TW201136221A - Inserted pilot construction for an echo cancellation repeater - Google Patents

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201136221 六、發明說明： 相關申請的交叉引用 本專利申請案主張2009年5月11曰提出申請的美國臨 時專利申請案第61/1 77,196號的權益，該申請案以引用方 式全部併入本文。 本案與以下同時提出申請且共同受讓的美國專利申請 案有關：標題為「Feedback Delay Control In An Echo Cancellation Repeater (回波消去中繼器中的回饋延遲控 制）」的申請案第xx/xxx，xxx號’標題為「Delay Control To Improve Frequency Domain Channel Estimation In An Echo Cancellation Repeater (用於改良回波消去中繼器中的頻域 通道估計的延遲控制）」的申請案第χχ/χχχ，χχχ號，標題 為「Dual-Stage Echo Cancellation In A Wireless Repeater Using An Inserted Pilot (無線中繼器中使用插入引導頻的 雙級回波消去）」的申請案第xx/xxx，xxx號，及標題為 「Wideband Echo Cancellation In a Repeater (中繼器中的 寬頻回波消去）」的申請案第xx/xxx，xxx號。該等申請案 以引用方式全部併入本文。 【發明所屬之技術領域】 本案大體而言係關於無線通訊系統中的中繼器，且更特 定言之係關於用於在回波消去中繼器中進行插入引導頻 構造的方法和裝置。 【先前技術】 201136221 無線通訊系統和技術已成為我們進行通訊的方式中的 重要部分。然而，提供覆蓋對於無線服務供應商而言可能 疋重大挑戰。一種拓展覆蓋的方式是部署中繼器。 大體而言，中繼器是接收信號、放大該信號並且傳送經 放大信號的設備。圖1圖示在蜂巢式電話系統的上下文中 的中繼器110的基本圖式。中繼器110包括施主天線115 作為對諸如基地台125之類的網路基礎設施的示例性網路 介面。中繼器110亦包括服務天線120 (亦稱為「覆蓋天 線」）作為對行動設備13 0的移動介面。在操作中，施主 天線115與基地台125處於通訊狀態，而服務天線12〇與 行動設備130處於通訊狀態。 在中繼器110中，使用前向鏈路電路系統135來放大來 自基地台125的信號，而使用反向鏈路電路系統ι4〇來放 大來自行動設備130的號。有許多配置可被用於前向鍵 路電路系統1 3 5和反向鏈路電路系統14 〇。 有許多類型的中繼器。在一些中繼器中，網路介面和行 動介面兩者均是無線的，而在其他中繼器中，使用有線的 網路介面。一些中繼器用第一載波頻率來接收信號並且用 不同的第二載波頻率來發射經放大信號，而其他中繼器使 用相同的載波頻率來接收和發射信號。對於「相同頻率 的中繼器而言，一個特殊的挑戰在於管理由於發射出的信 號中的一些可能洩漏回接收電路系統並且再次被放大和 發射而發生的回饋。 現有的中繼器使用數種技術來管理回饋；例如，中繼器 ^ L S } 5 201136221 被配置成提供該兩個天線之間的實體隔離，使用濾波器’ 或者可以採用其他技術。 【發明内容】 本文中揭示的系統、裝置和方法允許中繼器能力能得以 增強。在一個實施例中，一種用於構造引導頻信號以供在 無線中繼器中使用的設備包括一或多個引導頻產生器，其 中引導頻信號被添加至發射信號以供在該中繼器的發射 天線上發射。每個引導頻產生器產生與該發射信號的單個 載波相關聯的載波引導頻信號，並且由該一或多個引導頻 產生器產生的載波引導頻信號被加總以產生該引導頻信 號。該一或多個引導頻產生器中的每個引導頻產生器包括 引導頻符號單元，其提供具有預定資料結構的多個資料符 號作為載波引導頻信號；引導頻攪頻器，其用於對該多個 資料符號賴；渡波器，其用於對載波引導頻信號的頻譜 性質進行整形；引導頻功率決定單元，其用於相對於發射 信號的功率位準來設定載波弓丨導頻信號的功率位準；及循 環字首插人單元’其用於向載波引導頻信號插人循環字 首。 根據本發明的另 恐保，提供了 〇 種用於構造引導步 號以供在無線中繼器中伤用的士 褪器甲使用的方法，其中引導頻信號香 加至發射信號以供在該中繼器的發射天線上發射，該， ^括提供具有預定f料結構的多個資料符號作為戴送 導頻信號，對該多個資料符號搜頻m皮器來對弟 201136221 引導頻信號的頻譜性質進行整形，相對於發射信號的功率 位準來設定載波引導頻信號的功率位準，及向載波引導頻 ^號插入循環字首以產生單個載波的載波引導頻信號，其 中引導頻信號是由至少一個載波的載波引導頻信號形成 的。 整該荨資料符號的功率；及IF 個資料符號變換至時域中；引丢 相對於發射信號的功率位準來 根據本發明的又一態樣，一種用於構造引導頻信號以供 在無線中繼器中使用的設備包括—或多個引導頻產生 器’其中弓丨導頻信號被添加至發射信號以供在該中繼器的 發射天線上發射。每個引導頻產生器產生與發射信號的單 個載波相關聯的載波引導頻信號，並且由該一或多個引導 頻產生器產生的載波引導頻信號被加總以產生該引導頻 ^號該或多個引導頻產生器中的每個引導頻產生器包 括·引導頻符號單元，其提供頻域中的多個資料符號作為 載波弓丨導頻k號，其中一個資料符號與一個音調相關聯； 引導頻攪頻器，其用於對該複數個資料符號攪頻；引導頻 功率整形器’其用於縮放經攪頻的資料符號以跨音調地調 :及IFFT濾波器，其用於將該多

添加至發射信號以供在該中 該中繼器的發射天線上發射，該方 7 201136221 法包括提供頻域中的多個資料符號作為載波引導頻信 號’其中一個資料符號與一個音調相關聯；對該多個資料 符號授頻’縮放經攪頻的資料符號以跨音調地調整該等資 料符號的功率；執行IFFT以將該多個資料符號變換至時 域中，相對於發射信號的功率位準來設定載波引導頻信號 的平均功率位準和載波引導頻信號跨音調的功率位準；及 向載波引導頻信號插入循環字首以產生單個載波的载波 引導頻信號，其中引導頻信號是由至少一個載波的载波引 導頻信號形成的。 【實施方式】 在結合附圖考慮以下【實施方式】之後，所揭示的方法 和裝置的性質、目的和優點對於本領域的技藝人士而言將 變得更加明顯。 諸如以上所描述的該等中繼器之類的先前技術中繼器 可以為蜂巢式電話網路或類似網路提供顯著的優點。然 而，現有的中繼器配置可能並不適合於某些應用。舉例而 言，現有的中繼器配置可能不適合於可能要求中繼器的天 線之間有大體上更大隔離的室内覆蓋應用（例如，為住宅 或企業環境中、繼信號）。不僅如此，在一些傳統的中繼2 實施例中，目標是達成盡可能高的合理增益而同時維持穩 定的回饋迴路（迴路增益小於單位一）。鈇品 ^ " ’热而，增大中繼 器增益會致使隔離更加困難，歸因於洩漏回施 工八、深中的 信號會增大。大體而言，迴路穩定性需求要求自覆蓋天線 201136221 茂漏回施主天線中的信號比遠端信號（要被中繼的信號） 低得多。中繼器的輸出處最大可達成的信號干擾/雜訊比 (SINR)就與中繼器的輸入處的SINR相同。高増益和改 良的隔離形成了要求現代中繼器實現的兩個抵觸的需 求’對於該等用於室内應用的中繼器而言尤甚。 本文中的系統和技術為無線中繼器提供了中繼器的施 主天線（對於前向鏈路傳輸的實例而言為「接收天線」） 與覆蓋天線（對於前向鏈路傳輸而言為「發射天線」）之 間改良的隔離。另外，在-些實施例中，本文中的系統和 技術提供了採用干擾消去或回波消去來顯著改良隔離的 獨特的中繼器設計。在-些實施例中，使用本文中提供的 用於準確估計通道的改良的通道估計技術來實現干擾消 去和回波消去。有效的回波消去要求對洩漏通道有非常準 確的通道估計。大體而言，通道估計越準肖去的程度 就越高，並且因此有效隔離的程度就越高。本文中，「干 擾消去”戈「回波消去」代表減少或消除中繼器天線之間 的泡漏信號量的技術；亦即「干擾消去」卩表對估計的茂 漏信號的消去，其提供餅音μ 扠伢野實際洩漏信號的部分或完全消 去。 根據本發明的另一態樣 增益控制技術來增強中繼器系 中繼器設計。在一些實施例中， 本文中的系統和技術提供採用 統的穩定性的獨特的無線 提供了用於量測中繼器系 統的穩定性的度量 控制中繼器的增益 土於作為穩定性指標的該度量的值 舉例而言’在有大信號動態的情 [S} 9 201136221 下’諸如迴路增益之_度量會降級，並且增益將被降低 以保持巾繼||纟_定。該等增隸制方法㈣統能被有 利地應用於採用干擾消去的中繼器或者不採用干擾消去 的中繼器。 最後’根據本發明的又―態樣，本文中的系統和技術提 供了在多中繼器環境中改良無線中繼器效能的能力。在一 些實施例中，提供了促進中繼器間通訊的系統和技術。在 其他實施例中，提供了用於抑制來自相鄰中繼器的干擾並 減小來自相鄰中繼器的延遲展開的系統和技術。 圖2圖示根據本案的實施例的中繼器21〇的操作環境 200的圖式。圖2的實例圖示了前向鏈路傳輸；亦即，來 自基地台225的遠端信號14〇意欲送給行動設備23〇。在 環境200中’若沿著基地台225與行動設備23〇之間的路 徑227的未經中繼的信號不能提供充分的信號以便在行動 設備230處接收到有效的語音及/或資料通訊，則可以使用 諸如中繼器210之類的中繼器。具有增益g和延遲A的中 繼器210被配置成使用服務天線220向行動設備230中繼 在施主天線215上自基地台225接收到的信號。中繼器210 包括用於放大經由施主天線215自基地台225接收到的信 號並經由服務天線220向行動設備230發射該信號的前向 鏈路電路系統。中繼器210亦可包括用於放大來自行動設 備230的信號並將其發射回基地台225的反向鏈路電路系 統。在中繼器210處，遠端信號s(t)作為輸入信號被接收， 並且該遠端信號s(t)作為中繼的或經放大的信號y⑴被中 10 201136221 繼，其中y⑴』_Δ)。理想狀況下，增益G會是很大的， 中繼器的固有延遲△會是很小的，輸入SINR在中繼器21〇 的輸出處將得以維持（此狀況對於資料訊務支援而言可能 是特別重要的），並且僅所欲載波會被放大。 實務上，中繼器210的增益受到施主天線215與服務天 線220之間的隔離的限制。若增益太大，則中繼器可能由 於k號洩漏而變得不穩定。信號洩漏代表在其中自一個天 線（在圖2中為服務天線22〇 )發射的信號的一部分被另 一天線（在圖2中為施主天線215 )接收到的現象，如由 圖2中的回饋路控222所圖示的一般。在沒有干擾消去或 其他技術的情況下，作為中繼器的正常操作的一部分，該 中繼器將會放大此亦被稱為洩漏信號的回饋信號，並且經 放大的回饋信號將再次由服務天線22〇發射。由於信號洩 漏和高中繼器增益而對經放大的回饋信號的重複發射可 忐導致中繼器不穩定。另外，中繼器.2丨〇中的信號處理具 有固有的不可忽略的延遲△。中繼器的輸出SINR取決於 RF非線性度和其他信號處理。因此，往往得不到上述理想 的中繼器操作特性。最後，在實施中，所欲載波可能取決 於中繼器部署於其中的操作環境或市場而變化。要提供僅 放大所欲載波的中繼器並不總是可能的β 在本案的實施例中’提供了適合於室内覆蓋（例如，企 業、住宅、或類似用途）的中繼器。該中繼器具有約7〇 dB 或以上的有效增益’該增益是對於中等大小住宅中的覆蓋 而言充足的增益的實例。另外’該中繼器具有小於1的迴 [S ] 11 201136221 路增益以實現穩定性（迴路增益被稱為發射天線與接收天 線之間的回饋迴路的增益）並且具有充分的穩定性餘裕量 和很低的輸出雜訊本底。在一些實施例中，該中繼器具有 大於80 dB的總隔離。在一些實施例中，該中繼器採用干 擾/回波消去來達成很高程度的有效隔離，其顯然具有比對 目前可得的中繼器的要求更大的挑戰性。 本案的一些技術利用通道估計來賦能所要求的回波消 去程度。藉由以充分的準確度來估計回饋通道（天線之間 的通道），回波消去之後的殘餘誤差能夠顯著低於遠端信 號以便實現對穩定性而言所欲的迴路增益餘裕。 在其t能夠部署本發明的中繼器的通訊系統包括基於 紅外、無線電、及/或微波技術的各種無線通訊網路。此類 網路可包括例如無線廣域網路（WWAN )、無線區域網路 (WLAN )、無線個人區域網路（WPAN )等。WWAN可以 是分碼多工存取（CDMA)網路、分時多工存取（TDMA) 網路、分頻多工存取（FDMA )網路、正交分頻多工存取 (OFDMA )網路、單載波分頻多工存取（SC-FDMA )網 路，等等。CDMA網路可實施諸如CDMA2000、寬頻CDMA (W-CDMA )等一或多種無線電存取技術（RATs )。 CDMA2000 包括 IS-95 標準、IS-2000 標準和 IS-856 標準。 TDMA網路可實施行動通訊全球系統（GSM )、數位高級 行動電話系統（D-AMPS )、或其他某種RAT。GSM和 W-CDMA在來自名為「第三代合作夥伴專案」（3GPP)的 協會的文件中描述。CDMA2000在來自名為「第三代合作[S] 12 201136221 夥伴專案2」（3GPP2 )的協會的文件中描述e 3GPP文件 和3 GPP2文件是公眾可獲取的。WLAN可以是IEEE 802.1 lx網路，並且wpAN可以是藍芽網路戊邱 或其他某種類型的網路。本文中所描述的該等系 統和技術亦可用於WWAN、WLAN及/或WPAN的任何組 合。 干擾/回波消去技術 在一些實施例中’採用回波消去的中繼器使用發射信號 作為用於估計回饋通道（或「洩漏通道」）並且亦用於回 波消去的引導頻或參考信號。為了估計回饋通道的目的’ 發射信號是引導頻並且將遠端信號作為雜訊來對待。中繼 器的收到信號是遠端信號加上回饋信號（或洩漏信號）。 發射信號被饋送至通道估計演算法中並且結果得到的回 饋通道估計（A)被用來產生回饋信號的複本——亦即，發 射信號中被回波返回至施主天線的部分。隨後，自收到信 號中扣除估計的回饋信號以消掉中繼器的輸入處的非所 欲回饋信號。由此在中繼器中實現回波消去。 在其他實施例中’採用回波消去的中繼器使用插入弓丨導 頻作為用於估計回饋通道並且亦用於回波消去的參考# 號°在放大並轉發中繼器中，遠端信號不大可能具有播環 字首。藉由將已知的引導頻插入RF信號，就迴避了與缺 少循環字首相關聯的問題。 1.回饋延遲控制方法 在—個實施例中，一種回饋延遲控制方法被實施在回波 13 201136221 消去中繼器中以改良通道估計和回波消去效能。在該回饋 延遲控制方法中，將可變延遲（D1 )引入中繼器中以減小 引導頻與遠端信號之間的相關性。作為發射信號的引導頻 與遠端信號之間的相關性會使通道估計降級。可變延遲D】 的值被選擇成引入足以減小相關性而不會使中繼器的效 能降級的延遲。以下將參閱圖3A來更詳細地描述回波消 去中繼器中的回饋延遲控制方法的詳情。 圖3A是根據本發明的一個實施例的實施回饋延遲控制 的回波消去中繼器的方塊圖。參閱圖3A，「遠端信號」s(t) 是要被放大的信號，「輸出信號」y(t)是經放大信號，並且 「洩漏信號」或「回饋信號」是該輸出信號自發射（或覆 蓋）天線洩漏回接收（或施主）天線的經衰減版本。亦被 稱為洩漏通道的回饋通道被圖示為「h(t)」。 對於典型的中繼器操作而言，總迴路增益必須小於i以 便實現穩隸。此狀況通常暗示在典型的中繼器中，放大 器S益G」丈到（自發射至接收的）天線隔離的限制。 根據本發明的_個態樣’經由基頻干擾消去來增進有效隔 在此基頻干擾消去中，回饋信號是在中繼器設備的基 頻處被估計並消去的。此舉允許了中繼器增益「G」能得 以增大。有效的消去要求非常準確的回饋通道估計。實際 =大體而言，通道估計越準確，消去的程度就越高，並 且因此有效隔離*的程度就越高。 根據本發明的一個實施例，為 出信號y(t)或者指示輪出信號 了通道估計的目的，將輸 的信號用作引導頻信 [S] 14 201136221 ，’並且將遠端信m S⑴作為雜訊來對待。遠端信號s(t) 是蜂巢乜號並且由此可以像帶限的隨機過程一般來對待 上：且因此回饋仏號亦是如此在給定S⑴是帶限信號的 J提下彼此接近的取樣可能會被相關起來。相關 (correlation )亦可能是由於基地台與中繼器之間的延遲 展開以成的。通常’引導頻與雜訊相關可能會引起回饋通 道估#中產生偏差’從而導致通道估計不準確及中繼器效 此降級。頻帶越小，相關就越大並且降級就越嚴重。當回 貝L號y⑴被用作引導頻信號並且遠端信號被作為雜訊來 對待時，在引導頻信號與雜訊之間可能有很強的相關因 為退端信1 s⑴和作為經中繼的遠端信號的輸出信號y⑴ 本質上是相同的信號。 通吊，對於帶限的過程而言或者在基地台與中繼器之間 的通道中呈現延遲展開的情況下，該相關作為取樣之間的 延遲的函數而減小’亦# ’其間具有較大延遲的信號片的 相關要小於其間具有較小延遲的信號片。因此，藉由增大 取樣之間的延遲就能減少相關並且改良通道估計/干擾消 去效at·。然而，對延遲有相爭的要求。出於多種原因（解 調，疋位），除了基頻處理所要求的最小延遲之外，由中 繼器引入信號中的延遲應當盡可能小。 S] 參閲圖3A，回波消去中繼器31〇在施主天線（表示為輸 入即點340)上接收遠端信號s(t)並且在服務天線（表示為 輸出節點352)上產生要被發射的輸出信號y(t)。自服務 天線返回施主天線的信號洩漏導致輸出信號y(t)的一部分 15 201136221 在遠端信號被該中繼器接收到之前泡漏回並被添加至該 退端佗號。彳§號洩漏被表示為回饋通道h(t)，表示為輸出 節點352與輸入節點34〇之間的信號路徑354。因此，』中 繼器310實際上接收到作為遠端信號s⑴與回饋信號的總 和的接收信號Γ⑴作為輸入信號。0 3A中的加法器^ 是僅用於圖示接收信號、⑴中諸信號分量的符號並且不表 示中繼器310的操作環境中的實際的信號加法器。 作為回波消去中繼器的中繼胃3! 〇操#以估計回饋信號 以便消掉接收信號（「輸入信號」）中的非所欲回饋信 量。為此目的，中繼器310的接收機電路系統包括二2 器344及與通道估計區塊35〇協作的回饋信號佑計區塊 351形成的回波消去器。收到信號r⑴被耦合至加法器 344’該加法器344操作以自接收信號r(t)中扣除回饋芦號 估計⑼。只要回饋信號估計如是準確的，非所欲回饋 就自接收信號中被移除並且實現了回波消去。在本實施: 中，消去後信號Γ，⑴被耦合經由（以下要討論的）1有^ 變延遲Di的延遲元件346並且隨後被耦合至向消=後信 號提供增益G的增益級348。增益級348在輸出節點扣 上產生輪出信號y(t)以供在服務天線上發射。_ 3a僅圖 不了與回波消去中繼器中的回饋延遲控制方法的操作有 關係的元件。中繼器310可包括未在圖3A中圖示但是在 本領域中已知用以實現完整的中繼器操作的其他元件1 通道估計區塊350操作以估計回饋通道h⑴並叶算對回 饋通道的估計如。為了回波消去的目^回饋㈣估 16 201136221 塊351取回饋通道估計咐並計算對回饋信號的估計。在本 實施例中’通道估計區塊350使用接收信號r(t)並且亦使 用經回波消去的信號作為引導頻信號或者參考信號來進 行通道估計。回饋h號估汁區塊351基於回饋通道估計知） 來計算回饋信號估計⑹’其中該回饋信號估計被用於加法 器344處的回波消去。更特定而言，回饋信號估計知)是回 饋通道估計私)與指示發射信號的參考信號的迴旋。 根據本發明的回饋延遲控制方法，在回波消去中繼器 3 1 0的接收電路系統中提供可變延遲d 1以在該回波消去 中繼器的消去後信號中引入延遲。延遲D1正好大至足以 使輪出信號y⑴和遠端信號s(t)能被解相關但是又小至足 0滿足中繼器效能要求。舉例而言，該延遲可被選擇成提 供輸出信號y(t)與遠端信號s(t)之間的解相關，但是小於 最大所欲解相關延遲量❶可變延遲D1是可調諳的並且能 夠在中繼器啟動時被調整及在中繼器操作時被週期性地 調諧以计及遠端信號的相關（correlation )結構上的變化。 在本實施例中’中繼器310在消去後信號的信號路徑中 包括延遲元件346以向消去後信號r'⑴引入延遲d卜延遲 了的經回波消去的信號r」（t)被耦合至增益級348以產生 輸出信號y(t)。延遲了的經回波消去的信號r」（t)亦被耦 合至通道估計區塊3 50以供在通道估計中使用並且被進一 步輕合至回饋信號估計區塊35 1以用於估計回饋信號（未 圖不）°以此方式’就在作為回饋信號正經由回饋通道h(t) 被回饋的輪出信號y⑴與遠端信號s⑴之間引入了 一定的[S] 17 201136221 延遲量D1。 - 在操作中，經回波消去的輸出信號y⑴與遠端信號s⑴ 之間充分大的延遲改良了通道估計，並且由此改良了中繼 器效能。在一個實施例中，所欲的延遲量是信號s(t)内含 有的載波的數目的函數。在另一實施例中，所欲的延遲量 是信號s(t)内含有的載波的頻寬的函數。舉例而言，5 MHz 内的3個ϋ〇載波將比20 MHz上的4個WCDMA載波要 求更多的延遲。因此，延遲D1是可變延遲或可調諧延遲 以允許取決於要被中繼的信號來修改該延遲量。 在一個實施例中’藉由搜尋來調错或調整延遲量Di。亦 即’調整延遲D1，直至達到最大可允許的延遲為止或者直 至經回波消去的輸出信號y⑴與遠端信號s(t)充分解相關 為止。在另一實施例中，直接量測或經由其他量測（諸如 總消去增益）來推斷遠端信號s(t)與輸出信號y(t)的相關 或解相關°隨後，自計算出的相關計算合適的延遲。 在圖3 A中圖示的實施例中，增益級348之前的經回波 消去的信號r」⑴被用作用於通道估計的引導頻信號或參 考信號。在其他實施例中，亦可以將增益級348之後的輸 出信號y(t)用作引導頻信號。 [S) 在本發明的回饋延遲控制方法的上述實施例中，向回波 .消去中繼器的消去後信號引入可變延遲D1。在本發明的其 他實施例中’該回饋延遲控制方法在回波消去中繼器的前 饋部分中的任何點處將可變延遲D1引入該中繼器中。详 s之’在一個實施例中，在回波消去之前將可變延遲D1 18 201136221 引入中繼器電路中。無論延遲D1在何處被引入回波消去 中繼器的信號路徑中，本發明的回饋延遲控制方法均以相 同的方式操作以將輸出信號y(t)與遠端信號s⑴解相關以 改良通道估計準確性並且由此改良中繼器效能。 圖3B是根據本發明的替代實施例的實施回饋延遲控制 的回波消去中繼器的方塊圖。圖3A和圖3B中相似的元件 被給予相似的元件符號以簡化討論。參閱圖3B，在回波消 去中繼器360中提供可變延遲D1以在回波消去中繼器的 消去前信號中引入延遲。在本實施例中，中繼器36〇在接 收信號r(t)的信號路徑中包括延遲元件366以向接收信號 r(t)引入延遲D1。延遲了的接收信號Γ，⑴被耦合至回波消 去器，該回波消去器包括加法器344及與通道估計區塊350 一起工作的回饋信號估計區塊351。加法器344操作以自 延遲了的接收信號r’(t)中扣除回饋信號估計/(〇。延遲了的 經回波消去的信號Γ」⑴被耦合至增益級348以產生輸出 信號y(t)。延遲了的經回波消去的信號r」（t)亦被耦合至 通道估計區塊350以供在通道估計中使用。在中繼器36〇 中’在作為回饋信號正經由回饋通道h(t)回饋的輸出信號 y(t)與遠端信號s(t)之間引入一定的延遲量D1以將該兩個 信號解相關。可以與以上參閱圖3A所描述的方式相同的 方式來選擇由延遲元件366提供的可變延遲值Di以獲得 所欲的解相關量。另外，可以與以上參閱圖3A所描述的 方式相同的方式來調諧或調整圖3B中的可變延遲D1。 2.引導頻延遲控制 19 201136221 根據本發明的另一態樣，在回波消去中繼器中實施引導 頻延遲控制方.法以改良頻域通道估計和回波消去效能。详 5之’頻域通道估什對回饋通道中存在的延遲敏感β為了 改良通道估計的準確性，向發射信號引入可變延遲（D2 ) 並且隨後將延遲了的發射信號供應給通道估計演算法以 被用作引導頻信號或參考信號來計算回饋通道估計。由此 計算出的回饋通道估計被供應給回波消去區塊以供在回 波消去中使用。當對不具有循環字首的RF信號使用頻域 通道估計時，可變延遲D2在實際效果上「左移」了回饋 通道估計並且缓減了正交性效果的喪失。以下將參閱圖4 來更評細地描述回波消去中繼器中的引導頻延遲控制方 法的詳情。 圖4是根據本發明的一個實施例的實施引導頻延遲控制 的回波消去中繼器的方塊圖。參閱圖4，回波消去中繼器 410在施主天線（表示為輸入節點44〇)上接收要被中繼 的遠端信號s[k]並且在服務天線（表示為輸出節點452) 上產生要被發射的輸出信號Y[k]。自服務天線返回施主天 線的信號浪漏導致輸出信號y⑴的一部分在遠端信號被該 中繼器接收到之前洩漏回並被添加至該遠端信號。信號洩 漏經過回饋通道h[k〗’表示為輸出節點452與輸入節點44〇 之間的信號路徑454。因此’中繼器41〇實際上接收到作 為遠端信號s[k]與回饋信號的總和的接收信號x[k]，其中 該回饋信號基本上是輸出信號Y[k]的經衰減版本。圓4中 的加法器442疋僅用於圖示接收信號中諸信號分量的符號[s] 20 201136221 並且不表示令繼器410的操作環境中的實際的信號加法 •器。作為回波消去中繼器的中繼器41〇操作以估計回饋信 號以4掉接收信號中的非所欲回饋信號分量。 在本描述中，可互換地使用註記s⑴和s[幻來代表遠端 ?號類似的s主記方案亦被用於本文中所描述的其他信 號。應當理解，該兩種樣式的註記僅代表時域中的信號或 者代表時間取樣序列形式的信號，並且該等註記僅是相同 在中繼器410令， ’接收k號x[k] (「輸入信號」）被麵合

的則非所欲回饋彳5號就自該接收信號中被移除並且實現 了回波消去。消去後信號x，[k]被耦合經由具有可變延遲

關，由此改良回饋通道估計和中繼器效能。可變延遲m 在本實施例中是可選的並且在本發明的其他實施例中可 被省去^ 消去後ΐ延遲了的信號X」[k]被耦合至提供可變增益Gv

21 201136221 452上產生經放 增益級458。最終增益級458在輪出節點 大的輸出信號Y[k] (「經放大信號」）。 中繼器410包括通道估計區塊45〇，該通道估計區塊㈣ 操作以估計回饋通afh[k]及計算對回饋㈣的估計以用於 回波消去的㈣。在本實施例中，經回波消去的輸出信號 y[k]被用作用於通道估計的引導頻信號或參考信號。輸出 信號y[k]受可調整延遲D2的作用，其將在以下將更詳細 地描述。通道估計區塊450亦接收該接收信號x[k]作為輸 入化號。通道估計區塊450使用預定義的通道估計演算法 (Alg)和儲存著的係數來計算回饋通道估計A。由此 計算出的回饋通道估計A被耦合至回饋信號估計計算區塊 462。回饋信號估計計算區塊462執行回饋通道估計A'與接 收濾波器「rx濾波器」及與延遲了的引導頻信號y, [k]的迴 紅以產生回饋信號估計办]。該迴旋使用接收渡波器來確保 被用於回波消去的回饋信號估計呈現出與受相同接收滤 波器443作用的接收信號x[k]相同的信號特性。回饋信號 估计細被耦合至加法器444以自接收信號中扣除該回饋信 號估計取]’以便實現對接收信號的回波消去。 根據本發明的一個態樣，經由基頻干擾消去來增進有效 隔離’在基頻干擾消去中，回饋信號是在中繼器設備的基 頻處被估计並消去的，如以上所描述一般。因此，基頻干 擾消去允許中繼器增益得以增大。因此，有效的消去要求 非常準確的回饋通道估計。大體而言，回饋通道估計越準 確’消去的程度就越高並且因此有效隔離的程度就越高。 22 201136221 若正被用作引導頻信號或參考信號的信號不具有循環 字首，則頻域通道估計就會因缺少正交性而遭受降級。在 諸如中繼器410之類的放大並轉發中繼器中，輸出信號 被用作參考信號，並且由於輪出信號对让]具有與輸入信號 (亦即，遠端信號S [k])相同的形式，因而用於通道估計 的參考信號不大可能具有所要求的結構（循環字首此 環土兄中的頻域通道估計遭受與在其中通道長於循環字首 的OFDM系統中所經歷的該等效應類似的各種效應。在此 處所考慮的極端狀況中，循環字首不存在並且整個回饋通 道扮演過度延遲展開通道的角色。來自此類情景的降級在 本領域中有文件記栽。當實際通道具有延遲時，該降級尤 其劇烈。為了有效地將頻域通道估計應用於中繼器回饋通 道估計’需要緩減過度延遲展開的問題。 在頻域通道估計十，輸出信號y(t)被用作引導頻信號並 且返端信號s⑴被作為雜訊來對待。回饋通道估計纟⑺是經 由以下程序（procedure )獲得的。首先，引導頻信號y[k] 的N個接連的取樣受N點快速傅立葉變換（FFT )作用以 產生N個取樣，表示為Y[n]，n=0…N-b類似地，接收 信號x[k]的N個接連的取樣受n點FFT作用以產生N個 取樣，表不為X[n]。第二’將「p」個輸入取樣和輸出取 樣的區塊收集到一起。使用以下方程式將每個頻域取樣處 理成取樣Z[n]: 「】=IPkZhyk[n]HXk[ri] ln]~ ELoir.NP , 23 201136221 其中η是音調的索引並且P是區塊索引。最後，Z[n]的 N個取樣受N點傅立葉逆變換（IFFT )作用以獲得回饋通 道估計叾。 在本實施例中並且如圖4中圖示，提供可調整或可變延 遲D2的延遲元件460被引入發射信號y[k]中，並且延遲 了的發射信號y’ [k]被用作用於通道估計及用於回波消去 的參考信號或引導頻信號。引入可調整的延遲D2具有使 被用於通道估計的參考序列提前以使得有效回饋通道相 對於有任何可調整延遲被引入之前的通道被「左」移了的 效果。換言之’延遲D2具有使要被估計的通道提前的效 果。 回饋通道h[k]中的批$延遲具有增大通道的有效「過度 延遲展開」的效果。可變延遲D2具有校準去除回饋通道 中的批量延遲由此使過度延遲展開對回饋通道的影響最 小化的效果《藉由恰當地調整延遲D2，極大地降低了輸入 信號中正交性喪失的影響’ it道估計得以改良並且中繼器 的效能亦得以增強。 啟動時調整並且在中繼器操作 根據本發明的一些實施例 饋通道的延遲特性上的變化。 來調諧或調整延遲D2。亦即 欲的增益和中繼器效能為止。 可調諧延遲D2是在中繼器 時週期性地調諧以計及回 在—個實施例中，藉由搜尋 調整延遲D2，直至獲得所 3.使用插入引導頻的雙級回波消去 對於使用干擾消去的中繼器而言 需要極其準確地估計 i S) 24 201136221 回饋通道，如此回饋信號（或「洩漏信號」）才能被估計 並扣除掉。在以上所描述的實施例中，以將所發射的（經 放大）信號用作參考信號或引導頻信號的方式來執行通道 估计。如此配置時，對引導頻結構沒有任何控制並且通道 估計效能受正被放大的信號的結構的影響。通道估計準確 性對經放大信號的統計特性（動態、時間相關性、等等） 特別敏感。在諸如大延遲展開或者存在多個中繼器之類的 一些情景中，未知的引導頻結構可能會限制可達成的中繼 器增益。 [S] 根據本發明的一些實施例，回波消去中繼器為了通道估 計的目的而使用插入引導頻。亦即，已知的引導頻信號被 插入至回波消去中繼器的所欲發射信號中，並且所插入的 引導頻信號被用作用於通道估計的參考信號而不是將發 射仏號用作參考信號。將已知的插入引導頻用於通道估計 提供了許多優點，包括對來自基地台的多徑延遲展開的穩 健性及對來自相鄰中繼器的干擾的穩健性。在操作中，中 繼器發射所欲發射信號加插入引導頻。該引導頻被自該中 繼器接收到此複合發射信號的設備感知為雜訊。為了確保 此被感知到的雜訊足夠低，插入引導頻的功率位準被選擇 成充分低於所欲發射信號的功率位準。然而’該引導頻信 號的功率位準亦被選擇成大於背景雜訊以確保插入引導 頻能夠有效地在通道估計中使用。在一個實施例中，引導 頻信號的功率位準被選擇成低於所欲發射信號並且是該 所欲發射信號的函數。在另—實施例中，q導頻信號的功 25 201136221 欲的發射信號並且是該所欲發射 率位準被選擇成低於所 信號與中繼器的增益的函數。 為了以將插入引導頻用作參考信號的方式來進行回饋 通道估計的㈣’將所欲發射信號被回饋㈣分作為雜訊 來對待。在通道估計上達成所欲SINR 要的取平均的 程度對於任何合理的非靜態通道而言均是過分的。此狀況 嚴重地限制了將插人引導頻用作估計回饋通道的手段的 σ用丨生。根據本發明的實施例，在將插入引導頻用於通道 估汁的回波消去中繼器中實施雙級回波消去方案。該兩級 肖去方案操作以使為在回饋通道估計上獲得所欲SINR所 =需的取平均的量最小化，由此使得能夠在回波消去中繼 器中將插入引導頻用於通道估計。以下參閱圖5和圖6來 更詳、’、田地描述使用插入引導頻的回波消去中繼器中的雙 級回波消去方案的詳情。 |^| 5 ^ 疋根據本發明的一個實施例的採用插入引導頻來實 把又級回波消去的中繼器的方塊圖。圖6圖示了根據本發 ^的個實施例的採用插入引導頻的中繼器的輸入信 號輪出信號和回饋信號的功率位準。首先參閱圖6，當 使用括 _ 入力導頻時，由中繼器6 1 0接收到的輸入信號（表 不為作號「γ、 x」）變成遠端信號（R)加上回饋發射信號（TF) 上回饋弓丨導頻信號（Pf )。亦即，x=Tf+Pf+r。中繼器

610 φΑ I 出k號’或正由中繼器發射的經放大信號（表示 為信號「V、β 1」）疋所欲發射信號Τ加上引導頻信號ρ。亦即， Υ=Τ+ρ 0 26 201136221 現在將參閲圖5來描述本發明的雙級回波消去方案。參 閱圖5，實施雙級回波消去方案的中繼器51〇包括用於執 行第1級回波消去的第一回波消去器512及用於執行第2 級回波消去的第二回波消去器53〇。第一回波消去器512 接收到接收信號x (節點502 )和發射信號T (節點506 ) 作為輸入信號。第一回波消去器512亦自通道估計區塊520 接收當前可用的回饋通道估計A (節點508 )。該當前可用 的回饋通道估計可以是合理的回饋通道估計或者是來自 通道估計區塊520的最新近的回饋通道估計6。該當前可 用的回饋通道估計被用來預測回饋發射信號TF。預測的回 饋發射信號TF本質上是所欲發射信號丁與最新近的回饋 通道估計6的迴旋。在第一回波消去器5 12中，自收到信 號X中扣除由此預測並重構出的回饋發射信號TF，從而僅 留下遠端信號R和回饋引導頻信號PF。實務上，可能有一 些與第一回波消去相關聯的雜訊並且結果並非正好是 R+PF ’但是非常接近R+PF。回饋引導頻信號PF是插入引 導頻與回饋通道的迴旋。隨後，經修改的收到信號（R+PF ) 連同插入引導頻P —起被提供給通道估計區塊520並且被 用於通道估計以獲得更新的回饋通道估計A。因為插入引 導頻與遠端信號完全不相關，因而獲得了非常準確的回饋 通道估計。 隨後，行進至雙級回波消去方案的第2級回波消去（第 二回波消去器530 )，更新的回饋通道估計A被用來預測回 饋發射信號TF和回饋引導頻信號PF。為此目的，第二回[s] 27 201136221 波消去器530接收到接收信號χ(節點5 02 )、發射信號（節 點5 06 )和引導頻信號ρ (節點504 )。第二回波消去器530 亦自通道估計區塊520接收更新的回饋通道估計ί。第二 回波消去器530使用更新的回饋通道估計Α來計算對回饋 發射k號TF的更準確的預測。重構並且自收到信號X中 扣除預測出的回饋發射信號TF和回饋引導頻信號pF以恰 好產出遠端信號R。在由中繼器放大之後，諸如在經由具 有增益G的增益區塊533放大之後，就獲得具有高準確性 的經回波消去的放大了的遠端信號T。在中繼器510中， 所欲發射信號T被添加以由引導頻插入單元535產生的引 導頻信號P並且隨後作為複合發射信號γ( γ=τ+ρ )自中 繼器發射出去》 在另一實施例中，迭代地重複該兩個消去級，其中第一 級將第二級所使用的最新近的回饋通道估計用作當前可 用的通道估計。通道估計區塊在連續的基礎上基於接收信 號的新的傳入取樣來產生更新的回饋通道估計。根據本發 明，藉由使用具有插入引導頻的雙級回波消去方法就能達 成高度準確的回波消去和高中繼器增益。 t S) 再次參閱圖6,假定中繼器610將接收到的遠端信號R 放大70 dB並且插入功率比經放大的遠端信號τ低2〇犯 的引導頻p。假定在施主天線與覆蓋天線之間有4〇 dB的 隔離’插入引導頻以比遠端信號高10 dB的功率位準洩漏 返回（PF)’並且所欲發射信號以比遠端信號高3〇dB的功 率位準洩漏返回（Tf)。假定要求通道估計SINR接近5〇犯 28 201136221 以便達到可谷忍的殘留消去誤差。在一級消去辦法中，通 道的初始SINR為-20 dB，（因為插入引導頻比扮演雜訊角 色的所欲發射信號低20 dB )，並且因此由於目標SINR為 50 dB，因而需要有70 dB的額外處理增益（其中的大部分 經由加量地取平均來獲得）以達到所欲的通道估計sinr。 在兩級消去辦法中，首先扣除掉回饋的發射信號Tf，所以 通道的初始SINR為1〇 dB，並且因此僅需要4〇 dB的處理 增益。因此，該兩級消去使得額外的取平均量能夠大致等 於插入引導頻與所欲發射信號的發射功率位準之差（2〇 dB)所要求的取平均丨的減量使得插入引導頻辦法能夠 變得穩健以便應用在甚至具有回饋通道時間變動的中繼 器中。 在以上所描述的實施例中，雙級回波消去方案在第一級 中消去回饋發射信號TF以獲得更準確㈣道估計，並且隨 後該雙級回波消去方案在第二級中使用更新的回饋通道 估計來消去回饋發射信號Tf和回㈣導頻信號卜以獲得 遠端信號。使用插入引導頻以在中 仗甲繼中實現回波消去的 其他消去方案是可能的。圖7是根 很據本發明的替代實施例 的採用插入引導頻來實施雙級 wβ去的中繼器的方塊 圖。圖5和圖7中相似的元件被 丁相似的7G件符號以簡 化討論。 參閱圖7 ’根據本發明的實施雙 叉級回波消去方案的中繼 器560包括用於執行第i級回 c ^ A 均去的第一回波消去器 512及用於執行第2級回波消去的笛_ S} J弟一回波消去器570。[ 29 201136221 第一回波消去器512接收到接收信號χ (節 ) 2 )和發^ 射信號τ (節點506)作為輸入信號。第— w /反咱去器5 12 亦自通道估計區塊520接收當前可用的回饋通道估吁石。 該當前可用的回饋通道估計可以是合理的回饋通道估計 或者是來自通道估計區塊520的最新近的回饋通道估計 A。該當前可用的回饋通道估計被 Tf °在第一回波消去器5 12中，自 用來預测回饋發射信號 收到信號X中扣除由此 預測並重構出的回饋發射信號TF，從而僅留下遠端信號R 和回饋引導頻信號PF作為第一經回波消去的信號。回饋引 導頻信號PF是插入引導頻與回饋通道的迴旋。隨後，該第 一經回波消去的信號（R+PF)連同插入引導頻p—起被提 供給通道估計區塊520並且被用於通道估計以獲得更新的 回饋通道估計A。因為插入引導頻與遠端信號完全不相 關’因而獲得了非常準確的回饋通道估計。 隨後，在第2級回波消去處，第二回波消去器57〇自第 一回波消去器512接收第一經回波消去的信號（R+Pp)。 第二回波消去器570亦接收引導頻信號及更新的回饋通道 估计。第一回波消去器570使用該更新的回饋通道估計石來 預測回饋引導頻信號Pf。重構並自第一經回波消去的信號 (r+pf )中扣除預測出的回饋引導頻信號Pf以恰好產出遠 知仏號R。在由中繼器放大之後，諸如在經由具有增益G 的增益區塊533放大之後，就獲得具有高準確性的經回波 消去的放大了的遠端信號在中繼器56〇中所欲發射 仏號τ被添加以由引導頻插入單元535產生的引導頻信號 30 201136221 Μ且隨彳4作為複合發射信號Y，p自中繼器發射出去。 與圖5中實施的雙級回波消去方案相比，圖7中實施的 °波4去方案被簡化，因為第二回波消去器僅預測和 σ貝弓I導頻4號。儘管圖7中實施的雙級回波消去方 案可此略微不準峰，因為回饋發射信號使用當前可用 的道估計來預測的’而該當前可用的回饋通道估計 可flb是亦可1不疋最準4的或最新更新的回饋估計通 ^ ;'而在大多數狀況下，圖7的雙級回波消去方案將 提供充i準4的結果。另外，當由第—級將第二級所使用 的最新近的回饋通道估計用作當前可用的通道估計的方 式迭代地重複該兩個消去級時，能夠極大地改良回波消去 的準確性。 4.插入引導頻構造 對於使用干擾消去的中繼器而言，需要極其準確地估計 回饋通道，以使得回饋/洩漏信號能被扣除掉。為回饋通道 估計的目的而使用插入弓丨導頻具有一些優點，包括對來自 基地台的多徑延遲展開的穩健性及對來自相鄰中繼器的 干擾的穩健性。在本描述中，僅討論中繼器的下行鏈路傳 輸，但是本討論亦適用於上行鏈路傳輸。當使用插入引導 頻時，中繼器發射所欲發射信號（經放大的遠端信號）加 上插入引導頻。該引導頻被自該中繼器接收到複合發射信 號的設備感知為雜訊。 在本發明的一些實施例中，提供了插入引導頻的結構及 用於構造插入引導頻以供在回波消去中繼器中用於通道[S1 31 201136221 估計的方法。當根據本文中的方法來構造時，插入引導頻 具有對於通道估汁而言有利的所欲功率、頻譜特性及資料 結構。在一些實施例中，由於該引導頻將被末端設備感知 為雜訊，因而參考發射信號的功率來控制該引導頻信號的 功率位準’以使得引導頻功率將不會引入畸變。在其他實 施例中，如此構造引導頻，以使得其具有與經放大信號相 同的頻譜特性。最後，在其他實施例中，引導頻被構造成 具有有助於通道估計程序的性質和資料結構。在一個實施 例中.，使用具有循環字首的OFDM結構來構造引導頻。 圖8是根據本發明的一個實施例的中繼器和引導頻構造 系統的方塊圖。回波消去中繼器710接收到接收信號或輸 入信號X (節點702 )並產生要被發射的輸出信號或經放 大信號Y (節點740 )。在回波消去中繼器710中，提供了 引導頻構造單元762以將引導頻p引入至輸出信號γ。更 特定而言，在中繼器710中，回波消去器760自收到信號 X產生所欲發射信號T。由引導頻構造單元762產生的引 導頻P (節點704 )被添加至此所欲發射信號T (加法器 763 )以產生輸出信號γ，諸如γ=τ+Ρ。在圖8中進一步 圖示引導頻構造系統的詳情。在本圖示中，發射信號被假 定為多載波信號並且因此引導頻信號被構造為具有Ν個載 波的多載波信號。當然，引導頻信號亦可以被構造為單載 波信號，諸如當發射信號是單載波信號時便是如此。 在多載波信號的狀況下，引導頻構造單元762包括用於 载波1至Ν中的每個載波的引導頻產生器764a至引導頻[s) 32 201136221 產生器764η。為每個載波產生載波引導頻信號Ρι至pN， 並且將載波引導頻信號P!至Pn加總在一起（加法器766 ) 以形成引導頻信號P。如下產生用於給定載波的引導頻信 號。 根據本發明的一個實施例，代表引導頻產生器764a至引 導頻產生器764η中的任何一個引導頻產生器的引導頻產 生器764χ使用具有循環字首的〇FDM資料結構來構造插 入引導頻P。當使用FFT/IFFT演算法（頻域通道估計）時， 具有循環字首的OFDM資料結構的使用具有對回饋通道估 计而a特別有益的特徵。具體而言，可以如所願地最佳化 跨曰調的功率分佈（例如，可以跨頻帶地跳躍單個音調或 者音調群組）。在引導頻產生器764χ中，引導頻符號單元 774提供關於〇FDM資料結構的符號。在其他實施例中， 可以使用用於插入引導頻的其他資料結構。 可以使用預定的種子或者攪頻序列來對具有該〇fdm結 構的引導頻符號攪頻。在引.導頻產生器76:4χ中，引導頻 攪頻器776提供攪頻序列以在乘法器778處對由引導頻符 號單元774提供的0FDM資料符號攪頻。該攪頻序列可以 賦予中繼器唯一性的識別符。隨後，對於每個正被放大的 載波引導頻由具有所欲的頻譜性質的濾波器780整形》 在-個實施例中’藉由使白雜訊通過效仿發射濾波器的濾 波器的方式來對引導頻進行整形。 為了維持引導頻信號的正確功率，首先經由功率量測和 濾波單元770來估計所欲發射信號τ(節點7〇6)的功率。[s】 33 201136221 在引導頻功率決定單元7 72處決定引導頻信號的功率並參 考此所欲發射信號功率來將該引導頻信號的功率設定至 所欲位準。通常，引導頻信號的功率位準被設定成低於發 射信號的功率位準。在一個實施例中，引導頻信號功率比 發射信號功率低20 dB。在乘法器782處設定經濾波引導 頻的功率。當所欲發射信號由多個載波構成時，量測並估 計每個載波中的所欲發射信號的功率。在（乘法器782) 建立了引導頻信號的功率位準之後，在循環字首插入單元 處插入循環字首以產生特定載波的引導頻信號Px。 本文中所描述的引導頻構造系統具有以下優點。首先， 頻域通道估計在複雜度意義上是可取的，並且若使用循環 字首’則符號間干擾（ISI)和載波間干擾（ICI)會是最 小限度的。因此’使用具有包括循環字首的OFDM結構的 引導頻降低了通道估計的整體複雜度並且不具有中繼器 效能意義上的缺點。 第二’用與已被用來對所欲發射信號進行整形的濾波器 (發射遽波器）相同的濾波器來對引導頻進行濾波是有利 的’因為不需要額外的濾波器，並且確保了引導頻不具有 非所欲的頻譜分量。能夠在中繼器開始放大傳入信號之前 就產生引導頻，因此在中繼器操作期間，發射濾波器將僅 被用於對-輸出信號進行整形而不用於對引導頻進行整形。 第三’將引導頻功率維持在比所欲發射信號的功率低給 定量處以使得輪出SINR不會不必要地降級是關鍵的。使 用滤波器來追蹤所欲發射信號的功率並且基於此濾波得 34 201136221 到的值距開地設置引導頻功率具有以下優點：能夠調諧濾 波器係數’以使得引導頻功率有效地追蹤所欲信號功率而 同時中繼器保持相對穩定.另外，在每載波的基礎上構造 插入引導頻具有以下優點：引導頻功率將跨頻率地追蹤所 欲信號功率。 最後，使用預定的種子對引導頻符號攪頻允許插入引導 頻能被其他中繼器（或設備）用作偵測中繼器的存在的參 考。引導頻亦可被用於將有用資訊（例如，發射功率/増益） 訊令通知附近的其他中繼器/設備。 在以上描述中，引導頻產生器764χ實施時域引導頻構 造方案。根據本發明的另一態樣，頻域引導頻構造方案被 用來構造插入引導頻以供在中繼器中使用。圖9是根據本 發明的替代實施例的引導頻產生器的方塊圖。參閱圖9， 引導頻產生器964χ可被用來實施圖8中的引導頻產生器 764a至引導頻產生器764η中的任何一個引導頻產生器。 在頻域引導頻構造方案下，引導頻符號單元974在頻域 中提供具有Μ個資料符號的區塊’其中為每個音調提供一 個資料符號。隨後，該等資料符號由引導頻擾頻器976授 頻。更特定而言’引導頻擾頻器976使用預定的授頻序列 在乘法器975處對該等資料符號攪頻。在一個實施例中， 該攪頻序列可以賦予中繼器唯一性的識別符。隨後，引導 頻功率整形器單元978經由乘法器977提供對經擾頻符號 的縮放以跨所有“個音調地調整資料符號的功率。更特定 而言’跨音調來看，每個資料符號的功率可以有所不同疋 ，[S] 35 201136221 以此對頻域功率1¾丨隹— 。日仃整形。隨後，該等資料符號被提供 給IFFT (快逮傅立繁 、逆變換）濾波器9 8 0以將該等資料符 號轉化成時域信號。 D 4x的後續操作與圖8的引導頻產生器 764x的操作相同。 ^ 首先’為了維持引導頻信號的正確功 率，先經由功率量測和遽波單元770來估計所欲發射信號 (節點706 )的功率β在引導頻功率決定單元m處決定 導頻乜號的功率（引導頻信號的平均功率及引導頻信號 跨音調的功率）並將㈣導㈣號的功率設定至相對於所 :發射L號功率而s所欲的位準。通常，^導頻信號的功 率位準被設定成低於發射信號的功率位準。在乘法器— 處設定引導頻信號的功率。當所欲發射信號由多個載波構 成時’量測並估計每個冑波中的所欲發射㈣的功率。在 (乘法器782)建立了引導頻信號的功率位準之後，在循 環子首插入單兀處插入循環字首以產生特定載波的引導 頻信號Px。 5.寬頻回波消去 根據本發明的另一態樣，一種無線中繼器實施寬頻回波 消去和數位增益控制以達成穩定性和改良的中繼器效 月匕更特疋而5 ’該中繼器採用時域回波消去來實現寬頻 回波消去’採用具有可調整的和可適性的延遲的頻域通道 估計來改良通道估計效能，及採用數位增益控制來監視並 維持中繼器經過基頻增益修改的操作穩定性。如此配置 時’就實現了能夠進行寬頻回波消去、具有改良的通道估 36 201136221 計效能和改良的穩定性的無線中繼器。 圖ίο是根據本發明的一個實施例的實施寬頻回波消去 的中繼器的方塊圖。參閱圖10，回波消去中繼器ι〇ι〇在 第-天線1115上接收要被中繼的遠端信號叫並且在第 一天線1120上產生要被發射的輸出信號Y[k]。中繼器ι〇ι〇 包括耦合至第-天線1115的第一前端電路1〇12，耦合至 第二天線1120的第二前端電路1〇16，及麵合在第一前端 電路與第二前端電路之間的中繼器基頻區塊1〇14。注意， 中繼器1010被配置成使得該電路系統（例如，第一前端 電路HH2’第二前端電路1〇16)能_合至合適的天線 以進行特定的通訊（前向或反向鏈路）。 第一前端電路1012和第二前端電路1〇16併入了用於實 施無線中繼器的接收和發射功能的數位和類比前端處理 電路系統。基本上’第-前端電路1012和第二前端電路 1016包括中繼器1010裏的位於中繼器基頻區塊之外 的電路系統。在一個實施例中’第一前端電路1012和第 二前端電路而6各自包括在一般的無線接收機和發射機 :使用的數位和類比前端處理電路系統。接收機/發射機前 端處理電路系統可包括可變增益放大器、濾波器、混頻 器、驅動器及數位信號處理器。中繼器前端電路1012、中 ㈣前端電路刪的具體實施例對於實施本發明而言並 不是關鍵的，並且任何目前已知的或者待開發的接收機/ 發射機前端處理電路系統均騒制在本發明的益 繼器中。 IS) 37 201136221 中繼器1010包括在其中實施通道估計、基頻回波消去 及增益控制操作的中繼器基頻區塊1〇14。圖10中圖示了 中繼器基頻區塊1014的詳情。中繼器基頻區塊1〇14接收 一接收信號x[k]並產生輸出信號y[k]。接收信號x[k]是要 被中繼的遠端信號S[k]與因第一天線U15同第二天線 1120之間的回饋通道產生的回饋信號的總和。在操作中， 自服務天線返回施主天線的信號洩漏導致輸出信號Y[k] 的一部分在遠端信號S[k]被中繼器接收到之前經由回饋通 道浪漏返回並且被添加至該遠端信號s[k]。因此，中繼器 1010實際上接收到作為遠端信號s[k]與回饋信號的總和 的接收信號X[k] ’其中該回饋信號基本上是輸出信號 的經衰減版本。作為回波消去中繼器的中繼器1〇1〇操作 以估計此回饋信號以消掉接收信號中的非所欲回饋信號 分量。 在中繼器基頻區塊1014中，輸入節點1130上的接收作 號x[k] (「輸入信號」）被耦合至接收濾波器U32 (「Γχ渡 波器」）。在一個實施例中，接收濾波器u 32是可調諧的數 位基頻接收濾波器，以使得能夠對收到波形進行合適的減 波。另外，接收濾波使得能夠選擇性地放大收到波形。 經滤波的接收信號被耦合至實施時域回波消去的回波 消去器。時域回波消去具有能實現寬頻（亦即，大頻寬） 回饋信號消去而同時使經過中繼器的延遲維持在少量的 優點。在本實施例中，回波消去器包括加法器u 34，該加 法器1134操作以自經濾波接收信號中扣除回饋信號估計▽ 38 201136221 細。只要回饋信號估計扣]是準確的’則非所欲回饋信號就 自接收信號中被移除並且實現了回波消去。該回饋信號估 計細是由以下更詳細描述的通道估計區塊產生的。 消去後信號xi[k]被耦合經由具有可變延遲D1的可適性 延遲元件1136。根據以上所描述的回饋延遲控制方法來引 入可變延遲D1以控制中繼器延遲並微調通道估計效能。 更特定而言’可適性地引入可變增益D1以減少輸出信號 Y[k]與运端信號s [k]之間的相關，由此改良回饋通道估計 和中繼器效能。在本實施例中，可變延遲D1是在回波消 去之後引入的。在其他實施例中，可變延遲D1是在中繼 器的前饋部分中的任何點處引入的。详言之，在一個實施 例中’在回波消去之前將可變延遲D1引入中繼器電路中。 消去後且延遲了的信號x"[k]被耦合至提供可變增益Gv 的可變增益級1138。由增益控制區塊115〇控制可變增益 級1138以經由基頻增益修改來調整中繼器ι〇ι〇的增益。 在本實施例中，增益控制區塊115〇實施數位增益控制並接 收延遲了的經回波消去的輸出信號y,[k]作為引導頻信 號。增益控制區塊U5〇監視引導頻信號並經由一或多個增 益控制度量來決定中繼器1〇1〇的穩定性。增益控制區塊 ⑽以維持中繼器ΠΗ0的操作穩定性的方式來調整可變 增益級1138的增益值Gv。增益控制區塊ιΐ5〇能夠提供快 逮振盪伯測以確保中繼器的穩定性受到良好的控制。 放大了的經回波消去的信號被耗合至發射遽波器U40 (「tX遽波器」）以在輸出節點_上產生輸出信號yWe[s] 39 201136221 在一個實施例中，發射濾浊 〜皮is 1140疋可調諸的數位基頻發 射遽波器，以使得能夠對晰欢 外耵所發射波形進行合適的濾波。來 自中繼器基頻區塊1014的鈐山户站 ^ ^ 的輸出仏说y[k]被麵合至第二刖 端電路1016以作為最终輪屮产沾ΛΛΓ1 Ί 、袍出k唬Y[k]在第二天線1120上 發射。 中繼器基頻區塊1014包括通道估計區塊，該通道估計 區塊操作以估計表示》_的回饋通道並且計算對回饋信 號的估計以用於回波消去的目的。在本實施例中，通道估 計區塊包括通道估計電路i 148。回波消去器包括回饋信號 估計計算區塊1146，該回饋信號估計計算區塊丨146使用 來自通道估計電路1148的回饋通道估計來計算回饋信號 估計。經回波消去的輸出信號y[k]被用作用於通道估計、 用於回饋仏號估計及亦用於數位增益控制的引導頻信號 或參考信號。在本實施例中，輸出信號y[k；|受由可調整的 延遲元件1144提供的可調整延遲D2的作用。可調整延遲 D2疋根據以上所描述的引導頻延遲控制方法來引入的，並 且具有使被用於通道估什的參考序列提前以使得有效回 饋通道相對於有任何可調整延遲被引入之前的通道「左」 移了的效果。換言之，延遲D2具有使要被估計的通道提 前的效果。以上描述了引入可調整延遲D2的益處，並且 大體而言，經由延遲D2來使要被估計的通道提前之手段 藉由校準去除回饋通道中的批量延遲而改良了中繼器效 能0 在中繼1§基頻區塊1014中’通道估計電路114 8接收延 【S3 40 201136221 遲了的經回波消去的信號y，[k]作為引導頻信號並且亦接 收該接收信號x[k]作為輸入信號。通道估計電路ιΐ48使用 預定義的通道估計演算法（Alg)和儲存著的係數Nb來計 算回饋通道估計s。在一個實施例中，通道估計電KBn48 採用頻域通道估計。由此計算出的回饋通道估計纟被耦合 至回饋信號估計計算區塊1146。回饋信號估計計算區塊 1146執行回饋通道估計6與揍收濾波器「Γχ濾波器」及與 引導頻信號y’[k]的迴旋以產生回饋信號估計細。該迴旋使 用接收濾波器來確保被用於回波消去的回饋信號估計呈 現出與受相同接收濾、波器443作用的接收信號x[k]相同的 信號特性。回饋信號估計細被耦合至加法器u34以自接 收信號中扣除該回饋信號估計钿，以便實現對接收信號的 回波消去。 如此構造時，中繼冑1010經由基頻干擾消去增進了施 主天線與服務天線之間的有效隔離。經由使用可適性延遲 D1所實現的輸出信號與遠端信號之間增進的解相關及被 :通道估彳回饋仏號估計和增益控制的延遲了的引導 頻信號（延遲叫操作以改良通道估計效能，由此改良了 基頻干擾4去的準確性。準確的基頻干擾消去允許中繼器 增益得以增大°有了準確的寬頻回波消去，中繼器1〇10 能夠以比之一般的φ他as # , 中繼Is 5又備而言很高的增益水平來操 作。 在圖10中圖不的實施例中，中繼器基頻區塊1〇14的諸 元件採用了給定的佈置。舉例而言，可適性延遲元件1136 41 201136221 繼以可變增益級1138並隨後繼以發射濾波器1140。在本 發明的其他實施例中，中繼器基頻區塊1014的該等元件 能夠採用其他配置來實現相同的通道估計和回波消去功 能。中繼器基頻區塊1014中的元件的佈置的確切次序對 於本發明的實施而言並非關鍵。在一個實施例中，可變增 益級1138被放置在發射濾波器1140之後。在另一實施例 中’可適性延遲元件1136被放置在可變增益級U38之後 戈者發射遽波11 4 0之後。亦即，可適性延遲元件11 3 6 能被放置在消去後信號路徑中的任何地方。另外，在其他 實施例中，可適性延遲元件丨136亦能被放置在中繼器的前 饋部分中回波消去之前的地方。 在一個實施例中，遠端信號具有多個載波並且接收濾波 器1132和發射濾波器ι14〇被調諧成提供窄頻或寬頻回波 消去。 本領域技藝人士將理解，資訊和信號可使用各種不同技 術和技藝中的任何技術和技藝來表示。舉例而言：貫穿上 文說明始終可能述及資料、資訊、信號、位元、符號、碼 片、指令和命令。該等說明可由電壓、電流、電磁波、磁 場或磁粒子、光場或光粒子、或其任何組合來表示。 ^上述實施例中的-或多個實施例中，所描述的功能和 過程可以在硬體、軟體、動體、或其任何組合中實施。若 =體中實施，則各功能可以作為―或多個指令或代碼儲 2電腦可:取媒體上或藉其進行傳送。電腦可讀取媒體 包括電腦儲存媒體和通訊媒體兩者，通訊媒體包括促進電[s] 42 201136221 腦程式自-地向另-地轉移的任何媒體。儲存媒體可以是 能被電腦存取的任何可用媒體。舉例而言（但並非限制）， 此類電腦可讀取媒體可包含Ram、r〇m、ee刚M、 CD-ROM或其他光碟儲存器、磁碟儲存器或其他磁性儲存 設備、或能被用來權帶或儲存指令或資料結構形式的所欲 程式碼且能被電腦存取的任何其他媒體。如本文中所使用 的磁碟（disk)和光碟（disc)_縮光碟（CD)、鐳射 先碟 '光碟、數位多功能光碟（DVD)、軟碟和藍光光碟， 其中磁碟（disk )往往以磁性方式爯次 Γ王乃式再現貝枓，而光碟（disc) 用錯射以光學方式ffi Jg ^ 1_、_L、 尤子万式再現身枓。上逑的組合亦應被包括在電 腦可讀取媒體的範疇内。 尽又甲所用術語「控制邏輯」適 用於軟體（其中功能性由儲存在 租仔隹機15可項取媒體上的將藉 由使用處理器來執行的指入歩 丁的“來實施）、硬體（其中功能性 精由使用電路系統（諸如邏輯閘門）來實施）——盆中今 Γ系統被配置成針對特"人提供衫輸出及㈣β :功能性藉由使用可重程式編寫電路系統來實施），並； μ適用於軟體、硬體和韌體，的—或多者的組合。 對於韌體及/或軟體實施例 等方法體系可用執行本文 〒描逑的功能的模組（例 飞^咕 右 j如私序、函數等等）來實施。 有$地實施指令的任何機 俄盎了唄取媒體可用於實施本文 中所描述的方法體系。舉 如行動站或中繼器的記传體之類的體代碼可被儲存在例 内邱〇 冑理^執…己憶體可以實施在處理器 内部或處理器外部。如本 乂杌便用的，術語「記憶體」代 43 201136221 表任何類型的長期記憶體、短 Λ。己隐體、揮發性記憶體、 非揮發性記憶體、或苴他紀愔 八 0 ‘议體，而並不限於任何特定類 型的記憶體或特定數目的—陰 ㈣^ , 體、或記憶體儲存在其上的 媒體的類型。 而且，電腦指令/代碼可經由實體傳輸媒體上的信號自發 射機傳向接收機傳送。舉例而言，若軟體是使用同軸電 纜、光纖電境、雙絞線、數位用戶線（dsl)、或諸如紅外、 無線電及微波之類的無線技術的實體元件自網站、祠服 器、或其他遠端源傳送而來的。上述的組合亦應被包括在 實體傳輸媒體的範脅内。 此外’提供先前對所揭示的實現的描述是為了使本領域 任何技《人士均此製作或使用本發明。對該等實施例的各 種修改對於本領域技藝人士將是顯而易見的，並且本文中 定義的普適原理可被應用於其他實施例而不會脫離本發 明的精神或範疇。由此’本發明並非意欲被限定於本文中 所示的特徵，而是應被授予與本文中揭示的原理和新穎性 特徵一致的最廣義的範疇。 【圖式簡單說明】 圖1是根據先前技術的中繼器的簡化圖式。 圖2圖不根據本案的一些實施例的中繼器環境的圖式。 圖3Α是根據本發明的一個實施例的實施回饋延遲控制 的回波消去中繼器的方塊圖。 圖3 B疋根據本發明的替代實施例的實施回饋延遲控制 201136221 的回波消去中繼器的方塊圖。 圖4是根據本發明的一個實施例的實施引導頻延遲控制 的回波消去中繼器的方塊圖。 圖5是根據本發明的一個實施例的採用插入引導頻來實 施雙級回波消去的中繼器的方塊圖。 圖6圖示了根據本發明的一個實施例的採用插入引導頻 的中繼器的輸入信號、輸出信號和回饋信號的功率位準。 圖7是根據本發明的替代實施例的採用插入引導頻來實 施雙級回波消去的中繼器的方塊圖。 圖8是根據本發明的一個實施例的中繼器和引導頻構造 系統的方塊圖。 圖9是根據本發明的替代實施例的引導頻產生器的方塊 圖。 圖1 〇疋根據本發明的一個實施例的實施寬頻回波消去 的中繼器的方塊圖。 【主要元件符號說明】 110 中繼器 115 施主天線 120 服務天線 125 基地台 130 行動設備 135 前向鏈路電路系統 140 反向鍵路電路系統/遠端信 45 操作環境 中繼器 施主天線 服務天線 回饋路徑 基地台 路徑 行動設備 回波消去中繼器 輸入節點 加法器 加法器 延遲元件 增益級 通道估計區塊 回饋信號估計區塊 輸出節點 信號路徑 延遲元件 中繼器 輸入節點 加法器/接收濾波器 接收濾波器 加法器 rt 46 201136221 446 延遲元件 447 增益控制區塊 448 可變增益級 449 發射濾波器 4 5 0 通道估計區塊 452 輸出節點 454 信號路徑 458 最終增益級 460 延遲元件 462 回饋信號估計計算區塊 502 節點 504 節點 5 06 節點 508 節點 510 中繼器 512 第一回波消去器 520 通道估計區塊 530 第二回波消去器 533 增益區塊 535 引導頻插入單元 560 中繼器 570 第二回波消去器 610 中繼器 m 702 節點 47 201136221 704 節點 706 節點 710 回波消去中繼器 740 節點 760 回波消去器 7 62 引導頻構造早元 763 加法器 764a 引導頻產生器 764η 引導頻產生器 764χ 引導頻產生器 7 66 加法器 770 濾波單元 772 引導頻功率決定單元 774 引導頻符號單元 776 引導頻攪頻器 778 乘法器 780 濾波器 782 乘法器 964χ 引導頻產生器 974 引導頻符號單元 975 乘法器 976 引導頻攪頻器 977 乘法器 978 引導頻功率整形器單元 [S] 48 201136221 980 IFFT (快速傅立葉逆變換）濾波器 1010 中繼器 1012 第一前端電路/中繼器前端電路 1014 中繼器基頻區塊 1016 第二前端電路/中繼器前端電路 1115 第一天線 1120 第二天線 1130 輸入節點 1132 接收濾波器 1134 加法器 1136 可適性延遲元件 1138 可變增益級 1140 發射濾波器 1142 輸出節點 1144 延遲元件 1146 回饋信號估計計算區塊 1148 通道估計電路 1150 增益控制區塊 49

Claims (1)

1. 201136221 七、申請專利範圍： 1. 一種用於構造一引導頻信號以供在一無線中繼器中使 用的引導頻構造设備’該中繼被配置成向一發射信號添 加該引導頻信號以供發射，該設備包含： 一或多個引導頻產生器，每個引導頻產生器產生與該發射 信號的一單個載波相關聯的一載波引導頻信號，其中該引 導頻構造設備被配置成積由對由該一或多個引導頻產生 器產生的該專載波引導頻信號進行加總来構造該引導頻 信號，其中該一或多個引導頻產生器中的每個引導頻產生 器包含： 引導頻符號單元，用於提供具有—預定資料結構的複數 個資料符號作為該載波引導頻信號； 引導頻授頻器，用於對該複數個資料符號攪頻； 皮器用於對該載波引導頻信號的頻譜性質進行整 形； 弓I導頻功率沐- 位準來一兮皁70，用於相對於該發射信號的-功率 ,°又疋該裁波引導頻信號的一功率位準· 環首插入單元，用於向該載波引導頻信號插入一循 2.如請求項 資料結構。 之設備’其中該預定資料結構包含- OFDM [S) 50 201136221 3 ·如清求項1之設備，其中該引導頻攪頻器被配置成使 用賦予該中繼器一唯一性的識別符的一攪頻序列來對該 複數個資料符號攪頻。 4. 如叫求項丨之設備，進一步包含用於量測該發射信號 中的每個載波的該功率位準的一功率量測單元，該引導頻 功率決定單元用於相對於該發射信號中的該相應載波的 該測传功率位準來控制該載波引導頻信號的該功率位 準以使得該載波引導頻信號的該功率位準追縱該發射信 號中的該相應載波的該功率位準。 5. 如請求項4之設備，其中該功率量測單元包含用於對 該等測得的功率位準值進行濾波的一濾波器。 6. 如請求項4之設備，其中該引導頻功率決定單元被配 置成將該載波引導頻信號的該功率位準設定至低於該發 射信號中的該相應載波的該測得功率位準的一值。 7_如請求項6之設備，其中該引導頻功率決定單元被配 置成將該載波引導頻信號的該功率位準設定成比該發射 k號中的該相應載波的該測得功率位準低至少2〇 dg 8.如請求項1之設備，其中該濾波器具有指示該中繼器 的用於對該發射信號的該等頻譜性質進行整形的—發射 ' ί S ] 51 201136221 遽波器的特性，其中該載波引導頻信號被產生為耳有與兮 發射信號相同的頻譜性質。 9. 一種用於構造一引導頻信號以供在一無線中繼器中使 用的引導頻構造設備’該引導頻信號被添加至一發射作麥 以供在該中繼器的一發射天線上發射，該設備包含： 用於產生與該發射信號的一單個载波相關聯的一载波引 導頻信號的一或多個構件，由該一或多個構件產生的該等 載波引導頻信號被加總以產生該引導頻信號，其中該一或 多個構件中的每個構件包含： 用於提供具有-預定資料結構的複數”料符號作為該 載波引導頻信號的構件； 用於對該複數個資料符號攪頻的構件； 用於對該載波引導頻信號的頻譜性質進行整形的構件. 用於相對於該發射信號的一功率位準來設定該載波引導 頻信號的一功率位準的構件；及 用於向該載波引導頻信號插入—循環字首的構件。 以供在一無線中繼器中使 至一發射信號以供發射， 10. —種用於構造一引導頻信號 用的方法，該引導頻信號被添加 該方法包含以下步驟： 資料符號作為一載波 提供具有一預定資料結構的複數個 引導頻信號； 對該複數個資料符號攪頻； [s] 52 201136221 使用一濾波器來對該載波引導頻信號的頻譜性質進行整 形； 相對於該發射信號的一功率位準來設定該載波引導頻信 號的一功率位準；及 向該載波引導頻信號插入一循環字首以產生一單個載波 的該載波引導頻信號，該引導頻信號是由至少一個載波的 該載波引導頻信號形成的。 11·如請求項10之方法，進一步包含以下步驟： 為該發射信號的一或多個載波中的每個載波產生一載波 引導頻信號；及 將每個載波的該等載波引導頻信號加總以產生該引導頻 信號。 12.如請求項1〇之方法，其中該預定資料結構包含一 OFDM資料結構。 Π•如^求$ 1G之方法’其中對該複數個資料符號授頻之 步驟包含以下步驟：使用賦予該中繼器一唯一性的識別符 的^頻序列來對該複數個資料符號授頻。 曰 月求項10之方法，進一步包含以下步驟： ϊ測該發射信號中的每個載波的該功率位準；及 相對於該發勒· # % | • 5旎中的該相應載波的該測得功率位準來 53 201136221 控制該載波引道^ 一 導頻^唬的該功率位準，以使得該載波引導 '〇 ^ k力率位準追蹤該發射信號中的該相應載波的 該功率位準。 月求項14之方法，進一步包含以下步驟： 在3：測了該發射信號中的每個載波的該功率位準之後，對 該等所測得的功率位準值進行濾波。 16.如明求項14之方法，其中設定該載波引導頻信號的一 功率位準之步驟包含以下步綠：將該載波引導頻信號的該 功率 4立 i£. , 。又疋至低於該發射信號中的該相應載波的該測 得功率位準的一值。 1 7.如請求項16之方法，其中設定該載波引導頻信號的一 功率位準之步驟包含以下步驟：將該載波引導頻信號的該 力率位準5又定成比該發射信號中的該相應載波的該測得 功率位準低至少2〇 dB的一值。 .如明求項1 〇之方法，其中使用一濾、波器來對該載波引 導頻信號的頻譜性質進行整形之步驟包含以下步驟··使用 具有指示該中繼器的用於對該發射信號的該等頻譜性質 進行整形的一發射濾波器的特性的一濾波器來對該載波 引導頻信號的頻譜性質進行整形，由此產生的該載波引導 頻信號具有與該發射信號相同的頻譜性質。 54 201136221 19. 一種用於構造一引導頻信號以供在一無線中繼器中使 用的引導頻信號構造單元，該引導頻信號被添加至一發射 信號以供發射，該設備包含： 一或多個引導頻產生器’每個引導頻產生器用於產生與該 發射信號的一單個載波相關聯的一載波引導頻信號，其中 該引導頻k號構造卓元被配置成藉由對由該一或多個引 導頻產生器產生的該等載波引導頻信號進行加總來構造 該引導頻信號，其中該一或多個引導頻產生器中的每個引 導頻產生器包含： —引導頻符號單元，用於提供頻域中的複數個資料符號作 為該載波引導頻信號，一個資料符號與一個音調相關聯； 一引導頻攪頻器，用於對該複數個資料符號攪頻； 一引導頻功率整形器，用於縮放該等經攪頻的資料符號以 跨該等音調地調整該等資料符號的功率；及 一 IFFT濾波器，用於將該複數個資料符號變換至時域中； 一引導頻功率決定單元，用於相對於該發射信號的一功率 位準來設定該載波引導頻信號的一平均功率位準和該載 波引導頻信號跨該等音調的一功率位準；及 -循環字首插入單元’用於向該載波引導頻信號插入一循 環字首。 2 〇 ·如請求項19 用賦予該中繼器 之。又備，其中該引導頻授頻器被配置成使 一唯一性的識別符的一攪頻序列來對該 [S] 55 201136221 複數個資料符號攪頻。 2 1 ·如印求項i 9之設備，進一步包含用於量測該發射信號 中的每個载波的該功率位準的一功率量測單元，該引導頻 功率決定單元被配置成相對於該發射信號中的該相應載 波的該測得功率位準來控制該載波引導頻信號的該功率 位準’以使得該載波引導頻信號的該功率位準追蹤該發射 信號中的該相應載波的該功率位準。 22·如請求項21之設備’其中該功率量測單元包含用於對 該等測得的功率位準值進行濾波的一濾波器β 23. 如請求項21之設備’其中該引導頻功率決定單元被配 置成將該載波引導頻信號的該功率位準設定至低於該發 射信號中的該相應载波的該測得功率位準的一值。 24. 如請求項23之設備’其中該引導頻功率決定單元被配 置成將該載波引導頻信號的該功率位準設定成比該發射 信號中的該相應載波的該測得功率位準低至少2〇 dB。 25. —種用於構造一引導頻信號以供在一無線中繼器中使 用的引導頻構造設備’該引導頻信號被添加至一發射信號 以供發射，該設備包含： 用於產生與該發射信號的一單個載波相關聯的—載波引[ 56 201136221 導頻信號的一或多個構件，由該一或多個構件產生的該等 載波引導頻信號被加總以產生該引導頻信號，其中該一或 多個構件中的每個構件包含： 用於提供頻域中的複數個資料符號作為該載波引導頻信 號的構件，一個資料符號與一個音調相關聯； 用於對該複數個資料符號攪頻的構件； 用於縮放該等經攪頻的資料符號以跨該等音調地調整該 等資料符號的功率的構件； 用於執行IFFT以將該複數個資料符號變換至時域中的構 件； 用於相對於該發射信號的一功率位準來設定該載波引導 頻k號的一平均功率位準和該載波引導頻信號跨該等音 調的一功率位準的構件；及 用於向該載波引導頻信號插入一循環字首的構件。 26· —種用於構造一引導頻信號以供在一無線中繼器中使 用的方法’該引導頻信號被添加至一發射信號以供發射， 該方法包含以下步驟： 提供頻域中的複數個資料符號作為該載波引導頻信號，一 個資料符號與一個音調相關聯； 對該複數個資料符號攪頻； 縮放該等經攪頻的資料符號以跨該等音調地調整該等資 料符號的功率； 執行IFFT以將該複數個資料符號變換至時域中； 57 201136221 相對於該發射信號的一功率位準來設定該載波引導頻信 號的一平均功率位準和該載波引導頻信號跨該等音調的 一功率位準；及 向該載波引導頻信號插入—循環字首以產生一單個載波 的該載波引導頻信號’該引導頻信號是由至少一個載波的 該載波引導頻信號形成的。 27.如請求項26之方法，進一步包含以下步驟： 為該發射信號的一或多個載波中的每個載波產生一載波 引導頻信號；及 將每個载波的該等載波引導頻信號加總以產生該引導頻 信號。 28.如請求項26之方法，其中對該複數個資料符號攪頻之 步驟包含以下步驟··使用賦予該中繼器一唯一性的識別符 的一攪頻序列來對該複數個資料符號攪頻。 万法，進一步包含以下步驟 29.如請求項26之 星琪該發射信號中的每個載波的該功率位準；及 相對於該發射信號中的該相應载波的該測得功率位準來 :制該载波引導頻信號的該平均功率位準和該功率位 ’以使得該載波引導頻信號的該功率位準追蹤該發射信 號中的該相應載波的該功率位準。 [S] 58 201136221 3〇,如凊求項29之方法，進一步包含以下步驟： , 在里測了該發射信號中的每個載波的該功率位準之後對 該等所測得的功率位準值進行濾波。 31. 如晴求項29之方法，其中設定該載波引導頻信號的一 功率位準之步驟包含以下步驟：將該載波引導頻信號的該 功率位準設定至低於該發射信號中的該相應載波的該測 得功率位準的一值。 32. 如請求項31之方法，其中設定該載波引導頻信號的一 功率位準之步驟包含以下步驟：將該載波引導頻信號的該 功率位準設定成比該發射信號中的該相應載波的該測得 功率位準低至少2〇 dB的一值。 [

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