KR20120018189A - 에코 소거 중계기를 위한 삽입형 파일럿 구성 - Google Patents

에코 소거 중계기를 위한 삽입형 파일럿 구성 Download PDF

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Abstract

하나의 실시형태에서, 송신 신호에 파일럿 신호가 추가되는 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 디바이스는 하나 이상의 파일럿 생성기들을 포함한다. 각각의 파일럿 생성기는 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 생성하며, 하나 이상의 파일럿 생성기들에 의해 생성된 캐리어 파일럿 신호들은 합해져서 파일럿 신호를 생성한다. 하나 이상의 파일럿 생성기들 각각은 미리결정된 데이터 구조를 갖는 다중 데이터 심볼들을 캐리어 파일럿 신호로서 제공하는 파일럿 심볼 유닛, 파일럿 스크램블러, 필터, 파일럿 전력 결정 유닛, 및 순환적 프리픽스를 캐리어 파일럿 신호에 삽입하는 순환적 프리픽스 삽입 유닛을 포함한다. 또 다른 실시형태에서, 파일럿 심볼 유닛은 캐리어 파일럿 신호로서 주파수 도메인에서의 다중 데이터 심볼들을 제공한다.

Description

에코 소거 중계기를 위한 삽입형 파일럿 구성{INSERTED PILOT CONSTRUCTION FOR AN ECHO CANCELLATION REPEATER}
관련 출원들에 대한 상호참조
본 출원은 2009년 5월 11일에 출원된 미국 가특허 출원 61/177,196 의 이익을 청구하며, 이 가특허 출원 내용 전체는 참조로서 본 명세서내에 병합된다.
본 발명개시는 일반적으로 무선 통신 시스템에서의 중계기에 관한 것이며, 보다 구체적으로는, 에코 소거 중계기 (echo cancellation repeater) 에서의 삽입형 파일럿 구성을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
무선 통신 시스템 및 기술은 우리가 통신하는 방법의 중요한 부분이 되어 왔다. 하지만, 커버리지를 제공하는 것은 무선 서비스 제공자들에게는 중대한 도전과제일 수 있다. 커버리지를 확장시키는 한가지 방법은 중계기 (repeater) 들을 배치시키는 것이다.
일반적으로, 중계기는 신호를 수신하고, 이 신호를 증폭시키며, 이 증폭된 신호를 송신하는 디바이스이다. 도 1 은 셀룰라 전화기 시스템의 환경에서의, 중계기 (110) 의 기본도를 도시한다. 중계기 (110) 는 기지국 (125) 과 같은 네트워크 인프라구조에 대한 예시적인 네트워크 인터페이스로서 도너 안테나 (115) 를 포함한다. 중계기 (110) 는 또한 모바일 디바이스 (130) 에 대한 모바일 인터페이스로서 서버 안테나 (120) (이것을 또한 "커버리지 안테나"라고도 칭한다) 를 포함한다. 동작시, 도너 안테나 (115) 는 기지국 (125) 과 통신하는 반면에, 서버 안테나 (120) 는 모바일 디바이스 (130) 와 통신한다.
중계기 (110) 에서, 기지국 (125) 으로부터의 신호들은 순방향 링크 회로 (135) 를 이용하여 증폭되는 반면에, 모바일 디바이스 (130) 로부터의 신호들은 역방향 링크 회로 (140) 를 이용하여 증폭된다. 순방향 링크 회로 (135) 와 역방향 링크 회로 (140) 를 위한 많은 구성들이 이용될 수도 있다.
많은 종류의 중계기들이 있다. 몇몇 중계기들에서, 네트워크 및 모바일 인터페이스들 모두는 무선인 반면에, 다른 중계기들에서는, 유선 네트워크 인터페이스가 이용된다. 몇몇의 중계기들은 제 1 캐리어 주파수로 신호들을 수신하고 이와 다른 제 2 캐리어 주파수로 증폭된 신호들을 송신하는 반면에, 다른 중계기들은 동일한 캐리어 주파수를 이용하여 신호들을 송신 및 수신한다. "동일 주파수" 중계기들에 있어서, 하나의 특별한 도전과제는 송신된 신호의 일부가 수신 회로로 역누설되어 증폭되고 다시 송신될 수 있음으로 인해 발생하는 피드백을 관리하는 것이다.
기존의 중계기들은 다수의 기술들을 이용하여 피드백을 관리하는데, 예를 들어, 중계기는 두 개의 안테나들간에 물리적 격리를 제공하도록 구성되고, 필터들이 이용되거나, 또는 다른 기술들이 활용될 수도 있다.
여기서 개시된 시스템들, 장치들, 및 방법들은 강화된 중계기 능력을 가능하게 해준다. 하나의 실시형태에서, 무선 중계기의 송신 안테나를 통한 송신을 위하여 송신 신호에 파일럿 신호가 추가되는 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 디바이스는 하나 이상의 파일럿 생성기들을 포함한다. 각각의 파일럿 생성기는 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 생성하며, 하나 이상의 파일럿 생성기들에 의해 생성된 캐리어 파일럿 신호들은 합산되어 파일럿 신호를 생성한다. 하나 이상의 파일럿 생성기들 각각은 미리결정된 데이터 구조를 갖는 다중 데이터 심볼들을 캐리어 파일럿 신호로서 제공하는 파일럿 심볼 유닛, 다중 데이터 심볼들을 스크램블링하는 파일럿 스크램블러, 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑 (shape) 하는 필터, 송신 신호의 전력 레벨에 대한 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 파일럿 전력 결정 유닛, 및 순환적 프리픽스 (cyclic prefix) 를 캐리어 파일럿 신호에 삽입하는 순환적 프리픽스 삽입 유닛을 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 무선 중계기의 송신 안테나를 통한 송신을 위하여 송신 신호에 파일럿 신호가 추가되는 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법은, 미리결정된 데이터 구조를 갖는 다중 데이터 심볼들을 캐리어 파일럿 신호로서 제공하는 단계, 다중 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계, 필터를 이용하여 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하는 단계, 송신 신호의 전력 레벨에 대한 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계, 및 순환적 프리픽스를 캐리어 파일럿 신호에 삽입하여 단일 캐리어를 위한 캐리어 파일럿 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 파일럿 신호는 적어도 하나의 캐리어의 캐리어 파일럿 신호로부터 형성된다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 무선 중계기의 송신 안테나를 통한 송신을 위하여 송신 신호에 파일럿 신호가 추가되는 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 디바이스는 하나 이상의 파일럿 생성기들을 포함한다. 각각의 파일럿 생성기는 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 생성하며, 하나 이상의 파일럿 생성기들에 의해 생성된 캐리어 파일럿 신호들은 합해져서 파일럿 신호를 생성한다. 하나 이상의 파일럿 생성기들 각각은 하나의 데이터 심볼이 하나의 톤 (tone) 과 연관되어 있는 주파수 도메인에서의 다중 데이터 심볼들을 캐리어 파일럿 신호로서 제공하는 파일럿 심볼 유닛, 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 파일럿 스크램블러, 스크램블링된 데이터 심볼들을 스케일링하여 톤들에 걸쳐 데이터 심볼들의 전력을 조정하는 파일럿 전력 쉐이퍼, 다중 데이터 심볼을 시간 도메인으로 변환시키는 IFFT 필터, 송신 신호의 전력 레벨에 대한, 톤들에 걸친 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 캐리어 파일럿 신호의 평균 전력 레벨을 셋팅하는 파일럿 전력 결정 유닛, 및 순환적 프리픽스를 캐리어 파일럿 신호에 삽입하는 순환적 프리픽스 삽입 유닛을 포함한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 무선 중계기의 송신 안테나를 통한 송신을 위하여 송신 신호에 파일럿 신호가 추가되는 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법은, 하나의 데이터 심볼이 하나의 톤과 연관되어 있는 주파수 도메인에서의 다중 데이터 심볼들을 캐리어 파일럿 신호로서 제공하는 단계, 다중 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계, 스크램블링된 데이터 심볼들을 스케일링하여 톤들에 걸쳐 데이터 심볼들의 전력을 조정하는 단계, IFFT 를 수행하여 다중 데이터 심볼을 시간 도메인으로 변환시키는 단계, 송신 신호의 전력 레벨에 대한, 톤들에 걸친 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 캐리어 파일럿 신호의 평균 전력 레벨을 셋팅하는 단계, 및 순환적 프리픽스를 캐리어 파일럿 신호에 삽입하여 단일 캐리어를 위한 캐리어 파일럿 신호를 생성하는 단계를 포함하며, 상기 파일럿 신호는 적어도 하나의 캐리어의 캐리어 파일럿 신호로부터 형성된다.
도 1 은 종래기술에 따른 중계기의 단순화도이다.
도 2 는 본 발명개시의 몇몇 실시형태들에 따른 중계기 환경의 도면을 도시한다.
도 3a 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 피드백 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다.
도 3b 는 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 피드백 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다.
도 4 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 파일럿 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다.
도 5 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 듀얼 스테이지 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다.
도 6 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 중계기의 입력, 출력 및 피드백 신호들의 전력 레벨들을 도시한다.
도 7 은 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 듀얼 스테이지 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다.
도 8 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 파일럿 구성 시스템 및 중계기의 블록도이다.
도 9 는 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 파일럿 생성기의 블럭도이다.
도 10 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 광대역 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다.
첨부 도면들과 관련된 이하의 상세한 설명을 고려한 후에, 개시된 방법 및 장치의 성질, 목적들 및 장점들은 본 발명분야의 당업자에게 보다 명백해질 것이다.
상술한 것과 같은 종래기술의 중계기들은 셀룰러 전화기 또는 이와 유사한 네트워크들에 대해 상당한 장점들을 제공할 수도 있다. 하지만, 기존의 중계기 구성들은 몇몇 애플리케이션들에 대해서는 적합하지 않을 수도 있다. 예를 들어, 기존의 중계기 구성들은 중계기의 안테나들간에 실질적으로 보다 많은 격리를 요구할 수도 있는 실내 커버리지 애플리케이션들 (예컨대, 거주 또는 영업 환경을 위한 중계 신호들) 에 대해 적합하지 않을 수도 있다. 또한, 몇몇의 통상적인 중계기 구현들에서는, 안정적인 피드백 루프 (1 미만의 루프 이득) 를 유지하면서 적당히 높은 이득을 달성하는 것이 목적이다. 하지만, 중계기 이득을 증가시키는 것은 도너 안테나로 역누설되는 신호가 증가됨으로 인해 격리를 보다 어렵게 만든다. 일반적으로, 루프 안정성 요구는 커버리지 안테나로부터 도너 안테나로 역누설되는 신호가 원격 신호 (중계될 신호) 보다 훨씬 낮을 것을 필요로 한다. 그러면 중계기의 출력에서 최대로 달성가능한 신호 대 간섭/잡음비 (SINR) 는 중계기에 대한 입력에서의 SINR 과 동일하다. 고 이득과 향상된 격리는 오늘날의 중계기들, 특히 실내 애플리케이션들을 위한 중계기들에 필요한 두 개의 모순되는 요구들을 형성한다.
여기서의 시스템들 및 기술들은 중계기들의 도너 안테나 (예컨대 순방향 링크 송신을 위한 "수신 안테나") 와 커버리지 안테나 (순방향 링크 송신을 위한 "송신 안테나") 간의 향상된 격리를 갖는 무선 중계기들을 제공한다. 뿐만 아니라, 몇몇 실시형태들에서, 여기서의 시스템들 및 기술들은 격리를 상당히 향상시키기 위해 간섭 소거 또는 에코 소거를 활용한 고유한 중계기 설계를 제공한다. 몇몇 실시형태들에서, 간섭 소거 및 에코 소거는 여기서 채널의 정확한 추정을 위해 제공된 향상된 채널 추정 기술들을 이용하여 실현된다. 효율적인 에코 소거는 누설 채널의 매우 정확한 채널 추정을 필요로 한다. 일반적으로, 채널 추정이 보다 정확할 수록, 소거는 더 높아지고 이에 따라 유효 격리가 더 높아진다. 여기서, "간섭 소거" 또는 "에코 소거" 는 중계기 안테나들간의 누설 신호량을 감소시키거나 또는 제거시키는 기술들을 말하며; 즉, "간섭 소거" 는 추정된 누설 신호의 소거를 말하며, 이것은 실제의 누설 신호의 부분적 또는 완전한 소거를 제공한다.
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 여기서의 시스템들 및 기술들은 중계기 시스템의 안정성을 강화시키기 위한 이득 제어 기술들을 활용한 고유한 무선 중계기 설계를 제공한다. 몇몇 실시형태들에서, 중계기 시스템의 안정성을 측정하기 위한 메트릭이 제공된다. 중계기의 이득은 안정성의 표시자로서의 메트릭의 값에 기초하여 제어된다. 예를 들어, 커다란 신호 다이나믹스의 경우, 루프 이득과 같은, 메트릭은 저하되고 중계기 시스템을 안정화상태로 유지하기 위해 이득은 감소될 것이다. 유리하게 본 이득 제어 방법 및 시스템은 간섭 소거를 활용하는 중계기들 또는 간섭 소거를 활용하지 않는 중계기들에 적용될 수 있다.
마지막으로, 본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 여기서의 시스템들 및 기술들은 멀티 중계기 환경에서의 무선 중계기 성능을 향상시키는 것을 제공한다. 몇몇 실시형태들에서, 중계기간 통신을 용이하게 해주는 시스템들 및 기술들이 제공된다. 다른 실시형태들에서, 이웃 중계기들로부터의 지연 확산을 감소시키고 간섭을 억제하기 위한 시스템들 및 기술들이 제공된다.
도 2 는 본 발명개시의 실시형태들에 따른 중계기 (210) 를 위한 동작 환경 (200) 의 도면을 도시한다. 도 2 의 예시는 순방향 링크 송신들을 나타내며; 즉, 기지국 (225) 으로부터의 원격 신호 (140) 는 모바일 디바이스 (230) 를 향하도록 의도된다. 만약 기지국 (225) 과 모바일 디바이스 (230) 사이의 경로 (227) 를 따른 비중계된 신호가 모바일 디바이스 (230) 에서 수신되는 유효한 음성 및/또는 데이터 통신들을 위한 충분한 신호를 제공하지 않는다면, 중계기 (210) 와 같은, 중계기가 환경 (200) 에서 이용될 수도 있다. 이득 (G) 과 지연 (Δ) 을 갖는 중계기 (210) 는 도너 안테나 (215) 를 통해 기지국 (225) 으로부터 수신된 신호를 서버 안테나 (220) 를 이용하여 모바일 디바이스 (230) 에 중계하도록 구성된다. 중계기 (210) 는 기지국 (225) 으로부터 수신된 신호들을 도너 안테나 (215) 와 서버 안테나 (220) 를 통해 증폭하여 모바일 디바이스 (230) 에 송신하기 위한 순방향 링크 회로를 포함한다. 또한, 중계기 (210) 는 모바일 디바이스 (230) 로부터의 신호들을 증폭하고 이것을 기지국 (225) 으로 반송하기 위한 역방향 링크 회로를 포함할 수도 있다. 중계기 (210) 에서는, 원격 신호 s(t) 가 입력 신호로서 수신되고, 원격 신호 s(t) 는, 중계되거나 증폭된 신호 y(t) 로서 중계되며, 여기서
Figure pct00001
이다. 이상적으로는, 중계기의 이득 (G) 은 클 것이고, 중계기의 내재적인 지연 (Δ) 은 작을 것이며, 입력 SINR 이 중계기 (210) 의 출력부에서 유지되며 (이것은 데이터 트래픽 지원을 위해 특별한 중요도를 가질 수 있다), 단지 희망하는 캐리어들만이 증폭될 것이다.
실제로는, 도너 안테나 (215) 와 서버 안테나 (220) 사이의 격리에 의해 중계기 (210) 의 이득이 제한된다. 이득이 너무 크면, 중계기는 신호 누설로 인해 불안정해질 수 있다. 신호 누설은, 도 2 에서 피드백 경로 (222) 로 도시된 바와 같이, 하나의 안테나 (도 2 에서는, 서버 안테나 (220)) 로부터 송신되는 신호의 일부가 다른 안테나 (도 2 에서는, 도너 안테나 (215)) 에 의해 수신되는 현상을 말한다. 간섭 소거 또는 다른 기술들이 없는 경우, 중계기는 자신의 정상 동작의 일부로서, 누설 신호라고도 지칭되는 이 피드백 신호를 증폭할 것이고, 증폭된 피드백 신호는 서버 안테나 (220) 에 의해 다시 송신될 것이다. 신호 누설 및 고 중계기 이득으로 인한 증폭된 피드백 신호의 중계된 송신은 중계기 불안정성을 초래할 수 있다. 부가적으로, 중계기 (210) 에서의 신호 프로세싱은 무시할 수 없는 내재적인 지연 (Δ) 을 갖는다. 중계기의 출력 SINR 은 RF 비선형성들 및 다른 신호 프로세싱에 의존한다. 따라서, 상술된 이상적인 중계기 동작 특성들은 자주 획득되지 못한다. 최종적으로, 실제로, 중계기가 배치된 동작 환경 또는 시장에 따라, 희망하는 캐리어들은 변경될 수 있다. 희망하는 캐리어들만을 증폭하는 중계기를 제공하는 것은 항상 가능한 것은 아니다.
본 발명개시의 실시형태들에서, 실내 커버리지 (예를 들어, 영업, 주거, 또는 유사한 용도) 에 적합한 중계기가 제공된다. 중계기는 적절히 사이징된 거주지에서의 커버리지를 위한 충분한 이득의 일 예인 약 70 ㏈ 이상의 활성 이득을 갖는다. 또한, 중계기는 안정성을 위해 1 미만의 루프 이득 (송신 안테나와 수신 안테나 사이의 피드백 루프의 이득이라고 지칭되는 루프 이득) 및 안정성과 저 출력 잡음 플로어를 위한 충분한 양의 마진을 갖는다. 일부 실시형태에서, 중계기는 80 ㏈ 보다 큰 총 격리도를 갖는다. 일부 실시형태에서, 중계기는 고 레벨의 활성 격리를 달성하기 위해 간섭/에코 소거를 채용하고, 고 레벨의 활성 격리는 이용가능 중계기들의 요건들보다 상당히 더 도전적이다.
본 발명개시의 일부 기술들은 요구된 레벨의 에코 소거를 가능하게 하기 위해 채널 추정을 이용한다. 피드백 채널 (안테나들 사이의 채널) 을 충분한 정확도로 추정함으로써, 에코 소거후 (post echo cancellation) 의 잔류 에러는 안정성을 위해 희망하는 루프 이득 마진을 실현하도록 원격 신호보다 충분히 낮을 수 있다.
본 발명의 중계기가 배치될 수 있는 통신 시스템은 적외선, 라디오, 및/또는 마이크로파 기술에 기초한 다양한 무선 통신 네트워크들을 포함한다. 이러한 네트워크들은, 예를 들어, WWAN (wireless wide area network), WLAN (wireless local area network), WPAN (wireless personal area network) 등을 포함할 수 있다. WWAN 은 CDMA (Code Division Multiple Access) 네트워크, TDMA (Time Division Multiple Access) 네트워크, FDMA (Frequency Division Multiple Access) 네트워크, OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 네트워크, SC-FDMA (Single-Carrier Frequency Division Multiple Access) 네트워크 등일 수도 있다. CDMA 네트워크는 CDMA2000, W-CDMA (Wideband-CDMA) 등과 같은 하나 이상의 무선 액세스 기술 (RAT) 들을 구현할 수도 있다. CDMA2000 은 IS-95, IS-2000, 및 IS-856 표준들을 포함한다. TDMA 네트워크는 GSM (Global System for Mobile Communications), D-AMPS (Digital Advanced Mobile Phone System), 또는 몇몇 다른 RAT 를 구현할 수도 있다. GSM 및 W-CDMA 는 "3세대 파트너쉽 프로젝트" (3GPP) 라고 명명된 컨소시엄으로부터의 문서들에 기술되어 있다. CDMA2000 은 "3세대 파트너쉽 프로젝트 2" (3GPP2) 라고 명명된 컨소시엄으로부터의 문서들에 기술되어 있다. 3GPP 및 3GPP2 문서들은 공개적으로 입수가능하다. WLAN 은 IEEE 802.11x 네트워크일 수도 있고, WPAN 은 블루투스 네트워크, IEEE 802.15x, 또는 몇몇 다른 타입의 네트워크일 수도 있다. 또한, 여기에 기술된 시스템들 및 기술들은 WWAN, WLAN 및/또는 WPAN 의 임의의 조합을 위해 이용될 수도 있다.
간섭/에코 소거 기술들
몇몇 실시형태들에서, 에코 소거를 활용한 중계기는 피드백 채널 (또는 "누설 채널") 을 추정하고 또한 에코 소거를 위한 파일럿 또는 기준 신호로서 송신 신호를 이용한다. 피드백 채널을 추정하기 위한 목적으로, 송신 신호는 파일럿이며, 원격 신호는 노이즈로서 취급된다. 중계기의 수신 신호는 원격 신호 더하기 피드백 신호 (또는 누설 신호) 이다. 송신 신호는 채널 추정 알고리즘내로 피딩되고, 결과적인 피드백 채널 추정치 (
Figure pct00002
) 는 피드백 신호, 즉 도너 안테나로 역반향되었던 송신 신호의 일부분의 복제물을 생성하는데 이용된다. 그 후 추정된 피드백 신호는 수신된 신호로부터 뺄셈되어 중계기에 대한 입력에서 희망하지 않는 피드백 신호를 소거시킨다. 이에 따라 에코 소거가 중계기에서 실현된다.
다른 실시형태들에서, 에코 소거를 활용한 중계기는 피드백 채널을 추정하고 또한 에코 소거를 위한 기준 신호로서 삽입형 파일럿을 이용한다. 증폭 및 순방향 중계기에서, 원격 신호가 순환적 프리픽스를 가질 가능성은 높지 않다. RF 신호에서 공지된 파일럿을 삽입함으로써, 순환적 프리픽스의 결여에 관한 문제는 없어진다.
1. 피드백 지연 제어 방법
하나의 실시형태에서, 채널 추정과 에코 소거 성능을 향상시키기 위해 피드백 지연 제어 방법이 에코 소거 중계기에서 구현된다. 피드백 지연 제어 방법에서, 파일럿과 원격 신호간의 상관 (correlation) 을 감소시키기 위해 가변적인 지연 (D1) 이 중계기에서 도입된다. 송신 신호인 파일럿과, 원격 신호간의 상관은 채널 추정을 저하시킬 수 있다. 가변적인 지연 (D1) 의 값들은 중계기의 성능을 저하시키지 않고서 상관을 감소시키도록 충분한 지연을 도입시키기 위해 선택된다. 에코 소거 중계기에서의 피드백 지연 제어 방법의 세부사항은 도 3a 를 참조하여 아래에서 보다 자세하게 설명할 것이다.
도 3a 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 피드백 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다. 도 3a 를 참조하면, '원격 신호' s(t) 는 증폭될 신호이고, '출력 신호' y(t) 는 증폭된 신호이며, '누설 신호' 또는 '피드백 신호' 는 송신 (또는 커버리지) 안테나로부터 수신 (또는 도너) 안테나로 역누설되는 감쇠된 버전의 출력 신호이다. 누설 채널이라고도 칭해지는 피드백 채널은 'h(t)' 로서 표시된다.
전형적인 중계기 동작에서, 총 루프 이득은 안정성을 위해 1 미만이여야 한다. 이것은 보통, 전형적인 중계기들에서, 증폭기 이득 ('G') 은 (송신에서부터 수신까지의) 안테나 격리에 의해 제한된다는 것을 암시한다. 본 발명의 하나의 양태에 따르면, 중계기 디바이스에서의 기저대역에서 피드백 신호가 추정되고 소거되는 기저대역 간섭 소거를 통해 유효 격리는 증가된다. 이것은 중계기 이득 ('G') 이 증가되도록 해준다. 효율적인 소거를 위해서는 매우 정확한 피드백 채널 추정치가 필요하다. 실제로, 대개는, 채널 추정치가 보다 정확할 수록, 소거는 보다 높아지고 이에 따라 유효 격리는 보다 높아진다.
본 발명의 하나의 실시형태에 따르면, 채널 추정을 목적으로, 출력 신호 y(t), 또는 출력 신호 y(t) 를 표시하는 신호는 파일럿 신호로서 이용되고, 원격 신호 s(t) 는 노이즈로서 취급된다. 원격 신호 s(t) (및 이에 따라 또한 피드백 신호) 는 셀룰러 신호들이며, 이에 따라 이것은 대역 제한된 랜덤 프로세스들과 같이 취급될 수도 있다. s(t) 가 대역 제한된 신호인 경우, 서로 가까이에 있는 샘플들은 상관될 수 있다. 상관은 또한 기지국과 중계기간의 지연 확산이 원인이 될 수도 있다. 일반적으로, 파일럿과 노이즈 상관은 피드백 채널 추정치의 바이어스를 야기시키고 이로써 채널 추정치의 부정확성과 저하된 중계기 성능을 불러일으킬 수 있다. 대역이 보다 작을수록, 상관은 보다 커지고 저하현상은 보다 심각해진다. 피드백 신호 y(t) 가 파일럿 신호로서 이용되고, 원격 신호가 노이즈로서 취급되는 경우, 중계된 원격신호인, 원격 신호 s(t) 와 출력 신호 y(t) 는 본질적으로 동일한 신호이기 때문에 파일럿 신호와 노이즈간에 강한 상관이 존재할 수 있다.
일반적으로, 기지국과 중계기간의 채널에서의 지연 확산의 존재시 또는 대역 제한된 프로세스의 경우, 상관은 샘플들간의 지연의 함수로서 감소하는데, 즉 신호 자신들간에 보다 큰 지연을 갖는 신호 조각들은 신호 자신들간에 보다 작은 지연을 갖는 신호 조각들보다 덜 상관된다. 따라서, 샘플들간의 지연을 증가시킴으로써 상관은 감소될 수 있고 채널 추정/간섭 소거 성능은 향상될 수 있다. 하지만, 지연에 대해서는 경합적인 요건이 존재한다. 여러 이유들 (복조, 포지션 위치) 로 인해, 기저대역 프로세싱으로부터 요구되는 최소 지연을 제외하고, 중계기에 의해 신호에 도입되는 지연은 가능한 한 작아야만 한다.
도 3a 를 참조하면, 에코 소거 중계기 (310) 는 (입력 노드 (340) 로서 표시된) 도너 안테나를 통해 원격 신호 s(t) 를 수신하고 (출력 노드 (352) 로서 표시된) 서버 안테나를 통해 송신될 출력 신호 y(t) 를 생성한다. 서버 안테나로부터 도너 안테나로 역누설되는 신호는 출력 신호 y(t) 의 일부가 중계기에 의해 수신되기 전에 역누설되도록 하고 원격 신호에 추가되도록 한다. 신호 누설은 출력 노드 (352) 와 입력 노드 (340) 사이의 신호 경로 (354) 로서 표시된, 피드백 채널 h(t) 로서 표현된다. 따라서, 사실상, 중계기 (310) 는 원격 신호 s(t) 와 피드백 신호의 합인 수신 신호 r(t) 를 입력 신호로서 수신한다. 도 3a 에서의 합산기 (342) 는 수신 신호들 r(t) 의 신호 성분들을 나타내는 것을 단지 상징할 뿐이며, 중계기 (310) 의 동작 환경에서의 실질적인 신호 합산기를 나타내는 것은 아니다.
에코 소거 중계기인 중계기 (310) 는 수신 신호 ("입력 신호") 에서 희망하지 않은 피드백 신호 성분을 소거하기 위해 피드백 신호를 추정하도록 동작한다. 이를 위해, 중계기 (310) 의 수신기 회로는 채널 추정 블록 (350) 과 함께 동작하는 피드백 신호 추정 블록 (351) 과 합산기 (344) 에 의해 형성된 에코 소거기를 포함한다. 수신 신호 r(t) 는 수신 신호 r(t) 로부터 피드백 신호 추정치
Figure pct00003
를 뺄셈하도록 동작하는 합산기 (344) 에 결합된다. 피드백 신호 추정치
Figure pct00004
가 정확하는 한, 희망하지 않는 피드백 신호는 수신 신호로부터 제거되고 에코 소거는 실현된다. 본 실시형태에서, 소거후 신호 r'(t) 는 가변적인 지연 (D1) (후술됨) 을 갖는 지연 엘리먼트 (346) 를 통해 결합되고, 그런 후 소거후 신호에게 이득 (G) 를 제공하는 이득 스테이지 (348) 에 결합된다. 이득 스테이지 (348) 는 서버 안테나를 통한 송신을 위해 출력 노드 (352) 상에서 출력 신호 y(t) 를 생성한다. 도 3a 는 에코 소거 중계기에서의 피드백 지연 제어 방법의 동작과 관련된 엘리먼트들만을 나타낸다. 중계기 (310) 는 도 3a 에서 도시되지는 않았지만 완전한 중계기 동작을 실현하는 본 발명분야에 공지된 다른 엘리먼트들을 포함할 수도 있다.
채널 추정 블록 (350) 은 피드백 채널 h(t) 을 추정하고 피드백 채널의 추정치
Figure pct00005
를 계산하도록 동작한다. 피드백 신호 추정 블록 (351) 은 피드백 채널 추정치
Figure pct00006
를 수취하여 에코 소거를 위한 피드백 신호의 추정치를 계산한다. 본 실시형태에서, 채널 추정 블록 (350) 은 수신 신호 r(t) 를 이용하고, 또한 에코 소거된 신호를 채널 추정을 위한 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용한다. 피드백 신호 추정 블록 (351) 은 피드백 채널 추정치
Figure pct00007
에 기초하여 피드백 신호 추정치
Figure pct00008
를 계산하며, 피드백 신호 추정치는 합산기 (344) 에서 에코 소거를 위해 이용된다. 보다 구체적으로, 피드백 신호 추정치
Figure pct00009
는 송신 신호를 나타내는 기준 신호와 피드백 채널 추정치
Figure pct00010
의 콘볼루션이다.
본 발명의 피드백 지연 제어 방법에 따르면, 에코 소거 중계기 (310) 의 소거후 신호에서 지연을 도입시키기 위해 가변적인 지연 (D1) 은 에코 소거 중계기 (310) 의 수신 회로에서 제공된다. 지연 (D1) 은 출력 신호 y(t) 와 원격 신호 s(t) 가 비상관 (decorrelation) 될 정도로 단지 충분히 크되 중계기 성능 요건을 만족시킬 정도로 충분히 작다. 예를 들어, 지연은 출력 신호 y(t) 와 원격 신호 s(t) 간의 비상관을 제공하도록 선택될 수도 있지만, 최대 희망 비상관 지연량보다는 작다. 가변적인 지연 (D1) 은 튜닝가능하고, 중계기가 시동될 때에 조정될 수 있으며, 중계기가 원격 신호의 상관 구조에서의 변경들을 처리하는 동작에 있을 때에는 주기적으로 튜닝될 수 있다.
본 실시형태에서, 중계기 (310) 는 소거후 신호 r'(t) 에 대해 지연 (D1) 을 도입시키기 위해 소거후 신호의 신호 경로에 지연 엘리먼트 (346) 를 포함한다. 지연된 에코 소거된 신호 r''(t) 는 이득 스테이지 (348) 에 결합되어 출력 신호 y(t) 가 생성된다. 지연된 에코 소거된 신호 r''(t) 는 또한 채널 추정에서 이용하기 위해 채널 추정 블록 (350) 에 결합되고, 피드백 신호 (미도시) 를 추정하기 위해 피드백 신호 추정 블록 (351) 에 또한 결합된다. 이 방식에서, 피드백 채널 h(t) 를 통해 피드백 신호로서 피드백되는 출력 신호 y(t) 와, 원격 신호 s(t) 사이에 일정한 양의 지연 (D1) 이 도입된다.
동작시, 에코 소거된 출력 신호 y(t) 와 원격 신호 s(t) 사이의 충분히 큰 지연은 채널 추정을 향상시키며 이로써 중계기 성능을 향상시킨다. 하나의 실시형태에서, 희망하는 지연량은 신호 s(t) 내에 포함된 캐리어들의 갯수의 함수이다. 또 다른 실시형태에서, 희망하는 지연량은 신호 s(t) 내에 포함된 캐리어들의 대역폭의 함수이다. 예를 들어, 5 MHz 내의 세 개의 DO 캐리어들은 20 MHz 에 걸친 네 개의 WCDMA 캐리어들보다 많은 지연을 필요로 할 것이다. 따라서, 지연 (D1) 은 중계될 신호에 따라 지연량이 수정되도록 해주는 가변적인 지연 또는 튜닝가능한 지연이다.
일 실시형태에서, 지연 (D1) 의 양은 검색에 의해 튜닝되거나 조정된다. 즉, 지연 (D1) 은 최대 허용가능 지연에 도달될 때 까지 또는 에코 소거된 출력 신호 y(t) 가 원격 신호 s(t) 로부터 충분히 비상관될 때 까지 조정된다. 또 다른 실시형태에서, 원격 신호 s(t) 와 출력 신호 y(t) 의 상관 또는 비상관은 직접적으로 측정되거나 또는 (총 소거 이득과 같은) 다른 측정치들을 통해 추론된다. 그런 후, 적절한 지연이 계산된 상관으로부터 계산된다.
도 3a 에서 도시된 실시형태에서, 이득 스테이지 (348) 이전의 에코 소거된 신호 r''(t) 는 채널 추정을 위한 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용한다. 다른 실시형태에서, 이득 스테이지 (348) 이후의 출력 신호 y(t) 도 또한 파일럿 신호로서 이용될 수 있다.
본 발명의 피드백 지연 제어 방법의 상술한 실시형태들에 따르면, 가변적인 지연 (D1) 이 에코 소거 중계기의 소거후 신호에 도입된다. 본 발명의 다른 실시형태들에서, 피드백 지연 제어 방법은 중계기의 피드순방향 부분에서의 임의의 지점에서 에코 소거 중계기에 가변적인 지연 (D1) 을 도입시킨다. 특별하게는, 하나의 실시형태에서, 가변적인 지연 (D1) 은 에코 소거 전에 중계기 회로에 도입된다. 에코 소거 중계기의 신호 경로에서 어디에 지연 (D1) 이 도입되는지에 상관없이, 본 발명의 피드백 지연 제어 방법은 동일한 방식으로 원격 신호 s(t) 로부터 출력 신호 y(t) 를 비상관시킴으로써 채널 추정 정확성을 향상시키고 이로써 중계기 성능을 향상시킨다.
도 3b 는 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 피드백 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다. 도 3a 와 도 3b 에서 동일한 엘리먼트들은 설명을 단순화하기 위해 동일한 참조 번호들이 주어진다. 도 3b 를 참조하면, 에코 소거 중계기의 소거후 신호에서 지연을 도입시키기 위해 가변적인 지연 (D1) 이 에코 소거 중계기 (360) 에서 제공된다. 본 실시형태에서, 중계기 (360) 는 수신 신호 r(t) 에 대해 지연 (D1) 을 도입시키기 위해 수신 신호 r(t) 의 신호 경로에서 지연 엘리먼트 (366) 를 포함한다. 지연된 수신 신호 r'(t) 는 채널 추정 블록 (350) 과 함께 동작하는 피드백 신호 추정 블록 (351) 과 합산기 (344) 를 포함하는 에코 소거기에 결합된다. 합산기 (344) 는 지연된 수신 신호 r'(t) 로부터 피드백 신호 추정치
Figure pct00011
를 뺄셈하도록 동작한다. 지연되고 에코 소거된 신호 r''(t) 는 이득 스테이지 (348) 에 결합되어 출력 신호 y(t) 가 생성된다. 지연된 에코 소거된 신호 r''(t) 는 또한 채널 추정에서 이용하기 위해 채널 추정 블록 (350) 에 결합된다. 중계기 (360) 에서, 피드백 채널 h(t) 를 통해 피드백 신호로서 피드백되는 출력 신호 y(t) 와, 원격 신호 s(t) 를 비상관시키기 위해 이 두 개의 신호들 사이에 일정한 양의 지연 (D1) 이 도입된다. 희망하는 양의 비상관을 획득하기 위해 지연 엘리먼트 (366) 에 의해 제공된 가변적인 지연 (D1) 값이 도 3a 를 참조하여 상술한 것과 동일한 방식으로 선택될 수 있다. 뿐만 아니라, 도 3b 에서의 가변적인 지연 (D1) 은 도 3a 를 참조하여 상술한 것과 동일한 방식으로 튜닝되거나 또는 조정될 수 있다.
2. 파일럿 지연 제어
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 주파수 도메인 채널 추정 및 에코 소거 성능을 향상시키기 위해 파일럿 지연 제어 방법이 에코 소거 중계기에서 구현된다. 특히, 주파수 도메인 채널 추정은 피드백 채널에서 존재하는 지연들에 민감하다. 채널 추정의 정확도를 향상시키기 위해, 가변적인 지연 (D2) 이 송신 신호에 도입되고, 그 후 지연된 송신 신호는 채널 추정 알고리즘에 제공되어 피드백 채널 추정치를 계산하기 위한 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용된다. 따라서 계산된 피드백 채널 추정치는 에코 소거에서 이용하기 위해 에코 소거 블록에 제공된다. 가변적인 지연 (D2) 은 순환적 프리픽스를 갖지 않는 RF 신호들상에서 주파수 도메인 채널 추정이 이용될 때 피드백 채널 추정치들을 효율적으로 "좌측 쉬프트" 시키고 직교성 효과의 손실을 완화시킨다. 에코 소거 중계기에서의 파일럿 지연 제어 방법의 세부사항을 도 4 를 참조하여 아래에서 보다 자세하게 설명할 것이다.
도 4 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 파일럿 지연 제어를 구현하는 에코 소거 중계기의 블록도이다. 도 4 를 참조하면, 에코 소거 중계기 (410) 는 (입력 노드 (440) 로서 표시된) 도너 안테나를 통해 중계될 원격 신호 S[k] 를 수신하고 (출력 노드 (452) 로서 표시된) 서버 안테나를 통해 송신될 출력 신호 Y[k] 를 생성한다. 서버 안테나로부터 도너 안테나로 역누설되는 신호는 출력 신호 y(t) 의 일부가 중계기에 의해 수신되기 전에 역누설되어 원격 신호에 추가되도록 한다. 신호 누설은 출력 노드 (452) 와 입력 노드 (440) 사이의 신호 경로 (454) 로서 표시된, 피드백 채널 h[k] 를 통해 진행한다. 따라서, 중계기 (410) 는 원격 신호 S[k] 와 피드백 신호의 합이 되는 수신 신호 x[k] 를 사실상 수신하며, 피드백 신호는 기본적으로 출력 신호 Y[k] 의 감쇠된 버전이다. 도 4 에서의 합산기 (442) 는 수신 신호들의 신호 성분들을 단지 나타내는 것을 상징할 뿐이며, 중계기 (410) 의 동작 환경에서의 실질적인 신호 합산기를 나타내는 것은 아니다. 에코 소거 중계기인 중계기 (410) 는 수신 신호에서 희망하지 않은 피드백 신호 성분을 소거하기 위해 피드백 신호를 추정하도록 동작한다.
본 설명에서, s(t) 와 S[k] 표기들은 원격 신호를 가리키기 위해 상호교환적으로 이용된다. 여기서 설명된 다른 신호들에 대해서 이와 유사한 표기 방식이 또한 이용된다. 이러한 두 유형들의 표기들은 시간 도메인에서의 신호를 지칭하거나 또는 샘플들의 시간 시퀀스로서 신호를 단지 지칭할 뿐이며, 이 표기들은 단지 동일한 신호의 상이한 표현일 뿐이라는 것을 이해한다.
중계기 (410) 에서, 수신 신호 x[k] (“입력 신호”) 는 수신 필터 (442) (“rxFilter”) 에 결합되고, 필터링된 수신 신호는 합산기 (444) 에 결합되며, 이 합산기 (444) 는 필터링된 수신 신호로부터 피드백 신호 추정치
Figure pct00012
를 뺄셈하도록 동작한다. 피드백 신호 추정치가 정확하는 한, 희망하지 않는 피드백 신호는 수신 신호로부터 제거되고 에코 소거는 실현된다. 소거후 신호 x'[k] 는 가변적인 지연 (D1) 을 갖는 지연 엘리먼트 (446) 를 통해 결합된다. 출력 신호와 원격 신호 사이의 상관을 감소시키기 위해 가변적인 지연 (D1) 이 상술한 피드백 지연 제어 방법에 따라 도입되며, 이로써 피드백 채널 추정 및 중계기 성능을 향상시킨다. 본 실시형태에서 가변적인 지연 (D1) 은 택일적 사항이며, 본 발명의 다른 실시형태들에서는 생략될 수도 있다.
소거후 지연된 신호 x''[k] 는 가변적인 이득 (Gv) 을 제공하는 가변적인 이득 스테이지 (448) 에 결합된다. 가변적인 이득 스테이지 (448) 는 중계기 (410) 의 이득 값 (Gv) 을 조정하기 위한 이득 제어 블록 (447) 에 의해 제어된다. 증폭된 신호는 송신 필터 (449) (“txFilter”) 에 결합되어 제 1 출력 신호 y[k] 가 생성된다. 그 후 제 1 출력 신호 y[k] 는 Gf 의 RF 이득을 제공하는 최종 이득 스테이지 (458) 에 결합된다. 최종 이득 스테이지 (458) 는 증폭된 출력 신호 Y[k] (“증폭된 신호”) 를 출력 노드 (452) 상에서 생성한다.
중계기 (410) 는 피드백 채널 h[k] 을 추정하도록 동작하며 에코 소거를 위해 피드백 신호의 추정치를 계산하는 채널 추정 블록 (450) 을 포함한다. 본 실시형태에서, 에코 소거된 출력 신호 y[k] 는 채널 추정을 위한 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용한다. 출력 신호 y[k] 는 이후에 보다 자세하게 설명될 조정가능한 지연 (D2) 을 거친다. 채널 추정 블록 (450) 은 또한 입력 신호로서 수신 신호 x[k] 를 수신한다. 채널 추정 블록 (450) 은 미리정의된 채널 추정 알고리즘 (Alg) 및 저장된 계수들 (NB) 을 이용하여 피드백 채널 추정치
Figure pct00013
를 계산한다. 이에 따라 계산된 피드백 채널 추정치
Figure pct00014
는 피드백 신호 추정치 계산 블록 (462) 에 결합된다. 피드백 신호 추정치 계산 블록 (462) 은 피드백 채널 추정치
Figure pct00015
의 수신 필터 “rxFilter” 와의 콘볼루션 및 지연된 파일럿 신호 y'[k] 와의 콘볼루션을 수행하여 피드백 신호 추정치
Figure pct00016
를 생성한다. 이 콘볼루션은 에코 소거를 위해 이용된 피드백 신호 추정치가 동일한 수신 필터 (443) 를 거치는 수신 신호 x[k] 와 동일한 신호 특성들을 나타내는 것을 보장하기 위해 수신 필터를 이용한다. 피드백 신호 추정치
Figure pct00017
는 합산기 (444) 에 결합되어 수신 신호로부터 뺄셈됨으로써 수신 신호의 에코 소거를 실현한다.
본 발명의 하나의 양태에 따르면, 상술한 바와 같이, 중계기 디바이스에서의 기저대역에서 피드백 신호가 추정되고 소거되는 기저대역 간섭 소거를 통해 유효 격리는 증가된다. 따라서 기저대역 간섭 소거는 중계기 이득이 증가되도록 해준다. 이에 따라, 효율적인 소거를 위해서는 매우 정확한 피드백 채널 추정치가 필요하다. 일반적으로, 피드백 채널 추정치가 보다 정확할 수록, 소거는 보다 높아지고 이에 따라 유효 격리는 보다 높아진다.
만약 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용되는 신호가 순환적 프리픽스를 갖지 않는 경우 주파수 도메인 채널 추정은 직교성의 결여로 인한 저하 (degradation) 에 고충을 겪는다. 중계기 (410) 와 같은 증폭 및 순방향 중계기에서, 출력 신호 y[k] 는 기준 신호로서 이용되고, 출력 신호 y[k] 는 입력 신호, 즉 원격 신호 S[k] 와 동일한 형태를 갖기 때문에, 채널 추정을 위한 기준 신호는 필요로 하는 구조 (순환적 프리픽스) 를 가질 가능성은 적다. 본 환경에서의 주파수 도메인 채널 추정은 채널이 순환적 프리픽스보다 긴 OFDM 시스템에서 경험한 것과 유사한 다양한 효과들로부터 고충을 겪는다. 여기서 고려가능한 극단적인 경우, 순환적 프리픽스는 존재하지 않으며, 전체적인 피드백 채널은 과도한 지연 확산 채널로서 동작한다. 이와 같은 시나리오로부터의 저하는 본 발명분야에서 문서화되어 왔다. 이러한 저하는 실제적인 채널이 지연을 갖는 경우에 특히 심하다. 중계기 피드백 채널 추정을 위해 주파수 도메인 채널 추정을 효율적으로 적용하기 위해, 과도한 지연 확산의 문제는 완화될 필요가 있다.
주파수 도메인 채널 추정에서, 출력 신호 y(t) 는 파일럿 신호로서 이용되고, 원격 신호 s(t) 는 노이즈로서 취급된다. 피드백 채널 추정치
Figure pct00018
가 다음의 프로시저를 통해 획득된다. 제일 먼저, 파일럿 신호 y[k] 의 N 개의 연속적인 샘플들은 N개 포인트들 고속 푸리에 변환 (FFT) 를 거쳐서 Y[n](n = 0 … N-1) 으로 표시된 N 개 샘플들을 생성한다. 마찬가지로, 수신 신호 x[k] 의 N 개의 연속적인 샘플들은 N 개 포인트들 FFT 를 거쳐서 X[n] 으로 표시된 N 개 샘플들을 생성한다. 두번째로, 입력 샘플들 및 출력 샘플들의 갯수 'P' 개의 블록들이 함께 수집된다. 각각의 주파수 도메인 샘플은 다음의 식을 이용하여 샘플 Z[n] 로 프로세싱된다:
Figure pct00019
여기서, n 은 톤을 가리키며, P 는 블록 인덱스이다. 최종적으로, 피드백 채널 추정치
Figure pct00020
를 획득하기 위해 Z[n] 의 N 개 샘플들은 N 포인트들 역 푸리에 변환 (IFFT) 을 거친다.
본 실시형태에서 도 4 에서 도시된 바와 같이, 조정가능한 지연 또는 가변적인 지연 (D2) 를 제공하는 지연 엘리먼트 (460) 가 송신 신호 y[k] 에 도입되고, 지연된 송신 신호 y'[k] 는 채널 추정 및 에코 소거를 위한 기준 신호 또는 파일럿 신호로서 이용된다. 조정가능한 지연 (D2) 를 도입시키는 것은 채널 추정을 위해 이용된 기준 시퀀스를 전진시켜서 임의의 조정가능한 지연이 도입되기 전에 유효 피드백 채널이 채널에 대해 '좌측" 쉬프트되도록 하는 효과를 갖는다. 다시 말하면, 지연 (D2) 은 추정될 채널을 전진시키는 효과를 갖는다.
피드백 채널 h[k] 에서의 대량의 지연은 채널의 유효한 "과도한 지연 확산" 을 증가시키는 효과를 갖는다. 가변적인 지연 (D2) 은 피드백 채널에서의 대량의 지연을 조정함으로써, 피드백 채널상에서의 과도한 지연 확산의 효과를 최소화하는 효과를 갖는다. 지연 (D2) 을 적절하게 조정함으로써, 입력 신호에서의 직교성의 손실의 영향은 매우 감소되고, 채널 추정은 향상되고 중계기의 성능은 또한 강화된다.
본 발명의 몇몇 실시형태들에 따르면, 튜닝가능한 지연 (D2) 은 중계기가 시동될 때에 조정되고, 중계기가 피드백 채널의 지연 특성에서의 변경들을 처리하는 동작에 있을 때에 주기적으로 튜닝된다. 하나의 실시형태에서, 지연 (D2) 은 검색에 의해 튜닝되거나 조정된다. 즉, 지연 (D2) 은 희망하는 이득 및 중계기 성능이 획득될 때 까지 조정된다.
3. 삽입형 파일럿을 이용한 듀얼 스테이지 에코 소거
간섭 소거를 이용한 중계기의 경우, 피드백 신호 (또는 "누설 신호") 가 추정되어 뺄셈될 수 있도록 피드백 채널은 매우 정확하게 추정될 필요가 있다. 상술한 실시형태들에서, 채널 추정은 기준 신호 또는 파일럿 신호로서 송신된 (증폭된) 신호를 이용하여 수행된다. 이에 따라 구성된 바와 같이, 파일럿 구조에 대한 제어는 없으며 채널 추정 성능은 증폭되는 신호의 구조에 대해 종속된다. 채널 추정 정확성은 증폭된 신호의 통계치 (다이나믹스, 시간적 상관 등) 에 특히 민감하다. 다중 중계기들의 존재 또는 큰 지연 확산과 같은, 몇몇 시나리오들에서, 알려지지 않은 파일럿 구조는 달성가능한 중계기 이득을 제한시킬 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시형태들에 따르면, 에코 소거 중계기는 채널 추정을 위해 삽입형 파일럿을 이용한다. 즉, 알려진 파일럿 신호가 에코 소거 중계기의 희망하는 송신 신호내에 삽입되고, 삽입된 파일럿 신호는 송신 신호를 기준 신호로서 이용하는 것 대신에 채널 추정을 위한 기준 신호로서 이용된다. 채널 추정을 위한 알려진 삽입형 파일럿을 이용하는 것은 기지국으로부터의 다중경로 지연 확산에 대한 견고성, 및 이웃 중계기들로부터의 간섭에 대한 견고성을 비롯한 많은 장점들을 제공한다. 동작시, 중계기는 희망하는 송신 신호 더하기 삽입형 파일럿을 송신한다. 파일럿은 중계기로부터 복합 송신 신호를 수신하는 디바이스들에 의해 노이즈로서 인식된다. 이러한 인식된 노이즈가 충분히 낮은 것을 보장하기 위해, 삽입형 파일럿은 희망하는 송신 신호의 전력 레벨보다 충분히 낮도록 선택된 전력 레벨을 갖는다. 하지만, 삽입형 파일럿이 채널 추정에서 효율적으로 이용될 수 있는 것을 보장하기 위해, 파일럿 신호의 전력 레벨은 또한 백그라운드 노이즈보다 크도록 선택된다. 하나의 실시형태에서, 파일럿 신호의 전력 레벨은 희망하는 송신 신호의 함수이며, 희망하는 송신 신호보다 낮도록 선택된다. 또 다른 실시형태에서, 파일럿 신호의 전력 레벨은 희망하는 송신 신호 및 중계기의 이득의 함수이며, 희망하는 송신 신호 및 중계기의 이득의 함수보다 낮도록 선택된다.
삽입형 파일럿을 기준 신호로서 이용하는 피드백 채널 추정을 목적으로, 피드백되는 희망하는 송신 신호의 일부분은 노이즈로서 취급된다. 채널 추정치에 대한 희망하는 SINR 을 달성하는데 필요한 평균화의 범위는 임의의 적당한 비정적 채널에 대해 금지적이 된다. 이것은 피드백 채널을 추정하는 수단으로서 삽입형 파일럿의 유용성을 제한시킨다. 본 발명의 실시형태들에 따르면, 채널 추정을 위한 삽입형 파일럿을 활용한 에코 소거 중계기에서 듀얼 스테이지 에코 소거 방식이 구현된다. 투 스테이지 소거 방식은 피드백 채널 추정치에 대한 희망하는 SINR 을 획득하는데 필요한 평균화의 양을 최소화함으로써 에코 소거 중계기에서의 채널 추정을 위한 삽입형 파일럿의 이용을 가능하게 해주도록 동작한다. 삽입형 파일럿을 이용한 에코 소거 중계기에서의 듀얼 스테이지 에코 소거 방식의 세부사항을 도 5 및 도 6 을 참조하여 아래에서 보다 자세하게 설명할 것이다.
도 5 는 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 듀얼 스테이지 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다. 도 6 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 중계기의 입력, 출력 및 피드백 신호들의 전력 레벨들을 도시한다. 먼저 도 6 을 참조하면, 삽입형 파일럿이 이용될 때, 중계기 (610) 에 의해 수신된 입력 신호 ("X" 로 표시된 신호) 는 원격 신호 (R) 더하기 피드백 송신 신호 (TF) 더하기 피드백 파일럿 신호 (PF) 가 된다. 즉, X=TF+PF+R 이다. 중계기 (610) 의 출력 신호, 또는 중계기에 의해 송신된 증폭된 신호 ("Y" 로 표시된 신호) 는 희망하는 송신 신호 (T) 더하기 파일럿 신호 (P) 이다. 즉, Y=T+P 이다.
이제부터 본 발명의 듀얼 스테이지 에코 소거 방식을 도 5 를 참조하여 설명할 것이다. 도 5 를 참조하면, 듀얼 스테이지 에코 소거 방식을 구현한 중계기 (510) 는 스테이지 1 에코 소거를 수행하기 위한 제 1 에코 소거기 (512) 와 스테이지 2 에코 소거를 수행하기 위한 제 2 에코 소거기 (530) 를 포함한다. 제 1 에코 소거기 (512) 는 입력 신호들로서 수신 신호 (X) (노드 502) 와 송신 신호 (T) (노드 506) 를 수신한다. 제 1 에코 소거기 (512) 는 또한 채널 추정 블록 (520) 으로부터 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치
Figure pct00021
(노드 508) 를 수신한다. 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치는 채널 추정 블록 (520) 으로부터의 최종적인 피드백 채널 추정치 또는 적당한 피드백 채널 추정치
Figure pct00022
일 수 있다. 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치는 피드백 송신 신호 (TF) 를 예측하는데 이용된다. 예측된 피드백 송신 신호 (TF) 는 본질적으로 가장 최근의 피드백 채널 추정치
Figure pct00023
와 콘볼빙된 (convolved) 희망하는 송신 신호 (T) 이다. 제 1 에코 소거기 (512) 에서, 이에 따라 예측되고 재구성된 피드백 송신 신호 (TF) 는 수신 신호 (X) 로부터 뺄셈되어, 원격 신호 (R) 과 피드백 파일럿 신호 (PF) 만을 남겨둔다. 실제로는, 제 1 에코 소거와 연관된 몇몇의 노이즈가 존재할 수도 있고, 결과는 정확하지 않지만, R+PF 에 매우 근접할 수도 있다. 피드백 파일럿 신호 (PF) 는 피드백 채널과 콘볼빙된 삽입형 파일럿이다. 그 후, 삽입형 파일럿 (P) 과 함께, 수정된 수신 신호 (R+PF) 는 채널 추정 블록 (520) 에 제공되어 채널 추정을 위해 이용됨으로써 업데이트된 피드백 채널 추정치
Figure pct00024
가 획득된다. 삽입형 파일럿은 원격 신호와 완전히 비상관되기 때문에, 매우 정확한 피드백 채널 추정치가 획득된다.
그 후, 듀얼 스테이지 에코 소거 방식의 스테이지 2 에코 소거 (제 2 에코 소거기 (530)) 로 진행하여, 피드백 송신 신호 (TF) 및 피드백 파일럿 신호 (PF) 를 예측하기 위해 업데이트된 피드백 채널 추정치
Figure pct00025
가 이용된다. 이를 위해, 제 2 에코 소거기 (530) 는 수신 신호 (X) (노드 502), 송신 신호 (노드 506) 및 파일럿 신호 (P) (노드 504) 를 수신한다. 제 2 에코 소거기 (530) 는 또한 채널 추정 블록 (520) 으로부터 업데이트된 피드백 채널 추정치를 수신한다. 제 2 에코 소거기 (530) 는 업데이트된 피드백 채널 추정치
Figure pct00026
를 이용하여 피드백 송신 신호 (TF) 의 보다 정확한 예측치를 계산한다. 예측된 피드백 송신 신호 (TF) 와 피드백 파일럿 신호 (PF) 는 재구성되고 수신 신호 (X) 로부터 뺄셈되어 원격 신호 (R) 만이 생성된다. 이득 (G) 을 갖는 이득 블록 (533) 을 통해서와 같이, 중계기에 의한 증폭 이후, 높은 정확도를 갖는 에코 소거되어 증폭된 원격 신호 (T) 가 획득된다. 중계기 (510) 에서, 파일럿 삽입 유닛 (535) 에 의해 생성된 파일럿 신호 (P) 와 함께, 희망하는 송신 신호 (T) 가 추가되고, 그런 다음 T+P 인 복합 송신 신호 (Y) 로서 중계기로부터 송신되어 나간다.
또 다른 실시형태에서, 두 개의 소거 스테이지들은 현재 이용가능한 채널 추정치로서 제 2 스테이지에 의해 이용된 가장 최근의 피드백 채널 추정치를 이용하여 제 1 스테이지와 함께 되풀이되어 반복된다. 채널 추정 블록은 수신 신호들의 새로운 유입 샘플들에 기초하여 연속적으로 업데이트된 피드백 채널 추정치들을 생성한다. 본 발명에 따른 삽입형 파일럿과 함께 듀얼 스테이지 에코 소거 방법을 이용함으로써 보다 높은 정확도의 에코 소거 및 고 중계기 이득이 달성될 수 있다.
도 6 을 다시 참조하면, 중계기 (610) 는 수신 원격 신호 (R) 를 70 dB 만큼 증폭하고, 증폭된 원격 신호 (T) 보다 20 dB 낮은 전력을 갖는 파일럿 (P) 를 삽입하는 것을 가정한다. 도너 안테나와 커버리지 안테나간에 40 dB 의 격리가 있는 것으로 가정하면, 삽입형 파일럿은 원격 신호보다 10 dB 높은 전력 레벨을 갖고 역누설되고 (PF), 희망하는 송신 신호는 원격 신호보다 30 dB 높은 전력 레벨에서 역누설된다 (TF). 채널 추정 SINR 은 허용가능한 잔류 소거 에러에 대해 50 dB 에 근접할 것이 필요하다. 원 스테이지 소거 접근법의 경우, 채널의 초기 SINR 은 (노이즈로서 작용하는, 삽입형 파일럿은 희망하는 송신 신호보다 20 dB 낮기 때문에) -20 이고, 이에 따라 타겟 SINR 은 50 dB 이기 때문에, 희망하는 채널 추정 SINR 을 얻기 위해 70 dB 의 추가적인 프로세싱 이득 (증가된 평균화를 통한 이득의 대부분) 이 될 필요가 있다. 투 스테이지 소거 접근법의 경우, 피드백 송신 신호 (TF) 가 제일 먼저 뺄셈되고, 이로써 채널의 초기 SINR 은 10 dB 이며, 따라서 프로세싱 이득의 40 dB 가 될 필요만 있다. 따라서 투 스테이지 소거는 추가적인 평균화의 양이 삽입형 파일럿과 희망하는 송신 신호의 송신 전력 레벨들간의 차이 (20 dB) 에 대략 동일해지게 할 수 있다. 필요한 평균화에서의 감축은 삽입형 파일럿 접근법이 피드백 채널 시간적 변동들을 갖는 경우에서도 중계기들에 적용하기에 견고해질 수 있도록 할 수 있다.
상술한 실시형태에서, 듀얼 스테이지 에코 소거 방식은 제 1 스테이지에서 피드백 송신 신호 (TF) 를 소거하여 보다 정확한 채널 추정을 획득하고, 그 후 업데이트된 피드백 채널 추정을 이용하여, 듀얼 스테이지 에코 소거 방식은 제 2 스테이지에서 피드백 송신 신호 (TF) 및 피드백 파일럿 신호 (PF) 를 소거하여 원격 신호를 획득한다. 삽입형 파일럿을 이용하여 중계기에서 에코 소거를 실현하기 위해 다른 소거 방식들이 가능하다. 도 7 은 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 삽입형 파일럿을 활용한 듀얼 스테이지 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다. 도 5 와 도 7 에서 동일한 엘리먼트들에는 설명을 단순화하기 위해 동일한 참조 번호들이 주어진다.
도 7 을 참조하면, 본 발명에 따른 듀얼 스테이지 에코 소거 방식을 구현한 중계기 (560) 는 스테이지 1 에코 소거를 수행하기 위한 제 1 에코 소거기 (512) 와 스테이지 2 에코 소거를 수행하기 위한 제 2 에코 소거기 (570) 를 포함한다. 제 1 에코 소거기 (512) 는 입력 신호들로서 수신 신호 (X) (노드 502) 와 송신 신호 (T) (노드 506) 를 수신한다. 제 1 에코 소거기 (512) 는 또한 채널 추정 블록 (520) 으로부터 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치
Figure pct00027
를 수신한다. 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치는 채널 추정 블록 (520) 으로부터의 가장 마지막 피드백 채널 추정치
Figure pct00028
또는 적당한 피드백 채널 추정치일 수 있다. 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치는 피드백 송신 신호 (TF) 를 예측하는데 이용된다. 제 1 에코 소거기 (512) 에서, 이에 따라 예측되고 재구성된 피드백 송신 신호 (TF) 는 수신 신호 (X) 로부터 뺄셈되어, 제 1 에코 소거된 신호로서 원격 신호 (R) 과 피드백 파일럿 신호 (PF) 만을 남겨둔다. 피드백 파일럿 신호 (PF) 는 피드백 채널과 콘볼빙된 삽입형 파일럿이다. 그 후, 삽입형 파일럿 (P) 와 함께, 제 1 에코 소거된 신호 (R+PF) 는 채널 추정 블록 (520) 에 제공되어 채널 추정을 위해 이용됨으로써 업데이트된 피드백 채널 추정치
Figure pct00029
가 획득된다. 삽입형 파일럿은 원격 신호와 완전히 비상관되기 때문에, 매우 정확한 피드백 채널 추정치가 획득된다.
그런 다음, 스테이지 2 에코 소거에서, 제 2 에코 소거기 (570) 는 제 1 에코 소거기 (512) 로부터 제 1 에코 소거된 신호 (R+PF) 를 수신한다. 제 2 에코 소거기 (570) 는 또한 업데이트된 피드백 채널 추정치 및 파일럿 신호를 수신한다. 제 2 에코 소거기 (570) 는 업데이트된 피드백 채널 추정치
Figure pct00030
를 이용하여 피드백 파일럿 신호 (PF) 를 예측한다. 예측된 피드백 파일럿 신호 (PF) 는 재구성되고 제 1 에코 소거된 신호 (R+PF) 로부터 뺄셈되어 원격 신호 (R) 만이 생성된다. 이득 (G) 을 갖는 이득 블록 (533) 을 통해서와 같이, 중계기에 의한 증폭 이후, 높은 정확도를 갖는 에코 소거되고 증폭된 원격 신호 (T) 가 획득된다. 중계기 (560) 에서, 파일럿 삽입 유닛 (535) 에 의해 생성된 파일럿 신호 (P) 와 함께, 희망하는 송신 신호 (T) 가 추가되고, 그런 다음 T+P 인 복합 송신 신호 (Y) 로서 중계기로부터 송신되어 나간다.
제 2 에코 소거기는 단지 피드백 파일럿 신호를 예측하고 소거하기만 하므로, 도 7 에서 구현된 듀얼 스테이지 에코 소거 방식은 도 5 에서 구현된 듀얼 스테이지 에코 소거 방식에 비해 단순화된다. 최고로 정확하거나 또는 최고로 업데이트된 피드백 채널 추정치일 수도 있거나 또는 아닐 수도 있는 현재 이용가능한 피드백 채널 추정치를 이용하여 피드백 송신 신호 (TF) 가 예측되므로 도 7 에서 구현된 듀얼 스테이지 에코 소거 방식은 약간 부정확할 수 있다. 하지만, 대부분의 경우들에서, 도 7 의 듀얼 스테이지 에코 소거 방식은 충분히 정확한 결과들을 제공할 것이다. 뿐만 아니라, 두 개의 소거 스테이지들은 현재 이용가능한 채널 추정치로서 제 2 스테이지에 의해 이용된 가장 최근의 피드백 채널 추정치를 이용하여 제 1 스테이지와 함께 되풀이되어 반복되며, 에코 소거의 정확도는 매우 향상될 수 있다.
4. 삽입형 파일럿 구성
간섭 소거를 이용한 중계기의 경우, 피드백/누설 신호가 뺄셈될 수 있도록 피드백 채널은 매우 정확하게 추정될 필요가 있다. 기지국으로부터의 다중경로 지연 확산에 대한 견고성, 및 이웃 중계기들로부터의 간섭에 대한 견고성을 비롯하여, 피드백 채널 추정을 목적으로 삽입형 파일럿을 이용하는 것에 대한 몇몇 장점들이 존재한다. 본 설명에서는, 중계기의 다운링크 송신만을 논의하지만 본 논의는 업링크 송신에도 적용된다. 삽입형 파일럿이 이용될 때, 중계기는 희망하는 송신 신호 (증폭된 원격 신호) 더하기 삽입형 파일럿을 송신한다. 파일럿은 중계기로부터 복합 송신 신호를 수신하는 디바이스들에 의해 노이즈로서 인식된다.
본 발명의 몇몇 실시형태들에서, 채널 추정을 위한 에코 소거 중계기에서 이용하기 위한 삽입형 파일럿 구조 및 삽입형 파일럿을 구성하기 위한 방법이 제공된다. 삽입형 파일럿은 여기서의 방법에 따라 구성될 때, 채널 추정을 위해 유리한 희망 전력, 스펙트럼 특성들 및 데이터 구조를 갖는다. 몇몇 실시형태들에서, 파일럿은 최종 디바이스에 의해 노이즈로서 인식될 것이기 때문에, 파일럿 전력이 왜곡을 도입시키지 않도록 파일럿 신호의 전력 레벨은 송신 신호의 전력에 대해 제어된다. 다른 실시형태들에서, 파일럿은 증폭된 신호와 동일한 스펙트럼 특성들을 갖도록 구성된다. 최종적으로, 다른 실시형태들에서, 파일럿은 채널 추정 프로시저에 도움을 주는 데이터 구조 및 특성들을 갖도록 구성된다. 하나의 실시형태에서, 파일럿은 순환적 프리픽스를 갖는 OFDM 구조를 이용하여 구성된다.
도 8 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 파일럿 구성 시스템 및 중계기의 블록도이다. 에코 소거 중계기 (710) 는 수신 신호 또는 입력 신호 (X) (노드 702) 를 수신하고 송신될 출력 신호 또는 증폭 신호 (Y) (노드 740) 를 생성한다. 에코 소거 중계기 (710) 에서, 출력 신호 (Y) 에 파일럿 (P) 을 도입시키기 위해 파일럿 구성 유닛 (762) 이 제공된다. 보다 구체적으로, 중계기 (710) 에서, 에코 소거기 (760) 는 수신 신호 (X) 로부터 희망하는 송신 신호 (T) 를 생성한다. 파일럿 구성 유닛 (762) 에 의해 생성된 파일럿 (P) (노드 704) 는 희망하는 송신 신호 (T) (합산기 (763)) 에 추가되고 출력 신호 (Y) 가 생성된다, 즉 Y=T+P 이다. 도 8 에서는 파일럿 구성 시스템의 세부사항이 추가로 도시된다. 본 도면에서, 송신 신호는 멀티 캐리어 신호이며, 이에 따라 파일럿 신호는 N 개 캐리어들을 갖는 멀티 캐리어 신호로서 구성되는 것으로 가정한다. 파일럿 신호는 물론, 송신 신호가 단일 캐리어 신호일 때와 같이, 단일 캐리어 신호로서 구성될 수도 있을 수 있다.
멀티 캐리어 신호의 경우에서, 파일럿 구성 유닛 (762) 은 캐리어들 (1 내지 N) 각각에 대한 파일럿 생성기들 (764a 내지 764n) 을 포함한다. 캐리어 파일럿 신호 (P1 내지 PN) 는 각각의 캐리어마다 생성되고 캐리어 파일럿 신호들 (P1 내지 PN) 은 함께 합해져서 (합산기 (766)) 파일럿 신호 (P) 를 형성한다. 주어진 캐리어를 위한 파일럿 신호는 다음과 같이 생성된다.
본 발명의 하나의 실시형태에 따르면, 파일럿 생성기들 (764a 내지 764n) 중 임의의 파일럿 생성기를 대표하는, 파일럿 생성기 (764x) 는 순환적 프리픽스를 갖는 OFDM 데이터 구조를 이용하여 삽입형 파일럿 (P) 을 구성한다. FFT/IFFT 알고리즘들 (주파수 도메인 채널 추정) 이 이용될 때 순환적 프리픽스를 갖는 OFDM 데이터 구조의 이용은 피드백 채널 추정에 대한 특별한 이로운 특징들을 갖는다. 특히, 톤들에 걸친 전력 분배가 회망하는 바에 따라 최적화될 수 있다 (예컨대, 단일 톤 또는 톤들의 그룹은 대역에 걸쳐 홉핑 (hopped) 될 수 있다). 파일럿 생성기 (764x) 에서, 파일럿 심볼 유닛 (774) 은 OFDM 데이터 구조를 위한 심볼들을 제공한다. 다른 실시형태들에서, 삽입형 파일럿을 위한 다른 데이터 구조가 이용될 수 있다.
OFDM 구조를 갖는 파일럿 심볼들은 미리결정된 시드 (seed) 또는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 스크램블링될 수도 있다. 파일럿 생성기 (764x) 에서, 파일럿 스크램블러 (776) 는 승산기 (778) 에서 파일럿 심볼 유닛 (774) 에 의해 제공된 OFDM 데이터 심볼들을 스크램블링하기 위해 스크램블링 시퀀스를 제공한다. 스크램블링 시퀀스는 고유 식별자를 중계기에게 부여할 수도 있다. 그런 후, 증폭되는 각각의 캐리어마다, 파일럿은 희망하는 스펙트럼 특성들을 갖는 필터 (780) 에 의해 쉐이핑된다. 하나의 실시형태에서는, 송신 필터를 모방하는 필터에 화이트 노이즈를 통과시킴으로써 쉐이핑된다.
파일럿 신호를 위한 정확한 전력을 유지하기 위해, 희망하는 송신 신호 (T) (노드 706) 의 전력은 제일 먼저 전력 측정 및 필터링 유닛 (770) 을 통해 추정된다. 파일럿 신호의 전력은 파일럿 전력 결정 유닛 (772) 에서의 희망하는 송신 신호 전력과 관련된 희망하는 레벨로 결정되고 셋팅된다. 일반적으로, 파일럿 신호의 전력 레벨은 송신 신호의 전력 레벨보다 낮도록 셋팅된다. 하나의 실시형태에서, 파일럿 신호 전력은 송신 신호 전력보다 20 dB 낮다. 필터링된 파일럿의 전력은 승산기 (782) 에서 셋팅된다. 희망하는 송신 신호가 다중 캐리어들로 구성될 때, 각 캐리어에서의 희망하는 송신 신호의 전력이 측정되고 추정된다. 파일럿 신호의 전력 레벨이 구축 (승산기 (782)) 된 후, 특정 캐리어를 위한 파일럿 신호 (Px) 를 생성하기 위해 순환적 프리픽스가 순환적 프리픽스 삽입 유닛에서 삽입된다.
여기서 설명된 파일럿 구성 시스템은 다음의 장점들을 갖는다. 첫번째로, 주파수 도메인 채널 추정은 복잡성 측면에서 바람직하며, 만약 순환적 프리픽스가 이용되면, 최소의 심볼간 간섭 (ISI) 및 캐리어간 간섭 (ICI) 이 존재한다. 따라서, 순환적 프리픽스를 포함한 OFDM 구조를 갖는 파일럿을 이용하는 것은 채널 추정의 총체적인 복잡성을 감소시키고 중계기 성능의 측면에서 결점들을 갖지 않는다.
두번째로, 희망하는 송신 신호를 쉐이핑하는데 이미 이용된 필터 (송신 필터) 와 동일한 필터로 파일럿을 필터링하는 것은 이로운데, 그 이유는 추가적인 필터가 필요하지 않기 때문이며, 바람직하지 않은 스펙트럼 성분들을 파일럿이 갖지 않도록 보장해주기 때문이다. 파일럿은 중계기가 유입 신호를 증폭하는 것을 시작하기 전에 생성될 수 있으며, 이에 따라 중계기 동작 동안에 송신 필터는 파일럿을 쉐이핑하는 것이 아닌, 출력 신호를 쉐이핑하는데에만 이용될 것이다.
세번째로, 출력 SINR 이 불필요하게 저하되지 않도록 희망하는 송신 신호의 전력보다 낮은 소정의 수치에서 파일럿 전력을 유지하는 것은 중요하다. 희망하는 송신 신호의 전력을 추적하기 위해 필터를 이용하고, 파일럿 전력을 이러한 필터링된 값에 기초시키는 것은 중계기가 비교적 안정적으로 남아있는 동안에 파일럿 전력이 희망하는 신호 전력을 효율적으로 추적하도록 필터 계수가 튜닝될 수 있다라는 장점을 갖는다. 뿐만 아니라, 삽입형 파일럿을 캐리어 마다 구성하는 것은 파일럿 전력이 주파수에 걸쳐서 희망하는 신호 전력을 추적할 것이라는 장점을 갖는다.
마지막으로, 파일럿 심볼들을 스크램블링하기 위한 미리결정된 시드를 이용하는 것은 다른 중계기들 (또는 디바이스들) 이 중계기의 존재를 검출할 때 삽입형 파일럿이 기준으로서 이용될 수 있도록 해준다. 파일럿은 또한 유용한 정보 (예컨대, 송신 전력/이득) 를 근처에 있는 다른 중계기들/디바이스들에게 시그널링하는데 이용될 수도 있다.
상기 설명에서, 파일럿 생성기 (764x) 는 시간 도메인 파일럿 구성 방식을 구현한다. 본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 주파수 도메인 파일럿 구성 방식은 중계기에서 이용하기 위한 삽입형 파일럿을 구성하는데 이용된다. 도 9 는 본 발명의 대안적인 실시형태에 따른 파일럿 생성기의 블럭도이다. 도 9 를 참조하면, 파일럿 생성기 (964x) 는 도 8 에서의 파일럿 생성기들 (764a 내지 764n) 중 임의의 하나의 파일럿 생성기를 구현하는데 이용될 수 있다.
주파수 도메인 파일럿 구성 방식하에서, 파일럿 심볼 유닛 (974) 은 주파수 도메인에서 M 개 데이터 심볼들의 블록을 제공하며, 여기서는 각 톤마다 하나의 데이터 심볼이 제공된다. 그런 후, 데이터 심볼들은 파일럿 스크램블러 (976) 에 의해 스크램블링된다. 보다 구체적으로, 파일럿 스크램블러 (976) 는 미리결정된 스크램블링 시퀀스를 이용하여 승산기 (975) 에서 데이터 심볼들을 스크램블링한다. 하나의 실시형태에서, 스크램블링 시퀀스는 고유 식별자를 중계기에게 부여할 수도 있다. 그런 후, 파일럿 전력 쉐이퍼 유닛 (978) 은, 승산기 (977) 를 통해, M 개의 모든 톤들에 걸쳐 데이터 심볼들의 전력을 조정하도록 스크램블링된 심볼들의 스케일링을 제공한다. 보다 구체적으로, 각 데이터 심볼들의 전력은 주파수 도메인 전력 스펙트럼을 쉐이핑하기 위해 톤들에 걸쳐 상이할 수도 있다. 그런 후, 데이터 심볼들을 시간 도메인 신호로 전환시키기 위해, 데이터 심볼들은 IFFT (역 고속 푸리에 변환) 필터 (980) 에 제공된다.
파일럿 생성기 (964x) 의 후속적인 동작은 도 8 의 파일럿 생성기 (764x) 와 동일하다. 제일 먼저, 파일럿 신호를 위한 정확한 전력을 유지하기 위해, 희망하는 송신 신호 (T) (노드 706) 의 전력은 제일 먼저 전력 측정 및 필터링 유닛 (770) 을 통해 추정된다. 파일럿 신호의 전력 (톤들에 걸친 파일럿 신호의 전력 및 평균 전력) 은 파일럿 전력 결정 유닛 (772) 에서 희망하는 송신 신호 전력에 대한 희망하는 레벨로 결정되고 셋팅된다. 일반적으로, 파일럿 신호의 전력 레벨은 송신 신호의 전력 레벨보다 낮도록 셋팅된다. 파일럿 신호의 전력은 승산기 (782) 에서 셋팅된다. 희망하는 송신 신호가 다중 캐리어들로 구성될 때, 각 캐리어에서의 희망하는 송신 신호의 전력이 측정되고 추정된다. 파일럿 신호의 전력 레벨이 구축 (승산기 (782)) 된 후, 특정 캐리어를 위한 파일럿 신호 (Px) 를 생성하기 위해 순환적 프리픽스가 순환적 프리픽스 삽입 유닛에서 삽입된다.
5. 광대역 에코 소거
본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 무선 중계기는 광대역 에코 소거 및 디지털 이득 제어를 구현하여 안정성 및 향상된 중계기 성능을 달성한다. 보다 구체적으로, 중계기는, 중계기 동작적 안정성을 모니터링하고 기저대역 이득 변경을 통해 중계기 동작적 안정성을 유지하기 위한 디지털 이득 제어, 및 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 조정가능하고 적응적인 지연을 갖는 주파수 도메인 채널 추정, 광대역 에코 소거를 실현하도록 시간 도메인 에코 소거를 활용한다. 이에 따라 구성된, 광대역 에코 소거가 가능하고, 채널 추정 성능이 향상되고 안정성이 향상된 무선 중계기가 실현된다.
도 10 은 본 발명의 하나의 실시형태에 따른 광대역 에코 소거를 구현하는 중계기의 블록도이다. 도 10 을 참조하면, 에코 소거 중계기 (1010) 는 제 1 안테나 (1115) 를 통해 중계될 원격 신호 S[k] 를 수신하고 제 2 안테나 (1120) 를 통해 송신될 출력 신호 Y[k] 를 생성한다. 중계기 (1010) 는 제 1 안테나 (1115) 에 결합된 제 1 프론트 엔드 회로 (1012), 제 2 안테나 (1120) 에 결합된 제 2 프론트 엔드 회로 (1016), 및 제 1 프론트 엔드 회로와 제 2 프론트 엔드 회로 사이에 결합된 중계기 기저대역 블록 (1014) 을 포함한다. 회로 (예컨대, 제 1 프론트 엔드 회로 (1012), 제 2 프론트 엔드 회로 (1016)) 가 특정한 통신 (순방향 또는 역방향 링크) 을 위한 적절한 안테나에 결합될 수 있도록 중계기 (1010) 가 구성된다는 것에 유념한다.
제 1 프론트 엔드 회로 (1012) 및 제 2 프론트 엔드 회로 (1016) 는 무선 중계기의 수신 및 송신 기능들을 구현하기 위한 디지털 및 아날로그 프론트 엔드 프로세싱 회로를 병합한다. 기본적으로, 제 1 프론트 엔드 회로 (1012) 및 제 2 프론트 엔드 회로 (1016) 는 중계기 기저대역 블록 (1014) 의 외부에 있는 중계기 (1010) 의 회로를 포함한다. 하나의 실시형태에서, 제 1 프론트 엔드 회로 (1012) 및 제 2 프론트 엔드 회로 (1016) 각각은 통상적인 무선 수신기들 및 송신기들에서 이용된 디지털 및 아날로그 프론트 엔드 프로세싱 회로를 포함한다. 수신기/송신기 프론트 엔드 프로세싱 회로는 가변적인 이득 증폭기, 필터, 믹서, 드라이버 및 디지털 신호 프로세서를 포함할 수 있다. 중계기 프론트 엔드 회로들 (1012, 1016) 의 특정한 구현은 본 발명의 실시에 중요하지 않으며, 현재 알려져 있거나 개발될 임의의 수신기/송신기 프론트 엔드 프로세싱 회로가 본 발명의 무선 중계기에서 적용될 수 있다.
중계기 (1010) 는 채널 추정, 기저대역 에코 소거, 및 이득 제어 동작들이 구현되는 중계기 기저대역 블록 (1014) 을 포함한다. 도 10 에서는 중계기 기저대역 블록 (1014) 의 세부사항이 도시된다. 중계기 기저대역 블록 (1014) 은 수신 신호 x[k] 를 수신하고 출력 신호 y[k] 를 생성한다. 수신 신호 x[k] 는 중계될 원격 신호 S[k] 와 제 1 안테나 (1115) 와 제 2 안테나 (1120) 간의 피드백 채널로부터 야기된 피드백 신호의 합이다. 동작시, 서버 안테나로부터 도너 안테나로의 역으로의 신호 누설은 신호가 중계기에 의해 수신되기 전에 출력 신호 Y[k] 의 일부가 피드백 채널을 통해 역누설되도록 하고 원격 신호 S[k] 에 추가되도록 한다. 따라서, 중계기 (1010) 는 원격 신호 S[k] 와 피드백 신호의 합이 되는 수신 신호 x[k] 를 사실상 수신하며, 피드백 신호는 기본적으로 출력 신호 Y[k] 의 감쇠된 버전이다. 에코 소거 중계기인 중계기 (1010) 는 수신 신호에서 희망하지 않은 피드백 신호 성분을 소거하기 위해 피드백 신호를 추정하도록 동작한다.
중계기 기저대역 블록 (1014) 에서, 입력 노드 (1130) 상의 수신 신호 x[k] ("입력 신호") 는 수신 필터 (1132) ("rxFilter") 에 결합된다. 하나의 실시형태에서, 수신 필터 (1132) 는 수신 파형의 적절한 필터링을 가능하게 해주는 튜닝가능한 디지털 기저대역 수신 필터이다. 뿐만 아니라, 수신 필터링은 수신 파형의 선택적인 증폭을 가능하게 해준다.
필터링된 수신 신호는 시간 도메인 에코 소거를 구현하는 에코 소거기에 결합된다. 시간 도메인 에코 소거는 중계기를 통해 작은 지연량을 유지하면서 광대역 (즉, 큰 대역폭) 피드백 신호 소거를 가능하게 해주는 장점을 갖는다. 본 실시형태에서, 에코 소거기는 필터링된 수신 신호로부터 피드백 신호 추정치
Figure pct00031
를 뺄셈하도록 동작하는 합산기 (1134) 를 포함한다. 피드백 신호 추정치
Figure pct00032
가 정확하는 한, 희망하지 않는 피드백 신호는 수신 신호로부터 제거되고 에코 소거는 실현된다. 피드백 신호 추정치
Figure pct00033
는 이후에 보다 자세하게 설명될 채널 추정 블록에 의해 생성된다.
소거후 신호 x'[k] 는 가변적인 지연 (D1) 을 갖는 적응적 지연 엘리먼트 (1136) 를 통해 결합된다. 가변적인 지연 (D1) 이 중계기 지연을 제어하고 채널 추정 성능을 미세 튜닝하기 위해 상술한 피드백 지연 제어 방법에 따라 도입된다. 보다 구체적으로, 출력 신호 Y[k] 와 원격 신호 S[k] 사이의 상관을 감소시킴으로써 피드백 채널 추정 및 중계기 성능을 향상시키도록 하기 위해 가변적인 지연 (D1) 이 적응적으로 도입된다. 본 실시형태에서, 가변적인 지연 (D1) 은 에코 소거 후에 도입된다. 다른 실시형태들에서, 중계기의 피드 순방향 부분에서의 임의의 지점에서 가변적인 지연 (D1) 이 도입된다. 특별하게는, 하나의 실시형태에서, 가변적인 지연 (D1) 은 에코 소거 전에 중계기 회로에 도입된다.
소거후 지연된 신호 x''[k] 는 가변적인 이득 (Gv) 을 제공하는 가변적인 이득 스테이지 (1138) 에 결합된다. 가변적인 이득 스테이지 (1138) 는 기저대역 이득 변경을 통해 중계기 (1010) 의 이득을 조정하기 위한 이득 제어 블록 (1150) 에 의해 제어된다. 본 실시형태에서, 이득 제어 블록 (1150) 은 디지털 이득 제어를 구현하고 파일럿 신호로서 지연되고 에코 소거된 출력 신호 y'[k] 를 수신한다. 이득 제어 블록 (1150) 은 파일럿 신호를 모니터링하고 하나 이상의 이득 제어 메트릭들을 통해 중계기 (1010) 의 안정성을 결정한다. 이득 제어 블록 (1150) 은 중계기 (1010) 의 동작 안정성을 유지하도록 하는 방식으로 가변적인 이득 스테이지 (1138) 의 이득 값 (Gv) 을 조정한다. 이득 제어 블록 (1150) 은 중계기의 안정성이 잘 제어되도록 보장하기 위해 고속 오실레이션 검출을 제공할 수 있다.
증폭되고 에코 소거된 신호는 출력 노드 (1142) 상에서 출력 신호 y[k] 를 생성하도록 송신 필터 (1140) (“txFilter”) 에 결합된다. 하나의 실시형태에서, 송신 필터 (1140) 는 송신 파형의 적절한 필터링을 가능하게 해주는 튜닝가능한 디지털 기저대역 송신 필터이다. 중계기 기저대역 블록 (1014) 으로부터의 출력 신호 y[k] 는 최종적인 출력 신호 Y[k] 로서 제 2 안테나 (1120) 상으로 송신되도록 제 2 프론트 엔드 회로 (1016) 에 결합된다.
중계기 기저대역 블록 (1014) 은 h[k] 로 표시된, 피드백 채널을 추정하도록 동작하고, 에코 소거를 위해 피드백 신호의 추정치를 계산하는 채널 추정 블록을 포함한다. 본 실시형태에서, 채널 추정 블록은 채널 추정 회로 (1148) 를 포함한다. 에코 소거기는 피드백 신호 추정치를 계산하기 위해 채널 추정 회로 (1148) 로부터 피드백 채널 추정치를 이용하는 피드백 신호 추정치 계산 블록 (1146) 을 포함한다. 에코 소거된 출력 신호 y[k] 는 채널 추정과, 피드백 신호 추정과, 또한 디지털 이득 제어를 위한 파일럿 신호 또는 기준 신호로서 이용된다. 본 실시형태에서, 출력 신호 y[k] 는 조정가능한 지연 엘리먼트 (1144) 에 의해 제공된 조정가능한 지연 (D2) 을 거친다. 조정가능한 지연 (D2) 은 상술한 파일럿 지연 제어 방법에 따라 도입되고, 임의의 조정가능한 지연이 도입되기 전에 유효 피드백 채널이 채널에 대해 '좌측' 쉬프트되도록 채널 추정을 위해 이용된 기준 시퀀스를 전진시키는 효과를 갖는다. 다시 말하면, 지연 (D2) 은 추정될 채널을 전진시키는 효과를 갖는다. 조정가능한 지연 (D2) 을 도입시키는 이점들이 상술되었으며, 일반적으로 지연 (D2) 을 통해 추정될 채널을 전진시키는 것은 피드백 채널에서의 대량의 지연을 교정제거함으로써 중계기 성능을 향상시킨다.
중계기 기저대역 블록 (1014) 에서, 채널 추정 회로 (1148) 는 파일럿 신호로서 지연되고 에코 소거된 신호 y'[k] 를 수신하고, 또한 입력 신호로서 수신 신호 x[k] 를 수신한다. 채널 추정 회로 (1148) 는 미리정의된 채널 추정 알고리즘 (Alg) 및 저장된 계수들 (NB) 을 이용하여 피드백 채널 추정치
Figure pct00034
를 계산한다. 하나의 실시형태에서, 채널 추정 회로 (1148) 는 주파수 도메인 채널 추정을 활용한다. 이에 따라 계산된 피드백 채널 추정치
Figure pct00035
는 피드백 신호 추정치 계산 블록 (1146) 에 결합된다. 피드백 신호 추정치 계산 블록 (1146) 은 피드백 채널 추정치
Figure pct00036
의 수신 필터 “rxFilter” 와의 콘볼루션 및 파일럿 신호 y'[k] 와의 콘볼루션을 수행하여 피드백 신호 추정치
Figure pct00037
를 생성한다. 이 콘볼루션은 에코 소거를 위해 이용된 피드백 신호 추정치가 동일한 수신 필터 (443) 를 거치는 수신 신호 x[k] 와 동일한 신호 특성들을 나타내는 것을 보장하기 위해 수신 필터를 이용한다. 피드백 신호 추정치
Figure pct00038
는 합산기 (1134) 에 결합되어 수신 신호로부터 뺄셈됨으로써 수신 신호의 에코 소거를 실현한다.
이에 따라 구성된, 중계기 (1010) 는 기저대역 간섭 소거를 통해 도너 안테나와 서버 안테나간의 유효 격리를 증가시킨다. 채널 추정, 피드백 신호 추정 및 이득 제어 (지연 (D2)) 를 위해 이용된 지연된 파일럿 신호 및 적응적 지연 (D1) 의 이용을 통해 출력 신호와 원격 신호간의 증가된 비상관은 채널 추정 성능을 향상시키고, 이로써 기저대역 간섭 소거 정확도를 향상시키도록 작용한다. 정확한 기저대역 간섭 소거는 중계기 이득이 증가되도록 해준다. 정확한 광대역 에코 소거를 통해, 중계기 (1010) 는 통상적인 중계기 디바이스들에 비해 높은 이득 레벨로 동작가능하다.
도 10 에서 도시된 실시형태에서, 중계기 기저대역 블록 (1014) 의 엘리먼트들은 소정의 배열을 취했다. 예를 들어, 적응적 지연 엘리먼트 (1136) 에 이어서 가변적인 이득 스테이지 (1138) 가 그 뒤를 따랐고 그런 후 송신 필터 (1140) 가 그 뒤를 따랐다. 본 발명의 다른 실시형태들에서, 중계기 기저대역 블록 (1014) 의 엘리먼트들은 동일한 채널 추정 및 에코 소거 기능들을 실현하도록 하는 다른 구성들을 취할 수 있다. 중계기 기저대역 블록 (1014) 에서의 엘리먼트들의 배열의 정확한 순서는 본 발명의 실시에 중요하지 않다. 하나의 실시형태에서, 가변적인 이득 스테이지 (1138) 는 송신 필터 (1140) 뒤에 배치된다. 또다른 실시형태에서, 적응적 지연 엘리먼트 (1136) 는 가변적인 이득 스테이지 (1138) 뒤 또는 송신 필터 (1140) 뒤에 배치된다. 즉, 적응적 지연 엘리먼트 (1136) 는 소거후 신호 경로의 임의의 곳에서 배치될 수 있다. 뿐만 아니라, 다른 실시형태들에서, 적응적 지연 엘리먼트 (1136) 는 또한 에코 소거 전, 중계기의 피드순방향 부분에서 배치될 수 있다.
하나의 실시형태에서, 원격 신호는 다중 캐리어들을 가지며, 수신 필터 (1132) 와 송신 필터 (1140) 는 협대역 또는 광대역 에코 소거를 제공하도록 튜닝된다.
본 발명분야의 당업자는 여러 가지 다양한 기술들 및 기법들 중 임의의 것을 이용하여 정보와 신호를 나타낼 수도 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 데이터, 정보, 신호, 비트, 심볼, 칩, 명령, 및 커맨드가 상기 설명에서 언급될 수도 있다. 이것들은 전압, 전류, 전자기파, 자계 또는 자성 입자, 광계 또는 광자, 또는 이들의 임의의 조합으로 나타낼 수도 있다.
상술한 실시형태들의 하나 이상에서, 설명된 기능들 및 프로세스들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 만약 소프트웨어로 구현되면, 기능들은 컴퓨터 판독가능한 매체 상에서 하나 이상의 명령들 또는 코드로 저장되거나 또는 이러한 명령들 또는 코드를 통해서 송신될 수 있다. 컴퓨터 판독가능한 매체는 하나의 장소에서 다른 장소로 컴퓨터 프로그램의 전달을 용이하게 해주는 임의의 매체를 포함하는 통신 매체 및 컴퓨터 저장 매체 모두를 포함한다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수도 있는 임의의 이용가능한 매체일 수도 있다. 비제한적인 예시로서, 이와 같은 컴퓨터 판독가능한 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장 장치, 자기 디스크 저장 장치 또는 다른 자기 저장 디바이스, 또는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있고, 명령 또는 데이터 구조의 형태로 원하는 프로그램 코드를 운송하거나 또는 저장하는데 이용될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 본 명세서에서 이용된 disk 또는 disc는 컴팩트 디스크 (CD), 레이저 디스크, 광학 디스크, DVD (digital versatile disc), 플로피 디스크, 및 블루레이 디스크를 포함하며, 여기서 disk는 통상 데이터를 자기적으로 재현시키며, disc는 레이저를 이용하여 광학적으로 데이터를 재현시킨다. 위의 조합들은 또한 컴퓨터 판독가능한 매체의 범위 내에 포함될 수 있다. 본 명세서에서 이용된 용어 "제어 로직" 은 소프트웨어 (여기서 기능성은 프로세서를 이용하여 실행되는 머신 판독가능한 매체상에 저장된 명령들에 의해 구현됨), 하드웨어 (여기서 가능성은 로직 게이트들과 같은 회로를 이용하여 구현됨, 여기서 회로는 특별한 입력에 대한 특별한 출력을 제공하도록 구성됨), 및 펌웨어 (여기서 기능성은 재프로그래밍가능한 회로를 이용하여 구현됨) 에 적용되며, 또는 소프트웨어, 하드웨어, 및 펌웨어 중 하나 이상의 조합들에 적용된다.
펌웨어 및/또는 소프트웨어 구현에 있어서, 여기서 설명된 기능들을 수행하는 모듈들 (예컨대, 프로시저들, 기능들, 등) 로 방법론들이 구현될 수도 있다. 명령들을 유형적으로 수록한 임의의 머신 판독가능한 매체는 본 명세서에서 설명된 방법론들을 구현하는데 이용될 수도 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드들은 메모리, 예컨대 모바일 스테이션 또는 중계기의 메모리에 저장될 수도 있고, 프로세서, 예컨대 모뎀의 마이크로프로세서에 의해 실행될 수도 있다. 메모리는 프로세서 내부 또는 프로세서 외부에서 구현될 수도 있다. 본 명세서에서 이용된 용어 "메모리" 는 롱 텀, 솟 텀, 휘발성, 비휘발성 중의 임의의 유형, 또는 다른 메모리를 가리키며, 임의의 특별한 유형의 메모리, 또는 메모리 갯수, 또는 메모리가 저장되는 매체의 유형에 제한을 두지 않는다.
또한, 컴퓨터 명령들/코드는 송신기로부터 수신기로 물리적 송신 매체를 통해 신호들을 거쳐서 송신될 수도 있다. 예를 들어, 소프트웨어가 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스티드 페어, 디지털 가입자 회선 (DSL) 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로웨이브와 같은 무선 기술들을 이용하여 웹사이트, 서버, 또는 다른 원격 소스로부터 송신된다면, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 트위스티드 페어, DSL, 또는 적외선, 라디오, 및 마이크로웨이브와 같은 무선 기술들은 매체의 정의에 포함된다. 위의 조합들은 또한 물리적 송신 매체의 범위 내에 포함되어야 한다.
게다가, 개시된 구현들의 이전 설명은 본 발명분야의 당업자가 본 발명개시를 실시하거나 또는 이용할 수 있도록 하기 위해 제공된 것이다. 이러한 구현들에 대한 다양한 변형들은 본 발명분야의 당업자에게 손쉽게 명백해질 것이며, 본 명세서에 정의된 일반 원리들은 본 발명의 범위 또는 사상으로부터 벗어나지 않고서 다른 구현들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 도시된 특징들로 제한되는 것을 의도하지 않으며, 여기서 개시된 신규한 특징들 및 원리들에 부합하는 최광의의 범위로 적응되어야 한다.

Claims (32)

  1. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 파일럿 구성 디바이스로서, 상기 무선 중계기는 송신을 위하여 상기 파일럿 신호를 송신 신호에 추가하도록 구성되며, 상기 파일럿 구성 디바이스는,
    상기 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 각각 생성하기 위한 하나 이상의 파일럿 생성기들을 포함하며, 상기 파일럿 구성 디바이스는 상기 하나 이상의 파일럿 생성기들에 의해 생성된 상기 캐리어 파일럿 신호들을 합산함으로써 상기 파일럿 신호를 구성하도록 구성되며, 상기 하나 이상의 파일럿 생성기들 각각은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 미리결정된 데이터 구조를 갖는 복수의 데이터 심볼들을 제공하기 위한 파일럿 심볼 유닛;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하기 위한 파일럿 스크램블러;
    상기 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑 (shape) 하기 위한 필터;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하기 위한 파일럿 전력 결정 유닛; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스 (cyclic prefix) 를 삽입하기 위한 순환적 프리픽스 삽입 유닛을 포함하는, 파일럿 구성 디바이스.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 미리결정된 데이터 구조는 OFDM 데이터 구조를 포함하는, 파일럿 구성 디바이스.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 파일럿 스크램블러는 상기 무선 중계기에 고유 식별자를 부여하는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하도록 구성되는, 파일럿 구성 디바이스.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정하기 위한 전력 측정 유닛을 더 포함하며,
    상기 파일럿 전력 결정 유닛은, 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨이 상기 송신 신호에서의 대응하는 캐리어의 전력 레벨을 추적하도록 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 측정된 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 제어하는, 파일럿 구성 디바이스.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 전력 측정 유닛은 측정된 전력 레벨 값들을 필터링하기 위한 필터를 포함하는, 파일럿 구성 디바이스.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 파일럿 전력 결정 유닛은 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 낮은 값으로 셋팅하도록 구성되는, 파일럿 구성 디바이스.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 파일럿 전력 결정 유닛은 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 적어도 20dB 낮게 셋팅하도록 구성되는, 파일럿 구성 디바이스.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터는 상기 송신 신호의 상기 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하기 위한 상기 무선 중계기의 송신 필터를 나타내는 특성들을 가지며,
    상기 캐리어 파일럿 신호는 상기 송신 신호와 동일한 스펙트럼 특성들을 갖도록 생성되는, 파일럿 구성 디바이스.
  9. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 파일럿 구성 디바이스로서, 상기 파일럿 신호는 상기 무선 중계기의 송신 안테나를 통한 송신을 위하여 송신 신호에 추가되며, 상기 파일럿 구성 디바이스는,
    상기 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 생성하기 위한 하나 이상의 수단들을 포함하며, 상기 하나 이상의 수단들에 의해 생성된 캐리어 파일럿 신호들은 합산되어 상기 파일럿 신호를 생성하며, 상기 하나 이상의 수단들 각각은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 미리결정된 데이터 구조를 갖는 복수의 데이터 심볼들을 제공하기 위한 수단;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하기 위한 수단;
    상기 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하기 위한 수단;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하기 위한 수단; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스를 삽입하기 위한 수단을 포함하는, 파일럿 구성 디바이스.
  10. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법으로서, 상기 파일럿 신호는 송신을 위하여 송신 신호에 추가되며, 상기 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 미리결정된 데이터 구조를 갖는 복수의 데이터 심볼들을 제공하는 단계;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계;
    필터를 이용하여 상기 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하는 단계;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계; 및
    단일 캐리어를 위한 상기 캐리어 파일럿 신호를 생성하기 위해 상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스를 삽입하는 단계를 포함하며,
    상기 파일럿 신호는 적어도 하나의 캐리어의 상기 캐리어 파일럿 신호로부터 형성되는, 파일럿 신호 구성 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 송신 신호의 하나 이상의 캐리어들 각각에 대한 캐리어 파일럿 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 캐리어들 각각에 대한 캐리어 파일럿 신호들을 합산하여 상기 파일럿 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 미리결정된 데이터 구조는 OFDM 데이터 구조를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계는 상기 무선 중계기에 고유 식별자를 부여하는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정하는 단계; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨이 상기 송신 신호에서의 대응하는 캐리어의 전력 레벨을 추적하도록 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 측정된 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 제어하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정한 후, 측정된 전력 레벨 값들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계는 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 낮은 값으로 셋팅하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계는 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 적어도 20dB 낮은 값으로 셋팅하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 필터를 이용하여 상기 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하는 단계는 상기 송신 신호의 상기 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하기 위한 상기 무선 중계기의 송신 필터를 나타내는 특성들을 갖는 필터를 이용하여 상기 캐리어 파일럿 신호의 스펙트럼 특성들을 쉐이핑하는 단계를 포함하며, 이에 따라 상기 캐리어 파일럿 신호는 상기 송신 신호와 동일한 스펙트럼 특성들을 갖도록 생성되는, 파일럿 신호 구성 방법.
  19. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 파일럿 신호 구성 유닛으로서, 상기 파일럿 신호는 송신을 위하여 송신 신호에 추가되며, 상기 파일럿 신호 구성 디바이스는,
    상기 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 각각 생성하기 위한 하나 이상의 파일럿 생성기들을 포함하며, 상기 파일럿 신호 구성 유닛은 상기 하나 이상의 파일럿 생성기들에 의해 생성된 상기 캐리어 파일럿 신호들을 합산함으로써 상기 파일럿 신호를 구성하도록 구성되며, 상기 하나 이상의 파일럿 생성기들 각각은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 주파수 도메인에서의 복수의 데이터 심볼들을 제공하기 위한 파일럿 심볼 유닛으로서, 하나의 데이터 심볼은 하나의 톤 (tone) 과 연관되는, 상기 파일럿 심볼 유닛;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하기 위한 파일럿 스크램블러;
    톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 전력을 조정하기 위해 상기 스크램블링된 데이터 심볼들을 스케일링하기 위한 파일럿 전력 쉐이퍼;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 시간 도메인으로 변환시키기 위한 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 필터;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한, 상기 톤들에 걸친 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 상기 캐리어 파일럿 신호의 평균 전력 레벨을 셋팅하기 위한 파일럿 전력 결정 유닛; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스를 삽입하기 위한 순환적 프리픽스 삽입 유닛을 포함하는, 파일럿 신호 구성 유닛.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 파일럿 스크램블러는 상기 무선 중계기에 고유 식별자를 부여하는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하도록 구성되는, 파일럿 신호 구성 디바이스.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정하기 위한 전력 측정 유닛을 더 포함하며, 상기 파일럿 전력 결정 유닛은, 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨이 상기 송신 신호에서의 대응하는 캐리어의 전력 레벨을 추적하도록 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 측정된 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 제어하도록 구성되는, 파일럿 신호 구성 디바이스.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 전력 측정 유닛은 측정된 전력 레벨 값들을 필터링하기 위한 필터를 포함하는, 파일럿 신호 구성 디바이스.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 파일럿 전력 결정 유닛은 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 낮은 값으로 셋팅하도록 구성되는, 파일럿 신호 구성 디바이스.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 파일럿 전력 결정 유닛은 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 적어도 20dB 낮게 셋팅하도록 구성되는, 파일럿 신호 구성 디바이스.
  25. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 파일럿 구성 디바이스로서, 상기 파일럿 신호는 송신을 위하여 송신 신호에 추가되며, 상기 파일럿 구성 디바이스는,
    상기 송신 신호의 단일 캐리어와 연관된 캐리어 파일럿 신호를 생성하기 위한 하나 이상의 수단들을 포함하며, 상기 하나 이상의 수단들에 의해 생성된 캐리어 파일럿 신호들은 합산되어 상기 파일럿 신호를 생성하며, 상기 하나 이상의 수단들 각각은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 주파수 도메인에서의 복수의 데이터 심볼들을 제공하기 위한 수단으로서, 하나의 데이터 심볼은 하나의 톤과 연관되는, 상기 복수의 데이터 심볼들을 제공하기 위한 수단;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하기 위한 수단;
    톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 전력을 조정하기 위해 상기 스크램블링된 데이터 심볼들을 스케일링하기 위한 수단;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 시간 도메인으로 변환시키기 위해 IFFT 를 수행하기 위한 수단;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한, 상기 톤들에 걸친 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 상기 캐리어 파일럿 신호의 평균 전력 레벨을 셋팅하기 위한 수단; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스를 삽입하기 위한 수단을 포함하는, 파일럿 구성 디바이스.
  26. 무선 중계기에서 이용하기 위한 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법으로서, 상기 파일럿 신호는 송신을 위하여 송신 신호에 추가되며, 상기 파일럿 신호를 구성하기 위한 방법은,
    상기 캐리어 파일럿 신호로서 주파수 도메인에서의 복수의 데이터 심볼들을 제공하는 단계로서, 하나의 데이터 심볼은 하나의 톤과 연관되는, 상기 복수의 데이터 심볼들을 제공하는 단계;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계;
    톤들에 걸쳐 상기 데이터 심볼들의 전력을 조정하기 위해 상기 스크램블링된 데이터 심볼들을 스케일링하는 단계;
    상기 복수의 데이터 심볼들을 시간 도메인으로 변환시키기 위해 IFFT 를 수행하는 단계;
    상기 송신 신호의 전력 레벨에 대한, 상기 톤들에 걸친 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 상기 캐리어 파일럿 신호의 평균 전력 레벨을 셋팅하는 단계; 및
    단일 캐리어를 위한 상기 캐리어 파일럿 신호를 생성하기 위해 상기 캐리어 파일럿 신호에 순환적 프리픽스를 삽입하는 단계를 포함하며, 상기 파일럿 신호는 적어도 하나의 캐리어의 상기 캐리어 파일럿 신호로부터 형성되는, 파일럿 신호 구성 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 송신 신호의 하나 이상의 캐리어들 각각에 대한 캐리어 파일럿 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 캐리어들 각각에 대한 캐리어 파일럿 신호들을 합산하여 상기 파일럿 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계는 상기 무선 중계기에 고유 식별자를 부여하는 스크램블링 시퀀스를 이용하여 상기 복수의 데이터 심볼들을 스크램블링하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정하는 단계; 및
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨이 상기 송신 신호에서의 대응하는 캐리어의 전력 레벨을 추적하도록 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 측정된 전력 레벨에 대한 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨 및 상기 평균 전력 레벨을 제어하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 송신 신호에서의 각각의 캐리어의 전력 레벨을 측정한 후, 측정된 전력 레벨 값들을 필터링하는 단계를 더 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  31. 제 29 항에 있어서,
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계는 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 낮은 값으로 셋팅하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 셋팅하는 단계는 상기 캐리어 파일럿 신호의 전력 레벨을 상기 송신 신호에서의 상기 대응하는 캐리어의 상기 측정된 전력 레벨보다 적어도 20dB 낮은 값으로 셋팅하는 단계를 포함하는, 파일럿 신호 구성 방법.
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Families Citing this family (76)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9083434B2 (en) * 2011-09-21 2015-07-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) System and method for operating a repeater
KR20100021383A (ko) * 2008-08-14 2010-02-24 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍ기반 무선통신 시스템에서 동일 주파수 릴레이 및 리피터의 자기간섭 제거 방법 및 그 장치
US9711868B2 (en) * 2009-01-30 2017-07-18 Karl Frederick Scheucher In-building-communication apparatus and method
US8200161B2 (en) * 2009-04-22 2012-06-12 Broadcom Corporation Method and system for dynamic selection of a coexistence method and transmit power level based on calibration data
US8463176B2 (en) 2009-05-11 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Stability indicator for a wireless repeater
US8285201B2 (en) * 2009-05-11 2012-10-09 Qualcomm Incorporated Wideband echo cancellation in a repeater
US8660165B2 (en) * 2009-06-11 2014-02-25 Andrew Llc System and method for detecting spread spectrum signals in a wireless environment
US8948687B2 (en) * 2009-12-11 2015-02-03 Andrew Llc System and method for determining and controlling gain margin in an RF repeater
US8548375B2 (en) * 2010-03-12 2013-10-01 Qualcomm Incorporated Gain control metric computation in a wireless repeater
JP5423505B2 (ja) * 2010-03-17 2014-02-19 富士通株式会社 無線基地局及び通信方法
US8611401B2 (en) * 2010-04-01 2013-12-17 Adeptence, Llc Cancellation system for millimeter-wave radar
US8463179B2 (en) * 2010-12-22 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Electromagnetic patch antenna repeater with high isolation
KR101333841B1 (ko) * 2011-01-06 2013-11-27 한국방송공사 최대비 합성 기법을 이용한 동일 채널 중계기
KR101354395B1 (ko) * 2011-01-06 2014-01-23 한국방송공사 최소평균제곱오차 기법을 이용한 동일 채널 중계기
JP5803942B2 (ja) * 2011-02-04 2015-11-04 富士通株式会社 無線中継装置、無線通信システムおよび無線中継装置の制御方法
WO2012106832A1 (en) * 2011-02-07 2012-08-16 Nokia Siemens Networks Oy Scaling transmit power in multi-antenna wireless systems
US9503285B2 (en) 2011-03-01 2016-11-22 Qualcomm Incorporated Channel estimation for reference signal interference cancelation
ITTO20110218A1 (it) * 2011-03-10 2012-09-11 Rai Radiotelevisione Italiana Metodo per trasmettere e ricevere segnali digitali modulati secondo la modulazione sc-ofdm, e relativi trasmettitore e ricevitore
US8553610B2 (en) * 2011-05-12 2013-10-08 Qualcomm Incorporated Interference cancellation repeater incorporating a non-linear element
US8687540B2 (en) * 2011-06-07 2014-04-01 Qualcomm Incorporated Echo cancellation repeater using an inserted pilot with gain-based power level control scheme
US20130034128A1 (en) * 2011-08-05 2013-02-07 Qualcomm Incorporated Echo cancellation repeater operation in the absence of an input signal
US8649418B1 (en) 2013-02-08 2014-02-11 CBF Networks, Inc. Enhancement of the channel propagation matrix order and rank for a wireless channel
US8422540B1 (en) 2012-06-21 2013-04-16 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio with zero division duplexing
US20130078907A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-28 Qualcomm Incorporated Per carrier gain control in a multi-carrier repeater
US8937874B2 (en) * 2011-09-23 2015-01-20 Qualcomm Incorporated Adjusting repeater gains based upon received downlink power level
US8934398B2 (en) * 2011-10-07 2015-01-13 Qualcomm Incorporated System, apparatus, and method for repeater pilot signal generation in wireless communication systems
US8774708B2 (en) * 2011-11-10 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Estimation of repeater loop delay for repeater gain control
US8638835B2 (en) * 2011-12-06 2014-01-28 Qualcomm Incorporated Wireless repeater implementing multi-parameter gain management
US20130143483A1 (en) * 2011-12-06 2013-06-06 Qualcomm Incorporated Maintaining repeater stability in a multi-repeater scenario
KR101156667B1 (ko) 2011-12-06 2012-06-14 주식회사 에이디알에프코리아 통신 시스템의 필터 계수 설정 방법
JP5983996B2 (ja) * 2012-05-31 2016-09-06 ソニー株式会社 受信装置、及び受信方法
WO2013189051A1 (zh) * 2012-06-20 2013-12-27 华为技术有限公司 基于ofdm-tdma双向业务的处理方法及通信设备
US9910659B2 (en) 2012-11-07 2018-03-06 Qualcomm Incorporated Methods for providing anti-rollback protection of a firmware version in a device which has no internal non-volatile memory
WO2014076606A1 (en) * 2012-11-15 2014-05-22 Novelsat Ltd. Echo cancellation in communication transceivers
US9247406B2 (en) * 2012-11-29 2016-01-26 Broadcom Corporation Synchronous SOS messaging in a cellular network
US10305575B2 (en) * 2013-01-08 2019-05-28 Advanced Rf Technologies, Inc. Mobile telecommunication repeater for canceling feedback signals
KR101415943B1 (ko) 2013-05-30 2014-07-04 주식회사 에이디알에프코리아 간섭 제거 중계기 및 그 중계 방법
CN103338024B (zh) * 2013-06-08 2016-01-20 中国科学院国家天文台 天线组阵中时延的互补卡尔曼滤波装置与方法
US9702769B2 (en) 2013-06-11 2017-07-11 Intel Corporation Self-calibrated thermal sensors of an integrated circuit die
CN104283821A (zh) * 2013-07-05 2015-01-14 普天信息技术研究院有限公司 非连续传送检测和接收信号处理方法
US9379854B2 (en) * 2013-11-19 2016-06-28 Cable Television Laboratories, Inc. Signaling with noise cancellation using echoes
RU2644396C2 (ru) * 2013-11-29 2018-02-12 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Устройство и способ для сокращения сигнала собственной помехи в системе связи
US9065415B1 (en) 2014-01-28 2015-06-23 Wilson Electronics, Llc Configuring signal boosters
KR101791633B1 (ko) 2014-03-29 2017-10-30 주식회사 쏠리드 간섭 제거 중계 장치
US9438283B2 (en) * 2014-05-23 2016-09-06 Intel Corporation Baseband time domain cancellation of data bus interference
US10148344B2 (en) 2015-01-14 2018-12-04 Novelsat Ltd. Echo cancellation with transmitter-side pre-filtering
US9917628B2 (en) * 2015-01-16 2018-03-13 RF DSP Inc. Beamforming in a MU-MIMO wireless communication system with relays
WO2016156950A1 (en) * 2015-03-27 2016-10-06 Andrew Wireless Systems Gmbh Digital repeater system
US9800287B2 (en) 2015-05-22 2017-10-24 Qualcomm Incorporated Pilot-based analog active interference canceller
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
CN105207710B (zh) * 2015-08-19 2019-02-01 东华大学 无线调频广播信号数字中继ip核装置及收发信机
MX2018013574A (es) * 2016-05-06 2019-08-01 Atc Tech Llc Un mismo canal repetidor para enlaces satelitales y terrestres.
US9948413B1 (en) * 2017-04-20 2018-04-17 Oculus Vr, Llc Relay system calibration for wireless communications between a head-mounted display and a console
US10355771B1 (en) 2017-05-22 2019-07-16 Resonant Sciences, LLC RF repeater and mobile unit with cancellation of interference from a repeated signal
US10673518B2 (en) * 2017-06-27 2020-06-02 Wilson Electronics, Llc Crossover isolation reduction in a signal booster
US10998863B2 (en) 2017-10-16 2021-05-04 Analog Devices, Inc. Power amplifier with nulling monitor circuit
US10879995B2 (en) 2018-04-10 2020-12-29 Wilson Electronics, Llc Feedback cancellation on multiband booster
US10944468B2 (en) * 2018-10-31 2021-03-09 Metawave Corporation High gain active relay antenna system
US10659112B1 (en) 2018-11-05 2020-05-19 XCOM Labs, Inc. User equipment assisted multiple-input multiple-output downlink configuration
US10812216B2 (en) 2018-11-05 2020-10-20 XCOM Labs, Inc. Cooperative multiple-input multiple-output downlink scheduling
US10432272B1 (en) 2018-11-05 2019-10-01 XCOM Labs, Inc. Variable multiple-input multiple-output downlink user equipment
US10756860B2 (en) 2018-11-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. Distributed multiple-input multiple-output downlink configuration
AU2019388921A1 (en) 2018-11-27 2021-06-03 XCOM Labs, Inc. Non-coherent cooperative multiple-input multiple-output communications
US10756795B2 (en) 2018-12-18 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment with cellular link and peer-to-peer link
US11063645B2 (en) 2018-12-18 2021-07-13 XCOM Labs, Inc. Methods of wirelessly communicating with a group of devices
US11330649B2 (en) 2019-01-25 2022-05-10 XCOM Labs, Inc. Methods and systems of multi-link peer-to-peer communications
US10756767B1 (en) 2019-02-05 2020-08-25 XCOM Labs, Inc. User equipment for wirelessly communicating cellular signal with another user equipment
US11805396B2 (en) 2019-03-27 2023-10-31 Analog Devices, Inc. Coherent summation in wireless sensor platforms
US10686502B1 (en) 2019-04-29 2020-06-16 XCOM Labs, Inc. Downlink user equipment selection
US10735057B1 (en) 2019-04-29 2020-08-04 XCOM Labs, Inc. Uplink user equipment selection
US11411778B2 (en) 2019-07-12 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Time-division duplex multiple input multiple output calibration
US11758465B2 (en) * 2019-12-17 2023-09-12 Qualcomm Incorporated Repeater beacon signal for enabling inter-cell interference coordination
CN113346988A (zh) * 2020-03-03 2021-09-03 北京三星通信技术研究有限公司 用于自干扰消除的方法及装置、终端和基站
US11411779B2 (en) 2020-03-31 2022-08-09 XCOM Labs, Inc. Reference signal channel estimation
US11418370B2 (en) * 2021-01-14 2022-08-16 Micron Technology, Inc. Time-variable decision feedback equalization
US20240089150A1 (en) * 2022-09-12 2024-03-14 GenXComm, Inc. Small form factor wireless communication relays with low physical isolation configured for adjacent channel and co-channel operation

Family Cites Families (56)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4675880A (en) * 1985-05-02 1987-06-23 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Antimultipath communication by injecting tone into null in signal spectrum
ZA965340B (en) * 1995-06-30 1997-01-27 Interdigital Tech Corp Code division multiple access (cdma) communication system
GB9522198D0 (en) 1995-10-30 1996-01-03 British Broadcasting Corp Ofdm active deflectors
US5835848A (en) 1996-12-30 1998-11-10 Lucent Technologies Inc. Range repeater for a transmission system
US5930293A (en) 1997-03-10 1999-07-27 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for achieving antenna receive diversity with wireless repeaters
US6061548A (en) * 1997-07-17 2000-05-09 Metawave Communications Corporation TDMA repeater eliminating feedback
JP2001007750A (ja) 1999-06-25 2001-01-12 Mitsubishi Electric Corp 無線中継装置
JP3586410B2 (ja) 2000-03-31 2004-11-10 日本無線株式会社 中継装置
US6385435B1 (en) 2000-04-20 2002-05-07 Jhong Sam Lee Coupled interference concellation system for wideband repeaters in a cellular system
SG99310A1 (en) 2000-06-16 2003-10-27 Oki Techno Ct Singapore Pte Methods and apparatus for reducing signal degradation
JP4017323B2 (ja) 2000-06-16 2007-12-05 日本放送協会 回り込みキャンセラ
KR100401801B1 (ko) * 2001-03-27 2003-10-17 (주)텔레시스테크놀로지 데이터 전송 성능을 개선하기 위한 직교주파수 분할 다중통신 시스템 및 방법
US20030206579A1 (en) 2001-10-01 2003-11-06 Bryant Paul Henry Multistage nonlinear echo-canceller for digital communication systems with or without frequency division duplexing
DE10155179B4 (de) 2001-11-12 2006-11-23 Andrew Wireless Systems Gmbh Digitaler Repeater mit Bandpassfilterung, adaptiver Vorentzerrung und Unterdrückung der Eigenschwingung
JP4052835B2 (ja) 2001-12-28 2008-02-27 株式会社日立製作所 多地点中継を行う無線伝送システム及びそれに使用する無線装置
KR100434336B1 (ko) 2002-02-21 2004-06-04 이노에이스(주) 이동통신 시스템의 간섭신호 제거 기술을 이용한 광대역무선중계장치
JP2003258696A (ja) 2002-02-27 2003-09-12 Nec Corp サブバンド型適応中継方式及びその装置
JP2003273830A (ja) 2002-03-14 2003-09-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd 回り込みキャンセラ
JP2004048126A (ja) 2002-07-09 2004-02-12 Hitachi Ltd 無線通信制限装置および無線通信中継局および無線通信基地局
CN100442681C (zh) 2002-10-11 2008-12-10 松下电器产业株式会社 环路干扰消除器、中继系统和环路干扰消除方法
JP4464651B2 (ja) 2002-10-11 2010-05-19 パナソニック株式会社 回り込みキャンセラ、中継システム及び回り込みキャンセル方法
AU2003237464A1 (en) 2002-10-30 2004-06-07 Chaos Telecom, Inc. A multistage nonlinear echo-canceller for digital communication systems with or without frequency division duplexing
JP2004187135A (ja) 2002-12-05 2004-07-02 Mitsubishi Electric Corp 管理装置及び管理方法
JP4363886B2 (ja) 2003-04-23 2009-11-11 株式会社東芝 単一周波数放送波中継装置
US7236747B1 (en) 2003-06-18 2007-06-26 Samsung Electronics Co., Ltd. (SAIT) Increasing OFDM transmit power via reduction in pilot tone
US7406295B1 (en) 2003-09-10 2008-07-29 Sprint Spectrum L.P. Method for dynamically directing a wireless repeater
US7480486B1 (en) 2003-09-10 2009-01-20 Sprint Spectrum L.P. Wireless repeater and method for managing air interface communications
US7680265B2 (en) 2003-12-12 2010-03-16 Continental Automotive Systems, Inc. Echo canceler circuit and method
JP4398752B2 (ja) 2004-02-19 2010-01-13 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線中継システム、無線中継装置及び無線中継方法
US7454167B2 (en) 2004-07-14 2008-11-18 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for echo cancellation in a wireless repeater using cross-polarized antenna elements
US7623826B2 (en) 2004-07-22 2009-11-24 Frank Pergal Wireless repeater with arbitrary programmable selectivity
US8484272B2 (en) 2004-08-20 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Unified pulse shaping for multi-carrier and single-carrier waveforms
US7596352B2 (en) 2004-08-23 2009-09-29 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for channel estimation and echo cancellation in a wireless repeater
US20060205341A1 (en) * 2005-03-11 2006-09-14 Ems Technologies, Inc. Dual polarization wireless repeater including antenna elements with balanced and quasi-balanced feeds
FR2888702B1 (fr) 2005-07-13 2007-08-31 Teamcast Sa Procede de re-emission isofrequence d'un signal numerique a suppression d'echo et dispositif de re-emission correspondant.
WO2007034449A2 (en) 2005-09-23 2007-03-29 Koninklijke Philips Electronics, N.V. Improved symbol recovery for zero-prefix ofdm systems
JP4709627B2 (ja) 2005-10-07 2011-06-22 日本無線株式会社 回り込み波キャンセル方法
US20080261519A1 (en) * 2006-03-16 2008-10-23 Cellynx, Inc. Dual cancellation loop wireless repeater
KR101061624B1 (ko) 2006-06-13 2011-09-01 콸콤 인코포레이티드 무선 통신 시스템에 대한 역방향 링크 파일럿 송신
JP4955322B2 (ja) 2006-07-07 2012-06-20 日本無線株式会社 伝送路特性測定器および回り込みキャンセラ
KR100758206B1 (ko) * 2006-09-14 2007-09-12 주식회사 쏠리테크 반향성분 제거 시스템 및 반향성분 제거방법
US8150309B2 (en) 2006-11-15 2012-04-03 Powerwave Technologies, Inc. Stability recovery for an on-frequency RF repeater with adaptive echo cancellation
KR100764012B1 (ko) 2006-12-08 2007-10-08 한국전자통신연구원 이동통신 시스템에서 채널의 지연확산에 따른 채널 추정장치 및 그 방법
CN101232481B (zh) 2007-01-24 2011-11-30 中兴通讯股份有限公司 信道估计方法及相应的发送、接收装置
EP2119028B1 (en) * 2007-01-24 2019-02-27 Intel Corporation Adaptive echo cancellation for an on-frequency rf repeater using a weighted power spectrum
KR100879334B1 (ko) 2007-03-06 2009-01-19 (주)에어포인트 초소형 일체형 간섭 제거 무선중계 장치 및 그 방법
US8670704B2 (en) * 2007-03-16 2014-03-11 Qualcomm Incorporated Pilot transmission by relay stations in a multihop relay communication system
TW200908599A (en) 2007-06-11 2009-02-16 Koninkl Philips Electronics Nv System and method of transmitting and receiving an OFDM signal with reduced peak-to-average power ratio
KR100902336B1 (ko) 2007-07-20 2009-06-12 한국전자통신연구원 동일채널 중계장치 및 그 방법
JP5178414B2 (ja) 2007-09-26 2013-04-10 株式会社日立国際電気 無線中継増幅装置
GB0720658D0 (en) 2007-10-22 2007-12-05 British Broadcasting Corp Improvements relating to adaptive finite impulse response filters such as used in on-channel repeaters
CN101312372B (zh) 2008-05-12 2013-01-02 北京创毅视讯科技有限公司 一种回波消除器及回波消除方法
JP5231890B2 (ja) * 2008-07-31 2013-07-10 株式会社東芝 固体撮像装置とその製造方法
JP2010135929A (ja) 2008-12-02 2010-06-17 Fujitsu Ltd 無線中継装置
US8611227B2 (en) * 2009-05-11 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Channel estimate pruning in presence of large signal dynamics in an interference cancellation repeater
US8285201B2 (en) 2009-05-11 2012-10-09 Qualcomm Incorporated Wideband echo cancellation in a repeater

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