CN102461006B - 回波消去中继器中的反馈延迟控制 - Google Patents

回波消去中继器中的反馈延迟控制 Download PDF

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Abstract

一种无线中继器包括用于从输入信号中消去估计的反馈量的回波消去器以及用于延迟该输入信号的延迟。该延迟可被选择成使远程信号与要由该中继器发射的信号解相关。

Description

回波消去中继器中的反馈延迟控制
背景
相关申请的交叉引用
本申请要求2009年5月11日提交的美国临时专利申请S/N.61/177,196的权益，该申请通过援引全部纳入于此。
本申请与以下同时提交且共同受让的美国专利申请有关：题为“DelayControl To Improve Frequency Domain Channel Estimation In An EchoCancellation Repeater(用于改善回波消去中继器中的频域信道估计的延迟控制)”的申请S/N.xx/xxx,xxx，题为“Dual-Stage Echo Cancellation In A WirelessRepeater Using An Inserted Pilot(无线中继器中使用插入导频的双级回波消去)”的申请S/N.xx/xxx,xxx，题为“Inserted Pilot Construction For An EchoCancellation Repeater(用于回波消去中继器的插入导频构造)”的申请S/N.xx/xxx,xxx，以及题为“Wideband Echo Cancellation In a Repeater(中继器中的宽带回波消去)”的申请S/N.xx/xxx,xxx。这些申请通过援引全部纳入于此。
领域
本公开一般涉及无线通信系统中的中继器，尤其涉及用于在回波消去中继器中进行反馈延迟控制的方法和装置。
背景
无线通信系统和技术已成为我们进行通信的方式中的重要部分。然而，提供覆盖对于无线服务供应商而言可能是重大挑战。一种拓展覆盖的方式是部署中继器。
一般而言，中继器是接收信号、放大该信号并且传送经放大信号的设备。图1示出了在蜂窝电话系统的上下文中的中继器110的基本图示。中继器110包括施主天线115作为对诸如基站125之类的网络基础设施的示例网络接口。中继器110还包括服务天线120(亦称为“覆盖天线”)作为对移动设备130的移动接口。在工作中，施主天线115与基站125处于通信状态，而服务天线120与移动设备130处于通信状态。
在中继器110中，使用前向链路电路系统135来放大来自基站125的信号，而使用反向链路电路系统140来放大来自移动设备130的信号。有许多配置可被用于前向链路电路系统135和反向链路电路系统140。
有许多类型的中继器。在一些中继器中，网络接口和移动接口两者均是无线的，而在其他中继器中，使用有线的网络接口。一些中继器用第一载波频率来接收信号并且用不同的第二载波频率来发射经放大信号，而其他中继器使用相同的载波频率来接收和发射信号。对于“相同频率”的中继器而言，一个特殊的挑战在于管理由于发射出的信号中的一些可能漏泄回接收电路系统并且再次被放大和发射而发生的反馈。
现有的中继器使用数种技术来管理反馈；例如，中继器被配置成提供这两个天线之间的物理隔绝，使用滤波器，或者可以采用其他技术。
概述
本文中公开的系统、装置和方法允许中继器能力得以增强。根据本发明的一个实施例，无线中继器具有第一和第二天线。为了中继特定信号，一个天线是用于接收输入信号的接收天线并且另一个天线是用于发射经放大信号的发射天线，其中该输入信号是要被中继的远程信号与因接收天线同发射天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和。该中继器包括用于接收该输入信号并生成延迟了的经回波消去的信号的接收电路系统。该接收电路系统可包括回波消去器和延迟元件，并且可包括诸如滤波器等附加元件。该回波消去器可接收该输入信号并通过从该输入信号中消去反馈信号估计来生成经回波消去的信号。该延迟元件可以是可变延迟元件，其向回波消去器之前或之后的信号引入第一延迟并提供延迟了的经回波消去的信号。第一延迟可被选择成优化对反馈信号的消去。该中继器还可包括用于放大该延迟了的经回波消去的信号并向发射天线提供该经放大的信号的放大器。优化对反馈信号的消去可包括选择延迟量以使远程信号与要被发射的信号解相关。
根据本发明的另一方面，一种用于在无线通信系统中的无线中继器里提供回波消去的方法包括：在该中继器的接收天线处接收输入信号，其中该输入信号是要被中继的远程信号与因接收天线同发射天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和。该方法还包括：从该输入信号中消去反馈信号估计并生成经回波消去的信号；向消去反馈信号估计之前或之后的信号引入第一延迟并提供延迟了的经回波消去的信号，其中该第一延迟可被选择成优化对反馈信号的消去；放大该延迟了的经回波消去的信号；以及在发射天线上发射经放大的信号。
附图简述
图1是根据现有技术的中继器的简化图示。
图2示出了根据本公开的一些实施例的中继器环境的图示。
图3A是根据本发明的一个实施例的实现反馈延迟控制的回波消去中继器的框图。
图3B是根据本发明的替换实施例的实现反馈延迟控制的回波消去中继器的框图。
图4是根据本发明的一个实施例的实现导频延迟控制的回波消去中继器的框图。
图5是根据本发明的一个实施例的采用插入导频来实现双级回波消去的中继器的框图。
图6描绘了根据本发明的一个实施例的采用插入导频的中继器的输入信号、输出信号和反馈信号的功率电平。
图7是根据本发明的替换实施例的采用插入导频来实现双级回波消去的中继器的框图。
图8是根据本发明的一个实施例的中继器和导频构造系统的框图。
图9是根据本发明的替换实施例的导频生成器的框图。
图10是根据本发明的一个实施例的实现宽带回波消去的中继器的框图。
详细描述
在结合附图考虑以下详细描述之后，所公开的方法和装置的性质、目的和优点对于本领域的技术人员而言将变得更加明显。
诸如以上所描述的那些中继器之类的现有技术中继器可以为蜂窝电话网络或类似网络提供显著的优点。然而，现有的中继器配置可能并不适合于某些应用。例如，现有的中继器配置可能不适合于可能要求中继器的天线之间有显著更大隔绝的室内覆盖应用(例如，为住宅或企业环境中继信号)。不仅如此，在一些传统的中继器实现中，目标是达成尽可能高的合理增益而同时维持稳定的反馈环路(环路增益小于单位一)然而，增大中继器增益会致使隔绝更加困难，因为漏泄回施主天线中的信号会增大。一般而言，环路稳定性需求要求从覆盖天线漏泄回施主天线中的信号比远程信号(要被中继的信号)低得多。那么，中继器的输出处最大可达成的信号干扰/噪声比(SINR)就与中继器的输入处的SINR相同。高增益和改善的隔绝形成了要求现代中继器实现的两个抵触的需求，对于那些用于室内应用的中继器而言尤甚。
本文中的系统和技术为无线中继器提供了中继器的施主天线(对于前向链路传输的示例而言为“接收天线”)与覆盖天线(对于前向链路传输而言为“发射天线”)之间改善的隔绝。另外，在一些实施例中，本文中的系统和技术提供了采用干扰消去或回波消去来显著改善隔绝的独特的中继器设计。在一些实施例中，使用本文中提供的用于准确估计信道的改善的信道估计技术来实现干扰消去和回波消去。有效的回波消去要求对漏泄信道有非常准确的信道估计。一般而言，信道估计越准确，消去的程度就越高，并且因此有效隔绝的程度就越高。本文中，“干扰消去”或“回波消去”是指减少或消除中继器天线之间的漏泄信号量的技术；即“干扰消去”是指对估计的漏泄信号的消去，其提供对实际漏泄信号的部分或完全消去。
根据本发明的另一方面，本文中的系统和技术提供采用增益控制技术来增强中继器系统的稳定性的独特的无线中继器设计。在一些实施例中，提供了用于衡量中继器系统的稳定性的度量。基于作为稳定性指标的该度量的值来控制中继器的增益。例如，在有大信号动态的情况下，诸如环路增益之类的度量会降格，并且增益将被降低以保持中继器系统稳定。这些增益控制方法和系统能被有利地应用于采用干扰消去的中继器或者不采用干扰消去的中继器。
最后，根据本发明的又一方面，本文中的系统和技术提供了在多中继器环境中改善无线中继器性能的能力。在一些实施例中，提供了促成中继器间通信的系统和技术。在其他实施例中，提供了用于抑制来自邻中继器的干扰并减小来自邻中继器的延迟张开的系统和技术。
图2示出了根据本公开的实施例的中继器210的操作环境200的图示。图2的示例解说了前向链路传输；即，来自基站225的远程信号140旨在送给移动设备230。在环境200中，如果沿着基站225与移动设备230之间的路径227的未经中继的信号不能提供充分的信号以便在移动设备230处接收到有效的语音和/或数据通信，那么可以使用诸如中继器210之类的中继器。具有增益G和延迟Δ的中继器210被配置成使用服务天线220向移动设备230中继在施主天线215上从基站225接收到的信号。中继器210包括用于放大通过施主天线215从基站225接收到的信号并通过服务天线220向移动设备230发射该信号的前向链路电路系统。中继器210还可包括用于放大来自移动设备230的信号并将其发射回基站225的反向链路电路系统。在中继器210处，远程信号s(t)作为输入信号被接收，并且该远程信号s(t)作为中继的或经放大的信号y(t)被中继，其中理想情况下，增益G会是很大的，中继器的固有延迟Δ会是很小的，输入SINR在中继器210的输出处将得以维持(这对于数据话务支持而言可能是特别重要的)，并且仅合意载波会被放大。
实践中，中继器210的增益受到施主天线215与服务天线220之间的隔绝的限制。如果增益太大，那么中继器可能由于信号漏泄而变得不稳定。信号漏泄是指在其中从一个天线(在图2中为服务天线220)发射的信号的一部分被另一天线(在图2中为施主天线215)接收到的现象，如由图2中的反馈路径222所示的那样。在没有干扰消去或其他技术的情况下，作为中继器的正常操作的一部分，该中继器将会放大此亦被称为漏泄信号的反馈信号，并且经放大的反馈信号将再次由服务天线220发射。由于信号漏泄和高中继器增益而对经放大的反馈信号的重复发射可能导致中继器不稳定。另外，中继器210中的信号处理具有固有的不可忽略的延迟Δ。中继器的输出SINR取决于RF非线性度和其他信号处理。因此，往往得不到上述理想的中继器工作特性。最后，在实践中，合意载波可能取决于中继器部署于其中的操作环境或市场而变化。要提供仅放大合意载波的中继器并不总是可能的。
在本公开的实施例中，提供了适合于室内覆盖(例如，企业、住宅、或类似用途)的中继器。该中继器具有约70dB或以上的有效增益，该增益是对于中等大小住宅中的覆盖而言充足的增益的示例。另外，该中继器具有小于1的环路增益以实现稳定性(环路增益被称为发射天线与接收天线之间的反馈环路的增益)并且具有充分的稳定性余裕量和很低的输出噪声本底。在一些实施例中，该中继器具有大于80dB的总隔绝。在一些实施例中，该中继器采用干扰/回波消去来达成很高程度的有效隔绝，这显然具有比对目前可得的中继器的要求更大的挑战性。
本公开的一些技术利用信道估计来实现所要求的回波消去程度。通过以充分的准确度来估计反馈信道(天线之间的信道)，回波消去之后的残差能够显著低于远程信号以便实现对稳定性而言合意的环路增益余裕。
在其中能够部署本发明的中继器的通信系统包括基于红外、无线电、和/或微波技术的各种无线通信网络。此类网络可包括例如无线广域网(WWAN)、无线局域网(WLAN)、无线个域网(WPAN)等。WWAN可以是码分多址(CDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、正交频分多址(OFDMA)网络、单载波频分多址(SC-FDMA)网络，等等。CDMA网络可实现诸如CDMA2000、宽带CDMA(W-CDMA)等一种或更多种无线电接入技术(RAT)。CDMA2000涵盖IS-95、IS-2000和IS-856标准。TDMA网络可实现全球移动通信系统(GSM)、数字高级移动电话系统(D-AMPS)、或其他某种RAT。GSM和W-CDMA在来自名为“第三代伙伴项目”(3GPP)的联盟的文献中描述。CDMA2000在来自名为“第三代伙伴项目2”(3GPP2)的联盟的文献中描述。3GPP和3GPP2文献是公众可获取的。WLAN可以是IEEE 802.11x网络，并且WPAN可以是蓝牙网络、IEEE 802.15x、或其他某种类型的网络。本文中所描述的这些系统和技术也可用于WWAN、WLAN和/或WPAN的任何组合。
干扰/回波消去技术
在一些实施例中，采用回波消去的中继器使用发射信号作为用于估计反馈信道(或即“漏泄信道”)并且还用于回波消去的导频或参考信号。为了估计反馈信道的目的，发射信号是导频并且将远程信号作为噪声来对待。中继器的收到信号是远程信号加上反馈信号(或即漏泄信号)。发射信号被馈送到信道估计算法中并且结果得到的反馈信道估计被用来生成反馈信号的副本——即，发射信号中被回波返回到施主天线的那部分。随后，从收到信号中扣除估计的反馈信号以消掉中继器的输入处的非合意反馈信号。由此在中继器中实现回波消去。
在其他实施例中，采用回波消去的中继器使用插入导频作为用于估计反馈信道并且还用于回波消去的参考信号。在放大并转发中继器中，远程信号不大可能具有循环前缀。通过将已知的导频插入RF信号，就回避了与缺少循环前缀相关联的问题。
1.反馈延迟控制方法
在一个实施例中，一种反馈延迟控制方法被实现在回波消去中继器中以改善信道估计和回波消去性能。在该反馈延迟控制方法中，将可变延迟(D1)引入中继器中以减小导频与远程信号之间的相关性。作为发射信号的导频与远程信号之间的相关性会使信道估计降格。可变延迟D1的值被选择成引入足以减小相关性而不会使中继器的性能降格的延迟。以下将参照图3A来更详细地描述回波消去中继器中的反馈延迟控制方法的详情。
图3A是根据本发明的一个实施例的实现反馈延迟控制的回波消去中继器的框图。参照图3A，“远程信号”s(t)是要被放大的信号，“输出信号”y(t)是经放大信号，并且“漏泄信号”或即“反馈信号”是该输出信号从发射(或即覆盖)天线漏泄回接收(或即施主)天线的经衰减版本。亦被称为漏泄信道的反馈信道被描绘为“h(t)”。
对于典型的中继器操作而言，总环路增益必须小于1以便实现稳定性。这通常暗示在典型的中继器中，放大器增益“G”受到(从发射到接收的)天线隔绝的限制。根据本发明的一个方面，通过基带干扰消去来增进有效隔绝，在此基带干扰消去中，反馈信号是在中继器设备的基带处被估计并消去的。这允许了中继器增益“G”能得以增大。有效的消去要求非常准确的反馈信道估计。实际上，一般而言，信道估计越准确，消去的程度就越高，并且因此有效隔绝的程度就越高。
根据本发明的一个实施例，为了信道估计的目的，将输出信号y(t)或者指示输出信号y(t)的信号用作导频信号，并且将远程信号s(t)作为噪声来对待。远程信号s(t)是蜂窝信号并且由此可以像带限的随机过程那样来对待(并且因此反馈信号亦是如此)。在给定s(t)是带限信号的前提下，彼此接近的采样可能会被相关起来。相关(correlation)也可能是由于基站与中继器之间的延迟张开造成的。通常，导频与噪声相关可能会引起反馈信道估计中产生偏差，从而导致信道估计不准确以及中继器性能降格。频带越小，相关就越大并且降格就越严重。当反馈信号y(t)被用作导频信号并且远程信号被作为噪声来对待时，在导频信号与噪声之间可能有很强的相关，因为远程信号s(t)和作为经中继的远程信号的输出信号y(t)本质上是相同的信号。
通常，对于带限的过程而言或者在基站与中继器之间的信道中呈现延迟张开的情况下，该相关作为采样之间的延迟的函数而减小，即，其间具有较大延迟的信号片的相关要小于其间具有较小延迟的信号片。因此，通过增大采样之间的延迟就能减少相关并且改善信道估计/干扰消去性能。然而，对延迟有相争的要求。出于多种原因(解调，定位)，除了基带处理所要求的最小延迟之外，由中继器引入信号中的延迟应当尽可能小。
参照图3A，回波消去中继器310在施主天线(记为输入节点340)上接收远程信号s(t)并且在服务天线(记为输出节点352)上生成要被发射的输出信号y(t)。从服务天线返回施主天线的信号漏泄导致输出信号y(t)的一部分在远程信号被该中继器接收到之前漏泄回并被添加至该远程信号。信号漏泄被表示为反馈信道h(t)，记为输出节点352与输入节点340之间的信号路径354。因此，中继器310实际上接收到作为远程信号s(t)与反馈信号的总和的接收信号r(t)作为输入信号。图3A中的加法器342是仅用于解说接收信号r(t)中诸信号分量的符号并且不代表中继器310的操作环境中的实际的信号加法器。
作为回波消去中继器的中继器310作用于估计反馈信号以便消掉接收信号(“输入信号”)中的非合意反馈信号分量。为此目的，中继器310的接收电路系统包括由加法器344以及与信道估计块350协作的反馈信号估计块351形成的回波消去器。收到信号r(t)被耦合至加法器344，该加法器344作用于从接收信号r(t)中扣除反馈信号估计只要反馈信号估计是准确的，非合意反馈信号就从接收信号中被移除并且实现了回波消去。在本实施例中，消去后信号r’(t)被耦合通过(以下要讨论的)具有可变延迟D1的延迟元件346并且随后被耦合至向消去后信号提供增益G的增益级348。增益级348在输出节点352上生成输出信号y(t)以供在服务天线上发射。图3A仅解说了与回波消去中继器中的反馈延迟控制方法的操作有关系的元件。中继器310可包括未在图3A中示出但是在本领域中已知用以实现完整的中继器操作的其它元件。
信道估计块350作用于估计反馈信道h(t)并计算对反馈信道的估计为了回波消去的目的，反馈信号估计块351取反馈信道估计并计算对反馈信号的估计。在本实施例中，信道估计块350使用接收信号r(t)并且还使用经回波消去的信号作为导频信号或者参考信号来进行信道估计。反馈信号估计块351基于反馈信道估计来计算反馈信号估计其中该反馈信号估计被用于加法器344处的回波消去。更具体地，反馈信号估计是反馈信道估计与指示发射信号的参考信号的卷积。
根据本发明的反馈延迟控制方法，在回波消去中继器310的接收电路系统中提供可变延迟D1以在该回波消去中继器的消去后信号中引入延迟。延迟D1正好大到足以使输出信号y(t)和远程信号s(t)能被解相关但是又小到足以满足中继器性能要求。例如，该延迟可被选择成提供输出信号y(t)与远程信号s(t)之间的解相关，但是小于最大合意解相关延迟量。可变延迟D1是可调谐的并且能够在中继器启动时被调整以及在中继器工作中时被周期性地调谐以计及远程信号的相关(correlation)结构上的变化。
在本实施例中，中继器310在消去后信号的信号路径中包括延迟元件346以向消去后信号r’(t)引入延迟D1。延迟了的经回波消去的信号r”(t)被耦合至增益级348以生成输出信号y(t)。延迟了的经回波消去的信号r”(t)还被耦合至信道估计块350以供在信道估计中使用并且被进一步耦合至反馈信号估计块351以用于估计反馈信号(未示出)。以此方式，就在作为反馈信号正通过反馈信道h(t)被反馈的输出信号y(t)与远程信号s(t)之间引入了一定的延迟量D1。
在工作中，经回波消去的输出信号y(t)与远程信号s(t)之间充分大的延迟改善了信道估计，并且由此改善了中继器性能。在一个实施例中，合意的延迟量是包含在信号s(t)内的载波的数目的函数。在另一实施例中，合意的延迟量是包含在信号s(t)内的载波的带宽的函数。例如，5MHz内的3个DO载波将比20MHz上的4个WCDMA载波要求更多的延迟。因此，延迟D1是可变延迟或可调谐延迟以允许取决于要被中继的信号来修改该延迟量。
在一个实施例中，通过搜索来调谐或调整延迟量D1。即，调整延迟D1，直至达到最大可允许的延迟或者直至经回波消去的输出信号y(t)与远程信号s(t)充分解相关。在另一实施例中，直接测量或通过其他量度(诸如总消去增益)来推断远程信号s(t)与输出信号y(t)的相关或解相关。随后，从计算出的相关计算恰适的延迟。
在图3A中所示的实施例中，增益级348之前的经回波消去的信号r”(t)被用作用于信道估计的导频信号或参考信号。在其他实施例中，也可以将增益级348之后的输出信号y(t)用作导频信号。
在本发明的反馈延迟控制方法的上述实施例中，向回波消去中继器的消去后信号引入可变延迟D1。在本发明的其他实施例中，该反馈延迟控制方法在回波消去中继器的前馈部分中的任何点处将可变延迟D1引入该中继器中。具体地，在一个实施例中，在回波消去之前将可变延迟D1引入中继器电路中。无论延迟D1在何处被引入回波消去中继器的信号路径中，本发明的反馈延迟控制方法均以相同的方式作用于将输出信号y(t)与远程信号s(t)解相关以改善信道估计准确性并且由此改善中继器性能。
图3B是根据本发明的替换实施例的实现反馈延迟控制的回波消去中继器的框图。图3A和3B中相似的要素被给予相似的参考标号以简化讨论。参照图3B，在回波消去中继器360中提供可变延迟D1以在回波消去中继器的消去前信号中引入延迟。在本实施例中，中继器360在接收信号r(t)的信号路径中包括延迟元件366以向接收信号r(t)引入延迟D1。延迟了的接收信号r’(t)被耦合至回波消去器，该回波消去器包括加法器344以及与信道估计块350一起工作的反馈信号估计块351。加法器344作用于从延迟了的接收信号r’(t)中扣除反馈信号估计延迟了的经回波消去的信号r”(t)被耦合至增益级348以生成输出信号y(t)。延迟了的经回波消去的信号r”(t)还被耦合至信道估计块350以供在信道估计中使用。在中继器360中，在作为反馈信号正通过反馈信道h(t)反馈的输出信号y(t)与远程信号s(t)之间引入一定的延迟量D1以将这两个信号解相关。可以与以上参照图3A所描述的方式相同的方式来选择由延迟元件366提供的可变延迟值D1以获得合意的解相关量。另外，可以与以上参照图3A所描述的方式相同的方式来调谐或调整图3B中的可变延迟D1。
2.导频延迟控制
根据本发明的另一方面，在回波消去中继器中实现导频延迟控制方法以改善频域信道估计和回波消去性能。具体地，频域信道估计对反馈信道中存在的延迟敏感。为了改善信道估计的准确性，向发射信号引入可变延迟(D2)并且随后将延迟了的发射信号供应给信道估计算法以被用作导频信号或参考信号来计算反馈信道估计。由此计算出的反馈信道估计被供应给回波消去块以供在回波消去中使用。当对不具有循环前缀的RF信号使用频域信道估计时，可变延迟D2在实际效果上“左移”了反馈信道估计并且缓减了正交性效果的丧失。以下将参照图4来更详细地描述回波消去中继器中的导频延迟控制方法的详情。
图4是根据本发明的一个实施例的实现导频延迟控制的回波消去中继器的框图。参照图4，回波消去中继器410在施主天线(记为输入节点440)上接收要被中继的远程信号S[k]并且在服务天线(记为输出节点452)上生成要被发射的输出信号Y[k]。从服务天线返回施主天线的信号漏泄导致输出信号y(t)的一部分在远程信号被该中继器接收到之前漏泄回并被添加至该远程信号。信号漏泄经过反馈信道h[k]，记为输出节点452与输入节点440之间的信号路径454。因此，中继器410实际上接收到作为远程信号S[k]与反馈信号的总和的接收信号x[k]，其中该反馈信号基本上是输出信号Y[k]的经衰减版本。图4中的加法器442是仅用于解说接收信号中诸信号分量的符号并且不代表中继器410的操作环境中的实际的信号加法器。作为回波消去中继器的中继器410作用于估计反馈信号以消掉接收信号中的非合意反馈信号分量。
在本描述中，可互换地使用注记s(t)和S[k]来指代远程信号。类似的注记方案也被用于本文中所描述的其他信号。应当理解，这两种样式的注记仅指代时域中的信号或者指时间采样序列形式的信号，并且这些注记仅是相同信号的不同表示。
在中继器410中，接收信号x[k](“输入信号”)被耦合至接收滤波器442(“rx滤波器”)并且经滤波的接收信号被耦合至加法器444，该加法器444作用于从经滤波的接收信号中扣除反馈信号估计只要反馈信号估计是准确的，那么非合意反馈信号就从该接收信号中被移除并且实现了回波消去。消去后信号x’[k]被耦合通过具有可变延迟D1的延迟元件446。根据以上所描述的反馈延迟控制方法来引入可变延迟D1以减小输出信号与远程信号之间的相关，由此改善反馈信道估计和中继器性能。可变延迟D1在本实施例中是随意任选的并且在本发明的其他实施例中可被省去。
消去后且延迟了的信号x”[k]被耦合至提供可变增益Gv的可变增益级448。由增益控制块447控制可变增益级448以调整中继器410的增益值Gv。经放大信号被耦合至发射滤波器449(“tx滤波器”)以生成第一输出信号y[k]。该第一输出信号y[k]随后被耦合至提供RF增益Gf的最终增益级458。最终增益级458在输出节点452上生成经放大的输出信号Y[k](“经放大信号”)。
中继器410包括信道估计块450，该信道估计块450用于估计反馈信道h[k]以及计算对反馈信号的估计以用于回波消去的目的。在本实施例中，经回波消去的输出信号y[k]被用作用于信道估计的导频信号或参考信号。输出信号y[k]受可调整延迟D2的作用，这将在以下将更详细地描述。信道估计块450还接收该接收信号x[k]作为输入信号。信道估计块450使用预定义的信道估计算法(Alg)和存储着的系数NB来计算反馈信道估计由此计算出的反馈信道估计被耦合至反馈信号估计计算块462。反馈信号估计计算块462执行反馈信道估计与接收滤波器“rx滤波器”以及与延迟了的导频信号y’[k]的卷积以生成反馈信号估计该卷积使用接收滤波器来确保被用于回波消去的反馈信号估计呈现出与受相同接收滤波器443作用的接收信号x[k]相同的信号特性。反馈信号估计被耦合至加法器444以从接收信号中扣除该反馈信号估计以便实现对接收信号的回波消去。
根据本发明的一个方面，通过基带干扰消去来增进有效隔绝，在基带干扰消去中，反馈信号是在中继器设备的基带处被估计并消去的，如以上所描述的那样。因此，基带干扰消去允许中继器增益得以增大。相应地，有效的消去要求非常准确的反馈信道估计。一般而言，反馈信道估计越准确，消去的程度就越高并且因此有效隔绝的程度就越高。
如果正被用作导频信号或参考信号的信号不具有循环前缀，那么频域信道估计就会因缺乏正交性而遭受降格。在诸如中继器410之类的放大并转发中继器中，输出信号y[k]被用作参考信号并且由于输出信号y[k]具有与输入信号即远程信号S[k]相同的形式，因而用于信道估计的参考信号不大可能具有所要求的结构(循环前缀)。此环境中的频域信道估计遭受与在其中信道长于循环前缀的OFDM系统中所经历的那些效应类似的各种效应。在此处所考虑的极端情形中，循环前缀不存在并且整个反馈信道扮演过度延迟张开信道的角色。来自此类情景的降格在本领域中有文献记载。当实际信道具有延迟时，该降格尤其剧烈。为了有效地将频域信道估计应用于中继器反馈信道估计，需要缓减过度延迟张开的问题。
在频域信道估计中，输出信号y(t)被用作导频信号并且远程信号s(t)被作为噪声来对待。反馈信道估计是通过以下规程获得的。首先，导频信号y[k]的N个接连的采样受N点快速傅里叶变换(FFT)作用以生成N个采样，记为Y[n]，n＝0…N-1。类似地，接收信号x[k]的N个接连的采样受N点FFT作用以生成N个采样，记为X[n]。第二，将数目“P”块输入采样和输出采样收集到一起。使用下式将每个频域采样处理成采样Z[n]：
Z [ n ] = Σ k = 0 P - 1 Y k [ n ] H X k [ n ] Σ k = 0 P | Y k [ n ] | 2 ,
其中n是频调的索引并且P是块索引。最后，Z[n]的N个采样受N点傅里叶逆变换(IFFT)作用以获得反馈信道估计
在本实施例中并且如图4中所示，提供可调整或可变延迟D2的延迟元件460被引入发射信号y[k]中，并且延迟了的发射信号y’[k]被用作用于信道估计以及用于回波消去的参考信号或导频信号。引入可调整的延迟D2具有使被用于信道估计的参考序列提前以使得有效反馈信道相对于有任何可调整延迟被引入之前的信道被“左”移了的效果。换言之，延迟D2具有使要被估计的信道提前的效果。
反馈信道h[k]中的批量延迟具有增大信道的有效“过度延迟张开”的效果。可变延迟D2具有校准去除反馈信道中的批量延迟由此使过度延迟张开对反馈信道的影响最小化的效果。通过恰当地调整延迟D2，极大地降低了输入信号中正交性丧失的影响，信道估计得以改善并且中继器的性能也得以增强。
根据本发明的一些实施例，可调谐延迟D2是在中继器启动时调整并且在中继器工作中时周期性地调谐以计及反馈信道的延迟特性上的变化。在一个实施例中，通过搜索来调谐或调整延迟D2。即，调整延迟D2，直至获得合意的增益和中继器性能。
3.使用插入导频的双级回波消去
对于使用干扰消去的中继器而言，需要极其准确地估计反馈信道，如此反馈信号(或即“漏泄信号”)才能被估计并扣除掉。在以上所描述的实施例中，通过将所发射的(经放大)信号用作参考信号或导频信号的方式来执行信道估计。如此配置时，对导频结构没有任何控制并且信道估计性能受正被放大的信号的结构的影响。信道估计准确性对经放大信号的统计特性(动态、时间相关性、等等)特别敏感。在诸如大延迟张开或者存在多个中继器之类的一些情景中，未知的导频结构可能会限制可达成的中继器增益。
根据本发明的一些实施例，回波消去中继器为了信道估计的目的而使用插入导频。即，已知的导频信号被插入到回波消去中继器的合意发射信号中，并且所插入的导频信号被用作用于信道估计的参考信号而不是将发射信号用作参考信号。将已知的插入导频用于信道估计提供了许多优点，包括对来自基站的多径延迟张开的稳健性、以及对来自邻中继器的干扰的稳健性。在工作中，中继器发射合意发射信号加插入导频。该导频被从该中继器接收到此复合发射信号的设备感知为噪声。为了确保此被感知到的噪声足够低，插入导频的功率电平被选择成充分低于合意发射信号的功率电平。然而，该导频信号的功率电平还被选择成大于背景噪声以确保插入导频能够有效地在信道估计中使用。在一个实施例中，导频信号的功率电平被选择成低于合意发射信号并且是该合意发射信号的函数。在另一实施例中，导频信号的功率电平被选择成低于合意的发射信号并且是该合意发射信号与中继器的增益的函数。
为了通过将插入导频用作参考信号的方式来进行反馈信道估计的目的，将合意发射信号被反馈的部分作为噪声来对待。在信道估计上达成合意SINR所需要的取平均的程度对于任何合理的非静态信道而言都是过分的。这严重地限制了将插入导频用作估计反馈信道的手段的合用性。根据本发明的实施例，在将插入导频用于信道估计的回波消去中继器中实现双级回波消去方案。该两级消去方案作用于使为在反馈信道估计上获得合意SINR所必需的取平均的量最小化，由此使得能够在回波消去中继器中将插入导频用于信道估计。以下参照图5和图6来更详细地描述使用插入导频的回波消去中继器中的双级回波消去方案的详情。
图5是根据本发明的一个实施例的采用插入导频来实现双级回波消去的中继器的框图。图6描绘了根据本发明的一个实施例的采用插入导频的中继器的输入信号、输出信号和反馈信号的功率电平。首先参照图6，当使用插入导频时，由中继器610接收到的输入信号(记为信号“X”)变成远程信号(R)加上反馈发射信号(TF)加上反馈导频信号(PF)。即，X＝TF+PF+R。中继器610的输出信号，或即正由中继器发射的经放大信号(记为信号“Y”)是合意发射信号T加上导频信号P。即，Y＝T+P。
现在将参照图5来描述本发明的双级回波消去方案。参照图5，实现双级回波消去方案的中继器510包括用于执行第1级回波消去的第一回波消去器512以及用于执行第2级回波消去的第二回波消去器530。第一回波消去器512接收到接收信号X(节点502)和发射信号T(节点506)作为输入信号。第一回波消去器512还从信道估计块520接收当前可用的反馈信道估计(节点508)。该当前可用的反馈信道估计可以是合理的反馈信道估计或者是来自信道估计块520的最新近的反馈信道估计该当前可用的反馈信道估计被用来预测反馈发射信号TF。预测的反馈发射信号TF本质上是合意发射信号T与最新近的反馈信道估计的卷积。在第一回波消去器512中，从收到信号X中扣除由此预测并重构出的反馈发射信号TF，从而仅留下远程信号R和反馈导频信号PF。在实践中，可能有一些与第一回波消去相关联的噪声并且结果并非正好是R+PF，但是非常接近R+PF。反馈导频信号PF是插入导频与反馈信道的卷积。随后，经修改的收到信号(R+PF)连同插入导频P一起被提供给信道估计块520并且被用于信道估计以获得更新的反馈信道估计因为插入导频与远程信号完全不相关，因而获得了非常准确的反馈信道估计。
随后，行进至双级回波消去方案的第2级回波消去(第二回波消去器530)，更新的反馈信道估计被用来预测反馈发射信号TF和反馈导频信号PF。为此目的，第二回波消去器530接收到接收信号X(节点502)、发射信号(节点506)和导频信号P(节点504)。第二回波消去器530还从信道估计块520接收更新的反馈信道估计第二回波消去器530使用更新的反馈信道估计来计算对反馈发射信号TF的更准确的预测。重构并且从收到信号X中扣除预测出的反馈发射信号TF和反馈导频信号PF以恰好产出远程信号R。在由中继器放大之后，诸如在通过具有增益G的增益块533放大之后，就获得具有高准确性的经回波消去的放大了的远程信号T。在中继器510中，合意发射信号T被添加以由导频插入单元535生成的导频信号P并且随后作为复合发射信号Y(Y＝T+P)从中继器发射出去。
在另一实施例中，迭代地重复这两个消去级，其中第一级将第二级所使用的最新近的反馈信道估计用作当前可用的信道估计。信道估计块在连续的基础上基于接收信号的新的传入采样来生成更新的反馈信道估计。根据本发明，通过使用具有插入导频的双级回波消去方法就能达成高度准确的回波消去和高中继器增益。
再次参照图6，假定中继器610将接收到的远程信号R放大70dB并且插入功率比经放大的远程信号T低20dB的导频P。假定在施主天线与覆盖天线之间有40dB的隔绝，插入导频以比远程信号高10dB的功率电平漏泄返回(PF)，并且合意发射信号以比远程信号高30dB的功率电平漏泄返回(TF)。假定要求信道估计SINR接近50dB以便达到可容忍的残留消去误差。在一级消去办法中，信道的初始SINR为-20dB，(因为插入导频比扮演噪声角色的合意发射信号低20dB)，并且因此由于目标SINR为50dB，因而需要有70dB的额外处理增益(其中的大部分通过加量地取平均来获得)以达到合意的信道估计SINR。在两级消去办法中，首先扣除掉反馈的发射信号TF，所以信道的初始SINR为10dB，并且因此仅需要40dB的处理增益。因此，该两级消去使得额外的取平均量能够大致等于插入导频与合意发射信号的发射功率电平之差(20dB)。所要求的取平均上的减量使得插入导频办法能够变得稳健以便应用在甚至具有反馈信道时间变动的中继器中。
在以上所描述的实施例中，双级回波消去方案在第一级中消去反馈发射信号TF以获得更准确的信道估计，并且随后该双级回波消去方案在第二级中使用更新的反馈信道估计来消去反馈发射信号TF和反馈导频信号PF以获得远程信号。使用插入导频以在中继器中实现回波消去的其他消去方案是可能的。图7是根据本发明的替换实施例的采用插入导频来实现双级回波消去的中继器的框图。图5和图7中相似的要素被给予相似的参考标号以简化讨论。
参照图7，根据本发明的实现双级回波消去方案的中继器560包括用于执行第1级回波消去的第一回波消去器512以及用于执行第2级回波消去的第二回波消去器570。第一回波消去器512接收到接收信号X(节点502)和发射信号T(节点506)作为输入信号。第一回波消去器512还从信道估计块520接收当前可用的反馈信道估计该当前可用的反馈信道估计可以是合理的反馈信道估计或者是来自信道估计块520的最新近的反馈信道估计该当前可用的反馈信道估计被用来预测反馈发射信号TF。在第一回波消去器512中，从收到信号X中扣除由此预测并重构出的反馈发射信号TF，从而仅留下远程信号R和反馈导频信号PF作为第一经回波消去的信号。反馈导频信号PF是插入导频与反馈信道的卷积。随后，该第一经回波消去的信号(R+PF)连同插入导频P一起被提供给信道估计块520并且被用于信道估计以获得更新的反馈信道估计因为插入导频与远程信号完全不相关，因而获得了非常准确的反馈信道估计。
随后，在第2级回波消去处，第二回波消去器570从第一回波消去器512接收第一经回波消去的信号(R+PF)。第二回波消去器570还接收导频信号以及更新的反馈信道估计。第二回波消去器570使用该更新的反馈信道估计来预测反馈导频信号PF。重构并从第一经回波消去的信号(R+PF)中扣除预测出的反馈导频信号PF以恰好产出远程信号R。在由中继器放大之后，诸如在通过具有增益G的增益块533放大之后，就获得具有高准确性的经回波消去的放大了的远程信号T。在中继器560中，合意发射信号T被添加以由导频插入单元535生成的导频信号P并且随后作为复合发射信号Y＝T+P从中继器发射出去。
与图5中实现的双级回波消去方案相比，图7中实现的双级回波消去方案被简化，因为第二回波消去器仅预测和消去反馈导频信号。尽管图7中实现的双级回波消去方案可能略微不准确，因为反馈发射信号TF是使用当前可用的反馈信道估计来预测的，而该当前可用的反馈信道估计可能是也可能不是最准确的或最新更新的反馈估计信道。然而，在大多数情形中，图7的双级回波消去方案将提供充分准确的结果。另外，当通过由第一级将第二级所使用的最新近的反馈信道估计用作当前可用的信道估计的方式迭代地重复这两个消去级时，能够极大地改善回波消去的准确性。
4.插入导频构造
对于使用干扰消去的中继器而言，需要极其准确地估计反馈信道，以使得反馈/漏泄信号能被扣除掉。为反馈信道估计的目的而使用插入导频具有一些优点，包括对来自基站的多径延迟张开的稳健性以及对来自邻中继器的干扰的稳健性。在本描述中，仅讨论中继器的下行链路传输，但是本讨论也适用于上行链路传输。当使用插入导频时，中继器发射合意发射信号(经放大的远程信号)加上插入导频。该导频被从该中继器接收到复合发射信号的设备感知为噪声。
在本发明的一些实施例中，提供了插入导频的结构以及用于构造插入导频以供在回波消去中继器中用于信道估计的方法。当根据本文中的方法来构造时，插入导频具有对于信道估计而言有利的合意功率、频谱特性以及数据结构。在一些实施例中，由于该导频将被末端设备感知为噪声，因而参照发射信号的功率来控制该导频信号的功率电平，以使得导频功率将不会引入畸变。在其他实施例中，如此构造导频，以使得其具有与经放大信号相同的频谱特性。最后，在其他实施例中，导频被构造成具有有助于信道估计规程的性质和数据结构。在一个实施例中，使用具有循环前缀的OFDM结构来构造导频。
图8是根据本发明的一个实施例的中继器和导频构造系统的框图。回波消去中继器710接收到接收信号或即输入信号X(节点702)并生成要被发射的输出信号或即经放大信号Y(节点740)。在回波消去中继器710中，提供了导频构造单元762以将导频P引入到输出信号Y。更具体地，在中继器710中，回波消去器760从收到信号X生成合意发射信号T。由导频构造单元762生成的导频P(节点704)被添加至此合意发射信号T(加法器763)以生成输出信号Y，诸如Y＝T+P。在图8中进一步解说导频构造系统的详情。在本解说中，发射信号被假定为多载波信号并且因此导频信号被构造为具有N个载波的多载波信号。当然，导频信号也可以被构造为单载波信号，诸如当发射信号是单载波信号时便是如此。
在多载波信号的情形中，导频构造单元762包括用于载波1到N中的每个载波的导频生成器764a到764n。为每个载波生成载波导频信号P1到PN，并且将载波导频信号P1到PN加总在一起(加法器766)以形成导频信号P。如下生成用于给定载波的导频信号。
根据本发明的一个实施例，代表导频生成器764a到764n中的任何一个导频生成器的导频生成器764x使用具有循环前缀的OFDM数据结构来构造插入导频P。当使用FFT/IFFT算法(频域信道估计)时，具有循环前缀的OFDM数据结构的使用具有对反馈信道估计而言特别有益的特征。具体而言，可以如所愿地优化跨频调的功率分布(例如，可以跨频带地跳跃单个频调或者频调群)。在导频生成器764x中，导频码元单元774提供关于OFDM数据结构的码元。在其他实施例中，可以使用用于插入导频的其他数据结构。
可以使用预定的种子或者加扰序列来对具有该OFDM结构的导频码元加扰。在导频生成器764x中，导频加扰器776提供加扰序列以在乘法器778处对由导频码元单元774提供的OFDM数据码元加扰。该加扰序列可以赋予中继器唯一性的标识符。随后，对于每个正被放大的载波，导频由具有合意的频谱性质的滤波器780整形。在一个实施例中，藉由使白噪声通过效仿发射滤波器的滤波器的方式来对导频进行整形。
为了维持导频信号的正确功率，首先通过功率测量和滤波单元770来估计合意发射信号T(节点706)的功率。在导频功率确定单元772处确定导频信号的功率并参照此合意发射信号功率来将该导频信号的功率设定到合意电平。通常，导频信号的功率电平被设定成低于发射信号的功率电平。在一个实施例中，导频信号功率比发射信号功率低20dB。在乘法器782处设定经滤波导频的功率。当合意发射信号由多个载波构成时，测量并估计每个载波中的合意发射信号的功率。在(乘法器782)建立了导频信号的功率电平之后，在循环前缀插入单元处插入循环前缀以生成特定载波的导频信号Px。
本文中所描述的导频构造系统具有以下优点。首先，频域信道估计在复杂度意义上是可取的，并且如果使用循环前缀，则码元间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)会是最小限度的。因此，使用具有包括循环前缀的OFDM结构的导频降低了信道估计的总体复杂度并且不具有中继器性能意义上的缺点。
第二，用与已被用来对合意发射信号进行整形的滤波器(发射滤波器)相同的滤波器来对导频进行滤波是有利的，因为不需要额外的滤波器，并且确保了导频不具有非合意的频谱分量。能够在中继器开始放大传入信号之前就生成导频，因此在中继器工作期间，发射滤波器将仅被用于对输出信号进行整形而不用于对导频进行整形。
第三，将导频功率维持在比合意发射信号的功率低给定量处以使得输出SINR不会不必要地降格是关键的。使用滤波器来跟踪合意发射信号的功率并且基于此滤波得到的值距开地设置导频功率具有以下优点：能够调谐滤波器系数，以使得导频功率有效地跟踪合意信号功率而同时中继器保持相对稳定。另外，在每载波的基础上构造插入导频具有以下优点：导频功率将跨频率地跟踪合意信号功率。
最后，使用预定的种子对导频码元加扰允许插入导频能被其他中继器(或设备)用作检测中继器的存在的参考。导频还可被用于将有用信息(例如，发射功率/增益)信令通知附近的其他中继器/设备。
在以上描述中，导频生成器764x实现时域导频构造方案。根据本发明的另一方面，频域导频构造方案被用来构造插入导频以供在中继器中使用。图9是根据本发明的替换实施例的导频生成器的框图。参照图9，导频生成器964x可被用来实现图8中的导频生成器764a到764n中的任何一个导频生成器。
在频域导频构造方案下，导频码元单元974在频域中提供具有M个数据码元的块，其中为每个频调提供一个数据码元。随后，这些数据码元由导频加扰器976加扰。更具体地，导频加扰器976使用预定的加扰序列在乘法器975处对这些数据码元加扰。在一个实施例中，该加扰序列可以赋予中继器唯一性的标识符。随后，导频功率整形器单元978通过乘法器977提供对经加扰码元的缩放以跨所有M个频调地调整数据码元的功率。更具体地，跨频调来看，每个数据码元的功率可以有所不同，以此对频域功率谱进行整形。随后，这些数据码元被提供给IFFT(快速傅里叶逆变换)滤波器980以将这些数据码元转化成时域信号。
导频生成器964x的后续操作与图8的导频生成器764x的操作相同。首先，为了维持导频信号的正确功率，先通过功率测量和滤波单元770来估计合意发射信号T(节点706)的功率。在导频功率确定单元772处确定导频信号的功率(导频信号的平均功率以及导频信号跨频调的功率)并将该导频信号的功率设定到相对于合意发射信号功率而言合意的电平。通常，导频信号的功率电平被设定成低于发射信号的功率电平。在乘法器782处设定导频信号的功率。当合意发射信号由多个载波构成时，测量并估计每个载波中的合意发射信号的功率。在(乘法器782)建立了导频信号的功率电平之后，在循环前缀插入单元处插入循环前缀以生成特定载波的导频信号Px。
5.宽带回波消去
根据本发明的另一方面，一种无线中继器实现宽带回波消去和数字增益控制以达成稳定性和改善的中继器性能。更具体地，该中继器采用时域回波消去来实现宽带回波消去，采用具有可调整的和自适应的延迟的频域信道估计来改善信道估计性能，以及采用数字增益控制来监视并维持中继器经过基带增益修改的工作稳定性。如此配置时，就实现了能够进行宽带回波消去、具有改善的信道估计性能和改善的稳定性的无线中继器。
图10是根据本发明的一个实施例的实现宽带回波消去的中继器的框图。参照图10，回波消去中继器1010在第一天线1115上接收要被中继的远程信号S[k]并且在第二天线1120上生成要被发射的输出信号Y[k]。中继器1010包括耦合至第一天线1115的第一前端电路1012，耦合至第二天线1120的第二前端电路1016，以及耦合在第一与第二前端电路之间的中继器基带块1014。注意，中继器1010被配置成使得该电路系统(例如，第一前端电路1012，第二前端电路1016)能够耦合至恰适的天线以进行特定的通信(前向或反向链路)。
第一和第二前端电路1012、1016纳入了用于实现无线中继器的接收和发射功能的数字和模拟前端处理电路系统。基本上，第一和第二前端电路1012、1016包括中继器1010里的位于中继器基带块1014之外的电路系统。在一个实施例中，第一和第二前端电路1012、1016各自包括在常规的无线接收机和发射机中使用的数字和模拟前端处理电路系统。接收机/发射机前端处理电路系统可包括可变增益放大器、滤波器、混频器、驱动器以及数字信号处理器。中继器前端电路1012、1016的具体实现对于实践本发明而言并不是关键的，并且任何目前已知的或者待开发的接收机/发射机前端处理电路系统都能被应用在本发明的无线中继器中。
中继器1010包括在其中实现信道估计、基带回波消去以及增益控制操作的中继器基带块1014。图10中解说了中继器基带块1014的详情。中继器基带块1014接收一接收信号x[k]并生成输出信号y[k]。接收信号x[k]是要被中继的远程信号S[k]与因第一天线1115同第二天线1120之间的反馈信道产生的反馈信号的总和。在工作中，从服务天线返回施主天线的信号漏泄导致输出信号Y[k]的一部分在远程信号S[k]被中继器接收到之前通过反馈信道漏泄返回并且被添加至该远程信号S[k]。因此，中继器1010实际上接收到作为远程信号S[k]与反馈信号的总和的接收信号x[k]，其中该反馈信号基本上是输出信号Y[k]的经衰减版本。作为回波消去中继器的中继器1010作用于估计此反馈信号以消掉接收信号中的非合意反馈信号分量。
在中继器基带块1014中，输入节点1130上的接收信号x[k](“输入信号”)被耦合至接收滤波器1132(“rx滤波器”)。在一个实施例中，接收滤波器1132是可调谐的数字基带接收滤波器，以使得能够对收到波形进行恰适的滤波。另外，接收滤波器使得能够选择性地放大收到波形。
经滤波的接收信号被耦合至实现时域回波消去的回波消去器。时域回波消去具有能实现宽带(即，大带宽)反馈信号消去而同时使经过中继器的延迟维持在少量的优点。在本实施例中，回波消去器包括加法器1134，该加法器1134作用于从经滤波接收信号中扣除反馈信号估计只要反馈信号估计是准确的，那么非合意反馈信号就从接收信号中被移除并且实现了回波消去。该反馈信号估计是由以下更详细描述的信道估计块生成的。
消去后信号x’[k]被耦合通过具有可变延迟D1的自适应延迟元件1136。根据以上所描述的反馈延迟控制方法来引入可变延迟D1以控制中继器延迟并微调信道估计性能。更具体地，自适应地引入可变增益D1以减少输出信号Y[k]与远程信号S[k]之间的相关，由此改善反馈信道估计和中继器性能。在本实施例中，可变延迟D1是在回波消去之后引入的。在其他实施例中，可变延迟D1是在中继器的前馈部分中的任何点处引入的。具体地，在一个实施例中，在回波消去之前将可变延迟D1引入中继器电路中。
消去后且延迟了的信号x”[k]被耦合至提供可变增益Gv的可变增益级1138。由增益控制块1150控制可变增益级1138以通过基带增益修改来调整中继器1010的增益。在本实施例中，增益控制块1150实现数字增益控制并接收延迟了的经回波消去的输出信号y’[k]作为导频信号。增益控制块1150监视导频信号并通过一个或更多个增益控制度量来确定中继器1010的稳定性。增益控制块1150以维持中继器1010的工作稳定性的方式来调整可变增益级1138的增益值Gv。增益控制块1150能够提供快速振荡检测以确保中继器的稳定性受到良好的控制。
放大了的经回波消去的信号被耦合至发射滤波器1140(“tx滤波器”)以在输出节点1142上生成输出信号y[k]。在一个实施例中，发射滤波器1140是可调谐的数字基带发射滤波器，以使得能够对所发射波形进行恰适的滤波。来自中继器基带块1014的输出信号y[k]被耦合至第二前端电路1016以作为最终输出信号Y[k]在第二天线1120上发射。
中继器基带块1014包括信道估计块，该信道估计块作用于估计记为h[k]的反馈信道并且计算对反馈信号的估计以用于回波消去的目的。在本实施例中，信道估计块包括信道估计电路1148。回波消去器包括反馈信号估计计算块1146，该反馈信号估计计算块1146使用来自信道估计电路1148的反馈信道估计来计算反馈信号估计。经回波消去的输出信号y[k]被用作用于信道估计、用于反馈信号估计以及还用于数字增益控制的导频信号或参考信号。在本实施例中，输出信号y[k]受由可调整的延迟元件1144提供的可调整延迟D2的作用。可调整延迟D2是根据以上所描述的导频延迟控制方法来引入的，并且具有使被用于信道估计的参考序列提前以使得有效反馈信道相对于有任何可调整延迟被引入之前的信道“左”移了的效果。换言之，延迟D2具有使要被估计的信道提前的效果。以上描述了引入可调整延迟D2的益处，并且一般而言，通过延迟D2来使要被估计的信道提前这一手段通过校准去除反馈信道中的批量延迟而改善了中继器性能。
在中继器基带块1014中，信道估计电路1148接收延迟了的经回波消去的信号y’[k]作为导频信号并且还接收该接收信号x[k]作为输入信号。信道估计电路1148使用预定义的信道估计算法(Alg)和存储着的系数NB来计算反馈信道估计在一个实施例中，信道估计电路1148采用频域信道估计。由此计算出的反馈信道估计被耦合至反馈信号估计计算块1146。反馈信号估计计算块1146执行反馈信道估计与接收滤波器“rx滤波器”以及与导频信号y’[k]的卷积以生成反馈信号估计该卷积使用接收滤波器来确保被用于回波消去的反馈信号估计呈现出与受相同接收滤波器443作用的接收信号x[k]相同的信号特性。反馈信号估计被耦合至加法器1134以从接收信号中扣除该反馈信号估计以便实现对接收信号的回波消去。
如此构造时，中继器1010通过基带干扰消去增进了施主天线与服务天线之间的有效隔绝。通过使用自适应延迟D1所实现的输出信号与远程信号之间增进的解相关、以及被用于信道估计、反馈信号估计和增益控制的延迟了的导频信号(延迟D2)作用于改善信道估计性能，由此增进了基带干扰消去的准确性。准确的基带干扰消去允许中继器增益得以增大。有了准确的宽带回波消去，中继器1010能够以比之常规的中继器设备而言很高的增益水平来工作。
在图10中所示的实施例中，中继器基带块1014的诸元件采用了给定的布置。例如，自适应延迟元件1136继以可变增益级1138并随后继以发射滤波器1140。在本发明的其他实施例中，中继器基带块1014的这些元件能够采用其他配置来实现相同的信道估计和回波消去功能。中继器基带块1014中的元件的布置的确切次序对于本发明的实践而言并非关键。在一个实施例中，可变增益级1138被放置在发射滤波器1140之后。在另一实施例中，自适应延迟元件1136被放置在可变增益级1138之后或者发射滤波器1140之后。即，自适应延迟元件1136能被放置在消去后信号路径中的任何地方。另外，在其他实施例中，自适应延迟元件1136还能被放置在中继器的前馈部分中回波消去之前的地方。
在一个实施例中，远程信号具有多个载波并且接收滤波器1132和发射滤波器1140被调谐成提供窄带或宽带回波消去。
本领域技术人员将理解，信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示。例如：贯穿上面说明始终可能述及数据、信息、信号、比特、码元、码片、指令和命令。它们可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来表示。
在上述实施例中的一个或更多个实施例中，所描述的功能和过程可以在硬件、软件、固件、或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则各功能可以作为一条或更多条指令或代码存储在计算机可读介质上或藉其进行传送。计算机可读介质包括计算机存储介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合意程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟，其中盘(disk)往往以磁的方式再现数据，而碟(disc)用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。本文中所用术语“控制逻辑”适用于软件(其中功能由存储在机器可读介质上的将通过使用处理器来执行的指令来实现)、硬件(其中功能通过使用电路系统(诸如逻辑门)来实现)——其中该电路系统被配置成针对特定输入提供特定输出、以及固件(其中功能通过使用可重编程电路系统来实现)，并且还适用于软件、硬件和固件中的一者或更多者的组合。
对于固件和/或软件实现，这些方法体系可用执行本文中描述的功能的模块(例如，规程、函数等等)来实现。有形地实施指令的任何机器可读介质可用于实现本文中所描述的方法体系。例如，软件代码可被存储在例如移动站或中继器的存储器之类的存储器中，并由例如调制解调器的微处理器等处理器执行。存储器可以实现在处理器内部或处理器外部。如本文所使用的，术语“存储器”是指任何类型的长期、短期、易失性、非易失性、或其他存储器，而并不限于任何特定类型的存储器或特定数目的存储器、或记忆存储在其上的介质的类型。
而且，计算机指令/代码可经由物理传输介质上的信号从发射机传向接收机传送。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术的物理组件从web网站、服务器、或其他远程源传送而来的。上述的组合也应被包括在物理传输介质的范围内。
此外，提供前面对所公开的实现的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实现的各种改动对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实现而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的特征，而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。

Claims (23)

1.一种无线中继器，其具有用于接收输入信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线，所述输入信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线同所述第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和，所述中继器包括：
接收电路系统，配置成从所述第一天线和所述第二天线中的一个天线接收所述输入信号并且使用所述输入信号来生成延迟了的经回波消去的信号，所述接收电路系统包括：
回波消去器，配置成访问反馈信号估计并从所述输入信号中消去所述反馈信号估计；
可变延迟元件，用于在所述回波消去器之前向所述输入信号引入第一延迟或在所述回波消去器之后向所述经回波消去的信号引入第一延迟，其中所述第一延迟是可变延迟，所述可变延迟被选择成将所述远程信号与要被发射的信号解相关；以及
放大器，用于放大所述延迟了的经回波消去的信号以生成要被发射的经放大的信号。
2.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述可变延迟元件被配置成在所述回波消去器之前引入所述第一延迟。
3.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述可变延迟元件被配置成在所述回波消去器之后引入所述第一延迟。
4.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述回波消去器被配置成生成指示所述第一天线与所述第二天线之间的所述信道的估计反馈的反馈信道估计，并且还被配置成基于所述反馈信道估计来生成所述反馈信号估计，并且其中所述回波消去器被配置成通过从所述输入信号中扣除所述反馈信号估计来生成所述经回波消去的信号。
5.如权利要求4所述的无线中继器，其特征在于，所述回波消去器包括：
信道估计块，用于接收所述输入信号和所述延迟了的经回波消去的信号并使用所述延迟了的经回波消去的信号作为参考信号来生成所述反馈信道估计，所述参考信号指示从所述输入信号延迟了所述第一延迟的所述经放大的信号，所述信道估计块还用于基于所述反馈信道估计来生成所述反馈信号估计；以及
加法器，用于接收所述输入信号和所述反馈信号估计，所述加法器被配置成从所述输入信号中扣除所述反馈信号估计以生成所述经回波消去的信号。
6.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述第一延迟是至少部分地基于所述输入信号中的载波数目来选择的。
7.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述第一延迟是至少部分地基于载波的带宽来选择的。
8.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述中继器被配置成当所述中继器启动时调整所述第一延迟。
9.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述中继器被配置成在中继器工作期间周期性地调谐所述第一延迟。
10.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述中继器被配置成将所述第一延迟设置到使所述经放大的信号与所述远程信号解相关的值，并且其中所述值还等于或小于所述中继器的最大可允许延迟。
11.如权利要求1所述的无线中继器，其特征在于，所述中继器被配置成通过计算所述经放大的信号与所述远程信号之间的解相关值来确定所述第一延迟的值。
12.一种无线中继器，其具有用于接收输入信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线，所述输入信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线同所述第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和，所述中继器包括：
用于从所述第一和第二天线中的一个天线接收所述输入信号并且用于使用所述输入信号来生成延迟了的经回波消去的信号的装置，其中所述用于接收的装置包括：
用于从所述输入信号中消去反馈信号估计的装置；
用于在从所述输入信号中消去所述反馈信号之前向所述输入信号引入第一延迟或在从所述输入信号中消去所述反馈信号之后向所述经回波消去的信号引入第一延迟的装置，其中所述第一延迟是可变延迟，所述可变延迟被选择成将所述远程信号与要被发射的信号解相关；以及
用于放大所述延迟了的经回波消去的信号的装置。
13.一种用于在无线通信系统中的无线中继器里提供回波消去的方法，包括：
在所述中继器的第一天线处接收输入信号，所述输入信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线同第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和；
从所述输入信号中消去反馈信号估计；
在消去所述反馈信号估计之前向所述输入引入第一延迟或在消去所述反馈信号估计之后向经回波消去的信号引入第一延迟，其中基于从所述输入信号中消去所述反馈信号估计以及引入所述第一延迟来生成延迟了的经回波消去的信号，其中所述第一延迟是可变延迟，所述可变延迟被选择成将所述远程信号与要被发射的信号解相关；
放大所述延迟了的经回波消去的信号；以及
在所述第二天线上发射经放大的信号。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，引入第一延迟包括在从所述输入信号中消去所述反馈信号估计之前向所述输入信号引入第一延迟。
15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，引入第一延迟包括在从所述输入信号中消去所述反馈信号估计之后引入第一延迟。
16.如权利要求13所述的方法，其特征在于，从所述输入信号中消去反馈信号估计包括：
估计所述第一天线与所述第二天线之间的反馈信道并提供反馈信道估计；
使用所述反馈信道估计来估计所述反馈信号估计；以及
从所述输入信号中扣除所述反馈信号估计。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，估计所述第一天线与所述第二天线之间的反馈信道包括使用所述输入信号并使用所述延迟了的经回波消去的信号作为参考信号来估计所述反馈信道，所述参考信号指示从所述输入信号延迟了所述第一延迟的所述经放大的信号。
18.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟是至少部分地基于所述输入信号中的载波数目来选择的。
19.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟是至少部分地基于载波的带宽来选择的。
20.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟在所述中继器启动时被调整。
21.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟在中继器工作期间被周期性地调谐。
22.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟被设定到等于或小于所述中继器的最大可允许延迟的值并且还被设定到被选择成使所述经放大的信号与所述远程信号解相关的值。
23.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述第一延迟的值是通过计算所述经放大的信号与所述远程信号之间的解相关值来确定的。
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Families Citing this family (76)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9083434B2 (en) * 2011-09-21 2015-07-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) System and method for operating a repeater
US8725067B2 (en) * 2008-08-14 2014-05-13 Electronics And Telecommunications Research Institute Self-interference cancellation method and apparatus of relay using the same frequency band in OFDM-based radio communication system
US9711868B2 (en) * 2009-01-30 2017-07-18 Karl Frederick Scheucher In-building-communication apparatus and method
US8200161B2 (en) * 2009-04-22 2012-06-12 Broadcom Corporation Method and system for dynamic selection of a coexistence method and transmit power level based on calibration data
US9020009B2 (en) * 2009-05-11 2015-04-28 Qualcomm Incorporated Inserted pilot construction for an echo cancellation repeater
US8463176B2 (en) * 2009-05-11 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Stability indicator for a wireless repeater
US8660165B2 (en) * 2009-06-11 2014-02-25 Andrew Llc System and method for detecting spread spectrum signals in a wireless environment
US8948687B2 (en) * 2009-12-11 2015-02-03 Andrew Llc System and method for determining and controlling gain margin in an RF repeater
US8548375B2 (en) * 2010-03-12 2013-10-01 Qualcomm Incorporated Gain control metric computation in a wireless repeater
JP5423505B2 (ja) * 2010-03-17 2014-02-19 富士通株式会社 無線基地局及び通信方法
US8611401B2 (en) * 2010-04-01 2013-12-17 Adeptence, Llc Cancellation system for millimeter-wave radar
US8463179B2 (en) * 2010-12-22 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Electromagnetic patch antenna repeater with high isolation
KR101333841B1 (ko) * 2011-01-06 2013-11-27 한국방송공사 최대비 합성 기법을 이용한 동일 채널 중계기
KR101354395B1 (ko) * 2011-01-06 2014-01-23 한국방송공사 최소평균제곱오차 기법을 이용한 동일 채널 중계기
JP5803942B2 (ja) * 2011-02-04 2015-11-04 富士通株式会社 無線中継装置、無線通信システムおよび無線中継装置の制御方法
EP2673989A4 (en) * 2011-02-07 2015-03-11 Nokia Solutions & Networks Oy SCALING OF TRANSMISSION PERFORMANCE IN WIRELESS SYSTEMS WITH SEVERAL ANTENNAS
US9503285B2 (en) 2011-03-01 2016-11-22 Qualcomm Incorporated Channel estimation for reference signal interference cancelation
ITTO20110218A1 (it) * 2011-03-10 2012-09-11 Rai Radiotelevisione Italiana Metodo per trasmettere e ricevere segnali digitali modulati secondo la modulazione sc-ofdm, e relativi trasmettitore e ricevitore
US8553610B2 (en) * 2011-05-12 2013-10-08 Qualcomm Incorporated Interference cancellation repeater incorporating a non-linear element
US8687540B2 (en) * 2011-06-07 2014-04-01 Qualcomm Incorporated Echo cancellation repeater using an inserted pilot with gain-based power level control scheme
US20130034128A1 (en) * 2011-08-05 2013-02-07 Qualcomm Incorporated Echo cancellation repeater operation in the absence of an input signal
US8422540B1 (en) 2012-06-21 2013-04-16 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio with zero division duplexing
US8649418B1 (en) 2013-02-08 2014-02-11 CBF Networks, Inc. Enhancement of the channel propagation matrix order and rank for a wireless channel
US20130078907A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-28 Qualcomm Incorporated Per carrier gain control in a multi-carrier repeater
US8937874B2 (en) * 2011-09-23 2015-01-20 Qualcomm Incorporated Adjusting repeater gains based upon received downlink power level
US8934398B2 (en) * 2011-10-07 2015-01-13 Qualcomm Incorporated System, apparatus, and method for repeater pilot signal generation in wireless communication systems
US8774708B2 (en) * 2011-11-10 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Estimation of repeater loop delay for repeater gain control
US8638835B2 (en) * 2011-12-06 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Wireless repeater implementing multi-parameter gain management
KR101156667B1 (ko) 2011-12-06 2012-06-14 주식회사 에이디알에프코리아 통신 시스템의 필터 계수 설정 방법
US20130143483A1 (en) * 2011-12-06 2013-06-06 Qualcomm Incorporated Maintaining repeater stability in a multi-repeater scenario
JP5983996B2 (ja) * 2012-05-31 2016-09-06 ソニー株式会社 受信装置、及び受信方法
EP3145146B1 (en) 2012-06-20 2018-01-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Processing method and communications device based on ofdm-tdma two-way service
US9910659B2 (en) 2012-11-07 2018-03-06 Qualcomm Incorporated Methods for providing anti-rollback protection of a firmware version in a device which has no internal non-volatile memory
WO2014076606A1 (en) * 2012-11-15 2014-05-22 Novelsat Ltd. Echo cancellation in communication transceivers
US9247406B2 (en) * 2012-11-29 2016-01-26 Broadcom Corporation Synchronous SOS messaging in a cellular network
US10305575B2 (en) * 2013-01-08 2019-05-28 Advanced Rf Technologies, Inc. Mobile telecommunication repeater for canceling feedback signals
KR101415943B1 (ko) 2013-05-30 2014-07-04 주식회사 에이디알에프코리아 간섭 제거 중계기 및 그 중계 방법
CN103338024B (zh) * 2013-06-08 2016-01-20 中国科学院国家天文台 天线组阵中时延的互补卡尔曼滤波装置与方法
US9702769B2 (en) 2013-06-11 2017-07-11 Intel Corporation Self-calibrated thermal sensors of an integrated circuit die
CN104283821A (zh) * 2013-07-05 2015-01-14 普天信息技术研究院有限公司 非连续传送检测和接收信号处理方法
US9379854B2 (en) * 2013-11-19 2016-06-28 Cable Television Laboratories, Inc. Signaling with noise cancellation using echoes
JP6278580B2 (ja) * 2013-11-29 2018-02-14 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． 通信システムにおける自己干渉信号を低減するための方法および装置
US9065415B1 (en) 2014-01-28 2015-06-23 Wilson Electronics, Llc Configuring signal boosters
KR101791633B1 (ko) * 2014-03-29 2017-10-30 주식회사 쏠리드 간섭 제거 중계 장치
US9438283B2 (en) * 2014-05-23 2016-09-06 Intel Corporation Baseband time domain cancellation of data bus interference
WO2016113641A1 (en) 2015-01-14 2016-07-21 Novelsat Ltd. Echo cancellation with transmitter-side pre-filtering
US9917628B2 (en) * 2015-01-16 2018-03-13 RF DSP Inc. Beamforming in a MU-MIMO wireless communication system with relays
US10461839B2 (en) * 2015-03-27 2019-10-29 Andrew Wireless Systems Gmbh Digital repeater system
US9800287B2 (en) 2015-05-22 2017-10-24 Qualcomm Incorporated Pilot-based analog active interference canceller
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
CN105207710B (zh) * 2015-08-19 2019-02-01 东华大学 无线调频广播信号数字中继ip核装置及收发信机
EP3453121A4 (en) * 2016-05-06 2019-12-18 ATC Technologies, LLC REPEATER OF THE SAME CHANNEL FOR SATELLITE AND TERRESTRIC CONNECTIONS
US9948413B1 (en) * 2017-04-20 2018-04-17 Oculus Vr, Llc Relay system calibration for wireless communications between a head-mounted display and a console
US10355771B1 (en) 2017-05-22 2019-07-16 Resonant Sciences, LLC RF repeater and mobile unit with cancellation of interference from a repeated signal
US10673518B2 (en) * 2017-06-27 2020-06-02 Wilson Electronics, Llc Crossover isolation reduction in a signal booster
US10998863B2 (en) 2017-10-16 2021-05-04 Analog Devices, Inc. Power amplifier with nulling monitor circuit
US10879995B2 (en) 2018-04-10 2020-12-29 Wilson Electronics, Llc Feedback cancellation on multiband booster
US10944468B2 (en) 2018-10-31 2021-03-09 Metawave Corporation High gain active relay antenna system
US10812216B2 (en) 2018-11-05 2020-10-20 XCOM Labs, Inc. Cooperative multiple-input multiple-output downlink scheduling
US10432272B1 (en) 2018-11-05 2019-10-01 XCOM Labs, Inc. Variable multiple-input multiple-output downlink user equipment
US10756860B2 (en) 2018-11-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. Distributed multiple-input multiple-output downlink configuration
US10659112B1 (en) 2018-11-05 2020-05-19 XCOM Labs, Inc. User equipment assisted multiple-input multiple-output downlink configuration
EP3888256A4 (en) 2018-11-27 2022-08-31 Xcom Labs, Inc. MULTIPLE INPUT AND INCOHERENT COOPERATIVE MULTIPLE OUTPUT COMMUNICATIONS
US11063645B2 (en) 2018-12-18 2021-07-13 XCOM Labs, Inc. Methods of wirelessly communicating with a group of devices
US10756795B2 (en) 2018-12-18 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment with cellular link and peer-to-peer link
US11330649B2 (en) 2019-01-25 2022-05-10 XCOM Labs, Inc. Methods and systems of multi-link peer-to-peer communications
US10756767B1 (en) 2019-02-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment for wirelessly communicating cellular signal with another user equipment
US11805396B2 (en) 2019-03-27 2023-10-31 Analog Devices, Inc. Coherent summation in wireless sensor platforms
US10686502B1 (en) 2019-04-29 2020-06-16 XCOM Labs, Inc. Downlink user equipment selection
US10735057B1 (en) 2019-04-29 2020-08-04 XCOM Labs, Inc. Uplink user equipment selection
US11411778B2 (en) 2019-07-12 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Time-division duplex multiple input multiple output calibration
US11758465B2 (en) * 2019-12-17 2023-09-12 Qualcomm Incorporated Repeater beacon signal for enabling inter-cell interference coordination
CN113346988A (zh) 2020-03-03 2021-09-03 北京三星通信技术研究有限公司 用于自干扰消除的方法及装置、终端和基站
US11411779B2 (en) 2020-03-31 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Reference signal channel estimation
US11418370B2 (en) * 2021-01-14 2022-08-16 Micron Technology, Inc. Time-variable decision feedback equalization
US20240089150A1 (en) * 2022-09-12 2024-03-14 GenXComm, Inc. Small form factor wireless communication relays with low physical isolation configured for adjacent channel and co-channel operation

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0772310A2 (en) * 1995-10-30 1997-05-07 British Broadcasting Corporation OFDM active deflectors
CN1695320A (zh) * 2002-10-11 2005-11-09 松下电器产业株式会社 环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法
EP2053812A2 (en) * 2007-10-22 2009-04-29 British Broadcasting Corporation Adaptive filter for an on-channel repeater or for removal of IQ crosstalk

Family Cites Families (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4675880A (en) * 1985-05-02 1987-06-23 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Antimultipath communication by injecting tone into null in signal spectrum
ZA965340B (en) * 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
US5835848A (en) 1996-12-30 1998-11-10 Lucent Technologies Inc. Range repeater for a transmission system
US5930293A (en) * 1997-03-10 1999-07-27 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for achieving antenna receive diversity with wireless repeaters
US6061548A (en) * 1997-07-17 2000-05-09 Metawave Communications Corporation TDMA repeater eliminating feedback
JP2001007750A (ja) 1999-06-25 2001-01-12 Mitsubishi Electric Corp 無線中継装置
JP3586410B2 (ja) 2000-03-31 2004-11-10 日本無線株式会社 中継装置
US6385435B1 (en) 2000-04-20 2002-05-07 Jhong Sam Lee Coupled interference concellation system for wideband repeaters in a cellular system
JP4017323B2 (ja) 2000-06-16 2007-12-05 日本放送協会 回り込みキャンセラ
SG99310A1 (en) 2000-06-16 2003-10-27 Oki Techno Ct Singapore Pte Methods and apparatus for reducing signal degradation
KR100401801B1 (ko) * 2001-03-27 2003-10-17 (주)텔레시스테크놀로지 데이터 전송 성능을 개선하기 위한 직교주파수 분할 다중통신 시스템 및 방법
US20030206579A1 (en) 2001-10-01 2003-11-06 Bryant Paul Henry Multistage nonlinear echo-canceller for digital communication systems with or without frequency division duplexing
DE10155179B4 (de) 2001-11-12 2006-11-23 Andrew Wireless Systems Gmbh Digitaler Repeater mit Bandpassfilterung, adaptiver Vorentzerrung und Unterdrückung der Eigenschwingung
JP4052835B2 (ja) 2001-12-28 2008-02-27 株式会社日立製作所 多地点中継を行う無線伝送システム及びそれに使用する無線装置
KR100434336B1 (ko) 2002-02-21 2004-06-04 이노에이스(주) 이동통신 시스템의 간섭신호 제거 기술을 이용한 광대역무선중계장치
JP2003258696A (ja) 2002-02-27 2003-09-12 Nec Corp サブバンド型適応中継方式及びその装置
JP2003273830A (ja) 2002-03-14 2003-09-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 回り込みキャンセラ
JP2004048126A (ja) 2002-07-09 2004-02-12 Hitachi Ltd 無線通信制限装置および無線通信中継局および無線通信基地局
JP4464651B2 (ja) 2002-10-11 2010-05-19 パナソニック株式会社 回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法
EP1556963A1 (en) 2002-10-30 2005-07-27 Chaos Telecom, Inc. A multistage nonlinear echo-canceller for digital communication systems with or without frequency division multiplexing
JP2004187135A (ja) 2002-12-05 2004-07-02 Mitsubishi Electric Corp 管理装置及び管理方法
JP4363886B2 (ja) 2003-04-23 2009-11-11 株式会社東芝 単一周波数放送波中継装置
US7236747B1 (en) * 2003-06-18 2007-06-26 Samsung Electronics Co., Ltd. (SAIT) Increasing OFDM transmit power via reduction in pilot tone
US7480486B1 (en) 2003-09-10 2009-01-20 Sprint Spectrum L.P. Wireless repeater and method for managing air interface communications
US7406295B1 (en) 2003-09-10 2008-07-29 Sprint Spectrum L.P. Method for dynamically directing a wireless repeater
US7680265B2 (en) 2003-12-12 2010-03-16 Continental Automotive Systems, Inc. Echo canceler circuit and method
JP4398752B2 (ja) 2004-02-19 2010-01-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線中継システム、無線中継装置及び無線中継方法
US7454167B2 (en) * 2004-07-14 2008-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for echo cancellation in a wireless repeater using cross-polarized antenna elements
US7623826B2 (en) 2004-07-22 2009-11-24 Frank Pergal Wireless repeater with arbitrary programmable selectivity
US8484272B2 (en) 2004-08-20 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Unified pulse shaping for multi-carrier and single-carrier waveforms
US7596352B2 (en) 2004-08-23 2009-09-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel estimation and echo cancellation in a wireless repeater
EP1859544A2 (en) * 2005-03-11 2007-11-28 Andrew Corporation Remotely controllable and reconfigurable wireless repeater
FR2888702B1 (fr) 2005-07-13 2007-08-31 Teamcast Sa Procede de re-emission isofrequence d'un signal numerique a suppression d'echo et dispositif de re-emission correspondant.
CN101268667B (zh) 2005-09-23 2011-06-15 皇家飞利浦电子股份有限公司 估计发送数据向量的方法、码元确定设备和系统
JP4709627B2 (ja) 2005-10-07 2011-06-22 日本無線株式会社 回り込み波キャンセル方法
US20080261519A1 (en) 2006-03-16 2008-10-23 Cellynx, Inc. Dual cancellation loop wireless repeater
JP2009540767A (ja) 2006-06-13 2009-11-19 クゥアルコム・インコーポレイテッド 無線通信システムのためのリバースリンク・パイロット送信
JP4955322B2 (ja) 2006-07-07 2012-06-20 日本無線株式会社 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ
KR100758206B1 (ko) * 2006-09-14 2007-09-12 주식회사 쏠리테크 반향성분 제거 시스템 및 반향성분 제거방법
WO2008060527A2 (en) 2006-11-15 2008-05-22 Powerwave Technologies, Inc. Stability recovery for an on-frequency rf repeater with adaptive echo cancellation
KR100764012B1 (ko) * 2006-12-08 2007-10-08 한국전자통신연구원 이동통신 시스템에서 채널의 지연확산에 따른 채널 추정장치 및 그 방법
CN101232481B (zh) 2007-01-24 2011-11-30 中兴通讯股份有限公司 信道估计方法及相应的发送、接收装置
WO2008091556A1 (en) * 2007-01-24 2008-07-31 Powerwave Technologies, Inc. Adaptive echo cancellation for an on-frequency rf repeater using a weighted power spectrum
KR100879334B1 (ko) * 2007-03-06 2009-01-19 (주)에어포인트 초소형 일체형 간섭 제거 무선중계 장치 및 그 방법
US8670704B2 (en) 2007-03-16 2014-03-11 Qualcomm Incorporated Pilot transmission by relay stations in a multihop relay communication system
TW200908599A (en) 2007-06-11 2009-02-16 Koninkl Philips Electronics Nv System and method of transmitting and receiving an OFDM signal with reduced peak-to-average power ratio
KR100902336B1 (ko) 2007-07-20 2009-06-12 한국전자통신연구원 동일채널 중계장치 및 그 방법
JP5178414B2 (ja) 2007-09-26 2013-04-10 株式会社日立国際電気 無線中継増幅装置
CN101312372B (zh) 2008-05-12 2013-01-02 北京创毅视讯科技有限公司 一种回波消除器及回波消除方法
JP5231890B2 (ja) * 2008-07-31 2013-07-10 株式会社東芝 固体撮像装置とその製造方法
JP2010135929A (ja) 2008-12-02 2010-06-17 Fujitsu Ltd 無線中継装置
US9020009B2 (en) 2009-05-11 2015-04-28 Qualcomm Incorporated Inserted pilot construction for an echo cancellation repeater
US8611227B2 (en) * 2009-05-11 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Channel estimate pruning in presence of large signal dynamics in an interference cancellation repeater

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0772310A2 (en) * 1995-10-30 1997-05-07 British Broadcasting Corporation OFDM active deflectors
CN1695320A (zh) * 2002-10-11 2005-11-09 松下电器产业株式会社 环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法
EP2053812A2 (en) * 2007-10-22 2009-04-29 British Broadcasting Corporation Adaptive filter for an on-channel repeater or for removal of IQ crosstalk

Also Published As

Publication number Publication date
WO2010132457A1 (en) 2010-11-18
CN102461006A (zh) 2012-05-16
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KR101375042B1 (ko) 2014-03-14
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US20100285735A1 (en) 2010-11-11
KR20120024751A (ko) 2012-03-14
CN102422567B (zh) 2014-07-09
TW201136221A (en) 2011-10-16
EP2430777A2 (en) 2012-03-21
JP2012527176A (ja) 2012-11-01
US8285201B2 (en) 2012-10-09
EP2430777B1 (en) 2013-04-03
WO2010132454A3 (en) 2011-04-21
WO2010132461A1 (en) 2010-11-18
CN102422567A (zh) 2012-04-18
US20100285738A1 (en) 2010-11-11
KR20120023086A (ko) 2012-03-12
US8737911B2 (en) 2014-05-27
CN102422564B (zh) 2014-07-09
US8358969B2 (en) 2013-01-22
KR101370469B1 (ko) 2014-03-06
KR20120018189A (ko) 2012-02-29
US8380122B2 (en) 2013-02-19
TW201134129A (en) 2011-10-01
WO2010132449A1 (en) 2010-11-18
KR101375439B1 (ko) 2014-03-17
US9020009B2 (en) 2015-04-28
US20100285734A1 (en) 2010-11-11
WO2010132454A2 (en) 2010-11-18
EP2430774A2 (en) 2012-03-21
TW201130255A (en) 2011-09-01
EP2430774B1 (en) 2013-05-01
KR20120016137A (ko) 2012-02-22
WO2010132455A2 (en) 2010-11-18
CN102422562A (zh) 2012-04-18
CN102422564A (zh) 2012-04-18
TW201126972A (en) 2011-08-01
CN102422562B (zh) 2015-01-07

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