JP2012527176A - 周波数領域チャネル推定を改善するための信号ブランキング - Google Patents

Abstract

ワイヤレスリピータは、周波数領域チャネル推定を使用してリピータのアンテナ間のフィードバックチャネルを推定するためのチャネル推定ブロックを含む。リピータは、チャネル推定の精度を改善するためにパイロット信号の選択された数のサンプルをブランクアウトするためのパイロット信号ブランキング回路を含む。別の実施形態では、リピータは、パイロット信号のＴ個のサンプルを巡回プレフィックスと交換する。
【選択図】 図２

Description

背景

関連出願の相互参照
本出願は、２００９年５月１１日に出願された米国仮特許出願第６１／１７７，１９６号の利益を主張し、その出願は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。

分野
本開示は、一般に、ワイヤレス通信システムにおけるリピータに関し、特に、エコー消去リピータにおけるフィードバック遅延制御のための方法および装置に関する。

背景
ワイヤレス通信システムおよび技法は通信の方法の重要な部分になっている。しかしながら、カバレージを与えることは、ワイヤレスサービスプロバイダにとって大きい課題であり得る。カバレージを拡大する一つの方法は、リピータを展開することである。

一般に、リピータは、信号を受信し、信号を増幅し、増幅信号を送信するデバイスである。図１に、セルラー電話システムに関するリピータ１１０の基本図を示す。リピータ１１０は、基地局１２５などのネットワークインフラストラクチャへの例示的なネットワークインターフェースとして、ドナーアンテナ１１５を含む。リピータ１１０は、モバイルデバイス１３０へのモバイルインターフェースとして、サーバアンテナ１２０（「カバレージアンテナ」とも呼ばれる）をも含む。動作中、ドナーアンテナ１１５は基地局１２５と通信しているが、サーバアンテナ１２０はモバイルデバイス１３０と通信している。

リピータ１１０では、基地局１２５からの信号は、順方向リンク回路１３５を使用して増幅され、モバイルデバイス１３０からの信号は、逆方向リンク回路１４０を使用して増幅される。多くの構成が順方向リンク回路１３５および逆方向リンク回路１４０のために使用され得る。

多くのタイプのリピータがある。いくつかのリピータでは、ネットワークインターフェースとモバイルインターフェースの両方がワイヤレスであるが、他のリピータでは、ワイヤードネットワークインターフェースが使用される。いくつかのリピータは、第１のキャリア周波数を用いて信号を受信し、第２の異なるキャリア周波数を用いて増幅信号を送信するが、他のリピータは、同じキャリア周波数を使用して信号を受信および送信する。「同じ周波数」のリピータの場合、１つの特定の課題は、送信信号の一部が受信回路に漏れ、増幅され、再び送信され得るので、発生するフィードバックを管理することである。

既存のリピータは、いくつかの技法を使用してフィードバックを管理する。たとえば、リピータが２つのアンテナ間に物理的分離を設けるように構成されるか、フィルタが使用されるか、または他の技法が採用されてもよい。

概要

ここで開示するシステム、装置および方法は、リピータ能力の向上を可能にする。本発明の一実施形態によれば、ワイヤレス通信システムにおいてワイヤレスリピータのためのフィードバックチャネルを推定するための方法が説明される。ワイヤレスリピータは、受信信号を受信および増幅信号を送信するために第１のアンテナおよび第２のアンテナを持ち、受信信号は、リピートされるべきリモート信号と、ワイヤレスリピータの第１のアンテナと第２のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じるフィードバック信号との和である。本方法は、周波数領域チャネル推定と、パイロット信号として増幅信号を示す信号とを使用して、第１のアンテナと第２のアンテナとの間のフィードバックチャネルを推定することと、パイロット信号のサンプルをＮ個のサンプルのブロックにグループ化し、Ｎが周波数領域チャネル推定のために実行される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算のサイズであることと、Ｎ個のサンプルの各ブロック中のパイロット信号のＫ個のサンプルをブランクし、ＫがＮよりもはるかに小さいことと、Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含むパイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用してフィードバックチャネル推定値を発生することとを含む。

本発明の別の態様によれば、受信信号を受信および増幅信号を送信するために第１のアンテナおよび第２のアンテナを持ち、受信信号が、リピートされるべきリモート信号と、第１のアンテナと第２のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じるフィードバック信号との和である、ワイヤレスリピータが説明される。ワイヤレスリピータは、第１のアンテナおよび第２のアンテナのうちの一方から受信信号を受信するように構成された受信回路と、フィードバック信号推定値にアクセスし、受信信号からフィードバック信号推定値をキャンセルするように構成されたエコーキャンセラと、エコーキャンセラの前または後に第１の遅延を導入するように構成された遅延要素と、送信されるべき増幅信号を発生するために、遅延されたエコーキャンセル信号を増幅するように構成された送信回路とを含む。エコーキャンセラは、周波数領域チャネル推定と、パイロット信号として増幅信号を示す信号とを使用してフィードバックチャネルを推定するように構成されたチャネル推定ブロックを含む。周波数領域チャネル推定は、パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するように動作可能であり、ＮはＦＦＴ演算のサイズである。エコーキャンセラは、Ｎ個のサンプルの各ブロック中のパイロット信号のＫ個のサンプルをブランクするように構成されたパイロット信号ブランキング回路をさらに含み、ＫはＮよりもはるかに小さい。チャネル推定ブロックは、Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含む、パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用してフィードバックチャネル推定値を発生するように構成される。チャネル推定ブロックは、フィードバックチャネル推定値に基づいてフィードバック信号推定値をさらに発生する。

図１は、従来技術によるリピータの簡略図である。 図２は、現在の開示のいくつかの実施形態によるリピータ環境の図を示す。 図３は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法が実装され得るエコーキャンセルリピータのブロック図である。 図４は、従来のチャネル推定アルゴリズムにおける受信サンプルとパイロットサンプルとフィードバックチャネルとの間の関係を示す。 図５は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法を適用するチャネル推定アルゴリズムにおける受信サンプルとパイロットサンプルとフィードバックチャネルとの間の関係を示す。 図６は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法が実装され得るリピータの詳細ブロック図である。 図７は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法において適用され得るブランキング回路の概略図である。 図８は、本発明の一実施形態によるブランキングコントローラ５０６の概略図である。 図９は、本発明の一実施形態によるブランキングコントローラ５０６中のランプカウンタの概略図である。 図１０は、本発明の一実施形態によるブランキング回路５００中の信号のタイミング図である。

詳細な説明

開示する方法および装置の性質、目的、および利点は、添付の図面とともに以下の詳細な説明を考察すれば、当業者にはより明らかになるであろう。

上記で説明したものなどの従来技術のリピータは、セルラー電話または同様のネットワークに著しい利点を提供し得る。しかしながら、既存のリピータ構成は、いくつかの適用例には適していないことがある。たとえば、既存のリピータ構成は、リピータのアンテナ間の所望の分離を取得することがより困難であり得る屋内カバレージ適用例（たとえば、住居またはビジネス環境のためにリピートする信号）に適していないことがある。その上、いくつかの従来のリピータ実装形態では、目標は、安定したフィードバックループを維持しながら、妥当な利得と同程度の高い利得（１未満のループ利得）を達成することである。しかしながら、リピータ利得を増加させると、ドナーアンテナへの信号漏れが増加するので、分離がより困難になる。一般に、ループ安定性の需要は、カバレージアンテナからドナーアンテナへの信号漏れがリモート信号（リピートされるべき信号）よりもはるかに低くなることを要求する。その場合、リピータの出力における最大の達成可能な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）は、リピータへの入力におけるリモート信号のＳＩＮＲと同じである。高利得および改善された分離は、現代のリピータ、特に屋内適用例のためのリピータに必要な２つの需要を形成する。

ここでのシステムおよび技法は、リピータのドナーアンテナ（順方向リンク送信の例の場合の「受信アンテナ」）とカバレージアンテナ（順方向リンク送信の場合の「送信アンテナ」）との間に改善された分離をもつワイヤレスリピータを提供する。さらに、いくつかの実施形態では、ここでのシステムおよび技法は、分離を著しく改善するために干渉消去またはエコー消去を採用する独自のリピータ設計を提供する。いくつかの実施形態では、チャネルの正確な推定のためのここで提供される改善されたチャネル推定技法を使用して、干渉消去およびエコー消去が実現される。有効なエコー消去は、漏れチャネルの極めて正確なチャネル推定を必要とする。一般に、チャネル推定値が正確になればなるほど、消去は大きくなり、したがって、有効な分離も高くなる。ここでは、「干渉消去」または「エコー消去」は、リピータのアンテナ間の漏れ信号の量を低減または除去する技法を指す。すなわち、「干渉消去」は、実際の漏れ信号の部分的または完全な消去を可能にする、推定漏れ信号の消去を指す。

図２に、現在の開示の実施形態によるリピータ２１０のための動作環境２００の図を示す。図２の例は、順方向リンク送信を示す。すなわち、基地局２２５からのリモート信号１４０はモバイルデバイス２３０に向けられる。基地局２２５とモバイルデバイス２３０との間の経路２２７に沿った非リピート信号が、モバイルデバイス２３０において受信される有効なボイスおよび／またはデータ通信のために十分な信号を与えない場合、リピータ２１０などのリピータが環境２００において使用され得る。利得Ｇと遅延Δとをもつリピータ２１０は、ドナーアンテナ２１５上で基地局２２５から受信された信号をサーバアンテナ２２０を使用してモバイルデバイス２３０にリピートするように構成される。リピータ２１０は、基地局２２５から受信された信号を増幅し、ドナーアンテナ２１５およびサーバアンテナ２２０を通してモバイルデバイス２３０に送信するための順方向リンク回路を含む。リピータ２１０は、モバイルデバイス２３０からの信号を増幅し、基地局２２５に返信するための逆方向リンク回路をも含み得る。リピータ２１０において、リモート信号ｓ（ｔ）は入力信号として受信され、リモート信号ｓ（ｔ）は、リピートまたは増幅信号ｙ（ｔ）としてリピートされ、

である。理想的には、利得Ｇは大きくなり、リピータの固有の遅延Δは小さくなり、入力ＳＩＮＲは、リピータ２１０の出力において維持され（これは、データトラフィックサポートのために特に重要になり得る）、所望のキャリアのみが増幅されるであろう。

実際には、リピータ２１０の利得は、ドナーアンテナ２１５とサーバアンテナ２２０との間の分離によって制限される。利得が大きすぎると、リピータは信号漏れにより不安定になり得る。信号漏れは、図２中のフィードバック経路２２２によって示されるように、一方のアンテナ（図２では、サーバアンテナ２２０）から送信された信号の一部分が、他方のアンテナ（図２では、ドナーアンテナ２１５）によって受信される現象を指す。干渉消去または他の技法がなければ、リピータは、その通常動作の一部として、漏れ信号とも呼ばれるこのフィードバック信号を増幅し、増幅されたフィードバック信号はサーバアンテナ２２０によって再び送信されるであろう。信号漏れおよび高いリピータ利得による増幅されたフィードバック信号のリピート送信は、リピータ不安定性をもたらし得る。さらに、リピータ２１０中の信号処理は、固有の無視できない遅延Δを有する。リピータの出力ＳＩＮＲは、ＲＦ非線形性と他の信号処理とに依存する。したがって、上述の理想的なリピータ動作特性はしばしば達成されない。最後に、実際には、所望のキャリアは、リピータが展開される動作環境または市場に応じて変動し得る。所望のキャリアのみを増幅するリピータを提供することは常に可能であるとは限らない。

本発明の実施形態では、屋内カバレージ（たとえば、企業、住居、または同様の使用）に適したリピータが提供される。リピータは、中規模住居におけるカバレージのために十分な利得の一例である約７０ｄＢ以上のアクティブ利得を有する。さらに、リピータは、安定性のための１よりも小さいループ利得（送信アンテナと受信アンテナとの間のフィードバックループの利得と呼ばれるループ利得）と、安定性および低出力雑音フロアのための十分な量のマージンとを有する。いくつかの実施形態では、リピータは、８０ｄＢよりも大きい総分離を有する。いくつかの実施形態では、リピータは、干渉／エコー消去を採用して、利用可能なリピータの要件よりも著しく難しい、高レベルのアクティブ分離を達成する。

本発明のいくつかの実施形態は、チャネル推定を利用して、必要なレベルのエコー消去を可能にする。フィードバックチャネル（アンテナ間のチャネル）を十分な確度まで推定することによって、エコー消去後の残余誤差は、安定性のための所望のループ利得マージンを実現するために十分にリモート信号を下回り得る。

本発明のリピータが展開され得る通信システムは、赤外線、無線、および／またはマイクロ波技術に基づく様々なワイヤレス通信ネットワークを含む。そのようなネットワークは、たとえば、ワイヤレスワイドエリアネットワーク（ＷＷＡＮ）、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）、ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）などを含むことができる。ＷＷＡＮは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ネットワーク、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）ネットワーク、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）ネットワーク、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワーク、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）ネットワークなどであり得る。ＣＤＭＡネットワークは、ＣＤＭＡ２０００、Ｗｉｄｅｂａｎｄ−ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）などの１つまたは複数の無線アクセス技術（ＲＡＴ）を実装し得る。ＣＤＭＡ２０００は、ＩＳ−９５、ＩＳ−２０００、およびＩＳ−８５６規格を含む。ＴＤＭＡネットワークは、Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ（登録商標））、Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ（Ｄ−ＡＭＰＳ）、または何らかの他のＲＡＴを実装し得る。ＧＳＭおよびＷ−ＣＤＭＡは、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ」（３ＧＰＰ）という名称の組織からの文書に記載されている。ＣＤＭＡ２０００は、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ２」（３ＧＰＰ２）という名称の組織からの文書に記載されている。３ＧＰＰおよび３ＧＰＰ２の文書は公に入手可能である。ＷＬＡＮは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｘネットワークであり得、ＷＰＡＮは、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）ネットワーク、ＩＥＥＥ８０２．１５ｘネットワーク、または他の何らかのタイプのネットワークであり得る。また、ここで説明されるシステムおよび技法は、ＷＷＡＮ、ＷＬＡＮ、および／またはＷＰＡＮの任意の組合せのために使用され得る。

チャネル推定技法
正確なチャネル推定は、オン周波数リピータ中の漏れ信号の高忠実度ベースバンド消去にとって重要である。典型的なリピータでは、チャネル推定のためのパイロット信号は、増幅され、モバイルデバイス（ダウンリンクまたは順方向リンク）に送信され、または基地局（アップリンクまたは逆方向リンク）に送信される増幅信号である。増幅信号は、順方向リンク送信または逆方向リンク送信の両方において送信アンテナから受信アンテナに漏れる。フィードバック信号とも呼ばれる漏れ信号は、所望のリモート信号とともに受信アンテナによって受信される。干渉消去リピータでは、フィードバック信号は推定され、次いで消去される。干渉消去は、リピータのアンテナ間の有効分離を増加させる。フィードバックチャネルが十分正確に推定された場合、フィードバック信号はほぼ完全に減算され得る。チャネル推定値が正確であればあるほど、リピータは、安定性のために必要な分離を維持しながら、出力信号のより多くの増幅を持続させることができる。言い換えれば、リピータのチャネル推定値の精度とリピータの達成可能な利得とは直接関係する。

本発明の一態様では、エコー消去リピータは、周波数領域におけるチャネル推定を実装する。周波数領域チャネル推定は、複雑さの低減およびロバストネスの増加などの特定の利点を提供する。しかしながら、高速フーリエ変換−逆高速フーリエ変換（ＦＦＴ−ＩＦＦＴ）タイプの処理の使用による周波数領域チャネル推定は、一般に、直交性を維持するための、信号中の巡回プレフィックスに依拠する。リピータ適用例において周波数領域チャネル推定を適用することの問題は、「パイロット」は、実際には、送信されるべき信号（すなわち、基地局／モバイルユニットからの原信号）にすぎず、異なる「周波数ビン」の直交性を保証するための挿入された巡回プレフィックスが「パイロット」信号中にないことである。巡回プレフィックスがないこと、または等価的に巡回プレフィックスよりも長いチャネルを有することは、サンプル間干渉（ＩＳＩ）およびキャリア間干渉（ＩＣＩ）などの加法的誤差と乗法的誤差とを含む誤差項をチャネル推定中に導入し、したがってチャネル推定のパフォーマンスを劣化させることがよく知られている。

ここで提供される本発明のシステムおよび方法は、送信信号であるパイロット信号中に巡回プレフィックスがない場合に、エコー消去リピータにおける周波数領域チャネル推定の使用を可能にする。より詳細には、ここで提供される本発明のシステムおよび方法は、パイロットサンプルブランキングを通してエコー消去リピータにおける周波数領域チャネル推定の精度を改善する。

図３は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法が実装され得るエコー消去リピータのブロック図である。図３を参照すると、エコー消去リピータ３１０は、ドナーアンテナ上でリピートされるべきリモート信号ｓ［ｋ］（入力ノード３４０として示される）を受信し、サーバアンテナ上で送信されるべき出力信号ｙ［ｋ］（出力ノード３７０として示される）を発生する。サーバアンテナからドナーアンテナへの信号漏れにより、出力信号ｙ［ｋ］の一部が漏れてリモート信号に加算され、その後リピータによって受信される。信号漏れは、出力ノード３７０と入力ノード３４０との間の信号経路３５４として示されるフィードバックチャネルｈ［ｋ］として表される。したがって、リピータ３１０は、実際にノード３４３上の入力として、リモート信号ｓ［ｋ］とフィードバック信号ｗ［ｋ］との和である受信信号ｒ［ｋ］を受信する。図３中の加算器３４２は、記号にすぎず、受信信号ｒ［ｋ］の信号成分を示すために含まれ、リピータ３１０の動作環境における実際の信号加算器を表さない。

エコー消去リピータであるリピータ３１０は、受信信号中の不要なフィードバック信号成分を消去するために、フィードバック信号ｗ［ｋ］を推定するように動作する。その目的で、リピータ３１０は、フィードバックチャネルｈ［ｋ］を推定するためのチャネル推定ブロック３５０と、フィードバック信号を推定し、受信信号から推定されたフィードバック信号を消去するためのエコーキャンセラ３４４とを含む。より詳細には、受信信号ｒ［ｋ］は、受信信号ｒ［ｋ］からフィードバック信号推定値ｗ^［ｋ］を減算するように動作する加算器に結合される。フィードバック信号推定値ｗ^［ｋ］が正確である限り、不要なフィードバック信号は受信信号から除去され、エコー消去が実現される。本実施形態では、消去後信号（post cancellation signal）ｐ［ｋ］（ノード３４５）は、消去後信号に利得Ｇを与える可変利得段３４８に結合される。利得段３４８によって与えられる利得Ｇは、リピータ３１０の安定性を維持するために利得制御アルゴリズムを適用する利得制御ブロック３８０によって制御される。利得段３４８は、サーバアンテナ上での送信のために出力ノード３７０上で出力信号ｙ［ｋ］を発生する。

図３には、本発明のチャネル推定演算に関係する要素のみを示している。リピータ３１０は、完全なリピータ動作を実現するために、図３に示されていないが当技術分野で知られている他の要素を含み得る。

上記で説明したように、巡回プレフィックスなしのパイロット信号に対するＦＦＴ−ＩＦＦＴタイプの処理を使用するリピータにおける周波数領域チャネル推定は、加法的雑音（additive noise）項と乗法的雑音（multiplicative noise）誤差項とにおける課題を提示する。加法的雑音は、パイロット信号中に巡回プレフィックスがないことにより、ＦＦＴ−ＩＦＦＴ処理の巡回畳み込みが所望の線形畳み込みと等価でないために生じる、ＩＣＩ項とＩＳＩ項とを含む。乗法的雑音はチャネル推定値にバイアスを導入する。概して、Ｈがリピータ中のフィードバックチャネルの完全なチャネル推定値であると仮定すると、巡回プレフィックスがない結果としての実際のチャネル推定値はαＨ＋Ｍ＋Ｚになり、ここで、Ｍはランダム雑音を表し、Ｚは加法的雑音項ＩＣＩおよびＩＳＩであり、αは乗法的雑音項である。一般に、αは、１に極めて近いが、αが値１からそれた場合、推定の精度に影響を及ぼし得る。

より詳細には、ＩＣＩ誤差とＩＳＩ誤差とを生じるチャネル推定アルゴリズムは、次のように説明され得る。Ｈは、完全なフィードバックチャネル推定値を示し、Ｐは、パイロット信号の高速フーリエ変換、Ｐ＝ＦＦＴ（パイロット）を示し、Ｒは、受信信号の高速フーリエ変換Ｒ＝ＦＦＴ（ｒｘｓｉｇｎａｌ）を示すものとし、フィードバックチャネル推定値Ｈ^は、次のように与えられる。

上式で、「Ｐ＊Ｒ」はＰとＲとの共役を示し、他同様である。巡回プレフィックスがない場合の周波数領域チャネル推定の使用は、上記で示したように加法的誤差項ＩＣＩおよびＩＳＩを導入する。これらの誤差項はチャネル推定の精度を劣化させる。

パイロットサンプルブランキング
本発明の第１の実施形態によれば、周波数領域チャネル推定値中のＩＣＩ／ＩＳＩ加法的誤差項を除去する方法は、パイロット信号中の各ＦＦＴブロックの最後のＫ個のサンプルをブランクアウトする。パイロット信号の最後のＫ個のサンプルをブランクアウトすることは、パイロット信号が巡回プレフィックスを有するように見せる効果を有する。第２の実施形態では、必要な巡回プレフィックスを与えるためのパイロット信号のブランキングの代わりに巡回プレフィックスが導入される。

周波数領域チャネル推定処理を実行するために、パイロットサンプルならびに受信サンプルは、長さＮのブロック単位でグループ化され、Ｎは、パイロットサンプルと受信サンプルの両方に対して実行されるＦＦＴのサイズである。受信サンプルは、パイロットサンプルとフィードバックチャネルとの巡回畳み込み＋雑音であると仮定され、図４に示される。図４に、従来のチャネル推定アルゴリズムにおける受信サンプルとパイロットサンプルとフィードバックチャネルとの間の関係を示す。図４を参照すると、パイロットサンプル

は、Ｎ個のサンプルのブロック単位でグループ化され、Ｎ個の受信サンプル

のブロックは、フィードバックチャネルｈを用いた、パイロットサンプルのブロックの巡回畳み込みであると仮定される。しかしながら、パイロット信号中に巡回プレフィックスがないために、ＦＦＴ−ＩＦＦＴ処理の巡回畳み込みは所望の線形畳み込みと等価ではなく、誤差項が生じる。

本発明の一実施形態によれば、パイロット信号中に巡回プレフィックスがない問題を解決するために、パイロットサンプルの各Ｎサイズブロックの最後のＫ個のサンプルがブランクアウトされる。図５に、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法を適用するチャネル推定アルゴリズムにおける受信サンプルとパイロットサンプルとフィードバックチャネルとの間の関係を示す。最後のＫ個のサンプルのブランキングは、チャネルｈを通して送信の前に行われる。Ｋ個のサンプルの時間スパンがチャネルの時間スパン以上である限り、ＩＣＩ誤差項とＩＳＩ誤差項の両方は完全に除去され得る。すなわち、チャネルインパルス応答の大部分がＫ個のサンプル内に含まれている限り、チャネルを用いた、送信されたブロックのＮ−Ｋ個の０でないサンプルの畳み込みは、持続時間Ｎサンプル以下の受信信号を生成し、ＩＣＩ誤差項およびＩＳＩ誤差項はチャネル推定アルゴリズム計算中に除去される。ＩＣＩ／ＩＳＩ誤差項除去は、パイロット信号の各ＦＦＴブロック中のＮ個のサンプルからＫ個を失うことになるが、Ｋ／Ｎが十分に小さい限り、この損失は無視できる。一実施形態では、Ｋは、フィードバックチャネルのために小さいことが予想され、したがって、Ｋ／Ｎの比を１％未満などに小さく保つために、Ｎを法外に大きくする必要はない。

図５中の図式表現に示すように、各パイロットブロック中の最後のＫ個のサンプルのブランキングは、サンプルシーケンス中にガードインターバルを挿入する効果を有し、所望の線形畳み込みが、ブランキングされたサンプルガードバンドの結果としてＦＦＴ−ＩＦＦＴ処理の巡回畳み込みと等価になることが可能になる。各パイロットブロックの最後のＫ個のサンプルをブランクすることによって、前のパイロットブロックからのサンプルは、現在の受信サンプルブロックに漏れない。

本明細書では、パイロット中の最後のＫ個のサンプルをブランクアウトすることは、Ｋ個のサンプルのエネルギーを０まで、または０に近い小さい値まで低減することを指す。すなわち、Ｋ個のサンプルのブランキングでは、エネルギーレベルを完全に０まで低減する必要はない。さらに、代替実施形態では、瞬時にエネルギーレベルを０まで低減する代わりに、以下でより詳細に説明するように、帯域外放射が最小限に抑えられるようにゼロエネルギーへの遷移が徐々に行われ得る。

図６は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法が実装され得るリピータの詳細ブロック図である。図６を参照すると、リモート信号Ｓ（ｔ）は、トランシーバフロントエンド回路４１６と受信フィルタ４４３とを含む受信回路に結合されたドナーアンテナ４１５によって受信される。トランシーバフロントエンド回路４１６からの受信サンプル（Ｒｘサンプル）は、受信フィルタ（Ｒｘフィルタ）４４３に結合され、次いでエコー消去のための加算器４４４を含むエコーキャンセラに結合される。エコー消去された受信信号ｒ’［ｋ］は、リモート信号からの送信信号を無相関化する所望の遅延量を導入するために、遅延要素４４６に結合される。他の実施形態では、遅延要素４４６は、エコーキャンセラの前に設けられ得る。遅延したエコー消去された信号は、送信フィルタ（Ｔｘフィルタ）４４８と、利得Ｇを適用する利得段４４９と、トランシーバフロントエンド回路４１８とを含む送信回路に結合される。利得段４４９によって発生された送信信号ｙ［ｋ］は、ブランキング回路４８２を通してトランシーバフロントエンド回路４１８に結合されて、カバレージアンテナ４２０上で送信信号Ｙ（ｔ）として送信するために処理される。利得制御ブロック４８０は、利得段４４９の可変利得を制御する。

送信信号ｙ’［ｋ］（またはｙ［ｋ］）は、利得制御ブロック４８０およびチャネル推定ブロック４５０のためのパイロット信号として使用される。本実施形態では、チャネル推定ブロック４５０は周波数領域チャネル推定を実装する。また、チャネル推定ブロック４５０は、受信サンプルＲｘサンプルを受信し、フィードバックチャネル推定値ｈ^を発生するためにチャネル推定を実行する。より詳細には、チャネル推定ブロック４５０は、Ｋ個のブランキングされたサンプルを含むパイロット信号のＮ個のサンプルと、受信サンプルＲｘサンプルのＮ個のサンプルとを使用して、フィードバックチャネル推定値ｈ^を発生する。フィードバックチャネル推定値ｈ^は、送信信号ｙ［ｋ］とともにフィードバック信号推定値ｌ^［ｋ］を計算するフィードバック信号推定ブロック４５２に与えられる。フィードバック信号推定値ｌ^［ｋ］は、加算器４４４に与えられて、受信信号ｒ［ｋ］から減算される。

本発明の実施形態では、チャネル推定ブロック４５０は、現在知られているかまたは開発されるチャネル推定技法を使用して、フィードバックチャネル推定値ｈ^を発生する。一実施形態では、チャネル推定ブロック４５０は、パイロットサンプルの対応するＦＦＴブロックによって受信サンプルの各ＦＦＴブロックを除算し、次いで最大比合成を使用してＦＦＴブロックのグループを処理することによって、フィードバックチャネル推定値ｈ^を発生する。他の実施形態では、他の周波数領域チャネル推定技法が適用され得る。

本発明の実施形態では、パイロット信号ｙ［ｋ］からのパイロットサンプルのブランキングは、リピータ中の送信フィルタ４４８の前または後に行われ得る。しかしながら、送信フィルタの後にパイロットサンプルのブランキングを導入するほうがより効率的である。図６に示す本実施形態では、ブランキング回路４８２は、送信信号ｙ［ｋ］のＫ個のサンプルをブランクアウトするために送信フィルタ４４８の後に配置される。送信信号ｙ’［ｋ］は送信信号ｙ［ｋ］と同じであるが、Ｋ個のサンプルがブランクアウトされる。

本実施形態では、Ｎ個のパイロットサンプルの各ブロックの最後のＫ個のサンプルがブランクアウトされる。他の実施形態では、ブランキングは、Ｎ個のパイロットサンプルのブロック内の他の位置からのサンプルから取られ得る。しかしながら、ブランキングのために最後のＫ個のサンプルを選択することは、チャネルインパルス応答の大部分がＫ個のサンプル内に含まれている限り、巡回プレフィックスなしの周波数領域手法に固有であるＩＣＩおよびＩＳＩ誤差項がほぼ除去されるという点で、特定の利点を有する。これにより、チャネル推定の著しい改善が可能になり、今度は、リピータのコンテキストにおいて、達成可能な利得の量の著しい改善が可能になる。さらに、所与の固定利得についてさえ、チャネル推定値が改善した場合、（出力ＳＮＲが、リピータによって導入された雑音の測度である場合）出力ＳＮＲは増加し、このことは、リピータの安定性マージンが改善することを意味する。例示的な一実施形態では、出力ＳＮＲがシステム安定性のインジケータであるとき、完全リピータ利得において、総エネルギーの１％未満におけるブランキングの使用は、約１３ｄＢ、７ｄＢから２０ｄＢまでのＳＮＲ利得を可能にする。等価的に、同じ出力ＳＩＮＲを維持しながら、リピータ利得は増加され得る。

本発明の代替実施形態によれば、パイロット信号のＮ個のサンプルの各ＦＦＴブロック中のＴ個のサンプルが廃棄され、廃棄されたサンプルの代わりに巡回プレフィックスが導入される。したがって、ＦＦＴサイズはＮ−Ｔになる。少量のデータ汚染（data corruption）が生じるが、巡回プレフィックスの存在によりチャネル推定の大きな改善が得られる。巡回プレフィックスは、パイロット信号のＮ−Ｔ個のサンプルのブロック内のいずれかの位置において追加され得る。しかしながら、好適な実施形態では、巡回プレフィックスは、パイロット信号のＮ−Ｔ個のサンプルのブロックの開始に追加される。巡回プレフィックスの厳密な位置は、本発明の実施にとって重要ではなく、ＦＦＴ演算の定義によって判断され得る。巡回プレフィックスは、チャネル推定アルゴリズムのＦＦＴ演算の前に挿入される。

一実施形態では、挿入されたサンプルの結果として、得られたチャネル推定改善の量と送信信号中のひずみとを平衡させることによって、ブランキング挿入の量（Ｋ個のサンプル）または巡回プレフィックス挿入の量（Ｔ個のサンプル）が判断される。

窓掛けを使用するサンプルブランキング
パイロットサンプルのブランキングが上記で説明した実施形態によるリピータにおいて実装されたとき、リピートされる信号に対するひずみにより、いくつかの副作用が生じる。場合によっては、パイロットサンプルのブランキングはスペクトル漏れをもたらすことがある。本発明の別の態様によれば、スペクトル漏れを低減するために窓関数を使用してパイロットサンプルブランキングが適用される。窓関数は、選択されたインターバル内ではゼロ値または「ゲート状態」であるが、他の場合は、選択されたインターバル外ではサンプルが「非ゲート状態」をパススルーすることを可能にする、信号処理における関数である。一実施形態では、パイロット信号中のＫ個のサンプルのグループをブランクするために使用される窓関数は、非ゲート状態（１の乗算）から完全ゲート状態（０または１未満による乗算）への漸進的遷移およびその逆を有する。他の実施形態では、サンプルを非ゲート状態（１）からゲート状態（０）におよびその逆に遷移させるために、他の窓掛けプロファイルが使用され得る。さらに、一実施形態では、帯域外スペクトル漏れを必要なレベルまで低減するために、本発明のパイロットサンプルブランキング方法においてカイザー窓（Kaiser window）が使用される。カイザー窓は、インターバルの両端において漸進的遷移をもつ窓関数を指す。パイロットサンプルをブランクアウトするために窓関数を使用することによって、パイロットサンプルのブランキングによる信号ひずみが妥当なレベルまで低減され、ＳＮＲは、２０ｄＢなど、所望のレベルより上に維持される。

窓関数を用いたブランキング回路
図７は、本発明の一実施形態によるパイロットサンプルブランキング方法において適用され得るブランキング回路の概略図である。より詳細には、本発明の本実施形態によるブランキング回路は、窓掛けプロファイルをレジスタまたはメモリに記憶するように動作し、ブランキング演算をＦＦＴブロックの終了時などにあるインターバルと整合させるために、較正時間において窓掛けプロファイルを動的にオンおよびオフに切り替える。図７を参照すると、ブランキング回路５００は、入力ノード５０２上で入力サンプルとしてパイロットサンプルを受信する。入力サンプルは、サイズＮのサンプルのブロックとして扱われ、Ｎは、両方のパイロットサンプルに対して実行されるＦＦＴのサイズである。入力サンプルは、窓係数によって乗算される乗算器５２４に結合される。入力サンプルは、非ゲート状態の乗算器５２４（１の乗算）をパススルーするか、または窓係数によってゲートされた乗算器５２４（１未満の乗算）をパススルーするかのいずれかである。乗算器５２４は、出力ノード５２６上でブランキング回路５００の出力サンプルを発生する。出力サンプルの各ブロックは、窓関数によってブランクアウトされるかまたはゼロアウトされる、選択された数のサンプルを含む。

ブランキング回路５００はまた、入力ノード５０４上で初期化信号を受信する。初期化信号は、ブランキング回路５００のスタートアップまたはパワーアップを示す。初期化信号は、着信入力サンプルを受信するためにブランキング回路５００をリセットするために１回アサートされ、第１のＦＦＴブロックの開始（整合）を判断する。次いで、連続するＦＦＴブロックがその後相次いで受信される。ブランキング回路５００は、ブランキングコントローラ５０６と、ＯＲゲート５１２と、アップ／ダウンカウンタ５１６と、メモリ５２０とを含む。ブランキング回路５００の構成および演算について、本発明の一実施形態によるブランキングコントローラ５０６の概略図である図８と、本発明の一実施形態によるブランキングコントローラ５０６中のランプセレクタ５３４および５３６の概略図である図９と、本発明の一実施形態によるブランキング回路５００中の信号のタイミング図である図１０とを参照しながら説明する。以下の説明は、図７〜図１０を参照する。

初期化信号は、スタートアップ時またはパワーアップ時にブランキングコントローラをリセットするために、また第１のＦＦＴブロックの開始を整合させるために、ブランキングコントローラ５０６のリセット入力ノードに結合される。ブランキングコントローラ５０６は、ブランキング窓の立下りインターバルおよび立上りインターバルならびにＦＦＴブロック内のそれらの位置を示す立下り信号（ノード５０８）および立上り信号（ノード５１０）を発生する。図１０を参照すると、入力サンプルのエネルギーを減少させるために窓プロファイルがアクティブにされたとき、立下り信号（曲線６０２）がインターバル中にアサートされる。本発明の実施形態では、入力サンプルのエネルギーは、立下りインターバル中にゼロ値またはゼロに近い値まで減少させられる。立下りインターバル後に、入力サンプルは、ＦＦＴブロックの終了までゼロインターバルの間ゼロアウトされる。次いで、入力サンプルのエネルギーを増加して非ゲート状態レベルまで戻すために窓プロファイルがアクティブにされたとき、立上り信号（曲線６０４）はインターバル中にアサートされる。立上りインターバルは、次のＦＦＴブロックの開始時に入力サンプルのエネルギーを非ゲート状態レベルまで回復するために与えられる。

図７に戻ると、ブランキング回路５００中で、立下り信号および立上り信号は、アップ／ダウンカウンタ５１６のためのイネーブル信号（ノード５１４）を発生するためにＯＲゲート５１２に結合される。したがって、立下り信号または立上り信号のいずれか一方がアクティブにされたとき、アップ／ダウンカウンタ５１６へのイネーブル信号がアサートされ、カウントが開始する。また、アップ／ダウンカウンタ５１６はカウント方向インジケータ（ＵＰ）として立下り信号を受信する。アップ／ダウンカウンタ５１６は、カウント方向インジケータがアサートされるのか、またはアサート停止されるのかに応じて、それぞれ値０と値ｍとの間でカウントアップまたはカウントダウンするようにプログラムされる。カウンタ５１６が有効にされ、立下り信号がアサートされたとき、アップ／ダウンカウンタは０からｍまでカウントアップする。カウンタ５１６が有効にされ、立下り信号がアサートされないとき、アップ／ダウンカウンタはｍから０までカウントダウンする。最後に、アップ／ダウンカウンタ５１６は、スタートアップ時またはパワーアップ時にカウンタをリセットするためのリセット信号として、初期化信号を受信する。

アップ／ダウンカウンタ５１６は、メモリ５２０に結合されたカウントアドレス出力信号（ノード５１８）を発生する。メモリ５２０は、メモリ内のメモリロケーション中の係数として窓プロファイルを記憶する。一実施形態では、窓係数はレジスタ５２２に記憶される。窓係数は、カウントアドレス出力信号を使用してメモリ５２０を索引付けすることによって検索される。

より詳細には、立下りインターバル（図１０）中に、カウントアドレス出力信号（曲線６０６）は初期値０から最終値ｍまで増分する（ＵＰは立下りインターバル中にアサートされる）。カウントアドレス出力信号は、メモリ５２０から、窓プロファイルの減少する遷移に関連する窓係数を検索する。その結果、メモリ５２０は、窓プロファイルの減少係数を乗算器５２４に与える。立下りインターバル中に非ゲート状態からゼロエネルギーレベル（またはゼロに近いエネルギーレベル）まで遷移される出力サンプル（曲線６０８）を発生するように、減少係数は入力サンプル（ノード５０２）をゲートする。立下りインターバルの終了時に、ゼロインターバル全体にわたって入力サンプルをブランクアウトするために、最後の係数が乗算器５２４に適用されたままである。このようにして、パイロット信号ブランキングが実現される。入力サンプルはＦＦＴブロックの終了までブランキングされ、次のＦＦＴブロックの開始時に、立上りインターバルが開始する。立上りインターバル中に、カウントアドレス出力信号（曲線６０６）は、最終値ｍから初期値０に減分して（ＵＰは立上りインターバル中にアサート停止されて）、メモリ５２０から、窓プロファイルの増加する遷移に関連する窓係数を検索する。その結果、メモリ５２０は、窓プロファイルの増加係数を乗算器５２４に与える。増加係数は、ゼロエネルギーレベルから非ゲート状態まで遷移される出力サンプル（曲線６０８）を発生するように、入力サンプルをゲートする。本実施形態では、出力サンプルのエネルギーレベルが現在のＦＦＴブロックの終了を通してブランキングされ、エネルギーレベルが次のＦＦＴブロックの開始時に非ゲート状態レベルまで徐々に回復されるように、サンプルブランキング窓がＦＦＴブロックの終了時に適用され、入力サンプルに整合される。

次に、ブランキングコントローラ５０６の構造および動作について図８を参照しながら説明する。ブランキングコントローラ５０６は、サンプルカウンタ５３０と、ランプダウンセレクタ５３４と、ランプアップセレクタ５３６とを含む。サンプルカウンタ５３０は、初期化信号（ノード５０４）によってリセットされ、リセットされると、カウント０からカウントＮ−１まで繰り返しカウントし、ＮはＦＦＴブロックのサイズである。サンプルカウンタ５３０は、基本的にＦＦＴ演算のブロックごとに入力サンプルをカウントする。サンプルカウント値（ノード５３２）はランプダウンセレクタ５３４およびランプアップセレクタ５３６に与えられる。ランプダウンセレクタ５３４およびランプアップセレクタ５３６はそれぞれ、所望のサンプル位置において立下り信号（ノード５０８）と立上り信号（ノード５１０）とを発生するように、それ自体のカウント開始値／停止値を用いてプログラムされる。

より詳細には、ランプダウンセレクタ５３４はダウン開始値とダウン停止値とを受信し、ランプアップセレクタ５３６はアップ開始値とアップ停止値とを受信する。ダウン開始値は、立下りインターバルが開始すべきサンプル番号を定義し、ダウン停止値は、立下りインターバルが停止すべきサンプル番号を定義する。アップ開始値は、立上りインターバルが開始すべきサンプル番号を定義し、アップ停止値は、立上りインターバルが停止すべきサンプル番号を定義する。一実施形態では、立下りインターバルおよび立上りインターバルは、それぞれ２６サンプルの持続時間を有する（ｍ＝０．．２７；ｍ＝０の場合１．０、およびｍ＝２７の場合０．０）。立下りインターバルは、サンプル９９３（ダウン開始値）において開始し、サンプル１０１８（ダウン停止値）において終了する。サンプルは、ＦＦＴブロックのサンプル１０１９から最後のサンプル１０２３までゼロインターバル中にブランクアウトされる。次いで、立上りインターバルは、サンプル０（アップ開始値）において開始し、次のＦＦＴブロックの開始であるサンプル２５（アップ停止値）において終了する。

したがって、サンプルカウンタ５３０がリセットされたとき、サンプルカウンタはサンプルカウント値をリセット値０から増分する。サンプルカウント値（ノード５３２）がダウン開始値（たとえば９９３）に達したとき、ランプダウンカウンタ５３４は立下り信号（図１０中の曲線６０２）をアサートする。サンプルカウント値が、立下り信号がアサート停止される時点のダウン停止値（たとえば１０１９）に達するまで、立下り信号はアサートされる。サンプルカウント値が、現在のＦＦＴブロックの最後のサンプルであるサンプル１０２３まで増分し続ける間、ゼロインターバルは続く。次いで、サンプルカウンタ５３０は、アップ開始値であるカウント０に戻り、次いで、立上り信号（図１０中の曲線６０４）は、次のＦＦＴブロックの開始時にアサートされる。サンプルカウント値が、立上り信号がアサート停止され、入力サンプルが非ゲート状態をパススルーする時点のアップ停止値（たとえば２６）に達するまで、立上り信号はアサートされる。このようにして、ブランキングコントローラ５０６は、立下り信号と立上り信号とを発生する。

ブランキングコントローラ５０６中のランプダウンセレクタ５３４およびランプアップセレクタ５３６は、同じ方法で構築され、図９に示される。図９を参照すると、ランプセレクタ５６０は、下位コンパレータ５４４と、上位コンパレータ５４６と、ＡＮＤゲート５４８とを含む。サンプルカウント値（ノード５３２）は、コンパレータ５４４、５４６の両方のうちの一方の入力に結合される。下位コンパレータ５４４は開始値（ノード５４０）を受信し、上位コンパレータ５４６は停止値（ノード５４２）を受信する。下位コンパレータ５４４は、サンプルカウント値が開始値以上であるかどうかを判断する。上位コンパレータ５４６は、サンプルカウント値が停止値以下であるかどうかを判断する。両方の条件が当てはまるとき、ＡＮＤゲート５４８はその出力選択信号（ノード５５０）をアサートする。したがって、サンプルカウント値が開始値と停止値との間にあるとき、出力選択信号はインターバル中のみにアサートされる。

このように構成されるので、ブランキング回路５００は、所与のインターバル（図１０中の曲線６０８）の間入力サンプルをパススルーするように動作する。次いで、ブランキング期間が開始すると、入力サンプルのエネルギーは、ゼロ値またはゼロに近い値まで徐々に下げられる。入力サンプルは、所与のインターバルの間ブランキングされ、次いで、入力サンプルのエネルギーは、次のＦＦＴブロックの開始時に非ゲート状態レベルまで徐々に戻される。

一実施形態では、ブランキング回路によって使用されるブランキング窓を定義する窓係数は、次の通りである。０．９９８５、０．９８８０、０．９６５８、０．９４４１、０．９１８７、０．９０５６、０．８７６１、０．８０６１、０．８３４６、０．７９０１、０．７１３７、０．７０４１、０．６００３、０．６９２１、０．５４０８、０．４４８９、０．４９１２、０．３９０６、０．４２７５、０．１９３９、０．３６１４、０．３２８１、０．２０６８、０．２２９１、０．１２０６、０．６５１６、０、０、０、０、０、０．６５１６、０．１２０６、０．２２９１、０．２０６８、０．３２８１、０．３６１４、０．１９３９、０．４２７５、０．３９０６、０．４９１２、０．４４８９、０．５４０８、０．６９２１、０．６００３、０．７０４１、０．７１３７、０．７９０１、０．８３４６、０．８０６１、０．８７６１、０．９０５６、０．９１８７、０．９４４１、０．９６５８、０．９８８０、０．９９８５。最初の２６個の係数は立下りインターバルを定義し、次の５つの係数はゼロインターバルを定義し、最後の２６個の係数は立上りインターバルを定義する。

別の実施形態では、ブランキング回路によって使用されるブランキング窓を定義する窓係数は、次の通りである。０．９９６５、０．９８７９、０．９６６５、０．９３５９、０．９０１３、０．８５２６、０．７８６０、０．７１５６、０．６７４６、０．６１７２、０．５３６７、０．４４６１、０．３６９３、０．３０５２、０．２２３３、０．１２９８、０、０、０、０、０、０、０、０、０、０．１２９８、０．２２３３、０．３０５２、０．３６９３、０．４４６１、０．５３６７、０．６１７２、０．６７４６、０．７１５６、０．７８６０、０．８５２６、０．９０１３、０．９３５９、０．９６６５、０．９８７９、０．９９６５。最初の１６個の係数は立下りインターバルを定義し、次の９つの係数はゼロインターバルを定義し、最後の１６個の係数は立上りインターバルを定義する。

本実施形態では、入力サンプルのブランキングはＦＦＴブロックの終了時に行われる。他の実施形態では、ブランキングインターバルは、ＦＦＴブロック内の他の位置において生じ得る。さらに、ここで説明した立下りインターバル、立上りインターバル、およびゼロインターバルは例にすぎない。他の実施形態では、使用される窓プロファイルに応じて、立下りインターバル、立上りインターバルおよびゼロインターバルの他の値が使用され得る。

情報および信号は、様々な異なる技術および技法のいずれを使用しても表され得ることを、当業者なら理解されよう。たとえば、データ、情報、信号、ビット、サンプル、チップ、命令、およびコマンドが、上記の説明全体にわたって言及され得る。これらは、電圧、電流、電磁波、磁界または磁性粒子、光場または光学粒子、あるいはそれらの任意の組合せによって表され得る。

１つまたは複数の例示的な実施形態では、説明する機能およびプロセスは、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはそれらの任意の組合せで実装され得る。ソフトウェアで実装した場合、機能は、１つまたは複数の命令またはコードとしてコンピュータ可読媒体上に記憶されるか、あるいはコンピュータ可読媒体を介して送信され得る。コンピュータ可読媒体は、ある場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を可能にする任意の媒体を含む、コンピュータ記憶媒体と通信媒体の両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされ得る任意の利用可能な媒体であり得る。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたは他の光ディスクストレージ、磁気ディスクストレージまたは他の磁気ストレージデバイス、あるいは命令またはデータ構造の形態の所望のプログラムコードを搬送または記憶するために使用され得、コンピュータによってアクセスされ得る、任意の他の媒体を備えることができる。ここで使用されるディスク（disk）およびディスク（disc）は、コンパクトディスク（disc）（ＣＤ）、レーザディスク（disc）、光ディスク（disc）、デジタル多用途ディスク（disc）（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク（disk）およびブルーレイディスク（disc）を含み、ディスク（disk）は、通常、データを磁気的に再生し、ディスク（disc）は、データをレーザで光学的に再生する。上記の組合せもコンピュータ可読媒体の範囲内に含めるべきである。ここで使用される「制御ロジック」という用語は、（プロセッサを使用して実行されるべき機械可読媒体に記憶された命令によって機能が実装される）ソフトウェアと、（論理ゲートなどの回路を使用して機能が実装される）ハードウェアであって、その回路が、特定の入力に対して特定の出力を与えるように構成された、ハードウェアと、（再プログラマブル回路を使用して機能が実装される）ファームウェアとに適用し、また、ソフトウェア、ハードウェア、およびファームウェアのうちの１つまたは複数の組合せに適用する。

ファームウェアおよび／またはソフトウェア実装の場合、本方法は、ここで説明される機能を実行するモジュール（たとえば、手順、機能など）を用いて実装され得る。命令を有形に実施するいずれの機械可読媒体も、ここで説明される方法の実装において使用され得る。たとえば、ソフトウェアコードは、メモリ、たとえば移動局またはリピータのメモリに記憶され、プロセッサ、たとえばモデムのマイクロプロセッサによって実行され得る。メモリは、プロセッサの内部またはプロセッサの外部に実装され得る。ここで使用される「メモリ」という用語は、長期メモリ、短期メモリ、揮発性メモリ、不揮発性メモリ、または他のメモリのいずれかのタイプを指し、メモリの特定のタイプまたはメモリの数、あるいはメモリが記憶される媒体のタイプに限定されない。

また、コンピュータ命令／コードは、送信機から受信機に物理的伝送媒体上で信号を介して送信され得る。たとえば、ソフトウェアは、同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外線、無線、およびマイクロ波などのワイヤレス技術の物理的構成要素を使用してウェブサイト、サーバ、または他のリモートソースから送信される。上記の組合せも物理的伝送媒体の範囲内に含めるべきである。

その上、開示した実装形態の前述の説明は、当業者が本発明を実施または使用できるようにするために与えたものである。これらの実装形態の様々な変更形態は、当業者には容易に明らかになるものであり、ここで定義される一般原理は、本開示の趣旨または範囲から逸脱することなく他の実装形態に適用できる。したがって、本発明は、ここで示される特徴に限定されるものではなく、ここで開示された原理および新規の特徴に合致する最も広い範囲を与えられるべきである。

Claims (27)

1. ワイヤレス通信システムにおけるワイヤレスリピータのためのフィードバックチャネルを推定するための方法であって、前記のワイヤレスリピータが、受信信号を受信および増幅信号を送信するための第１のアンテナおよび第２のアンテナを持ち、前記受信信号が、リピートされるべきリモート信号と、前記ワイヤレスリピータの前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとの間の前記フィードバックチャネルから生じるフィードバック信号との和であり、前記方法は、
   周波数領域チャネル推定とパイロット信号として前記増幅信号を示す信号とを使用して、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとの間の前記フィードバックチャネルを推定することと、
   前記パイロット信号のサンプルをＮ個のサンプルのブロックにグループ化することであって、Ｎが、前記周波数領域チャネル推定のために実行される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算のサイズであることと、
   Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることであって、ＫがＮよりもはるかに小さいことと、
   Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含む前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、前記受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用してフィードバックチャネル推定値を発生することと
   を備える、方法。
2. Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることは、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルのエネルギーレベルを０または０に近い値に低減することを備える、請求項１の方法。
3. Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることは、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルの前記エネルギーレベルを、２つ以上のサンプルにわたって徐々に０または０に近い値に低減することを備える、請求項２の方法。
4. Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることは、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクするために窓関数を適用することであり、前記窓関数は非ゲート状態からゲート状態への漸進的遷移およびその逆を持つ、請求項１の方法。
5. 前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクするために窓関数を適用することは、前記Ｋ個のサンプルの第１のサブセットのエネルギーレベルが前記非ゲート状態から０または０に近い値に低減される立下りインターバルと、前記Ｋ個のサンプルの第２のサブセットの前記エネルギーレベルが０または０に近い値に維持されるゼロインターバルと、前記Ｋ個のサンプルの第３のサブセットの前記エネルギーレベルが前記０または前記０に近い値から前記非ゲート状態に増加される立上りインターバルとを持つ窓関数を適用することを備える、請求項４の方法。
6. 立下りインターバルとゼロインターバルと立上りインターバルとを持つ窓関数を適用することは、前記立下りインターバルと前記ゼロインターバルとがＮ個のサンプルの前記ブロックの終了に配置され、前記立上りインターバルがＮ個のサンプルの前記ブロックの開始に配置された窓関数を適用することを備える、請求項５の方法。
7. Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることは、前記高速フーリエ変換演算が前記周波数領域チャネル推定のために実行される前に、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクすることを備える、請求項１の方法。
8. Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクすることは、前記Ｋ個のサンプルを巡回プレフィックスのＴ個のサンプルと交換することを備える、請求項１の方法。
9. フィードバックチャネル推定値を発生することは、
   Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含む前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、前記受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用して前記フィードバックチャネル推定値を発生することと、最大比合成を適用することと
   を備える、請求項１の方法。
10. パイロット信号として前記増幅信号を示す信号を使用して前記フィードバックチャネルを推定することは、
    前記パイロット信号として、前記ワイヤレスリピータの送信回路中の送信フィルタの前または後の信号を取ること
    を備える、請求項１の方法。
11. パイロット信号として前記増幅信号を示す信号を使用して前記フィードバックチャネルを推定することは、
    前記パイロット信号として、前記ワイヤレスリピータの送信回路中の送信フィルタの前または後の信号を取ること
    を備える、請求項３の方法。
12. パイロット信号として前記増幅信号を示す信号を使用して前記フィードバックチャネルを推定することは、
    前記パイロット信号として、前記ワイヤレスリピータの送信回路中の送信フィルタの前または後の信号を取ること
    を備える、請求項４の方法。
13. 受信信号を受信および増幅信号を送信するための第１のアンテナおよび第２のアンテナを持つワイヤレスリピータであって、前記受信信号が、リピートされるべきリモート信号と、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じるフィードバック信号との和であり、前記リピータは、
    前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナのうちの一方から前記受信信号を受信するように構成された受信回路と、
    フィードバック信号推定値にアクセスし、前記受信信号から前記フィードバック信号推定値をキャンセルするように構成されたエコーキャンセラと、
    前記エコーキャンセラの前または後に第１の遅延を導入するように構成された遅延要素と、
    送信されるべき前記増幅信号を発生するために、前記遅延したエコーキャンセル信号を増幅するように構成された送信回路と
    を備え、
    前記エコーキャンセラは、
    周波数領域チャネル推定とパイロット信号として前記増幅信号を示す信号とを使用して前記フィードバックチャネルを推定するように構成されており、前記周波数領域チャネル推定が、前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するように動作可能であり、Ｎが前記ＦＦＴ演算のサイズである、チャネル推定ブロックと、
    Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクするように構成されており、ＫがＮよりもはるかに小さい、パイロット信号ブランキング回路と
    を備え、
    前記チャネル推定ブロックは、Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含む前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、前記受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用してフィードバックチャネル推定値を発生するように構成され、前記チャネル推定ブロックは、前記フィードバックチャネル推定値に基づいて前記フィードバック信号推定値をさらに発生する、ワイヤレスリピータ。
14. 前記エコーキャンセラは、前記受信信号と前記フィードバック信号推定値とを受信するための加算器をさらに備え、前記加算器は、エコーキャンセル信号を発生するために前記受信信号から前記フィードバック信号推定値を減算するように構成された、請求項１３のワイヤレスリピータ。
15. 前記送信回路は送信フィルタを備え、前記パイロット信号ブランキング回路は、前記送信フィルタの前または後に、Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクする、請求項１３のワイヤレスリピータ。
16. 前記パイロット信号ブランキング回路は、前記Ｋ個のサンプルをブランクするために、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルのエネルギーレベルを０または０に近い値に低減するように動作可能である、請求項１３のワイヤレスリピータ。
17. 前記パイロット信号ブランキング回路は、前記Ｋ個のサンプルをブランクするために、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルのエネルギーレベルを、２つ以上のサンプルにわたって徐々に０または０に近い値に低減するように動作可能である、請求項１３のワイヤレスリピータ。
18. 前記パイロット信号ブランキング回路は、前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクするために窓関数を適用するように動作可能であり、前記窓関数は非ゲート状態からゲート状態への漸進的遷移およびその逆を持つ、請求項１３のワイヤレスリピータ。
19. 前記窓関数は、前記Ｋ個のサンプルの第１のサブセットのエネルギーレベルが前記非ゲート状態から０または０に近い値に低減される立下りインターバルと、前記Ｋ個のサンプルの第２のサブセットの前記エネルギーレベルが０または０に近い値に維持されるゼロインターバルと、前記Ｋ個のサンプルの第３のサブセットの前記エネルギーレベルが前記０または前記０に近い値から前記非ゲート状態に増加される立上りインターバルとを有する、請求項１８のワイヤレスリピータ。
20. 前記窓関数は、Ｎ個のサンプルの前記ブロックの終了に配置された前記立下りインターバルおよび前記ゼロインターバルと、Ｎ個のサンプルの前記ブロックの開始に配置された前記立上りインターバルとを持つ、請求項１８のワイヤレスリピータ。
21. 前記パイロット信号ブランキング回路は、前記高速フーリエ変換演算が前記周波数領域チャネル推定のために実行される前に、前記Ｋ個のサンプルをブランクするように動作可能である、請求項１３のワイヤレスリピータ。
22. 前記パイロット信号ブランキング回路は、前記Ｋ個のサンプルを巡回プレフィックスのＴ個のサンプルと交換するように動作可能である、請求項１３のワイヤレスリピータ。
23. 前記パイロット信号ブランキング回路は、
    前記立下りインターバルの位置および持続時間を定義する立下り信号と、前記立上りインターバルの位置および持続時間を定義する立上り信号とを発生し、前記ゼロインターバルが前記立下りインターバルと前記立上りインターバルとの間に配置される、ブランキングコントローラと、
    前記立下り信号および前記立上り信号に応答してカウントアドレスを発生し、前記立下り信号または前記立上り信号のうちの一方がアサートされているときに使用可能にされ、前記カウントアドレスは前記立下り信号がアサートされた場合に第１のカウントから最後のカウントまでカウントアップし、前記立上り信号がアサートされた場合に前記最後のカウントから前記第１のカウントまでカウントダウンする、アップ／ダウンカウンタと、
    前記窓関数に関連する窓係数を記憶し、窓係数を与えるために前記カウントアドレスによって索引付けされるメモリと、
    前記窓関数に従って前記Ｋ個のサンプルをブランクするために、前記Ｋ個のサンプルの各々に前記窓係数を乗算する乗算器と
    を備える、請求項１９のワイヤレスリピータ。
24. 前記チャネル推定ブロックは、Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランクされたサンプルを含む前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、前記受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用して、前記フィードバックチャネル推定値を発生し、最大比合成を適用するように構成された、請求項１３のワイヤレスリピータ。
25. 前記送信回路は送信フィルタを備え、前記パイロット信号ブランキング回路は、前記送信フィルタの前または後に、Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクする、請求項１７のワイヤレスリピータ。
26. 前記送信回路は送信フィルタを備え、前記パイロット信号ブランキング回路は、前記送信フィルタの前または後に、Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号の前記Ｋ個のサンプルをブランクする、請求項１８のワイヤレスリピータ。
27. 受信信号を受信および増幅信号を送信するための第１のアンテナおよび第２のアンテナを持つワイヤレスリピータであって、前記受信信号が、リピートされるべきリモート信号と、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとの間のフィードバックチャネルから生じるフィードバック信号との和であり、前記リピータは、
    前記第１のアンテナおよび前記第２のアンテナのうちの一方から前記受信信号を受信するための手段と、
    前記入力信号からフィードバック信号推定値をキャンセルするための手段と、
    前記フィードバック信号推定値が前記入力信号から消去される前または後に第１の遅延を導入するための手段と、
    送信されるべき前記増幅信号を発生するために、前記遅延されたエコーキャンセル信号を増幅するための手段と
    を備え、
    キャンセルするための前記手段は、
    周波数領域チャネル推定とパイロット信号として前記増幅信号を示す信号とを使用して、前記フィードバックチャネルを推定するための手段であって、前記周波数領域チャネル推定が、前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックに対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行するように動作可能であり、Ｎが前記ＦＦＴ演算のサイズである、推定するための手段と、
    Ｎ個のサンプルの各ブロック中の前記パイロット信号のＫ個のサンプルをブランクするための手段であって、ＫがＮよりもはるかに小さい、ブランクするための手段と
    を備え、
    前記フィードバックチャネルを推定するための前記手段は、Ｎ個のサンプルの各ブロックがＫ個のブランキングされたサンプルを含む前記パイロット信号のＮ個のサンプルのブロックと、前記受信信号のＮ個のサンプルのブロックとを使用してフィードバックチャネル推定値を発生し、前記フィードバックチャネルを推定するための前記手段は、前記フィードバックチャネル推定値に基づいて前記フィードバック信号推定値をさらに発生する、ワイヤレスリピータ。

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