CN104054328A - 半导体装置、固态图像感测装置和相机系统 - Google Patents

半导体装置、固态图像感测装置和相机系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供可以降低相邻通孔之间传送的信号之间的干扰的半导体设备，抑制通孔数目增加，并且减小安装步骤的数目和安装了传感器的芯片的表面尺寸，从而削减成本。还提供固态成像设备和相机系统。一种半导体设备，具有第一芯片（110）和第二芯片（120），其中，第一芯片（110）和第二芯片（120）具有结合的堆叠结构；第一芯片和第二芯片经过通孔（114）与布线连接；经由对应的通孔，第一芯片（110）将在每个传感器（111）产生的模拟信号经受时间离散化的信号传送至第二芯片；以及第二芯片（120）具有用于通过量化的方式获得数字信号的功能，以及用于以与第一芯片对信号采样的定时不同的定时、对经由通孔从第一芯片传送的信号进行采样的功能。

Description

半导体装置、固态图像感测装置和相机系统
技术领域
本公开涉及具有多个传感器以阵列形式布置的结构的半导体装置、固态图像感测装置和相机系统。
背景技术
对于诸如CMOS图像传感器之类的具有多个传感器以阵列形式布置的结构的半导体装置而言，针对高度发展的信号处理和小型化，已经存在增长的需求。
为了将此实现，例如专利文献1已经提出了将芯片层压在一起以集成具有与以往相同芯片大小的更大信号处理电路的方法。
这种半导体装置具有安放了用于产生模拟信号的传感器阵列的芯片（下文称为模拟芯片）和安放了用于信号处理的逻辑电路的芯片（下文称为数字芯片）的层压结构。
然后，半导体装置通过在模拟芯片中形成的TC（S）V（穿透接触（硅）通孔，Through Contact（Silicon）VIA）将这些芯片连接在一起以便所述芯片一个层压在另一个上面，从而实现小型化。
对于利用这种方法的小型化的挑战是要将关于用于使传感器阵列输出的数据流动的信号路径的电路块划分到上下芯片。
例如，在图像传感器中，上面的系统使用从传感器阵列取回信号的几千条或者更多布线，以便对应于布置在垂直或水平方向上的像素的数目。
为此，需要集中TCV以将其放置在路径中。于是，与TCV中的另一个相邻的TCV中的一个的具有大幅值的信号的变化干扰目标TCV的信号，并且引起信号中的错误。
作为针对这种干扰的对策，在现有技术中，通过TCV传送的信号不限于在电压方向上量化的那些（其使用一条或更多条二进制信号线）。
下文详细描述这些对策。
下文，作为第一对策，针对通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号（即，数字信号）的情况给出描述。然后，作为第二对策，针对通过TCV传送的信号是连续时间并量化的信号的情况给出描述。
首先，针对通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号（即，数字信号）的对策给出描述。
图1是示出使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第一配置示例的图。
半导体装置1具有模拟芯片2和数字芯片3的层压结构。
在层压芯片当中，根据模拟工艺制造的半导体装置1的模拟芯片2具有以阵列形式布置的多个传感器4（-0,-1,...）。
传感器4的输出通过放大器5（-0,-1,...）连接至用于将信号进行时间离散的采样开关6（-0,-1,...）。
这里，如果从传感器4输出的信号的功率充分大，那么传感器4的输出可以直接连接至采样开关，而不经过放大器。
通过采样开关6进行时间离散的信号使用量化器7（-0,-1,...）在电压方向上被量化。
量化器7由多个比较器构成，并且每个量化器将特定的信号电平与输入信号电平进行比较以量化该信号。
这里，量化器7不必须每次完成量化，而可以是配置为执行多个阶段的电路。
在这种处理中数字化的信号通过TCV8（-0,-1,...）传送至数字芯片3，然后由数字信号处理电路9处理。
在这种情况下，通过TCV8传送的信号是电源电平或地（GND）电平的二进制信号，并且信号中不会产生错误，除非信号在大小上减小到电源电压的大约一半。进一步，即使TCV8的寄生电容导致信号中的延迟，也不会在信号处理电路9的设置裕量内出现问题。
接下来，针对通过TCV传送的信号是数字信号的另一配置示例给出描述。
图2是示出使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第二配置示例的图。
在这种情况下，在半导体装置1A中，传感器4的输出信号不直接通过采样开关6进行时间离散，而是通过提供在传感器4附近的SH（sample hold，采样保持）电路10（-0,-1,...）进行时间离散。
SH电路10可以以最简单的方式仅通过开关和电容来实现。
接下来，针对通过TCV传送的信号是数字信号的图2中所示的配置示例应用于图像传感器的情况给出描述。
图3是示出使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第三配置示例的图，并且是示出将图2中所示的配置示例应用于CMOS图像传感器的示例的图。
注意，在图3中，用相同的符号表示与图1和2的那些组成部分相同的组成部分，以方便对于第三配置示例的理解。
主流CMOS图像传感器具有用于每个像素的FD（Floating Diffusion，浮空扩散）放大器，并且是选择像素阵列中的特定行并且在列方向上同时读取它们的列平行输出型。
这是因为由于布置在像素中的FD放大器几乎难以提供令人满意的驱动性能，由此必须降低数据率的事实，而使得并行处理是有益的。
这种CMOS图像传感器20配置为包括用作传感器阵列的像素阵列部分21和驱动像素的行选择电路（V扫描器）22。
像素阵列部分21具有以M（行）×N（列）矩阵形式布置的像素电路30。
行选择电路22控制像素阵列部分21的任何行中布置的像素的工作。行选择电路22通过控制线LSEL、LRST和LTRG控制像素。
作为示例，图3示出像素电路30中的每一个均包括四个晶体管的情况。
像素电路30具有例如由光电二极管（PD）构成的光电转换元件（下文在必要时简称为PD）31。关于一个光电转换元件31，像素电路30具有用作有源元件的四个晶体管，即：传输晶体管32、复位晶体管33、放大晶体管34和选择晶体管35。
在CMOS图像传感器20中，FD（浮空扩散）（电容）和传输晶体管（传输开关）32实现图2的框图中所示的关于用作传感器的光电转换元件（光电二极管）31的采样保持电路的功能。
第二，针对通过TCV传送的信号是连续时间并量化的信号的情况给出描述。
图4是示出使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是连续时间并量化的信号的第一配置示例的图。
如图2所示的半导体装置1A的情况中那样，图4所示的半导体装置1C促使比较器23（-0,-1,...）将SH电路10离散化的信号与斜坡信号发生器（未示出）产生的斜坡波进行比较，从而将从传感器4输出的模拟信号转换到时间轴信号。
半导体装置1C通过TCV8将由此转换的量化的传感器信号传送到数字芯片2C，并且利用计数器（TDC：Time to Digital Converter，时间到数字转换器）24量化时间轴信息，从而获得数字信号。
图5是在时间轴上使用波形示出以上操作的图。
当模拟信号和斜坡波RAMP的比较结果作为信号S23从比较器23输出时，计数器24停止其计数操作并且确定出信号。这里，用于启动斜坡波RAMP的时刻与用于利用计数器24启动计数操作的时刻彼此同步。对于此操作，电压信息被转换到时间信息。
当使用这种传送方法时，如同传送数字信号的情况下那样，通过TCV8传送的信号被量化到电源电平或地（GND）电平。
图6是示出使用层压芯片的半导体装置中将图4中所示的配置应用于CMOS图像传感器的示例的图。
注意在图6中，用相同的符号表示与图3和4的那些组成部分相同的组成部分，以方便对于半导体装置的理解。
如图4中的情况下那样，半导体装置促使比较器23（-0,-1,...）进行斜坡信号发生器23产生的斜坡波的比较，从而将从像素30输出的模拟信号转换到时间轴信号。
半导体装置通过TCV8将由此转换的量化的传感器信号传送到数字芯片3D，利用计数器（TDC）24量化时间轴信息，并且将获得的数字信号存储于锁存器（存储器）26。
锁存器26中存储的数字信号通过信号处理电路9经由传输线被水平地传输。
注意，以各个列布置的比较器23、计数器24和锁存器26形成所谓的单斜率AD转换器（ADC）。
图7是示出一般单斜率AD转换器的配置的图。
图7中所示的单斜率AD转换器40配置为包括比较器41、计数器42和斜坡信号发生器43。
如上所述，在单斜率AD转换器40中，比较器41将诸如DAC之类的斜坡信号发生器43产生的斜坡波（斜率信号）与输入到AD转换器40的输入信号IN进行比较，以控制后级计数器42，从而进行AD转换。
作为AD转换器40的重要性能指标，噪声特性是已知的。比较器41的噪声性能对于AD转换器40的噪声特性通常占支配地位。噪声的示例包括充当宽带噪声的热噪声、充当低频噪声的闪烁噪声、RTS（Random-Telegraph-Signal）噪声等，其每一个使噪声特性恶化。
作为降低这种噪声的方法，增大晶体管的尺寸和在比较器的第一级输出布置镜像电容（参见专利文献2）一般已经是已知的。
引用列表
专利文献
专利文献1:日本专利特开第2011-159958号
专利文献2:日本专利特开第2010-93641号
发明内容
本发明要解决的问题
然而，如图1到3所示那样通过TCV传送的信号为数字信号的情况产生以下问题。
第一个问题在于，量化器的分辨率的提升导致TCV的数目的增多。
如上所述，通常在图像传感器中同时读取大约几千个传感器（像素）。在进行所述对策的情况下，必须提供通过将几千乘以分辨率（比特数）所获得TCV，这导致过大面积和成本的增大。
第二个问题在于，通过TCV传送的信号具有大的幅值。于是，需要以大的信号幅值对相比于普通通孔（VIA孔）具有更大寄生电容的TCV进行充电，这导致功率和电源噪声的增大。
第三个问题在于，量化器自身的面积变大。为了实现传感器，相比于数字芯片，一般在具有特殊步骤的工艺中制造模拟芯片，这导致单位面积的成本的增大。于是，模拟芯片的面积的增大很大程度上影响成本。
同时，通过TCV传送的信号如图4和6中所示那样为连续时间和量化的信号的情况产生下列问题。
第一个问题在于，相邻的TCV干扰信号。由于通过TCV发送的信号是电源电平或GND电平的二进制信号，因此TCV有可能干扰相邻信号。
在这种系统中，当比较器的输出基本上稳定并接近电源电平或GND电平时，信号抵抗来自相邻TCV的干扰。另一方面，当比较器的输出正被改变时，信号易受来自相邻TCV的干扰的影响。
这是由于比较器的输出具有有限的上升时间，并且噪声与信号的重叠在输出超过特定电平时产生错误。
图8是示出当相邻TCV干扰信号时产生的误差的影响的图。
如果没有发生来自相邻TCV的干扰，则比较器的输出CMOUT为虚线指示的那些。另一方面，如果发生来自相邻TCV的干扰，则比较器的输出CMOUT为实线指示的那些。当虚线和实线超过计数器的阈值VTH时产生错误ER。
在这种系统中，由于即使用于驱动SH电路的信号CLK1的定时相同，比较器的信号上升的定时依据传感器的输出的电平而改变，因此难以以相同的定时管理信号。
另外，根据以上理由，当相邻比较器的输出几乎同时改变时产生错误。因此，即使信号的定时彼此同步，在原理上也不能防止来自相邻TCV的干扰。
TCV之间屏蔽的布置可以缓和此问题，但是增大了TCV之间的距离，这导致芯片的面积的增大。
第二个问题在于，增大的比较器的输出信号导致功率和电源噪声的增大。功率和电源噪声的增大是由于与传送数字信号的情况相同的原因所产生的。
第三个问题在于，比较器自身的面积如传送数字信号的情况下那样导致成本的增大。相比于传送数字信号的情况，仅进行一个比较，且电路是简单的。于是，相比于使用高分辨率的量化器的情况，成本的增加更小。然而，就比较器的数目而言，必须像TCV那样提供几千个比较器，这不能被忽视。
如上所述，在具有层压结构并且处理从传感器输出的信号的半导体装置中，为了防止相邻TCV干扰信号，已经进行了电压电平上的量化。
然后，上述安装方法中的任何一个增大了具有许多制造步骤的模拟芯片的面积，这导致成本和通过TCV传送的信号的幅值的增大。因此，功率和电源噪声的增大变成个问题。
而且，鉴于使用单斜率AD转换器的半导体装置，作为降噪方法的晶体管的尺寸的增大作为副作用也增大了寄生电容，这导致电路的面积的增大和操作速度的减小。因此，出现诸如每个比较器的面积的增大和操作速度的限制之类的问题。另外，由于这些约束，难以获得特定的降噪效果。
此外，在比较器的第一级输出布置镜像电容的方法中，由于其基本上为减小噪声频带（即，噪声操作频带）的方法，由此操作速度减低。因此，难以获得特定的降噪效果。
进一步，由于噪声通过频带的限制而降低的原理，此方法具有对于诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声没有效果的问题。
在这些情况下，长久以来一直期望进一步降低噪声，尤其是比较器中的低频噪声。
已经做出本技术以提供这样的半导体装置、固态图像感测装置和相机系统：其能够降低通过相邻通孔传送的信号之间的干扰，防止通孔的数目的增多，减小其上具有传感器的芯片的数目以及其安装步骤的数目，并且最终降低成本。
用于解决问题的办法
根据本技术的第一方面的半导体装置包括：第一芯片，其具有以阵列形式布置的多个传感器；以及第二芯片，第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，第一芯片和第二芯片之间的布线通过通孔连接，第一芯片通过对应的通孔，将通过对各个传感器产生的模拟信号进行时间离散化所获得的信号传送至第二芯片，第二芯片具有以与第一芯片对信号采样的定时不同的定时，采样通过通孔从第一芯片传送的信号的功能，以及量化采样的信号以获得数字信号的功能。
根据本技术的第二方面的固态图像感测装置包括：像素阵列部分和像素信号读取部分，像素阵列部分具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换，像素信号读取部分以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，所述像素信号读取部分具有多个比较器、多个计数器、第一芯片和第二芯片，所述多个比较器与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，所述多个计数器的操作由比较器的输出进行控制，所述计数器计数对应比较器的比较次数进行计数以执行量化，第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，第一芯片具有像素阵列部分和传送时间离散化的模拟像素信号的信号线，第二芯片具有像素信号读取部分，并且第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
根据本技术的第三方面的相机系统包括：固态图像感测装置；以及光学系统，其在固态图像感测装置上形成被摄体图像，所述像素包括像素阵列部分和像素信号读取部分，所述像素阵列部分具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换，所述像素信号读取部分以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，所述像素信号读取部分具有多个比较器、多个计数器、第一芯片和第二芯片，所述多个比较器与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，所述多个计数器的操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数进行计数以执行量化，第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，第一芯片具有像素阵列部分和传送时间离散化的模拟像素信号的信号线，第二芯片具有像素信号读取部分，第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
附图说明
图1是示出在使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第一配置示例的图。
图2是示出在使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第二配置示例的图。
图3是示出在使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散并量化的信号的第三配置示例的图，并且是示出将图2中所示的配置示例应用于CMOS图像传感器的示例的图。
图4是示出在使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是连续时间并量化的信号的第一配置示例的图。
图5是在时间轴上使用波形示出图4中所示的半导体装置的操作的图。
图6是示出在使用层压芯片的半导体装置中通过TCV传送的信号是时间离散化并量化的信号的第二配置示例的图，并且是应用于CMOS图像传感器的图。
图7是示出一般单斜率AD转换器的配置的图。
图8是示出当相邻TCV干扰信号时产生的错误的干扰的图。
图9是示出根据本技术实施例的半导体装置的层压结构的示例的图。
图10是示出根据实施例的半导体装置中电路等的第一布置配置示例的图。
图11是示出根据实施例的半导体装置的信号之间的时间关系的图。
图12是示出根据实施例的半导体装置中的电路等的第二布置配置示例的图。
图13是示出根据实施例的半导体装置中的电路等的第三布置配置示例的图。
图14是使用时间轴波形示出通过图13中所示的半导体装置的操作可以降低来自相邻列的干扰的图。
图15是示出根据实施例的CMOS图像传感器（固态图像感测装置）的基本配置示例的图。
图16是示出根据实施例的由四个晶体管构成的CMOS图像传感器的像素的示例的图。
图17是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器（固态图像感测装置）的配置示例的框图。
图18是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第一布置配置示例的图。
图19是示出用于传送离散时间模拟信号的TCV被集中并且与用于传送数字信号的TCV分离的示例的图。
图20是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第二布置配置示例的图。
图21是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第三布置配置示例的图。
图22是示出根据实施例的比较器的第一配置示例的电路图。
图23是示出根据实施例的具有隔离器并且能够降低低频噪声的比较器的基本构思的图。
图24是示出作为图23中所示的比较器的比较示例的、没有隔离器的比较器的基本构思的图。
图25是示出在图23所示的根据实施例的比较器的Gm放大器的输入节点和输出节点之间存在寄生电容的示例的图。
图26是示出图25中所示的配置示例中输入斜率信号时产生的节点的寄生电容和波形的图。
图27是示出作为图24中所示的比较示例的Gm放大器的输入节点和输出节点之间存在寄生电容的示例的图。
图28是示出图27中所示的配置示例中输入斜率信号时产生的节点的寄生电容和波形的图。
图29是用于说明比较器的第一级Gm放大器的噪声源的图。
图30是示出将电压噪声转换为时间噪声的示例的图。
图31是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第一电路配置示例的图。
图32是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第二电路配置示例的图。
图33是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第三电路配置示例的图。
图34是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第四电路配置示例的图。
图35是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第五电路配置示例的图。
图36是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第六电路配置示例的图。
图37是用于说明根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的有效安装示例的图。
图38是示出应用了根据实施例的固态图像感测装置的相机系统的配置的示例的图。
具体实施方式
下文参照附图，针对本技术的实施例给出描述。
注意，将以下列顺序给出描述。
1.半导体装置的概述
1.1半导体装置中的第一布置配置示例
1.2半导体装置中的第二布置配置示例
1.3半导体装置中的第三布置配置示例
2.固态图像感测装置的概述
2.1固态图像感测装置的基本配置示例
2.2具有列平行ADC的固态图像感测装置的配置示例
2.3固态图像感测装置中的第一布置配置示例
2.4固态图像感测装置中的第二布置配置示例
2.5固态图像感测装置中的第二布置配置示例
3.比较器的配置示例
3.1比较器的基本配置示例
3.2能够降低低频噪声的比较器的基本配置示例
3.3能够降低低频噪声的比较器的特定电路配置示例
4.相机系统的配置示例
<1.半导体装置的概述>
图9是示出根据实施例的半导体装置的层压结构的示例的图。
根据实施例的半导体装置100具有多个传感器，其以阵列形式布置并且包括光电转换元件等。
下文首先描述具有这种配置的半导体装置的配置示例。然后描述充当固态图像感测装置的CMOS图像传感器的配置示例，作为半导体装置的示例。进一步，描述具有高降噪效果并且可应用于固态图像感测装置的单斜率AD转换器的特定配置示例。
如图9中所示，半导体装置100具有第一芯片（上方芯片）110和第二芯片（下方芯片）120的层压结构。
层压的第一芯片110和第二芯片120通过形成在第一芯片110中的通孔（TCV）电气地彼此连接。
按第一和第二芯片110和120以晶圆级别结合在一起并通过分割切开的方式，半导体装置100形成为具有层压结构。
在上方和下方两个芯片的层压结构中，第一芯片110由具有以阵列形式布置的多个传感器的模拟芯片（传感器芯片）形成。
第二芯片120由逻辑芯片（数字芯片）形成，所述逻辑芯片包括量化通过TCV从第一芯片110传输的模拟信号的电路以及信号处理电路。
第二芯片120具有结合垫BPD和输入/输出电路，并且第一芯片110具有用于布线结合到第二芯片120的开口OPN。
然后，根据实施例的两个芯片的层压结构的半导体装置100具有下列特性配置。
例如，通过通孔（TCV）进行第一芯片110和第二芯片120之间的电连接。
TCV布置在芯片端部或者垫和电路区域之间。
例如，用于传送控制信号和提供电力的TCV主要集中在芯片的四个角，通过其可以减小第一芯片110的信号布线区域。
第一芯片110的布线层的数目的减少导致电源线的电阻的增大和IR降的增大。作为针对此问题的对策，TCV的有效布置可以通过使用第二芯片120的布线来改善第一芯片110中电源的噪声控制、稳定供给等。
<1.1半导体装置中的第一布置配置示例>
图10是示出根据实施例的半导体装置中电路等的第一布置配置示例的图。
在图10所示的半导体装置100A中，第一芯片110A和第二芯片120A被二维地展开以方便对于诸如层压结构的第一芯片110A和第二芯片120A之类的电路的布置的理解。
第一芯片110A具有以矩阵形式布置的多个传感器111（-0,-1,...）以及传送从传感器111（-0,-1,...）输出的模拟信号（传感器信号）的第一信号线LSG1（-0,-1,..）。
在第一芯片110A中，以第一时钟CLK11采样传感器111（-0,-1,...）的传感器信号的采样保持（SH）电路112（-0,-1,...）布置在第一信号线LSG1（-0,-1,...）上。
在第一信号线LSG1（-0,-1,...）上，布置放大从采样保持（SH）电路112（-0,-1,...）输出的传感器信号的放大器113（-0,-1,...）。
进一步，第一芯片110A具有TCV114（-0,-1,...），其将第一信号线LSG1（-0,-1,...）电连接到第二芯片120A侧并且传送传感器信号。
注意，尽管在图中没有示出，但是第一芯片110A具有用于提供电力并且传送控制信号的TCV。
第二芯片120A具有第二信号线LSG2（-0,-1,...），其连接到形成在第一芯片110A中的各个TCV114。
在第二信号线LSG2（-0,-1,...）上，布置以第二时钟CLK12对通过TCV114传送的传感器信号进行采样的采样开关121（-0,-1,...）。
在第二信号线LSG2（-0,-1,...）上，布置对由采样开关121（-0,-1,...）采样的信号进行量化的量化器122（-0,-1,...）。
第二芯片120A具有信号处理电路123，其进行量化器122（-0,-1,...）量化的信号的数字计算处理。
在半导体装置100A中，从传感器111输出的信号由SH电路112采样保持，然后通过放大器113传送至TCV114。
这里，如果从来自SH电路112的传感器111输出的信号的能量实质上很大，则可以不布置放大器。
通过TCV114传送的信号由用作逻辑芯片（数字芯片）的第二芯片120A的采样开关121采样，然后由量化器122在电压方向上量化。由此数字化的数据由信号处理电路123计算。
根据图2中所示的技术，通过TCV传送的信号在电压方向上被量化。
相反，根据本技术，通过TCV传送的信号在时间轴上被离散化。换言之，通过TCV传送的信号是连续信号，即电压方向上的离散时间模拟信号。
此外在这种情况下，在信号中出现来自相邻TCV114的干扰。
然而，通过适当地控制SH电路112对信号采样保持的第一时钟CLK11的定时和在第二芯片120A中对离散时间模拟信号进行采样的第二时钟CLK12的定时，可以防止关于信号的来自相邻TCV的干扰。
图11（A）到（C）是示出根据实施例的半导体装置的信号之间的时间关系的图。
图11（A）示出向其提供通过TCV传送的信号的节点ND11的信号波形，图11（B）示出第一时钟CLK11，而图11（C）示出第二时钟CLK12。
现在关注通过TCV144传送的离散时间模拟信号的节点ND11。
由于第一时钟CLK11使用对于与所有传感器111连接的SH电路112公共的定时，因此节点ND11的信号转变时间和相邻节点ND12的信号转变时间理想地彼此同步。
然而，如果例如由于信号通过布线的延迟而在节点ND11和节点N12之间用于输出来自传感器的信号的定时中出现错误，则如图11（A）中所示那样，在节点N11的信号中产生由于干扰发生的晶须（whisker）。
然而，信号在传送一个数据的间隔中已经由SH电路112进行时间离散化。因此，信号在该间隔中具有固定值，并且在充足时间经过后被稳定在期望值。
半导体装置被驱动，使得以信号被稳定在实质值的定时处使用第二时钟CLK12进行采样，从而使得可以将由来自TCV114的干扰所导致的错误降低到可忽略的级别。
<1.2半导体装置中的第二布置配置示例>
图12是示出根据实施例的半导体装置中的电路等的第二布置配置示例的图。
图12中所示的半导体装置100B在下列要点上不同于图10中所示的半导体装置100A。
即，在第二芯片120B中，采样开关121（-0,-1,...）和量化器122（-0,-1,...）以颠倒的顺序（颠倒地连接）布置在第二信号线LSG2（-0,-1,...）上。
根据本技术，可以以连续时间的量化和连接至量化器122的采样开关121的顺序进行第二时钟CLK12的时刻的采样和量化。
在这种情况下，通过关于信号的触发器电路的提供来实现采样开关121的操作。
图10中所示的配置在采样开关121断开时可以产生kT/C噪声，其可能导致问题。然而，图12中所示的配置不受kT/C噪声影响。
<1.3半导体装置中的第三布置配置示例>
图13是示出根据实施例的半导体装置中的电路等的第三布置配置示例的图。
图13中所示的半导体装置100C在下列要点上不同于图10和12中所示的半导体装置100A和100B。
即，第二芯片120C具有比较器124（-0,-1,...）和计数器125（-0,-1,...），而不是采样开关和量化器。
在第二芯片120C中，比较器124将斜坡信号RAMP与通过TCV114传送的传感器信号进行比较，以从电压轴转换到时间轴，然后计数器125量化时间信息。
图14示出可以基于与图11的原理相同的原理降低来自相邻列的干扰。在图13所示的配置中，以斜坡波RAMP与信号比较并且通过计数器124将时间转换到数字值的形式进行AD转换操作。于是，AD转换器在斜坡波和计数器124不工作时不取回信号。
这里，如图14中所示，在信号LSGO-N的输出基本上稳定后，斜坡波的转变和计数器的操作开始，从而使得可以如图11的情况下那样降低由来自相邻TCV的干扰所导致的错误。
<2.固态图像感测装置的概述>
将针对作为根据实施例的半导体装置的示例的、用作固态图像感测装置的CMOS图像传感器的配置示例给出描述。
<2.1固态图像感测装置的基本配置>
图15是示出根据实施例的CMOS图像传感器（固态图像感测装置）的基本配置示例的图。
图15中所示的CMOS图像传感器200具有像素阵列部分210、行选择电路（Vdec）220和列读取电路（AFE）230。
行选择电路220和列读取电路230形成像素信号读取部分。
用作半导体装置的CMOS图像传感器200采用图9中所示的层压结构。
根据实施例，层压结构基本上配置为使得第一芯片110具有像素阵列部分210，并且第二芯片120具有形成像素信号读取部分的行选择电路220和列读取电路230。
然后，用于驱动像素的信号、像素（传感器）的模拟读取信号、电源电压等通过形成在第一芯片110中的TCV，在第一芯片110和第二芯片120之间传输。
像素阵列部分210具有以M（行）×N（列）（矩阵）形式二维布置的多个像素电路210A。
图16是示出根据实施例的由四个晶体管构成的CMOS图像传感器的像素的示例的图。
像素电路210A具有例如由光电二极管（PD）构成的光电转换元件（下文在必要时简称为PD）211。
然后，相对于一个光电转换元件211，像素电路210A具有作为有源元件的四个晶体管，即：传输晶体管212、复位晶体管213、放大晶体管214和选择晶体管215。
光电转换元件211将入射光光电地转换到与光量对应的量的电荷（这里，电子）。
用作传输元件的传输晶体管212连接在光电转换元件211和用作输入节点的浮空扩散FD之间。将用作控制信号的传输信号TRG通过传输控制线LTRG提供给传输晶体管212的栅极（传输门）。
由此，传输晶体管212将光电转换元件211光电转换的电子传输到浮空扩散FD。
复位晶体管213连接在电源VDD提供到的电源线LVDD和浮空扩散FD之间。将用作控制信号的复位信号RST通过复位控制线LRST提供给复位晶体管213的栅极。
因此，用作复位元件的复位晶体管213将浮空扩散FD的电位复位到电源线LVDD的电位。
浮空扩散FD连接到用作放大元件的放大晶体管214的栅极。即，浮空扩散FD用作充当放大元件的放大晶体管214的输入节点。
放大晶体管214和选择晶体管215串联连接在电源电压VDD提供到的电源线LVDD和信号线LSGN之间。
由此，放大晶体管214通过选择晶体管215连接到信号线LSGN，并且构成具有像素外部的恒定电流源Is的源极跟随器电路。
然后，将对应于地址信号的用作控制信号的选择信号SEL通过选择控制线LSEL提供到选择晶体管215的栅极，并且选择晶体管215导通。
当选择晶体管215导通时，放大晶体管214放大浮空扩散FD的电位，并且将对应于该电位的电压输出到信号线LSGN。将通过信号线LSGN从每个像素输出的电压输出到列读取电路230。
由于传输晶体管212、复位晶体管213和选择晶体管215的各个栅极例如以行为单元连接，因此对于一行的每个像素同时进行这些操作。
在像素阵列部分210中，复位控制线LRST、传输控制线LTRG和选择控制线LSEL的布线作为组以像素布置的行为单元加以安装。
控制线LRST、LTRG和LSEL中的每一个具有M条线。
复位控制线LRST、传输控制线LTRG和选择控制线LSEL由行选择电路220驱动。
如上所述，具有这种配置的像素阵列部分210包括信号布线和控制布线，并且形成在第一芯片110中。
进一步，根据实施例，构成源极跟随器电路（其中，放大晶体管214布置在第一芯片110中）的恒定电流源IS布置在第二芯片120中。
行选择电路220控制布置在像素阵列部分210的任何行中的像素的操作。行选择电路220通过控制线LSEL、LRST和LTRG控制像素。
例如，依据快门模式开关信号，行选择电路220将曝光系统切换到针对每行进行曝光的转动（rolling）快门系统或者针对所有像素同时进行曝光的全局快门系统，从而进行图像驱动控制。
列读取电路230接收由行选择电路220通过信号输出线LSGN读取并控制的像素的行的数据，然后将接收到的数据传输到后级的信号处理电路。
列读取电路230包括CDS电路和ADC（Analog Digital Converter，模数转换器）。
<2.2具有列平行ADC的固态图像感测装置的配置示例>
注意，根据实施例的CMOS图像传感器不特别受限，而是可以配置为例如具有列平行模数转换装置（下文缩写为ADC）的CMOS图像传感器。
图17是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器（固态图像感测装置）的配置示例的框图。
如图17中所示，固态图像感测元件300具有用作图像感测部分的像素阵列部分310、用作像素驱动部分的行选择电路320、水平传输扫描电路330和定时控制电路340。
而且，固态图像感测元件300具有ADC组350、用作斜坡信号发生器的数模转换装置（下文缩写为DAC（Digital Analog Converter，数模转换器））360、放大电路（S/A）370、信号处理电路380和水平传输线390。
像素阵列部分310具有例如图16中所示的以矩阵形式布置的多个像素，每个像素具有光电转换元件（光电二极管）和像素内（in-pixel）放大器。
进一步，固态图像感测元件300具有用作控制电路的跟随电路，其相继地读取从像素阵列部分310传输的信号。
即，固态图像感测元件300具有作为控制电路的产生内部时钟的定时控制电路340、控制行地址和行扫描的行选择电路320、以及控制列地址和列扫描的水平传输扫描电路330。
在ADC组350中，布置每一个均具有比较器351、计数器352和锁存器353的多列的单斜率ADC。
比较器351将具有通过以楼梯图案改变DAC360产生的基准电压所获得的斜坡波形（RAMP）的基准电压Vslop与针对每条行线通过垂直信号线LSGN从像素获得的模拟信号进行比较。
计数器352对比较器351的比较次数进行计数。
ADC组350具有n位数字信号转换功能，并且被布置用于每条垂直信号线（列线）以组成列平行ADC块。
锁存器353的输出连接到例如具有2n位宽度的水平传输线390。
进一步，布置对应于水平传输线390的2n个放大电路370和信号处理电路380。
在ADC组350中，针对每个列布置的比较器351将读取到垂直信号线LSGN的模拟信号（电位VSL）与基准电压Vslop（具有特定倾斜度并且线性地变化的斜率波形）进行比较。
此时，针对每列布置的计数器352如对于比较器351的情况那样操作。以斜坡波形RAMP的特定电位Vslop对应于计数器值而改变的这种方式，将垂直信号线的电位（模拟信号）VSL转换到数字信号。
为了改变基准电压Vslop，将电压的变化转换到时间的变化，并且以特定周期（时钟）对时间计数以将电位转换到数字值。
然后，当模拟电信号VSL穿过基准电压Vslop时，比较器351的输出被反相以停止计数器352的输入时钟，从而完成AD转换。
在上述的AD转换完成后，水平传输扫描电路330通过水平传输线390和放大电路370将锁存器353保持的数据输入到信号处理电路380，从而产生二维图像。
由此进行列平行输出处理。
注意，下面详细描述这里采用的比较器351的特定配置。
用作半导体装置的CMOS图像传感器300还采用图9中所示的层压结构。
在根据实施例的层压结构中，第一芯片110主要包括像素阵列部分310。
第二芯片120具有行选择电路320、水平传输扫描电路330、定时控制电路340、ADC组350、DAC（斜坡信号发生器）360、放大电路（S/A）370、信号处理电路380和水平传输线390。
然后，通过形成在第一芯片110中的TCV，在第一芯片110和第二芯片120之间传输用于驱动像素的信号、像素（传感器）的模拟读取信号、电源电压等。
<2.3固态图像感测装置中的第一布置配置示例>
这里，将针对具有图17中所示的列平行ADC的CMOS图像传感器的组成部分布置在层压结构的第一芯片和第二芯片中的配置示例给出描述。
图18是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第一布置配置示例的图。
此外，在图18中，第一芯片110D和第二芯片120D被二维地展开以方便对于诸如层压结构的第一芯片110D和第二芯片120D之类的电路等的布置的理解。
进一步，在图18中，省略了定时控制电路340、放大电路370和信号处理电路380。第二芯片11D也具有这些电路。
如上所述，在层压结构中，第一芯片110D主要具有像素阵列部分310。
第二芯片120D具有行选择电路320、水平传输扫描电路330、定时控制电路340、ADC组350的比较器351、计数器352、锁存器353和DAC（斜坡信号发生器）360。
然后，用于驱动像素的信号、像素（传感器）的模拟读取信号、电源电压等通过形成在第一芯片110D中的TCV114，在第一芯片110D和第二芯片120D之间传输。
注意，根据实施例，构成像素的放大晶体管等布置在第一芯片110D中的源极跟随器电路的电流源IS布置在第二芯片120D中。
以与图13中所示的方式相同的方式进行图18中所示的组成部分的例示布置。
在图18所示的CMOS图像传感器300A中，传输控制信号TRG（其从列选择电路320输出，并且用于控制传输晶体管（传输开关）的导通/截止）具有与图13中所示的第一时钟CLK11的功能相同的功能。
另一方面，用于产生斜坡波的定时受控以基本上稳定VSL（m），从而使得可以如图14中所示那样，在降低由来自相邻TCV的干扰引起的错误的同时传送信号。
图19是示出用于传送离散时间模拟信号的TCV被集中并且与用于传送数字信号的TCV分离的示例的图。
此配置可以降低来自相邻TCV的干扰。
然而，在图18所示的系统中，例如，行选择电路320输出用于接通/断开开关的普通数字信号，并且不易于基于这些信号降低对于信号线LSGN（n）的干扰。
因此，根据本技术，如图19中所示，集中用于传送离散时间模拟信号的TCV并且使这种TCV与用于传送数字信号的TCV分离是有效的。
在图19所示的示例中，第一芯片110E具有用于传送数字信号的TCV布置在图19中像素阵列部分310的右侧和左侧两者的区域410和420。
进一步，布置用于传送模拟信号的TCV的区域430形成在图19中像素阵列部分310的下侧。
<2.4固态图像感测装置中的第二布置配置示例>
图20是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第二布置配置示例的图。
图20中所示的CMOS图像传感器300B示出由像素阵列部分310B中的多个像素共享一个浮空扩散FD的情况。
在图20所示的示例，浮空扩散FD、复位晶体管213、放大晶体管214和选择晶体管215由两个像素共享。
每个像素配置为包括光电转换元件（光电二极管）211和传输晶体管212。
此外，在这种情况下，第一芯片110F主要具有像素阵列部分310B，并且其他配置与图18中所示的那些配置相同。
<2.5固态图像感测装置中的第三布置配置示例>
图21是示出根据实施例的具有列平行ADC的CMOS图像传感器中的电路等的第三布置配置示例的图。
如图20的情况下那样，图21中所示的CMOS图像传感器300C示出由像素阵列部分310C中的多个像素共享一个浮空扩散FD的情况。
此外，在这种情况下，第一芯片110G主要具有像素阵列部分310C。
在此示例中，TCV114G形成在共享的区域附近。
以形成在第一芯片110G和第二芯片120G中的金属（例如，Cu）制成的连接电极通过金属彼此连接的方式形成TCV114G。输出到信号线LSGN的像素信号通过TCV114G提供给第二芯片120G的比较器351。
<3.比较器的配置示例>
接下来，针对应用于ADC组并且形成列ADC的比较器351的特定配置示例给出描述。
在进行上述本技术时，存在这样的顾虑：用作数字芯片的第二芯片中布置的量化器和比较器的噪声变得大于模拟芯片中布置的量化器和比较器的噪声。
下文针对图17到21中所示的对于CMOS图像传感器中的噪声有效的比较器的配置示例给出描述。
<3.1比较器的基本配置示例>
图22是示出根据实施例的比较器的第一配置示例的电路图。
下文用符号500表示比较器。
图22示出使用镜像电容来极大地限制频带以降低噪声的比较器的配置示例。利用这种配置，促使比较器输出小的噪声能量。因此，可以补偿在用作数字芯片的第二芯片中布置比较器时导致的缺点。
如图22中所示，针对每个列布置的比较器500具有第一放大器510、第二放大器520和用作用于呈现镜像效应的电容的电容器C530，第一放大器510和第二放大器520级联连接到彼此。
进一步，电容连接在第二级的第二放大器520的源极接地放大器的输入和输出之间。电容呈现镜像效应，由此等效于与源极接地输入连接的增益倍增电容。
由此，比较器500的频带由于小电容而极大地变窄。
为了确定启动行操作时每个列的工作点，比较器500具有初始化（自动零点：AZ）和采样功能。
注意，根据实施例，第一导电类型是p沟道或n沟道，第二导电类型是n沟道或p沟道。
第一放大器510具有作为绝缘栅型场效应晶体管的p沟道MOS（PMOS）晶体管PT511～PT514和n沟道MOS（NMOS）晶体管NT511～NT513。
第一放大器510具有作为AZ水平的采样电容（输入电容）的第一和第二电容器C511和C512。
PMOS晶体管PT511的源极和PMOS晶体管PT512的源极连接到供电电位源VDD。
PMOS晶体管PT511的漏极连接到NMOS晶体管NT511的漏极，并且节点ND511形成在它们之间的连接点处。进一步，PMOS晶体管PT511的漏极和栅极连接到彼此，并且它们之间的连接点连接到PMOS晶体管512的栅极。
PMOS晶体管PT512的漏极连接到NMOS晶体管NT512的漏极，并且第一放大器510的输出节点ND512形成在它们之间的连接点处。
NMOS晶体管NT511的源极和NMOS晶体管NT512的源极连接到彼此，并且它们之间的连接点连接到NMOS晶体管NT513的漏极。NMOS晶体管NT513的源极连接到基准电位源（例如，地电位）GND。
NMOS晶体管NT511的栅极连接到电容器C511的第一电极，节点ND513形成在它们之间的连接点处。进一步，电容器C511的第二电极连接到斜坡信号RAMP的输入端子TRAMP。
NMOS晶体管NT512的栅极连接到电容器C512的第一电极，节点ND514形成在它们之间的连接点处。进一步，电容器C512的第二电极连接到模拟信号VSL的输入端子TVSL。
而且，NMOS晶体管NT513的栅极连接到偏置信号BIAS的输入端子TBIAS。
PMOS晶体管PT513的源极连接到节点ND511，并且其漏极连接到节点ND513。PMOS晶体管PT514的源极连接到节点ND512，并且其漏极连接到节点ND514。
进一步，PMOS晶体管PT513和PT514的栅极共同连接到低电平的输入端子TPSEL和有源第一AZ信号PSEL。
在具有这种配置的第一放大器510中，PMOS晶体管PT511和PT512构成电流镜像电路。
进一步，NMOS晶体管NT511和NT512构成使用NMOS晶体管NT513作为电力供应源的差分比较部分（跨导放大器（Gm放大器））511。
进一步，PMOS晶体管PT513和PT514用作AZ（自动零点：初始化）开关，电容器C511和C512用作AZ水平的采样电容。
然后，第一放大器510的输出信号1stcomp从输出节点ND512输出到第二放大器520。
第二放大器520具有PMOS晶体管PT521、NMOS晶体管NT521和NT522、以及充当AZ水平的采样电容的第三电容器C521。
PMOS晶体管PT521的源极连接到供电电位源VDD，其栅极连接到第一放大器510的输出节点ND512。
PMOS晶体管PT521的漏极连接到NMOS晶体管NT521的漏极，输出节点ND521形成在它们之间的连接点处。
NMOS晶体管NT521的源极连接到地电位GND，其栅极连接到电容器C521的第一电极。节点ND522形成在它们之间的连接点。电容器C521的第二电极连接到地电位GND。
NMOS晶体管NT522的漏极连接到节点ND521，其源极连接到节点ND522。
进一步，NMOS晶体管NT522的栅极连接到高电平的输入端子TNSEL和有源第二AZ信号NSEL。
第二AZ信号NSEL具有与提供给第一放大器510的第一AZ信号PSEL的电平互补的电平。
在具有这种配置的第二放大器520中，PMOS晶体管PT521构成输入和放大电路。
进一步，NMOS晶体管PT522用作AZ开关，并且电容器C521用作AZ水平的采样电容。
进一步，第二放大器520的输出节点ND521连接到比较器500的输出端子TOUT。
电容器C530的第一电极连接到作为源极接地放大器的PMOS晶体管PT521的栅极（输入），并且其第二电极连接到PMOS晶体管PT521的漏极（输出）。
电容器C530呈现镜像效应，由此等效于与源极接地输入连接的增益倍增电容。
假设PMOS晶体管PT521的增益为AV2并且电容器C530的电容为C，第一放大器510的输出的电容为像{C×（1+AV2）}这样的倍增增益。因此，电容器C530的电容值可以是小的。
由此，比较器500的频带由于小电容而极大地变窄。
在比较器500的第一级的第一放大器510的输出中的镜像电容的布置中，基本上采用降低噪声带（即，噪声工作带）的方法。因此，操作速度减小，并且特定的降噪效果是小的。
而且，由于通过频带的限制减小噪声的原则，此配置对于诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声不是有效的。
下文对能够进一步降噪（尤其是比较器500中的低频噪声）的配置做出描述。
下面描述的比较器具有第一放大器的配置中的特性。
注意，在下面的描述中，基本上用相同的符号表示与图22的那些组成部分相同的组成部分，以方便对组成部分的理解。
<3.2能够降低低频噪声的基本配置示例>
[配置的基本构思]
图23是示出根据实施例的具有隔离器并且能够降低低频噪声的比较器的基本构思的图。
图24是示出作为图23中所示比较器的比较示例的没有隔离器的比较器的基本构思的图。
根据实施例的比较器500A具有第一放大器510A和跟随第一放大器510A的第二放大器520B，所述第一放大器510A包括自动零点电平的采样电容C511和C512、自动零点开关AZS511和第一级跨导（Gm）放大器511。
然后，根据实施例的比较器500A与作为比较示例的图24中所示的比较器500B的不同之处在于，其包括布置在第一放大器510A的至少输出节点一侧并且用于降低电压波动的隔离器。
注意，图23和24仅示出第一放大器510A的后级的第二放大器，但是放大器的数目不受限制。
进一步，在下面的描述中，将第一放大器510A的一个输入侧的节点ND513视为节点a，将其另一输入侧的节点ND514视为节点b。而且，将第一放大器510A的Gm放大器511的输出部分视为节点c，将第一放大器510A的输出节点ND512视为节点d。
第一放大器510A的差分比较部分（Gm放大器）511的输出部分的节点c对应于图22所示比较器500中的第一放大器510的NMOS晶体管NT512的漏极端子。
隔离器530将第一级Gm放大器511的输出节点c的电压与大幅值电压节点d隔离，并且尽可能地将其保持在恒定电平。
自动零点开关AZS511连接在隔离器530的输出节点d和高阻抗节点b之间。
[输入斜率信号时产生的波形]
这里，考虑将固定的输入信号输入至比较器的一个输入（IN2）并且将斜率信号输入至其另一输入（IN1）的情况。这里，斜率信号指的是信号电平如RAMP波形的情况下那样以特定倾斜度增大或减小的信号。
图25是示出在根据图23所示的实施例的比较器的Gm放大器的输入节点和输出节点之间存在寄生电容的示例的图。
图26（A）到（D）是示出图25中所示的配置示例中输入斜率信号时产生的各个节点的寄生电容和波形的图。
图27是示出作为图24中所示的比较示例的Gm放大器的输入节点和输出节点之间存在寄生电容的示例的图。
图28（A）到（D）是示出图27中所示的配置示例中输入斜率信号时产生的各个节点的寄生电容和波形的图。
当固定的输入信号和斜率信号分别输入至根据实施例的比较器500A的一个输入（IN2）和另一输入（IN1）时，如图26（B）所示那样，节点d具有相比于输入斜率信号大得多的斜率的波形。
然而，隔离器530将第一级Gm放大器511的输出节点c的电压保持在恒定电平。
于是，即使节点b和节点c之间存在寄生电容Cp，如图26（C）中所示那样，节点b也保持在恒定电压，而不遭受干扰。
于是，如图26（D）中所示，输入斜率（IN1）直接用作比较器500A的第一级Gm放大器511的差分输入信号（a-b）。
另一方面，在比较示例的比较器500B的配置中，如图28（B）中所示，节点c具有极其大的斜率的波形。
由此，斜率通过存在于节点b和节点c（图7）之间的寄生电容Cp提供给节点b。
结果，如图28（D）中所示，比较器500B的第一级Gm放大器的差分输入信号（a-b）的斜率相比于输入斜率（IN1）大大地减小。
[降噪]
接下来，考虑降噪。
图29是用于说明比较器的第一级Gm放大器的噪声源的图。
图30（A）和（B）是示出将电压噪声转换为时间噪声的示例的图。
在比较器500A和500B的第一级Gm放大器511中，存在恒定的输入转换噪声源。如图29中所示，可以如输入转换噪声源NOS那样描述噪声源。
当固定的输入信号和斜率信号（波形）分别输入至比较器500A和500B的一个输入（IN2）和另一输入（IN1）时，以如图30（A）和（B）中所示那样的方式转换上述噪声源。
即，将第一级Gm放大器511的差分输入信号（a-b）的斜率转换到作为转换增益的时间轴噪声（即，抖动）
于是，随着差分输入信号（a-b）的斜率的衰减，比较器500A和500B的输出噪声增大。
如上所述，此配置的比较器500A如图30（A）中所示那样降低斜率的衰减。结果，比较器500A的输出噪声降低。
注意，比较器500A的第一级Gm放大器511的操作随着差分输入信号（a-b）的斜率的增大而加速。
即，由于比较器500A的频带也增大，因此关于达到高频的热噪声之类的噪声，差分输入信号（a-b）的斜率的增大的贡献小于正比例（directproportion）。
另一方面，关于诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声，差分输入信号（a-b）的斜率的增大的贡献接近于正比例。即，本技术对于这种低频噪声的降低尤其有效。
<3.3能够降低低频噪声的比较器的特定电路配置示例>
[第一电路配置示例]
图31是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第一电路配置示例的图。
图31所示的比较器500C配置为使得在输出节点ND512和形成图22中所示的比较器500的第一放大器510中的NMOS差分对（Gm放大器）的NMOS晶体管NT512的漏极端子（输出端子）之间具有隔离器530C。
注意，在图31中，图22中所示的用作自动零点开关的PMOS晶体管PT513和PT514被指示为自动零点开关AZS511和AZS512，NMOS晶体管NT513被指示为电源I511。
在图31中所示的比较器500C的情况下，图25中所示的寄生电容Cp主要由存在于NMOS差分对的NMOS晶体管NT512的栅极和漏极之间的电容Cgd并且由存在于金属布线之间的寄生电容形成。
[第二电路配置示例]
图32是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第二电路配置示例的图。
在图32所示的比较器500D中，图31所示的比较器500C的隔离器530C由NMOS晶体管NT514形成。
NMOS晶体管NT514的漏极连接到第一放大器510D的输出节点ND512（d），其源极连接到形成Gm放大器的NMOS晶体管NT512的漏极（节点c）形成。
进一步，在图32所示的比较器500D中，形成隔离器530C的NMOS晶体管NT514的栅极连接到偏置电压VBIAS的供应线。
由此，恒定的电流流经NMOS晶体管NT514。因此，即使在NMOS晶体管NT512的栅极（输入节点b）和漏极（输出节点c）之间存在寄生电容，也可以抑制电压波动和降低低频噪声。
注意，用于隔离的晶体管不限于与差分对晶体管相同的类型。
[第三电路配置示例]
图33是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第三电路配置示例的图。
图33中所示的比较器500E与图32中所示的比较器500D不同之处在于，用作隔离器530C的NMOS晶体管NT514的栅极连接到供电电压源VDD，而不是连接到偏置电压BIAS的供应线。
图32中所示的比较器500D使用另一偏置电压VBIAS以操作NMOS晶体管NT514。
例如，当CMOS图像传感器等的应用中，在列平行单斜率AD转换器中使用比较器时，在偏置电压VBIAS的使用中存在如下的一些顾虑：
（1）列之间的干扰
（2）VBIAS布线区域的增大
（3）VBIAS产生电路的使用
另一方面，NMOS晶体管NT514的栅极连接到供电电压源VDD的图33中所示的比较器500E不受这些顾虑影响，并且尤其适用于实现列平行单斜率AD转换器。
[第四电路配置示例]
图34是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第四电路配置示例的图。
图34中所示的比较器500F与图31中所示的比较器500C的不同之处在于以下的点。
比较器500F另外在负载侧的节点（节点f）ND511和形成NMOS差分对（Gm放大器）的NMOS晶体管NT511的漏极端子（节点e）之间具有第二隔离器540。
因为节点e由于二极管连接的PMOS负载而具有低阻抗（即，节点e保持在几乎恒定的电压），因此对于节点e的隔离的贡献是小的。
结果，可以或者可以不对节点e进行隔离。
然而，图34中所示的比较器500F具有高电路对称性。因此，具有自动零点功能的比较器500F可以实现具有更高精度的比较操作。
[第五电路配置示例]
图35是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第五电路配置示例的图。
在图35所示的比较器500G中，图34中所示的比较器500F的隔离器540由NMOS晶体管NT515形成。
NMOS晶体管NT515的漏极连接到第一放大器510G的负载侧的节点ND511（节点f），并且其源极连接到形成Gm放大器的NMOS晶体管NT511的漏极（节点e）。
进一步，在图35所示的比较器500G中，形成隔离器530C的NMOS晶体管NT514的栅极和形成隔离器540的NMOS晶体管NT515的栅极连接到偏置电压VBIAS的供应线。
由此，恒定的电流流经NMOS晶体管NT514。因此，即使在NMOS晶体管NT512的栅极（输入节点b）和漏极（输出节点c）之间存在寄生电容，也可以抑制电压波动和降低低频噪声。
类似地，恒定的电流流经NMOS晶体管NT515。因此，即使在NMOS晶体管NT511的栅极（输入节点a）和漏极（输出节点e）之间存在寄生电容，也可以抑制电压波动和降低低频噪声。
同样在这种情况下，用于隔离的晶体管不限于差分对晶体管。
[第六电路配置示例]
图36是示出根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的第六电路配置示例的图。
图36中所示的比较器500H与图35中所示的比较器500G不同之处在于以下点。
在比较器500H中，用作隔离器530C的NMOS晶体管NT514的栅极和用作隔离器540的NMOS晶体管NT515的栅极连接到供电电压源VDD，而不是连接到偏置电压BIAS的供应线。
图35中所示的比较器500G使用另一偏置电压VBIAS以操作NMOS晶体管NT514和NT515。
例如，如第三电路配置示例的情况下那样，当CMOS图像传感器等的应用中，在列平行单斜率AD转换器中使用比较器时，在偏置电压VBIAS的使用中存在如下的一些顾虑：
（1）列之间的干扰
（2）VBIAS布线区域的增大
（3）VBIAS产生电路的使用
另一方面，NMOS晶体管NT514和NT515的栅极连接到供电电压源VDD的图36中所示的比较器500H不受这些顾虑影响，并且尤其适用于实现列平行单斜率AD转换器。
[有效的安装示例]
这里，针对根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的有效安装示例给出描述。
图37（A）和37（B）是用于说明根据实施例的能够降低低频噪声的比较器的有效安装示例的图。
如图37（A）中所示，该安装示例涉及图36中所示的具有高不对称性的比较器500H的情况。
在图37中，NMOS差分对晶体管NT511和NT512分别表示为M1和M2。进一步，用于隔离的晶体管NT514和NT515分别表示为M5和M6。
差分对晶体管M1和M2的沟道宽度W设为等于用于隔离的晶体管M5和M6的沟道宽度。另外，差分对晶体管M1和M2的叉指（finger）的数目设为奇数。由此，用于隔离的晶体管M5和M6以及差分对晶体管M1和M6可以共享沟道区域。
结果，差分对晶体管M1和M2两侧的沟道区域可以自然地扩大。
已经知道的是，可以利用这种安装方法改善诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声（非专利文献1）。
于是，利用本技术的安装，可以根据以上两种机制（电路操作和处理特性）改变低频噪声。
[非专利文献1]
"Impact of STA Effect on Flicker Noise in0.13μm RF nMOSFETs"IEEETRANSACTIONS ON ELECTRON DEVICES,VOL.54,NO.12,2007年12月,pp.3383-3392
如上所述，实施例可以呈现以下效果。
根据本技术，相比于现有的层压结构，可以减少TCV的数目，而不会在传送信号时产生误差。进一步，可以在模拟芯片中不提供诸如量化器（比较器）之类的电路。因此，可以将模拟芯片的面积降低到仅由传感器确定的这种程度。
例如，传感器（像素）的面积由图像传感器中系统的光学尺寸来确定。因此，可以将模拟芯片的面积减小到模拟芯片最小化的几乎极限尺寸。
如上所述，模拟芯片相比于逻辑芯片（数字芯片）具有更多的制造步骤。因此，即使模拟芯片的面积与逻辑芯片的面积相同，模拟芯片相比于逻辑芯片在成本上也更高。
进一步，由于仅在根据本技术的模拟芯片中涉及传感器的部分布置电路，因此可以消除布线步骤和晶体管制造步骤。一般而言，制造用于制造诸如比较器之类的电路的晶体管和用于组成传感器的晶体管是在包括不常见步骤的步骤中制造的。于是，诸如比较器之类的电路的消除可以减少这种制造步骤。
类似地，由于在模拟芯片中不需要提供复杂的布线，因此可以减少布线的数目。
根据以上两个原因，本技术使得可以在很大程度上降低用于制造半导体装置的成本，而不会使从传感器输出的信号恶化。
进一步，如上所述，根据实施例的比较器500C到500H具有减小伴随着共源共栅晶体管的噪声的配置。
根据这些配置，输出节点和输入节点被配对以与斜率信号（例如，灯信号）进行比较，从而防止有效的输入信号幅度被衰减。结果，可以减小比较器的输入转换噪声。
如上所述，在具有自动零点功能的比较器和使用该比较器的单斜率AD转换器和固态图像感测装置中，可以降低噪声（尤其是诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声）。
注意，在应用于用作图9中所示的层压结构的数字芯片的第二芯片时，具有这种特性的比较器产生更高的降噪效果。
然而，当比较器安装在用作模拟芯片的第一芯片上时，即使在没有层压结构的电路配置的情况下，它们也产生高的降噪效果。
进一步，如上所述，在使用具有自动零点功能的比较器的单斜率AD转换器和固态图像感测装置中，可以降低噪声（尤其是诸如闪烁噪声和RTS噪声之类的低频噪声）。
注意，实施例描述了作为半导体装置的示例的CMOS图像传感器的配置。另外，以上配置例如可以应用于背侧照明CMOS图像传感器以取得以上效果。然而，当这些配置应用于前侧照明CMOS图像传感器时，也可以基本上取得以上效果。
具有这种配置的固态图像感测装置可以用作数字相机和摄像机的图像感测器件。
<4.相机系统的配置示例>
图38是示出根据实施例的固态图像感测装置应用到的相机系统的配置的示例的图。
如图38中所示，相机系统600具有根据实施例的CMOS图像传感器（固态图像感测装置）200、300和300A到300C可以应用到的图像感测器件610。
而且，相机系统600具有将入射光引导（将被摄体图像形成）到在图像感测表面上形成入射光（图像光）的图像的图像感测器件610（即，透镜620）的像素区域的光学系统。
相机系统600具有驱动图像感测器件610的驱动电路（DRV）630和处理从图像感测器件610输出的信号的信号处理电路（PRC）640。
驱动电路630具有定时发生器（未示出），其产生包括启动脉冲和用于驱动图像感测器件610内部的电路的时钟脉冲的各种定时信号。基于预定的定时信号，驱动电路630驱动图像感测器件610。
进一步，信号处理电路640将预定的信号处理应用于从图像感测器件610输出的信号。
信号处理电路640处理的图像信号例如记录于诸如存储器之类的记录介质上。记录在记录介质上的图像信息由打印机等硬拷贝。进一步，信号处理电路640处理的图像信号作为运动图像显示在由液晶显示器等构成的监视器上。
如上所述，诸如数码相机之类的图像感测装置中作为图像感测器件610的固态图像感测装置200、300和300A到300C中任何一个的安装可以实现高精度相机。
注意，本公开也可以采用如下配置。
（1）一种半导体装置，包括：
第一芯片，其具有以阵列形式布置的多个传感器；以及
第二芯片，其中
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片和第二芯片之间的布线通过通孔连接，
第一芯片通过对应的通孔，将通过对各个传感器产生的模拟信号进行时间离散化所获得的信号传送至第二芯片，并且
第二芯片具有
以与第一芯片采用信号的定时不同的定时，采样通过通孔从第一芯片传送的信号的功能，以及
量化采样的信号以获得数字信号的功能。
（2）如（1）所述的半导体装置，其中
第二芯片以与第一芯片采样信号的定时不同的定时，采样通过通孔从第一芯片传送的信号，并且量化采样的信号以获得数字信号。
（3）如（1）所述的半导体装置，其中
第二芯片包括用于连续时间量化的量化器，并且以与第一芯片采样信号的定时不同的定时，采样由量化器量化的信号，该信号是通过通孔从第一芯片传送的。
（4）如（1）所述的半导体装置，其中
第二芯片包括
比较器，其将通过通孔从第一芯片传送的信号与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数以执行量化。
（5）如（1）到（4）中任何一个所述的半导体装置，其中
在第一芯片和第二芯片之间传送模拟信号的通孔与其间传送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
（6）一种固态图像感测装置，包括：
像素阵列部分，其具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换；以及
像素信号读取部分，其以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，
所述像素信号读取部分具有
多个比较器，其与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
多个计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数进行计数以执行量化，
第一芯片，以及
第二芯片，其中
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片具有像素阵列部分和传送时间离散化的模拟像素信号的信号线，
第二芯片具有像素信号读取部分，并且
第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
（7）如（6）所述的固态图像感测装置，其中
在第一芯片和第二芯片之间传送模拟信号的通孔与在其间传送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
（8）一种相机系统，包括：
固态图像感测装置；以及
光学系统，其在固态图像感测装置上形成被摄体图像，其中
所述固态图像感测装置包括
像素阵列部分，其具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换，并且
像素信号读取部分，其以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，
所述像素信号读取部分具有
多个比较器，其与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
多个计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数以执行量化，
第一芯片，以及
第二芯片，
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片具有像素阵列部分和传送时间离散化的模拟像素信号的信号线
第二芯片具有像素信号读取部分，并且
第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
（9）如（8）所述的相机系统，其中
在第一芯片和第二芯片之间传送模拟信号的通孔与在其间传送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
附图标记的描述
100,100Ato100G    半导体装置
110,110Ato110G    第一芯片（模拟芯片）
111（-0,-1,…）    传感器
112（-0,-1,…）    采样保持（SH）电路
113（-0,-1,…）    放大器
114（-0,-1,…）    TCV（通孔）
115（-0,-1,…）    采样开关
120,120A to120G    第二芯片（逻辑芯片，数字芯片）
121（-0,-1,…）    采样开关
122（-0,-1,…）    量化器
123   信号处理电路
124（-0,-1,…）    比较器
125（-0,-1,…）    计数器
200   固态图像感测装置
210   像素阵列部分
220   行选择电路
230   列读取电路
300,300A to300C  固态图像感测装置
310   像素阵列部分
320   行选择电路
330   水平传输扫描电路
340   定时控制电路
350   ADC组
360   DAC（斜坡信号发生器）
370   放大器电路（S/A）
380   信号处理电路
390   水平传输线
410,420用于传送数字信号的TCV布置的区域
430   用于传送模拟信号的TCV布置的区域
500,500A to500H  比较器
510,510A to510C  第一放大器
511   Cm放大器
520   第二放大器
530,530C  隔离器（第一隔离器）
540   隔离器（第二隔离器）
600   相机系统
610   图像感测器件
620   透镜
630   驱动电路
640   信号处理电路

Claims (9)

1.一种半导体装置，包括：
第一芯片，其具有以阵列形式布置的多个传感器；以及
第二芯片，其中
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片和第二芯片之间的布线通过通孔连接，
第一芯片通过对应的通孔，将通过对各个传感器产生的模拟信号进行时间离散化所获得的信号发送至第二芯片，并且
第二芯片具有
以与由第一芯片采样信号的定时不同的定时，采样通过通孔从第一芯片发送的信号的功能，以及
量化采样的信号以获得数字信号的功能。
2.如权利要求1所述的半导体装置，其中
第二芯片以与由第一芯片采样信号的定时不同的定时，采样通过通孔从第一芯片发送的信号，并且量化采样的信号以获得数字信号。
3.如权利要求1所述的半导体装置，其中
第二芯片包括用于连续时间量化的量化器，并且以与由第一芯片采样信号的定时不同的定时，采样由量化器量化的信号，该信号是通过通孔从第一芯片发送的。
4.如权利要求1所述的半导体装置，其中
第二芯片包括
比较器，其将通过通孔从第一芯片发送的信号与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数以执行量化。
5.如权利要求1到4中任何一个所述的半导体装置，其中
在第一芯片和第二芯片之间发送模拟信号的通孔与在其间发送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
6.一种固态图像感测装置，包括：
像素阵列部分，其具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换；以及
像素信号读取部分，其以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，
所述像素信号读取部分具有
多个比较器，其与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
多个计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数以执行量化，
第一芯片，以及
第二芯片，其中
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片具有像素阵列部分和发送时间离散化的模拟像素信号的信号线，
第二芯片具有像素信号读取部分，并且
第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
7.如权利要求6所述的固态图像感测装置，其中
在第一芯片和第二芯片发送之间模拟信号的通孔与在其间发送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
8.一种相机系统，包括：
固态图像感测装置；以及
光学系统，其在固态图像感测装置上形成被摄体图像，其中
所述固态图像感测装置包括
像素阵列部分，其具有以矩阵形式布置的多个像素，所述像素执行光电转换，以及
像素信号读取部分，其以多个像素为单位从像素阵列部分读取时间离散化的像素信号，
所述像素信号读取部分具有
多个比较器，其与像素的列的排列对应地布置，将读取信号电位与斜坡信号进行比较，并且输出基于比较结果的信号，以及
多个计数器，其操作由比较器的输出进行控制，该计数器计数对应比较器的比较次数以执行量化，
第一芯片，以及
第二芯片，
第一芯片和第二芯片结合在一起以形成层压结构，
第一芯片具有像素阵列部分和发送时间离散化的模拟像素信号的信号线
第二芯片具有像素信号读取部分，并且
第一芯片和第二芯片具有通过通孔连接在其间的布线。
9.如权利要求8所述的相机系统，其中
在第一芯片和第二芯片之间发送模拟信号的通孔与在其间发送数字信号的通孔被布置为使得其分别集中并且彼此分离。
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