CN103580606A - 半导体器件及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种半导体器件，该半导体器件包括：第一和第二端子，其分别耦合到晶体谐振器的两端；反相器电路，其具有耦合到第一端子的输入和耦合到第二端子的输出；反馈电阻器，其耦合于第一端子与第二端子之间；可变电容器，其耦合到第一和第二端子中的至少一个端子；以及控制电路。控制电路执行控制以在第二模式中而不是在第一模式中增加反相器电路的驱动能力和可变电容器的电容值二者。

Description

半导体器件及其控制方法
相关申请的交叉引用
包括说明书、说明书附图和说明书摘要、于2012年7月31日提交的第2012-170337号日本专利申请的公开内容通过完全引用而并入于此。
技术领域
本发明涉及配备有振荡器电路的半导体器件及其控制方法。
背景技术
通过使用晶体谐振器和振荡器电路来生成半导体器件中使用的时钟信号。希望振荡器电路的抗噪声性高以获得稳定的时钟信号。
专利文献1已经公开一种振荡器电路。该振荡器电路具有反相器、反馈电阻器、电容元件、可变电流源、定时器电路以及电流控制器，该反相器具有晶体管。反馈电阻器与反相器并联耦合。在反相器的输入和输出侧上分别提供电容元件。可变电流源向反相器供应电平不同的两个类型的电流中的任一类型的电流。定时器电路对从启动用于振荡器电路的电源起的指定时间计时。电流控制器以如下方式控制可变电流源，为它在定时器电路的计时时间超出预定时间之前花费的时段期间向反相器供应可由可变电流源供应的两个类型的电流中的大电平电流，并且在它已经超出预定时间之后它向反相器供应小电平电流。
专利文献2已经公开一种其中使电源线路与其它电子电路相同的晶体振荡器电路。在电源线路与晶体振荡器电路之间提供用于防止在电源线路上叠加的噪声进入晶体振荡器电路的低通滤波器。
专利文献3已经公开一种晶体振荡器。晶体振荡器配备有晶体振荡器电路和缓冲电路。晶体振荡器电路耦合到电源电路并且将控制电压生成电路的输出作为输入。缓冲电路耦合到电源电路并且将晶体振荡器电路的输出作为输入。另外，低通滤波器耦合于电源电路与缓冲电路之间。
[相关技术文献]
[专利文献]
[专利文献1]日本未审专利公开号2009-105611
[专利文献2]日本未审专利公开号2001-136030
[专利文献3]日本未审专利公开号2008-103808
发明内容
用低电流驱动小容量电容器对抑制振荡器电路的功率消耗有效。然而这样的小容量电容器对噪声和环境变化、诸如电源电压波动等的抗扰性低。因此，当在产品芯片中实施振荡器电路时，这样的小容量电容器有可能成为振荡器电路的故障起因。对于振荡器电路而言已经希望低功率消耗和高抗噪声性的兼容。
本发明的其它目的和新颖特征将从本说明书的描述和附图中变得清楚。
在一个实施例中，提供一种半导体器件。半导体器件具有分别耦合到晶体谐振器的两端的第一端子和第二端子。半导体器件还具有反相器电路、反馈电阻器、可变电容器和控制电路。反相器电路的输入耦合到第一端子，并且它的输出耦合到第二端子。反馈电阻器耦合于第一端子与第二端子之间。可变电容器耦合到第一端子和第二端子中的至少一个端子。控制电路基于指定第一模式和第二模式中的每个模式的模式信号来控制反相器电路的驱动能力和可变电容器的电容值。更具体而言，控制电路执行控制以在第二模式而不是第一模式中增加反相器电路的驱动能力和可变电容器的电容值。
在一个实施例中，提供一种半导体器件的控制方法。半导体器件具有：第一端子和第二端子，其分别耦合到晶体谐振器的两端；反相器电路，具有耦合到第一端子的输入和耦合到第二端子的输出；反馈电阻器，耦合于第一端子与第二端子之间；以及可变电容器，耦合到第一端子和第二端子中的至少一个端子。控制电路包括(A)在第一模式与第二模式之间切换操作模式的步骤以及(B)以反相器电路的驱动能力和可变电容器的电容值二者在第二模式中比在第一模式中更高这样的方式来执行控制的步骤。
可以针对振荡器电路实现低功率消耗和高抗噪声性的兼容。
附图说明
图1是示出根据本发明的一个实施例的振荡器电路的配置的电路图；
图2是图示根据本发明的实施例的振荡器电路的控制方法的时序图；
图3是描绘根据本发明的实施例的振荡器电路的修改的电路图；
图4是用于描述分频电路的操作的概念图；
图5是示出根据本发明的实施例的振荡器电路中的反相器电路的配置示例的电路图；
图6是图示根据本发明的实施例的振荡器电路的反相器电路的配置示例的电路图；
图7是示出根据本发明的实施例的振荡器电路中的反相器电路的另一配置示例的电路图；
图8是图示根据本发明的实施例的振荡器电路中的反相器电路的又一配置示例的电路图；
图9是描绘根据本发明的实施例的振荡器电路的修改的电路图；
图10是示出根据本发明的实施例的振荡器电路的另一修改的电路图；
图11是图示根据本发明的实施例的振荡器电路的又一修改的电路图；
图12是示出根据本发明的一个实施例的半导体器件的配置示例的框图；
图13是用于描述根据本发明的实施例的振荡器电路的应用示例的电路图；
图14是用于描述根据本发明的实施例的振荡器电路的应用示例的时序图；
图15是用于描述根据本发明的实施例的振荡器电路的另一应用示例的概念图；
图16是用于描述根据本发明的实施例的振荡器电路的另一应用示例的时序图；
图17是示出根据本发明的实施例的振荡器电路中的比较器电路的修改的电路图；
图18是图示根据本发明的实施例的振荡器电路中的比较器电路的另一修改的电路图；
图19是描绘根据本发明的实施例的振荡器电路中的比较器电路的又一修改的电路图；并且
图20是示出根据本发明的实施例的半导体器件的修改的框图。
具体实施方式
1.振荡器电路
1-1.基本配置
图1是示出根据本发明的一个实施例的振荡器电路10的配置的电路图。振荡器电路10耦合到作为外部部分的晶体谐振器1、第一电容器C1和第二电容器C2。更具体而言，振荡器电路10具有第一端子T1和第二端子T2。第一端子T1和第二端子T2分别耦合到晶体谐振器1的两端。第一电容器C1耦合于第一端子T1与接地端子之间。第二电容器C2耦合于第二端子T2与接地端子之间。振荡器电路10与这些晶体谐振器1、第一电容器C1和第二电容器C2一起操作并且由此生成并且输出时钟信号CLK。
振荡器电路10具有反相器电路100、反馈电阻器300和比较器电路400。
反相器电路100具有反转逻辑功能并且执行在输入端子101与输出端子102之间的逻辑反转。反相器电路100的输入端子101和输出端子102分别耦合到第一端子T1和第二端子T2。附带提一点，如后文将描述的那样，可以可变地控制根据本实施例的反相器电路100的驱动能力。
反馈电阻器300设置为耦合于第一端子T1与第二端子T2之间。上文描述的晶体振荡器1、第一电容器C1、第二电容器C2、反相器电路100和反馈电阻器300生成与典型振荡器电路一样的振荡操作。
比较器电路400的输入耦合到第二端子T2(反相器电路100的输出端子102)。比较器电路400基于第二端子T2的电压(振荡电压波形)生成时钟信号CLK并且输出生成的时钟信号CLK。例如比较器电路400具有比较器410和参考电压电源420。参考电压电源420生成参考电压。向比较器410输入参考电压和第二端子T2的电压，从而生成时钟信号CLK。
根据本实施例的振荡器电路10还具有可变电容器200和控制电路500。
可变电容器200耦合到第一端子T1和第二端子T2中的至少一个端子。在图1中所示示例中，第一可变电容器200-1耦合到第一端子T1，并且第二可变电容器200-2耦合到第二端子T2。可以通过控制第一可变电容器200-1(第二可变电容器200-2)的电容值来可变地控制耦合到第一端子T1(第二端子T2)的电容值。例如每个可变电容器200具有电容器210和开关220。电容器210的电容值例如是10pF。开关220插入于电容器210与第一端子T1(第二端子T2)之间。可以通过接通/关断控制开关220来可变地控制耦合到第一端子T1(第二端子T2)的电容值。
在本实施例中，可以可变地控制反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值。控制电路执行它的可变控制。具体而言，控制电路500向反相器电路100输出第一控制信号CON1并且由此控制反相器电路100的驱动能力。控制电路500也向相应可变电容器200输出第二控制信号CON2并且由此控制可变电容器200的电容值。
基于模式信号MODE执行控制电路500的控制。模式信号MODE指定“第一模式”和“第二模式”中的任一模式。控制电路500响应于模式信号MODE的内容(第一模式或者第二模式)输出第一控制信号CON1和第二控制信号CON2。换言之，控制电路500响应于模式信号MODE来控制反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值。
1-2.操作和效果
图2是示出根据本实施例的振荡器电路100的控制方法的时序图。在本实施例中，低电平的模式信号MODE指示第一模式，并且高电平的模式信号MODE指示第二模式。
在时间t0，模式信号MODE从低电平改变成高电平。因此，操作模式从第一模式改变成第二模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以增加反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值。换言之，反相器电路100的驱动能力和可变电容器200的电容值二者在第二模式中变得比在第一模式中更大。作为结果，由于振荡器电路的驱动电流和负载容量在第二模式中增加，因此振荡器电路10的抗噪声性得以大大提高。
这里由于负载容量当每个可变电容器200的电容值在反相器电路100的驱动能力增加之前增加时变得大于驱动电流，所以振荡电压的幅度变小并且降低振荡稳定性。在最坏情况下，也有振荡将停止的可能性。在维持振荡方面，控制电路500优选地在从第一模式向第二模式切换时执行以下控制。那就是，控制电路500在时间t0之后的时间t1增加反相器电路100的驱动能力并且在时间t1之后的时间t2进一步增加可变电容器200的电容值。因此，由于负载容量在驱动电流已经增加之后增加，所以防止振荡稳定性的劣化而未极度减少振荡电压的幅度。
在时间t3，模式信号MODE从高电平切换成低电平。因此，操作模式从第二模式切换成第一模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以减少反相器电路100的驱动容量和每个可变电容器200的电容值“二者”。进而在此在维持振荡方面，控制电路500优选地执行以下控制。那就是，控制电路500在时间t3之后的时间t4减少可变电容器200的电容值并且在时间t4之后的时间t5进一步减少反相器电路100的驱动能力。因此，由于负载容量在驱动电流减少之前减少，所以防止出现振荡稳定性的下降。
根据如上文描述的本实施例，振荡器电路10的驱动电流和负载容量二者在第二模式中变得比在第一模式中更大。作为结果，在第二模式中，大大提高了振荡器电路10的抗噪声性。在另一方面，由于负载容量和驱动电流二者是小的，因此抑制功率消耗。换言之，也可以认为第一模式是“低功率模式”而第二模式是“高抗噪声性模式”。
用低电流驱动小容量电容器(C1和C2)对抑制振荡器电路10的功率消耗有效。第一模式实现抑制功率消耗。例如在待机仅操作半导体器件中构建的定时器(RTC电路)时，认为将操作模式设置成第一模式。因此有可能延长在待机时的电池驱动时间。
在另一方面，这样的小容量电容器(C1和C2)对噪声和环境变化、诸如电源电压波动等的抗扰性低。当在产品芯片中实施振荡器电路10时，这样的小容量电容器(C1和C2)有可能成为振荡器电路10中的故障起因。因此，在想要高抗噪声性时，优选地使用第二模式。由于驱动电流和负载容量增加，所以大大提高振荡器电路10的抗噪声性。
以这一方式根据境况恰当使用第一和第二模式来实现在低功率消耗与高抗噪声性之间的兼容。
1-3.修改
图3是示出振荡器电路10的修改的电路图。如上文描述的那样，在本实施例中，振荡器电路10的负载容量根据第一和第二模式改变。由于谐振条件随着其负载容量变化，所以它的振荡频率也改变。具体而言，如图4中所示，在负载容量增加时，振荡器频率减少。振荡器频率的减少意味着降低从比较器电路400输出的时钟信号CLK。换言之，在操作模式从第一模式切换成第二模式时，减少从比较器电路400输出的时钟信号CLK的频率。
因此，可以如图3中所示在继比较器电路400之后的级中提供分频电路600以保持时钟频率恒定而不依赖于操作模式。分频电路600执行从比较器电路400输出的时钟信号CLK的分频并且由此调整时钟频率。更具体而言，分频电路600按照在第一模式与第二模式之间时钟信号CLK的频率变得相同这样的方式执行分频比的切换。
上述控制电路500执行分频电路600的分频比的切换。控制电路500向分频电路600输出与模式信号MODE对应的第三控制信号CON3并且由此执行分频电路600的分频比的切换。具体而言，控制电路500按照在第一模式与第二模式之间时钟信号CLK的频率变得相同这样的方式执行分频电路600的分频比的切换。因此，从振荡器电路10输出具有恒定频率的时钟信号CLK。
1-4.反相器电路的各种示例
如上文提到的那样，第一控制信号CON1可变地控制反相器电路100的驱动能力。至于这样的反相器电路100考虑各种配置示例。
图5示出反相器电路100的一个配置示例。在图5中所示示例中，反相器电路100具有NMOS晶体管110和可变电流源120。NMOS晶体管110的栅极、漏极和源极分别耦合到输入端子101(第一端子T1)、输出端子102(第二端子T2)和接地端子。可变电流源120向NMOS晶体管110的漏极、即输出端子102(第二端子T2)供应电流。
从可变电流源120供应的电流由从控制电路500输出的第一控制信号CON1控制。具体而言，控制可变电流源120的电流以便其在第二模式中比在第一模式中更大。因此，反相器电路100的驱动能力在第二模式中变得比在第一模式中更大。
图6示出可变电流源120的配置示例。可变电流源120具有PMOS晶体管121至125、NMOS晶体管126和127以及可变电阻器128。
PMOS晶体管121至124的栅极共同耦合到节点N1。PMOS晶体管121至124的源极耦合到电源端子。PMOS晶体管121的漏极耦合到节点N2。PMOS晶体管122的漏极耦合到节点N1。PMOS晶体管123的漏极耦合到节点N3。PMOS晶体管124的漏极耦合到节点N4。
PMOS晶体管125的漏极耦合到节点N3，并且其源极耦合到节点N4，向MOS晶体管125的栅极输入第一控制信号CON1。换言之，第一控制信号CON1接通/关断控制MOS晶体管125。
NMOS晶体管126的栅极和漏极均耦合到节点N2。NMOS晶体管126的源极耦合到接地端子。NMOS晶体管127的栅极耦合到节点N2，并且其漏极耦合到节点N1。NMOS晶体管127的源极通过可变电阻器128耦合到接地端子。第一控制信号CON1可变地控制可变电阻器128的电阻值。
可变电流源120由这样的电流镜电路配置。可以通过使用第一控制信号CON1接通/关断控制PMOS晶体管125来切换电流镜电路(current mirror circuit)的镜像比率(mirror ratio)。可替换地，可以通过使用第一控制信号CON1控制可变电阻器128的电阻值来切换电流镜电路的参考电流。可以通过镜像比率和/或参考电流此类切换来切换可变电流源120的电源电流。
图7示出反相器电路100的另一配置示例。在图7中所示示例中，反相器电路100具有反相器130和NAND门140。反相器130的输入端子和输出端子分别耦合到输入端子101(第一端子T1)和输出端子102(第二端子T2)。NAND门140的输入端子之一耦合到输入端子101(第一端子T1)，并且其另一端子输入有第一控制信号CON1。NAND门140的输出端子耦合到输出端子102(第二端子T2)。
在第一控制信号CON1是低电平时，NAND栅极140的输出固定。在另一方面，在第一控制信号CON1是高电平时，NAND门140作为反相器来工作。在这一情况下，整个反相器电路100的驱动能力增加。换言之，可以响应于第一控制信号CON1来切换整个反相器电路100的驱动能力。
图8示出反相器电路100的又一配置示例。在图8中所示示例中，反相器电路100具有反相器150和160以及开关170。反相器150和160的相应输入端子耦合到输入端子101(第一端子T1)。在另一方面，反相器150和160的相应输出端子耦合到输出端子102(第二端子T2)。另外，开关107插入于反相器160与电源端子之间。
第一控制信号CON1接通/关断控制开关170。在开关170为接通时，反相器160操作，而在开关170为关断时，反相器160不操作。因此，可以响应于第一控制信号CON1来切换整个反相器电路100的驱动能力。
1-5.可变电容器的各种示例
在图1的上述示例中，第一可变电容器200-1已经耦合到第一端子T1，而第二可变电容器200-2已经耦合到第二端子T2。然而每个可变电容器200的布局并不限于此。可变电容器200可以耦合到第一端子T1和第二端子T2中的至少一个端子，由此获得提高抗噪声性的效果。
如图9中所示，仅提供第一可变电容器200-1并且可以省略第二可变电容器200-2。在这一情况下，如与图1的情况相比较，振荡器电路10的面积减少。
如图10中所示，一个可变电容器200可以设置为耦合于第一端子T1与第二端子T2之间。优选这样的耦合配置，因为预计有表观容量增加这样的“镜像效果”。由于可变电容器200的数目减少，所以也获得减少面积的效果。附带提一点，可变电容器200的电容值可以由第二控制信号CON2控制。例如可变电容器200具有耦合于第一端子T1与第二端子T2之间的电容器230和开关240。可以通过由第二控制信号CON2接通/关断控制开关24来切换耦合到第一端子T1和第二端子T2中的每个端子的电容值。
如图11中所示，可以与第一电容器C1和第二电容器C2一样在半导体芯片之外提供每个可变电容器200中的电容器210。因此有可能抑制芯片面积增加。
2.振荡器电路的应用示例
2-1.半导体器件
图12示出根据本实施例的振荡器电路10被应用于的半导体器件(半导体芯片5)的配置示例。半导体芯片5耦合到电源2并且从电源2以电源电压VCC(正常电源电压)供电。半导体芯片5耦合到用作备用电源的电池3并且以来自电池3的电池电源电压VBAT(备用电源电压)供电。
半导体芯片5具有上述振荡器电路10、RTC(实时时钟)电路20、系统控制器30、逻辑电路40、电源切换电路50和电源检测电路60。
振荡器电路10的第一和第二端子T1和T2分别耦合到半导体芯片5的第一和第二引脚P1和P2。第一引脚P1和第二引脚P2耦合到作为外部部分的晶体谐振器1等。具体而言，第一引脚P1和第二引脚P2耦合到晶体谐振器1的两端。第一引脚P1耦合到第一电容器C1，而第二引脚P2耦合到第二电容器C2。如上文提到的那样，振荡器电路10生成并且输出时钟信号CLK。
RTC电路20接收其中的振荡器电路10所生成的时钟信号并且基于时钟信号CLK操作。
系统控制器30控制半导体芯片5的整个操作。例如系统控制器30响应于半导体芯片5的操作模式来生成上述模式信号MODE并且向振荡器电路10输出模式信号MODE。因此，振荡器电路10执行与模式信号MODE对应的操作。
逻辑电路40基于电源电压VCC操作并且提供规定的功能。
由于在定时器中使用振荡器电路10和RTC电路20，所以要求它们一直工作。因此，例如在电源电压VCC降低时，向振荡器电路10和RTC电路20供应电池电源电压VBAT而不是电源电压VCC。换言之，可以根据境况在电源电压VCC与电池电源电压VBAT之间切换向振荡器电路10和RTC电路20供应的电源电压(下文称为“RTC电源电压VRTC”)。提供电源切换电路50和电源检测电路60以执行这样的RTC电源电压VRTC的自动切换。
电源切换电路50接收电源电压VCC和电池电源电压VBAT并且向振荡器电路10和RTC电路20供应它们中的任一个作为RTC电源电压VRTC。RTC电源电压VRTC由电源开关信号SW指定。换言之，电源切换电路50响应于电源开关信号SW来将RTC电源电压VRTC在电源电压VCC与电池电源电压VBAT之间切换。
电源检测电路60监测电源电压VCC。在电源电压VCC达到规定的阈值或者更少时，电源检测电路60向系统控制器30输出电源减少信号。响应于电源减少信号，系统控制器30向电源切换电路50输出电源切换信号SW并且由此控制电源切换。具体而言，系统控制器30按照将RTC电源电压VRTC从电源电压VCC切换成电池电源电压VBAT这样的方式来控制电源切换电路50。
在另一方面，在电源电压VCC达到规定的阈值或者更多时，电源检测电路60向系统控制器30输出电源恢复信号。响应于电源恢复信号，系统控制器30向电源切换电路50输出电源切换信号SW并且由此控制电源切换。具体而言，系统控制器30按照将RTC电源电压VRTC从电池电源电压VBAT切换成电源电压VCC这样的方式来控制电源切换电路。
2-2.使用相邻引脚的模拟
振荡器电路10是用小电流执行弱振荡的电路。因此有向与耦合到振荡器电路10和晶体谐振器1的第一引脚P1相邻的引脚PA(参照图12)输入的信号将对振荡器电路10的操作施加影响这样的可能性。因此希望相邻引脚PA是不会在最终产品中使用的这样的引脚。例如希望相邻引脚PA是在执行对半导体芯片5的模拟的“调试模式”中所使用的引脚。
图13示出在调试模式中的状态。相邻引脚PA耦合到外部模拟器(未示出)。使用模拟器通过相邻引脚PA执行调试。这时如图13中所示，耦合在耦合到相邻引脚PA与振荡器电路10的连线之间出现。因而，振荡器电路10的故障(时钟减少或者丢失等)可能由于相邻引脚PA在调试模式中的噪声而出现。
根据本实施例的振荡器电路10对防范相邻引脚PA在调试模式中的噪声有效。换言之，作为高抗噪声性模式的第二模式可以优选地与执行模拟的调试模式关联。在另一方面，作为低功率模式的第一模式是其中未进行模拟的模式。下文将指示其是否为调试模式的模式信号MODE称为“调试模型信号XMOD”。从系统控制器30向振荡器电路10供应调试模式信号XMOD。换言之，操作模式的切换由系统控制器30自动控制。
图14是示出用于控制根据本实施例的振荡器电路10的方法的时序图。在本实施例中，假设低电平的调试模式信号XMOD指示第一模式，并且假设高电平的调试模式信号XMOD指示第二模式(调试模式)。
在时间t0时，调试模式信号XMOD从低电平改变成高电平。因此，操作模式从第一模式切换成第二模式(调试模式)。在这一情况下，控制电路500执行控制以增加反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在时间t0之后的时间t1增加反相器电路100的驱动能力并且在时间t1之后的时间t2进一步增加可变电容器200的电容值。
因此，由于振荡器电路10的驱动电流和负载容量增加，所以耦合到相邻引脚PA的影响变小。例如在耦合到第一端子T1的电容的值从3pF增加至12pF时，耦合到相邻引脚PA的影响近似减少至1/4。作为结果，振荡器电路10由于相邻引脚PA的噪声所致的故障得以有效抑制。在时间t2之后，允许使用相邻引脚PA的模拟。
在模拟结束之后，调试模式信号XMOD在时间t3从高电平改变成低电平。因此，操作模式从第二模式(调试模式)改变成第一模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以减少反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在时间t3之后的时间t4减少可变电容器200的电容值并且在时间t4之后的时间t5进一步减少反相器电路100的驱动能力。因此，减少功率消耗。
附带提一点，由于在模拟中使用的相邻引脚PA邻接第一引脚P1，所以可以仅提供在接近噪声源的第一引脚P1侧上的第一可变电容器200-1。即使在这一情况下，仍然获得显著高抗噪声性。通过省略在第二引脚P2侧上的第二可变电容器200-3来获得减少面积的效果。
2-3.电源电压切换
如上文提到的那样，电源切换电路50、电源检测电路60和系统控制器30(参照图12)自动执行RTC电源电压VRTC的切换。将参照图15更具体描述RTC电源电压VRTC的切换。
首先，RTC电源电压VRTC是电源电压VCC。在时间t10，电源电压VCC开始下降。在时间t11，电源电压VCC降至预定阈值Vt以下。响应于此，系统控制器30向电源切换电路50输出电源切换信号SW并且由此将RTC电源电压VRTC从电源电压VCC切换成电池电源电压VBAT。然而由于实际上出现响应延迟，所以RTC电源电压VRTC在继时间t11之后的时间t12从电源电压改变成电池电源电压VBAT。
在时间t12之后，RTC电源电压VRTC是电池电源电压VBAT。随后，电源电压VCC开始上升。在时间t21之后，电源电压VCC超过预定阈值Vt。响应于此，系统控制器30向电源切换电路50输出电源切换信号SW并且由此将RTC电源电压VRTC从电池电源电压VBAT改变成电源电压VCC。然而由于实际上出现响应延迟，所以RTC电源电压VRTC在继时间t21之后的时间t22从电池电源电压VBAT改变成电源电压VCC。
因此，在电源切换后持续一段时间，RTC电源电压VRTC从电源电压VCC的电平减少。具体而言在其中电源电压VCC减少的从时间t10到t12的时段期间，RTC电源电压VRTC也大量减少。这些导致振荡器电路10的故障(时钟减少等)。
根据本实施例的振荡器电路10对防范在RTC电源电压VRTC的这样的切换时的电压减少有效。换言之，作为高抗噪声性模式的第二模式可以优选地与“准许”切换RTC电源电压VRTC的模式关联。在另一方面，作为低功率模式的第一模式与“禁止，，切换RTC电源电压VRTC的模式关联。下文将指示允许/禁止切换的模式信号MODE称为“电源切换许可信号XVOL”。从系统控制器30向振荡器电路10供应电源切换许可信号XVOL。换言之，操作模式的切换由系统控制器30自动控制。
图16是示出根据本实施例的振荡器电路10的控制方法的时序图。在本实施例中，假设低电平的电源切换许可信号XVOL表明第一模式(切换禁止)。假设高电平的电源切换许可信号XVOL表明第二模式(切换允许)。
在将RTC电源电压VRTC从电源电压VCC切换成电磁电源模式VBAT时的控制如下：
在时间t30，电源切换许可信号XVOL从低电平切换成高电平。因此，操作模式从第一模式切换成第二模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以增加反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在继时间t30之后的时间t31增加反相器电路100的驱动能力。另外，控制电路500在继时间t31之后的时间t32增加可变电容器200的电容值。作为结果，由于RTC电源电压VRTC的减少而对振荡器电路10的操作施加的影响变小。
在时间t33，电源切换许可信号XVOL从高电平切换成低电平。因此，操作模式从第二模式切换成第一模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以减少反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在继时间t33之后的时间t34减少可变电容器200的电容值。另外，控制电路500在继时间t34之后的时间t35减少反相器电路100的驱动能力。从而减少功率消耗。
这里，从时间t32到t34的时段是其中允许切换RTC电源电压VRTC的电源切换许可时段。因此，系统控制器30在电源切换许可时段期间按照切换RTC电源电压VRTC这样的方式执行电源切换信号SW的切换。换而言之，系统控制器30在将电源切换信号SW切换之前将电源切换许可信号XVOL从低电平切换成高电平。在将电源切换信号SW切换之后，系统控制器30将电源切换许可信号XVOL从高电平切换成低电平。
在将RTC电源电压VRTC从电池电源电压VBAT切换成电源电压VCC时的控制如下：
在时间t40，电源切换许可信号XVOL从低电平切换成高电平。因此，操作模式从第一模式切换成第二模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以增加反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在继时间t40之后的时间t41增加反相器电路100的驱动能力。另外，控制电路500在继时间t41之后的时间t42增加可变电容器200的电容值。作为结果，由于RTC电源电压VRTC的减少而对振荡器电路10的操作施加的影响变小。
在时间t43，电源切换许可信号XVOL从高电平切换成低电平。因此，操作模式从第二模式切换成第一模式。在这一情况下，控制电路500执行控制以减少反相器电路100的驱动能力和每个可变电容器200的电容值“二者”。具体而言，控制电路500在继时间t43之后的时间t44减少可变电容器200的电容值。另外，控制电路500在继时间t44之后的时间t45减少反相器电路100的驱动能力。从而减少功率消耗。
这里，从时间t42到t44的时段是其中允许切换RTC电源电压VRTC的电源切换许可时段。因此，系统控制器30在电源切换许可时段期间按照切换RTC电源电压VRTC这样的方式执行电源切换信号SW的切换。换而言之，系统控制器30在将电源切换信号SW切换之前将电源切换许可信号XVOL从低电平切换成高电平。在切换电源切换信号SW之后，系统控制器30将电源切换许可信号XVOL从高电平切换成低电平。
振荡器电路10的驱动电流和负载容量以这一方式在电源切换许可时段期间增加。因此，在电源切换许可时段期间切换RTC电源电压VRTC使振荡器电路10的切换对它的操作施加的影响能够被最小化。
2-4.其它应用示例
例如考虑半导体芯片5包括易于生成噪声的功能块的情况。可以优选地在开始和停止功能块的操作时将振荡器电路10的操作模式设置成第二模式。因此有可能将由于来自功能块的噪声而对振荡器电路10的操作施加的影响最小化。
3.关于比较器电路
下文将进行用于提高抗噪声性的比较器电路400的各种配置示例的描述。
在图17中所示示例中，比较器电路400具有差分比较器410。比较器410的两个输入耦合到它们对应的第一和第二端子T1和T2。在这一情况下，由于比较器410执行差分操作，所以如果即使在第一与第二端子T1与T2之间略微出现电势差，则仍然获得输出。在向第一和第二端子T1和T2施加同相噪声时，它们抵消而未影响时钟信号CLK。本例的比较器电路400在切换电源电压时尤为有效(参照2-3节)。
图18示出电容耦合的比较器电路400。更具体而言，比较器电路400具有比较器430、电容器440、电阻器450、参考电压电源460以及电容器470。比较器430的输入分别耦合到节点401和节点402。电容器440耦合于节点401与反相器电路100的输出端子102之间。电阻器450耦合于节点401与节点402之间。参考电压电源460耦合到节点402并且向节点402供应参考电压。电容器470耦合于节点402与接地端子之间。即使DC操作点(振荡的中心电压)由于某一原因而移位时，则仍然通过比较器430的输入的电容耦合获得输出而无问题。
图19示出混合比较器电路400。更具体而言，提供图1中所示比较器电路400和图18中所示比较器电路400二者。图1中所示比较器电路400生成第一时钟信号CLK1。在另一方面，图18中所示比较器电路400生成第二时钟信号CLK2。选择电路480接收第一时钟信号CLK1和第二时钟信号CLK2并且输出它们之一作为时钟信号CLK。优选的是可以根据操作模式有选择地使用第一和第二时钟信号CLK1和CLK2中的恰当时钟信号。
4.关于电源线路
图20示出用于提高有关电源切换的抗噪声性的另一配置示例。在图20中所示示例中，在用于向振荡器电路10供应RTC电源电压VRTC的电源线路上提供低通滤波器70。低通滤波器70具有可变电阻器71和电容器72。
在切换RTC电源电压VRTC时，响应于电源切换许可信号XVOL来改变低通滤波器70中的可变电阻器71的电阻值。具体而言，低通滤波器70中的可变电阻器71的电阻值在上述电源切换许可时段期间增加。因此，RTC电源电压VRTC的波动斜率变得平缓，从而抑制振荡器电路10的故障出现。
附带提一点，上述示例还可以在一致范围内相互组合。
尽管已经基于优选实施例具体描述本发明人以上实现的发明，但是本发明不限于上述实施例。无需赘言，可以未脱离其主旨的范围内对其进行各种改变。

Claims (15)

1.一种半导体器件，包括：
第一端子和第二端子，分别耦合到晶体谐振器的两端；
反相器电路，具有耦合到所述第一端子的输入和耦合到所述第二端子的输出；
反馈电阻器，其耦合于所述第一端子与所述第二端子之间；
可变电容器，耦合到所述第一端子和所述第二端子中的至少一个端子；以及
控制电路，其基于指定第一模式和第二模式中的每个模式的模式信号来控制所述反相器电路的驱动能力和所述可变电容器的电容值，
其中所述控制电路执行控制以在所述第二模式中而不是在所述第一模式中增加所述反相器电路的所述驱动能力和所述可变电容器的所述电容值二者。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中在从所述第一模式向所述第二模式切换时，所述控制电路在已经增加所述反相器电路的所述驱动能力之后增加所述可变电容器的所述电容值，并且
其中在从所述第二模式向所述第一模式切换时，所述控制电路在已经减少所述可变电容器的所述电容值之后减少所述反相器电路的所述驱动能力。
3.根据权利要求1所述的半导体器件，还包括：
比较器电路，其耦合到所述第二端子并且根据所述第二端子的电压生成时钟信号；以及
分频电路，其执行从所述比较器电路输出的时钟信号的分频，
其中所述控制电路按照在所述第一模式与所述第二模式之间所述时钟信号的频率变得相同这样的方式而响应于所述模式信号改变所述分频电路的分频比。
4.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述第二模式是执行对所述半导体器件的模拟的调试模式，并且
其中所述第一模式是不执行所述模拟的模式。
5.根据权利要求4所述的半导体器件，其中在所述模拟中使用的引脚与耦合到所述晶体谐振器的引脚相邻。
6.根据权利要求5所述的半导体器件，其中所述可变电容器仅耦合到所述第一端子和所述第二端子中的与在所述模拟中使用的所述引脚接近的端子。
7.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述第二模式是许可切换所述半导体器件的电源电压的模式，并且
其中所述第一模式是禁止切换所述电源电压的模式。
8.根据权利要求7所述的半导体器件，包括：
振荡器电路，具有所述第一端子、所述第二端子、所述反相器电路、所述反馈电阻器、所述可变电容器和所述控制电路；
时钟电路，其基于由所述振荡器电路生成的时钟信号操作；
电源切换电路，其在正常电源电压与备用电源电压之间切换向所述振荡器电路和所述时钟电路供应的所述电源电压；以及
控制器，其以如下方式控制所述电源切换电路，在所述正常电源电压达到预定阈值或者更少时所述电源电压从所述正常电源电压切换成所述备用电源电压，并且在所述正常电源电压达到所述预定阈值或者更多时所述电源电压从所述备用电源电压切换成所述正常电源电压，
其中所述振荡器基于所述电源电压的所述切换来生成所述模式信号并且向所述控制电路输出所述模式信号。
9.根据权利要求8所述的半导体器件，其中所述控制器以如下方式控制所述模式信号，在所述电源电压的所述切换之前将模式切换至所述第二模式，并且在所述电源电压的所述切换结束之后将所述模式切换至所述第一模式。
10.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述反相器电路包括：
晶体管，具有耦合到所述第一端子的栅极、耦合到所述第二端子的漏极和耦合到接地端子的源极；以及
可变电流源，其向所述第二端子供应电流，并且
其中所述控制电路响应于所述模式信号来控制所述可变电流源的电流供应容量以由此控制所述反相器电路的所述驱动能力。
11.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述可变电容器耦合于所述第一端子与所述第二端子之间。
12.一种半导体器件的控制方法，所述半导体器件包括：
第一端子和第二端子，分别耦合到晶体谐振器的两端；
反相器电路，具有耦合到所述第一端子的输入和耦合到所述第二端子的输出；
反馈电阻器，其耦合于所述第一端子与所述第二端子之间；以及
可变电容器，耦合到所述第一端子和所述第二端子中的至少一个端子，
所述控制方法包括以下步骤：
在第一模式与第二模式之间切换操作模式；并且
以如下方式执行控制，所述反相器电路的驱动容量和所述可变电容器的电容值二者在所述第二模式中变得比在所述第一模式中更大。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其中所述控制执行的步骤包括以下步骤：
在从所述第一模式向所述第二模式切换时，在已经增加所述反相器电路的所述驱动能力之后增加所述可变电容器的所述电容值；并且
在从所述第二模式向所述第一模式切换时，在已经减少所述可变电容器的所述电容值之后减少所述反相器电路的所述驱动能力。
14.根据权利要求12所述的控制方法，
其中所述第二模式是执行对所述半导体器件的模拟的调试模式，并且
其中所述第一模式是不执行所述模拟的模式。
15.根据权利要求12所述的控制方法，
其中所述第二模式是许可切换所述半导体器件的电源电压的模式，并且
其中所述第一模式是禁止所述电源电压的所述切换的模式。
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