，h(n)为更新前的滤波权重，x(n)为参考信号，h(n+1)为更新后的滤波权重，e(n)为对消后信号，u为加权向量更新时的步长因子，为大于0小于1的数，d(n)为期望信号，e*(n)表示e(n)的共轭；
其中，在施主天线后经过DMB射频接收模块与转发天线后经DMB射频接收模块的延时近似为抵消，则延时模块Delay为空中回波的延时时间减去信号经过耦合器和RF开关模块的时间，耦合回波经转发天线耦合到接收天线的时延Ta用公式Ta＝L/C计算，L为直放站转发天线到接收天线的距离，C为电磁波传播速度近似为光速，经过耦合器的延时为Tb，经过RF开关模块的延时为Tc；延时模块的延时Delay＝Ta-Tb-Tc。
4.根据权利要求3所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：在所述LMS自适应回波抵消后，数据选择器的选择端SEL被置1，数据选择器S0的输出Y1为回波抵消信号e(n)，电路处理的2.048MHZ的8bit数字中频信号e(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生额外的高频信号，其中，混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中的24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据；其中数据选择器、LMS自适应回波抵消电路、IQ混频器和低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
5.根据权利要求4所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：通过所述低通滤波器后，并行18bit的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到与DMB发射机发出来同频的III波段模拟信号，III波段模拟同频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播；
其中AD9957芯片中的数字处理单元沿着从18bit的I/Q并行数据输入端到DAC输出端的信号路径依次分为：数据复合处理单元、反CCI滤波器、固定插值滤波器、CCI滤波器、正交调制器、DDS、反Sinc滤波器、输出幅度乘法器和14位DAC；通过FPGA去控制AD9957电路来实现数字正交上变频；其中D17-D0为输入的18bit并行的数字IQ数据；当AD9957工作时，会从系统内部产生一个时钟为PDCLK，这个时钟等于输入并行数据的采样率，用作输入数据的采集时钟，在正交模式下，输入数据为交替的IQ数据，PDCLK与内部系统时钟成比例关系，通过控制寄存器的PDCLK比特率控制位来做调整，当控制位有效时，PDCLK采样率减半，使用PDCLK上升沿采集I数据，下降沿采样Q数据；TXENABLE用来表示控制输入信号的有效性，当TXENABLE为1时，芯片通过PDCLK锁存输入的并行数据，当TXENABLE为0时，芯片不接收外部输入数据，在正交模式中，当TXENABLE由0变为1时，表示芯片做好准备接收第一个I数据，然后依次接收Q数据、I数据的循环。
6.根据权利要求1所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：在所述无线直放站中，FPGA控制RF开关芯片处于断开状态，且数据选择器的SEL端置0时，即为移频直放站工作模式，数据选择器S0的输出信号Y1为经DMB射频接收模块后的数字中频信号d(n)，即Y1＝d(n)，数据选择器S1的输出信号Y2为悬空，此时，LMS自适应回波抵消电路、转发天线后的耦合器和DMB射频接收模块不工作，从而能大大节约系统功耗；移频直放站由于经功率放大器放大后，经转发天线转发的信号频率与直放站施主天线接收到的信号频率不同，就不会产生直放站转发天线到施主天线之间的耦合回波，避免自激现象发生；在DMB射频接收模块中，移频直放站的施主天线接收到DMB发射机发射出来微弱的III波段射频信号与杂波的叠加，通过中心频点为205.5MHZ带宽为63MHZ的带通滤波器LFB32205将频段外的杂波信号滤波掉，输出DMB有用的模拟信号；然后经过芯片型号为FC2501的III波段DMB调谐器进行模拟混频滤波输出2.048MHZ的模拟中频信号，完成模拟下变频，其中III波段DMB调谐器FC2501通过单片机去控制，芯片晶振为24.576MHZ；然后经过芯片型号为ADC1173的模数转换芯片将2.048MHZ的模拟中频信号转换为并行8bit的2.048MHZ的数字信号，以完成模拟到数字的转换，数字信号抗干扰性能较模拟信号强，其中ADC的采样率为8.192MHZ，由FC2501中24.576MHZ晶振经3分频得到。
7.根据权利要求6所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：经过所述DMB射频接收模块处理后，数据选择器的选择端置0，数据选择器S0的输出Y1为数字中频信号d(n)，2.048MHZ的8bit数字中频信号d(n)经过IQ混频器将数字中频信号搬移到基带，同时产生额外的高频信号，其中混频器的本振信号为2.048MHZ，由前面DMB射频接收模块中的24.576MHZ晶振经过12分频得来；经IQ混频后的信号通过FIR低通滤波器滤除混频过程中产生的高频信号，从而输出IQ两路数字基带信号，其中基带数字信号的抗噪声干扰能力较强，经过FIR低通滤波器后的IQ基带信号为18bit，以适配后面AD9957的正交模式下要求的输入并行的18bit的IQ数据；其中数据选择器、IQ混频器、低通滤波器在一块FPGA开发板上实现。
8.根据权利要求7所述的一种可配置的数字多媒体广播微型无线直放站，其特征在于：通过所述低通滤波器后，并行的18bit频率为2.048MHZ的IQ两路数字基带信号进行上变频处理，上变频器采用基于AD9957中的数字正交上变频方案，基带信号有着较强的抗干扰能力，且采用AD9957中的正交上变频模式具有很强的抑制镜像效果；其中AD9957芯片集成了数字上变频加数模转换部分，经过AD9957上变频电路把2.048MHZ的基带数字信号上变频到不同于DMB发射机发出来III波段信号的移频信号，III波段模拟移频信号经过功率放大器放大后由转发天线发送出去进行广播，从而实现以频直放站效果。
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