CN103262417A - 一种用于电容式触摸应用的电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于电容式触摸应用的电路，其包括：电荷积分器；低通滤波器，包括输入电容器的相关双采样器；采样保持器；以及模数转换器。所述低通滤波器的截止频率具小于采样保持器的奈奎斯特频率。所述低通滤波器包括所述输入电容器和串联电阻。

Description

一种用于电容式触摸应用的电路

技术领域

本发明涉及通常在电容式触摸应用中使用的、具有数字输出的电路。

背景技术

电容式传感器用于涉及对象存在检测的各种应用领域，这些应用领域例如但不限于触摸板、触控面板、触摸屏或投射式电容显示器。

图1描述了可能的电容式检测测量电路10。每个传感电容器C_sens被连接至采集链10的第一区块1-电荷积分器-的输入端。因为电荷积分放大器的非反相输入端保持恒定电压，在该放大器的反相输入端处存在虚拟接地，也就是说，电荷积分放大器的输入电压保持恒定。针对虚拟接地的电荷检测允许对电源噪声免疫。复位阶段迫使电荷积分器1的输出电压V_int达到预定的初始值。在复位阶段后，通过采集链10中的剩余区块对电荷积分器1的输出电压Vint的初始值，即V_{in_init}滤波并采样。然后，电荷可从传感电容器C_sens被转移至电荷积分器1的集成电容器C_int。在所有电荷都被转移后，电荷积分器1的输出电压V_{int_final}将会是：

$\mathrm{Vint}\_\mathrm{final}=\mathrm{Vint}\_\mathrm{init}-\frac{Q}{\mathrm{Cint}}$

其中Q是被转移的电荷。存储在传感电容器C_sens中的、由电容变化而产生的任何电荷变化都会被视为是在积分器V_int的输出端处的电压变化。

本领域技术人员可由文献和不同专利获知并理解基于电流源和内部集成电容器C_int的使用的电荷积分器1的各种实施方案，其中该电流源和内部集成电容器用于测量传感电容器C_sens中的电荷变化。

在图1中显示的第二区块2‘是低通滤波器。其目的是从电压中去除高的频率分量而不使其发生较大衰减。特别地，该低通滤波器的目的是在考虑奈奎斯特关系的前提下限制对随后的采样区块3的采样率产生影响的信号Vint的带宽。因此，该低通滤波器的截止频率，也就是滤波器响应中未受影响的低频带和高频带的相交点（例如由3db拐角定义的交点）低于采样区块3的奈奎斯特频率。

有利地，电容检测测量电路10包括作为第三区块2‘’的相关双采样（CDS）区块：其功能是对其输入进行两次采样，一次在已知条件下并且另一次在未知条件下，从而去除不期望的偏移或噪声。然后，从例如电荷转移的未知条件中减去由例如复位状态的已知条件测得的值，从而产生差分信号，即，该区块2‘’的输出。

第四区块3是采样保持器（S/H）。其要求在电荷转移阶段结束时存储CDS的输出并且在A/D转换4的整个过程中使其保持有效从而允许采样新的电荷，同时通过最后一个区块，即，ADC4自身，将当前电荷转换成数字。

在图1中提出的电路包括多级，其每一级生成噪声、需要占用硅片面积并且是由电流提供的。在包括大量传感电容器的触控面板中存在的问题是所需的表面面积和功率消耗。

US5543591（Synaptics）描述了一种装置，其中通过针对电源的电流积分执行电荷检测。该特征使得装置对电源噪声敏感。即使通过双极性平均法（doublepolarityaveraging）消除了低频噪声，且噪音抑制效率取决于时钟锐度。四个输入线路或通道被多路复用成一个通道，即，未被指定的模数转换器（ADC）的输入端，其中每个线路或通道包括电流积分装置、过滤器以及采样保持器（S/H）。四个通道共享的ADC限制了转换率并且使空间非线性变差，也就是使与相邻通道之间的差值相关的非线性变差。此外，上述装置集成在这样一种触摸板中：所有的行电极和所有的行列电极被同时检测。

US5790107（Logitech/Elan）描述了一种装置，其中通过在参考振荡器和包括传感电容器的振荡器之间的频率测量来实施电荷检测。然后，表示频率测量值的电压信号与参考电压混合，混合器的输出被发送至以触发器形式实现的低通滤波器（LPF）并被用于驱动数字计数器，这个过程不使用ADC。所提出的电路没有执行低频噪声消除。此外，电荷检测对参考振荡器的精确度敏感。

US7312616（Cypress）涉及一种逐次求近（successiveapproximated）电容测量电路，其中，通过有效电阻器的测量来实施电荷检测，这些电荷是在使用与开关相关联的电流源以高频率充放电的过程中生成的，该开关是传感电容器（R_eff与（f_switchC_sensing）^-1成比例）。该电路还包括用于均衡电压的可调LPF。然后，将LPF输出电压与电源参考值进行比较，并被发送至逐次求近ADC（SAC）。采集链既不包含CDS也不包含S/H。再者，所提出的电路不执行低频噪声消除。

US7656394(Apple)涉及一种在多点触控面板中使用的装置，其中，使用三个开关和一个电压源，通过传感电容器和积分电容器之间的顺序电荷共享来实施电荷检测。所需阶段数量取决于所需的输出电源精度。在ADC转换之前，在无触摸的情况下，将存储在来自校准阶段的存储器中的触摸板图像从输出电源中去除。其没有定义ADC拓扑，而且既没有LPF也没有CDS。其能够一起共享或使用电荷传感器和ADC。再者，所提出的装置没有执行低频噪声消除。

US7663607(Apple)描述了一种触摸板，其中通过针对虚拟接地的电荷积分来执行电荷检测。此时，该装置具有良好的电源噪声免疫性。然而，N个电荷检测通道被多路复用为仅一个未限定拓扑的ADC通道输入。由于N个通道使用一个ADC，与其他方案相比，其转换率较低。此外，在该情况中也没有进行低频噪声消除。

EP2224598(通用电气公司)描述了包括“低增益”（例如乳房X线照射）和“高增益”（例如荧光检查系统）测量的医疗用双增益系统。在“低增益”测量期间，初始电荷被分配给积分器的两个电容器。在该“低增益”测量之后进行“高增益”测量，在“高增益”测量中，通过将电容器耦合至参考电压而从反馈回路中去除这个电容器，并且将电荷重新分配给剩余的电容器。

US7053806（通用电气公司）涉及用于自变换量程电路校准的系统和方法，其包括将DAC输出值和所需的ADC输入值之间所需的关系分割成多个分段。每个分段包括偏移值和增益值。其包括由缓冲器组成的低通滤波器、可调谐电阻器以及两个用于在A/D转换期间使低通滤波器自动调谐至通道带宽的可调谐电容器。

US20080158175（Apple）描述了用于触摸屏的电路，其包括放大器、混合器以及借助于DAC通过查询表控制的加法电路、。

US20030205660（SharpCorporation）描述了用于二维图像传感器的电荷量检测电路，其包括多路复用器。

根据现有技术状态，需要一种具有比其它已知方案更简单的结构的、用于电容式触摸应用的电路。还需要一种具有降低的低频噪声的电路。

此外，需要一种具有更好的无限转换率以及降低的空间非线性的电路。

发明内容

根据本发明，可以通过根据权利要求1的用于电容式触摸应用的电路、根据权利要求16的方法以及根据权利要求19的电容式触摸装置来实现这些目的。

与现有技术相比，所述电路的优点特别地包括通过将若干个功能合并在同一个区块中，也就是通过集成区块来减少所需区块的数量。这减少了总表面积以及功率消耗。

有利地，CDS区块的输入电容器与形成低通滤波器LPF的串联电阻器合并。通过这种方式将LPF和CDS的功能合并在单区块中。该串联电阻器的电阻值连同输入电容器的电容值一起确定由合并的区块LPF+CDS执行的滤波功能的截止频率，其取决于顺序采样区块3的采样率，从而满足奈奎斯特标准。

此外，能够避免使用缓冲器，由此避免了其功率消耗部件及其噪声影响。换句话说，LPF和CDS区块可以集成在单区块中。

在本发明中，术语“将两个区块合并在单区块中或在单区块中添加区块”意味着在各集成区块之间共享至少一个电路元件并且执行这些区块中的每个区块中的功能。因此，不可能隔离各个区块。因此，既然在两个区块之间共享至少一个元件，那么集成区块的元件数量小于建立不需要任何共享元件的两个（或多个）等效的分离区块所需的元件数量，这降低了噪声水平、电流消耗以及硅片上所需的面积。

所提出的采集链的ADC是开关电容器ADC，例如多级ADC，其包括第一级和其他级。第一级包含逐次求近寄存器（SAR）以及反馈中的DAC。在这种情况下，S/H区块以及该第一级被集成在单区块中，也就是说，S/H区块和该开关电容器ADC的第一级共享一放大器。其他级可包括流水线型ADC、算法型ADC或者两个或多个级联组件，其每个组件为算法型ADC。

根据本发明的独立方面，ADC的第一级包括集成S/H且可与LPF+CDS一起集成在单区块中。

在一个实施例中，在LPF+CDS和S/H+ADC区块之间共享电容器，以执行LPF+CDS区块的反馈式电容器的功能以及S/H+ADC区块的输入电容器的功能。

在S/H+ADC区块包括放大器的另一个实施例中，在两个区块之间，不仅共享上述电容器以执行LPF+CDS区块的反馈式电容器和S/H+ADC区块的输入电容器的功能，而且还共享放大器以集成LPF+CDS和S/H+ADC区块的放大器的功能。

有利地，通过从普通电阻分压器中选择分接点，可实现第一级的反馈回路中的DAC的功能，从而具有良好的空间非线性。

在另一个实施例中，通过产生并评估误差或残差来提高ADC的分辨率，该误差或残差被定义为是在LPF+CDS区块的输入信号和由反馈中的SAR和DAC产生的该输入信号的近似值之间的差值的放大值。

在一个实施例中，所提出的电路通过偏移变量来优化CSA和/或“LPF+CDS”。

附图说明

通过由示例给出的以及通过附图阐释的实施例的说明，将会更好地理解本发明，其中：

图1显示了具有数字输出的电容检测电路的实施方式。

图2显示了具有电容传感器集成电路的电容式触摸装置的视图。

图3A至3D显示了电容传感器接口电路（CSIC）的不同的可能实施方式。

图4显示了根据本发明的电荷检测放大器的一个实施例。

图5A至5C分别显示了电荷检测电路中三个电压的采集周期。

图6显示了根据本发明的一个实施例而集成在一个区块中的低通滤波器和相关双采样。

图7和图8分别显示了S/H+ADC的区块的模拟差阶的两种可能结构。

图9显示了逐次求近ADC以及CDS的一个实施例。

图10显示了LPF+CDS区块的一个实施例，其后跟随有S/H+ADC区块。

图11显示了根据本发明的电路的一个实施例。

图12显示了根据本发明的一个实施例的用于图11中电路操作的不同阶段的一个实施例。

图13显示了根据本发明的用于优化读出频率的电路的另一个可能实施例。

图14显示了根据本发明一个实施例的用于图13中电路操作的不同阶段的一个实施例。

图15显示了LPF+CDS区块的另一个实施例，其后跟随有S/H+ADC区块。

图16显示了根据本发明的电路的另一个实施例。

图17A至17C显示了图16中电路的三个不同阶段的操作。

图18显示了具有四个操作阶段的电路的另一个实施例。

图19显示了根据本发明一个实施例的用于图18中电路操作的四个不同阶段的一个实施例。

图20显示了根据本发明的用于优化读出电路的电路的另一个可能实施例。

图21显示了根据本发明一个实施例的用于图20中电路操作的四个不同阶段的一个实施例。

图22显示了根据本发明的电路的一个实施例。

图23示意性地显示了包括多个逐次求近级的流水线型ADC。

图24示意性地显示了包括一个逐次求近级的算法型ADC。

图25显示了包括多个逐次求近级的组合ADC结构。

图26显示了N个并行通道，其使每个逐次求近ADC与反馈中的电阻DAC合并，从而构成电阻分压器或梯形电路以及多路复用器。

图27至29b示意性地阐释了根据本发明一些实施例的来自CSA区块的电路的三个变型。

图30阐释了具有DAC的LPF+CDS生成可编程初始化电压的一个实施例。

图31阐释了在SAC反馈路径中复用DAC从而在分开的阶段中生成LPF+CDS可编程初始化电压。

图32阐释了从与在ADC的反馈式DAC中使用的电阻分离器相同的电阻分压器中选择初始化电压。

图33阐释了用于通过切换电容器而将电荷注入到电路区块中的电路的一个实施例。

具体实施方式

例如触控面板这样的电容式触摸装置包括传感电容器阵列。如果例如手指这样的具有良好介电性能的对象正接近触摸板，这些电容器的电容值会发生变化。通过电容传感器集成电路（CSIC）以中等速度，典型地100-1000fps的速度读取整个阵列。

图2显示了具有CSIC的电容式触摸装置的视图。其包括第一数量N行的传感电容器以及第二数量M列的传感电容器。传感电容器都以矩阵形式设置，类似于图像中的像素。在一个实施例中，N和M可以是相同的，也就是N=M。换句话说，电容式触摸装置包括维数为N*M的电容传感器阵列200。

施加振幅为A的电压11，将其作为通过每行传感电容器的输入信号。在可能的操作方案中，通过输入信号11、以1/N的行扫描率对每一行进行顺序编址。在行扫描期间，当各行被编址时，通过本发明中的M个检测电路并行分析所选择的行中的所有M个传感器。

区块电荷检测放大器（CSA）在合适的范围内放大电容式触摸装置的每一列或每一通道中的检测信号。换句话说，通过CSIC的每个通道内的专用电路来执行电荷检测放大，以使每一行的所有电容传感器都被并行采样。

然后，放大的信号被转换成数字输出编码。然而，A/D转换（ADC）能够实施图3A至图3D中显示的各种结构。

图3A显示了在每个通道中都设有ADC的CSIC。参考标记300表示用于检测每次扫描内传感电容器值变化的数字接口。

在图3B中，所有通道的CSA的电压输出都通过高频多路复用器400被馈送给高速ADC。在这种情况下，对于每一行，必须一个接一个地扫描所有列，并且ADC的转换率必须大于在每个通道中实施的ADC的N倍。尽管减少了ADC的数量，但是对于大量通道而言，对ADC的速度限制将变得苛刻。在这种情况下，数字接口不是强制性的，因为已经限制了输出端口的数量。

在图3C中阐释的CSIC在每组CSA通道中都使用ADC，且每组CSA通道具有多路复用器500。

在图3D显示的另一个实施例中，CSIC在每个通道中设有仅包括一个CSA的模拟输出，且该CSIC还具有高频模拟多路复用器400，其输出在CSIC外部被馈送给快速外部ADC。

本发明涉及兼容图3A至3D中显示的所有不同配置的每个通道的电子结构的实施方案。图3A的实施例特别适用于并行检测能力和快速数位处理。

根据本发明的电路的第一区块是图4中显示的电荷检测放大器：其包括低噪声反向检测放大器，在放大器的增益回路中利用了传感器C_sens的电容。传感电容器C_sens是存在于所选择的行的末端和正被采集的列的终端之间的等效电容器，如在图4的上部中指出的。

在传感电容器C_sens的输入处的电压V_R是对扫描输入电压振幅（V_high-V_low）11的放大。既然电荷积分放大器的非反向输入终端保持恒定电压，那么在放大器的反向输入终端处存在虚拟接地，也就是说，电荷积分器放大器的输入电压也保持为常量。传感器电容值C_sens的任何变化都会导致CSA输出V_csa根据下述关系式而按比例变化：

$V_{\mathrm{csa}}=-(V_{\mathrm{high}}-V_{\mathrm{low}})\frac{C_{\mathrm{sens}}}{C_{\mathrm{int}}}.$

然后，输出电压V_csa与扫描输入电压振幅（V_high-V_low）成比例。

在图5A至5C中显示了CSA级的电压采集周期顺序。在线路扫描开始并且当放大的扫描电压V_R维持为较高时，连接至反馈式电容器C_int的CSA的反向终端的输入电压V_C被初始化为参考电压值V_b，同时通过关闭开关S2并打开开关S1将CSA输出初始化为参考电压值V_init。在复位阶段201之后，在初始化ADC输入阶段（其属于将被显示的电路）的同时开始噪声积分阶段。这可通过关闭开关S1并打开开关S2而实现。在该阶段期间，维持高的扫描电压。

在复位阶段201和初始化阶段202期间，传感电容器终端Vc的列电压被维持在虚拟接地电压值V_b处，同时CSAV_CSA的输出电压被维持在初始化电压值V_init处。在初始化阶段202结束时，通过将输入电压从V_high转换至V_low，开始电压采样。因此，CSAV_CSA的输出电压会以与传感电容器C_sens和反馈式电容器C_int的比值成比例的方式放大输入行信号之间的负压差。该负压差的值是

$-(V_{\mathrm{high}}-V_{\mathrm{low}})\frac{C_{\mathrm{sens}}}{C_{\mathrm{int}}}.$

在该采样阶段203中，通过以下阶段过滤并处理该放大信号。

图6的左侧显示了LPF(低通滤波器)2‘和CDS（相关双采样）2‘’区块。根据本发明的一方面，通过直接使用CDS区块C_CDS的输入电容器以及补偿的串联电阻器R_LPF+CDS，可将这两个区块集成在图6的右部中显示的单区块2中，从而执行RC滤波器的功能。电阻器R_LPF+CDS的值适应于输入电容器C_CDS的值，从而在考虑奈奎斯特关系的前提下限制对顺序采样区块的采样率产生影响的区块2的输入信号的带宽。

由此，能够避免使用区块LPF2‘的缓冲器，避免其功率消耗预算及其噪声影响。此外，集成的区块LPF+CDS2仅具有一个电容器（C_CDS），其取代了两个区块LPF2’和CDS2‘’所需的两个电容器（C_LPF以及C_CDS）。通过串联电阻器R_LPF+CDS的标称值来选择并改变截止频率。

如果需要更有效的滤波，例如当截止频率之上的信号能量较高时，该RC滤波级能够与另外的低通和/或带通滤波装置组合为例如多级滤波器。优选使用仅包括一个电阻器和一个电容器的单级低通滤波器，因为其减少了每个通道中的组件数量。

根据本发明的电路比非合并方案，例如图1中显示的方案简单，因为图1中显示的电路的两个或多个区块被集成在单区块中，也就是说，在集成区块之间共享至少一个电路元件并执行这些区块的每个区块中的功能，因而不能够隔离各个区块。因此，本发明中集成区块的元件数量低于建立不需要任何共享元件的两个（或多个）等效的分离区块所需的元件数量，这降低了噪声级别、电流消耗以及硅片上的所需面积。

此外，因为不同类型的多个ADC本质上需要采样保持器，该采样保持器（也就是图1的区块3）以及ADC4也能够被集成在一起。特别地，其有可能实施例如两阶或多阶逐次求近流水线型和算法型ADC的ADC的切换电容器。

在上下文中和附图中，表述“S/H+ADC”意味着图1中的S/H区块3与开关电容器ADC的集成，例如S/H区块与多级ADC的第一级集成，该多级ADC包括逐次求近寄存器SAR（也就是SAC）和反馈式数模转换器DAC。有利地，并不在两个区块中使用两个分离的放大器，而是仅在S/H区块和ADC的第一级之间共享一个放大器。

对于所有上述类型的切换电容器ADC，一旦存在输入ADC信号的第一数字估值，那么建立误差信号或残余电压，其与输入信号V_inADC和电压V_DAC之间的差值成比例，该差值是通过将输入信号V_inADC的当前数字估值重新转换成模拟信号而获得的。

例如，可以通过开关电容器的设置来获得输入信号V_inADC和由DAC输出的信号V_DAC之间的模拟差，当然也可使用其它技术。在图7所示的示例中，在开关1被关闭且开关2被打开的第一阶段期间，将输入电容器C_in预充至V_inADC。

在第二阶段，通过颠倒开关1和2的状态，在C_in右侧（C_in的右电极）处的节点85被置为高阻状态，同时，连接至C_in的其它电极（左侧）的节点87从V_inADC切换至V_DAC，并且当经过电容器C_in的电压保持常量时（忽略寄生电容C_P），右电极（节点85）上的电压也以V_DAC-V_inADC发生变化。

因为右电极（节点85）上的电压电平被初始化为0V，误差信号或残余电压会在V_DAC-V_inADC之间取值。事实上，由于寄生电容C_P，C_in和C_P之间的电荷会重新分配，施加在C_in的底部电极上的电压电平会以稍微小于1的因子C_in/（C_P+C_in）衰减；如果C_P不是精确已知的，当必须在下一级中精确评估残余电压时，会存在问题。

图8显示了适用于本发明的切换电容器模拟差输入级的另一个示例。在该示例中，输入电容器C_in的上部电极85被关联至放大器的虚拟接地输入中。由此，电路对寄生电容器的值不敏感，因为C_P的电压不是常量。在第一阶段期间，输入电容器C_in被预充至V_inADC，与此同时，反馈式电容器C_fb被放电。

在第一阶段结束时，短路C_fb的反馈式开关1首先打开。从此开始必须维持虚拟接地上的总电荷。在第二阶段期间，通过开关2将C_in的底部电极从V_inADC切换至V_DAC。电容器C_in被充至V_DAC，并且反馈式电容器C_fb会在输入电容器C_in上形成电荷变化C_in（V_DAC-V_inADC）。因此，放大器的输出电压将在相反方向上变化，并获得由电容器比率C_in/C_fb限定的增益。

存在能够通过电容耦合获得V_inADC和V_DAC之间的差值的若干其它方案，并且这些方案也包含在本发明的范围内，特别地，允许对放大器偏移进行补偿的其它方案也包含在本发明范围内，但在此没有对其进行详述。

在图8中阐释的原理可以用于ADC，从而实现信号采样以及输入信号V_inDAC和反馈信号V_DAC之间的差值。当需要更精确的电路增益时，特别是在下面三种条件下，该方案是优选的：

--当执行多位元量化时：通过同时将信号V_DAC与若干个参考电平进行比较，可在一步中更精确地对信号V_DAC进行估值；

--对于两级或多级ADC或流水线型ADC，当生成用于补偿下一级中电流误差的电压V_DAC时；

--当必须以典型地2ⁿ的增益放大电压V_DAC时，其中n是从ADC提取的位元数量。

如果残余电压必须被放大并输出以用于下一ADC级内的补偿，那么在图8中阐释的方案能够用于例如图9所阐释的逐次求近ADC。

在相对快的ADC结构的情况中，也就是说，在基于开关电容器的逐次求近流水线型算法型ADC中，在第一阶段期间（采样），输入信号被采样至电容器C_in的节点87（在图8中可见），然后电容器C_in的节点87被切换至表示估值编码的电压V_DAC，以用于计算残压。由此，能够容易地将区块采样保持器S/H和开关电容器ADC的第一级集成到单区块中。

根据本发明的独立方面，例如图22中所示，能够将低通滤波器LPF、相关双采样器CDS、采样保持器S/H和可转换电容器ADC（例如逐次求近ADC（SAC））的第一级集成到单级23中。

在一个实施例中，在LPF+CDS和S/H+ADC区块之间共享电容器，从而执行LPF+CDS区块的反馈式电容器的功能以及S/H+ADC区块的输入电容器的功能。

在该实施例中，ADC输入级基于两个电压（V_inDAC和V_DAC）之间的电容式耦合，并朝向图7中所示的高阻抗节点85。

图10显示了LPF+CDS区块2，其后跟着S/H+ADC34，例如采样ADC级。在该图10中，这两个区块2和34是分开的，也就是说，这两个区块不集成在单区块中。图12中阐释的用于图10中电路操作的不同阶段是至少以下三种阶段：

-初始化（阶段1）

-电荷积分CI（阶段2）

-A/D转换A/DC（阶段3）。

与图10、11、13、15、16、18、20和22中的开关相关的标记1、2、3和4表示在具有相同标记的阶段期间关闭并且在其他阶段打开的相对应的开关。如果两个标记与同一个开关相关，例如“1、2”，那么它们表示在具有第一和第二个数字的阶段中（在本示例中是阶段1和2中）关闭对应的开关，以及在具有该第二个数字的阶段结束时（在本示例中是阶段2结束时）打开对应的开关。

在初始化阶段1（阶段1）期间，LPF+CDS区块2被复位。在阶段1期间，通过关闭LPF+CDS区块2的开关1以及通过打开开关2，对应于图6中电容器C_CDS的、图10中的输入电容器Cin_cds被预充至电压Vin_cds1，并且反馈式电容器Cfb_cds被预充至初始化电压Vinit_cds。在一个实施例中，初始化电压Vinit_cds可对应于模拟地。在初始化阶段1期间，区块S/H+ADC34不发挥任何作用。

在电荷积分CI阶段（阶段2）期间，LPF+CDS的复位开关1被打开，并且其开关2被关闭，以使虚拟接地节点Vout_cds上的总电荷保持常量。该总电荷对应于电容器Cin_cds上的电荷和电容器Cfb_cds上的电荷的总和。

如果输入电压Vin_cds从第一值Vin_cds1变化至第二值Vin_cds2，由于虚拟接地节点Vout_cds上的总电荷保持常量，那么在电容器Cin_cds上的对应电荷变化意味着电容器Cfb_cds上的相反电荷变化，以使阶段2结束时CDSVout_cds的输出电压是：

$\mathrm{Vout}\_\mathrm{cds}=\mathrm{Vinit}\_\mathrm{cds}-\frac{\mathrm{Cin}\_\mathrm{cds}}{\mathrm{Cfd\; cds}}(\mathrm{Vin}\_\mathrm{cds}2-\mathrm{Vin}\_\mathrm{cds}1)$

在阶段2结束时处，该电压Vout_cds被复制到S/H+ADC区块34的输入电容器Cin_adc上，也就是说，Vout_cds=Vin_adc。换句话说，

$\mathrm{Vin}\_\mathrm{adc}=\mathrm{Vinit}\_\mathrm{cds}-\frac{\mathrm{Cin}\_\mathrm{cds}}{\mathrm{Cfb}\_\mathrm{cds}}(\mathrm{vin}\_\mathrm{cds}2-\mathrm{Vin}\_\mathrm{cds}1)$

在该阶段2期间，通过关闭在区块S/H+ADC34的电容器Cin_adc右侧的开关2，误差电压Verror（也就是在电容器Cin_adc的右侧的节点85处的电压）被强制保持常量，例如0V。

在阶段3期间，通过打开在电容器Cin_adc左侧的开关2以及通过关闭区块S/H+ADC34的开关3，Cin_adc从Vin_adc切换至Vdac，以节点85处的误差电压Verror等于：

Verror二Vdac-Vin_adc

有利地，这两个区块LPF+CDS2以及S/H+ADC34能够被集成在图11阐释的单区块中。在这种情况下，阶段1和2等同于图10中的方案。

在阶段1或初始化阶段I期间：

-通过关闭输入开关1、2，将输入电容器Cin预充至第一采样电压Vin_cds1；

-通过关闭复位开关1来复位放大器8；

-通过关闭预充电开关1，将反馈式电容器Cfb预充至初始化电压Vinit_cds。

在阶段2或电荷积分阶段CI期间：

-输入电容器Cin上的第一采样电压Vin_cds1变为第二采样电压Vin_cds2；

-输入开关1、2保持关闭，复位开关1和预充电开关1被打开；

-通过关闭反馈开关2，反馈式电容器Cfb被切换至放大器8的反馈中从而产生待被转换的第一电压（Vin_adc），其与第二采样电压Vin_cds2和第一采样电压Vin_cds1之间的差值成比例。

换句话说，在阶段2结束时，通过打开输入开关1、2，将输入电容器Cin与放大器8分离。此时并不将电容器（Cfb_cds）上的电压复制到ADC的另一个电容器（Cin_adc）中，而是如先前示例（图10）中的那样将其输入从一个电压（Vin_adc）切换至另一个电压（Vdac）；在这种情况下，在阶段3期间，电容器Cfb右侧的节点85被直接切向Vdac，以使电压Verror=Vdac-vin_adc被直接施加在放大器8的负输入处；该放大器8在阶段3中处于开环，因为Cfb此时强制处于Vdac。在这种情况下，Vin_adc表示待被转换的电压，其与Vin_cds2和Vin_cds1之间的差值成比例。处于开环中的放大器8此时用作比较器9的第一前置放大器级，其具有以下优势：稍后会对该第一阶段中的偏移进行补偿，并且将在比较器9之前获得放大器8的增益，这降低了对其偏移的敏感性。

图11结构的一个优点是避免了将电压从LPF+CDS区块的反馈式电容器Cfb复制至S/H+ADC区块的输入电容器Cin_adc，由此避免了该操作所需的功率消耗以及该操作所涉及的对应噪声。

换句话说，在单区块中集成了低通滤波器LPF、相关双采样器CDS、采样保持器S/H以及ADC的第一级（例如SAC），这种情况允许共享图11中位于图10的两个区块LPF+CDS和S/H+ADC之间的电容器Cfb，避免了使用图10的两个电容器Cfb_cds和Cin_adc，并且与建立图10中的不需要任何共享元件的两个分离区块所需的元件数量相比，其还降低了集成区块23的元件数量，从而降低了噪声电平、电流消耗以及硅片上所需的面积。图11的电路中采用的开关的数量也减少了。

在图12中阐释了用于图10和图11中电路操作的不同阶段。

在电荷读取阶段（CR）中，从CSA输出中抽取两个样本，这一阶段对应于阶段1和2。在该阶段期间，图11的输入电容器Cin被关联至放大器8。在两个电荷读取阶段CR之间插入A/D转换A/DC，其可限制读取多点触摸装置的不同行的频率，也就是线频率。

为了优化线频率，可有利地使用图13中显示的以级联操作的两个切换电容器子区块A、B。在该上下文中，术语“以级联操作”意味着一个子区块执行电荷读取的同时另一个子区块执行A/D转换。图14显示了用于图13的操作的不同阶段。

图13中的滤波器的包括电阻器R_LPF+CDS以及电容器Cin，不必在两个开关电容器子区块A、B中重复设置该滤波器，因为该滤波器每次仅连接至上部（A）或下部（B）中处于电荷读取模式的那个子区块。类似地，执行粗ADC功能的比较器9以及反馈路径中的DAC也不必重复设置，因为它们仅供处于A/D转换模式中的那个可转换电容器子区块使用。

在另一个实施例中，能够使用以级联模式操作的多于两个的子区块。如果电荷读取以及A/D转换具有相同的持续时间，那么两个子区块是合适的。如果A/D转换阶段比电荷读取阶段长N倍，那么可使用以级联模式操作的N+1子区块；当一个子区块处于充电读取模式时，其它N个子区块执行ADC转换，并且周期性交换子区块的功能。

在另一个实施例中，ADC输入级基于VinADC和VDAC之间的电容耦合，其朝向图8中所示的反向放大器。

在S/H+ADC区块包括放大器的实施例中，这两个区块之间不仅共享电容器以执行LPF+CDS区块的反馈式电容器和S/H+ADC区块的输入电容器的功能，而且还共享放大器以集成LPF+CDS和S/H+ADC区块的放大器功能。

图15显示了LPF+CDS2，其后跟随S/H+ADC34，也就是采样ADC级。然后，这两个区块2和34并不集成在同一区块中。该电路需要至少三个操作阶段。在阶段1和2期间LPF+CDS区块2的操作与图10中的电路相同。在阶段2期间，LPF+CDS输出电压Vout_cds被复制到S/H+ADC34的输入电容器Cin_adc处，并且通过关闭在其右侧的开关2而将S/H+ADC的反馈式电容器Cfb_adc初始化为Vinit_residue。在阶段2结束时，打开S/H+ADC区块的放大器的反馈路径中的开关，并且在将输入电容器Cin_adc切换至Vdac的同时将Cfb_adc电容器切换到区块S/H+ADC的放大器的反馈中，通过关闭开关3执行这两种操作。从反馈式电容器Cfb_adc处采集输入电容器Cin_adc上的电荷变化，以使输出电压Vout_adc满足：

$\mathrm{Vout}\_\mathrm{adc}=\mathrm{Vresidue}=\mathrm{Vinit}\_\mathrm{residue}-\frac{\mathrm{Cin}\_\mathrm{adc}}{\mathrm{Cfb}\_\mathrm{adc}}(\mathrm{Vdac}-\mathrm{Vin}\_\mathrm{adc})$

如图15所示，Vin_adc等同于Vout_cds。

进一步地，在该实施例中，两个区块LPF+CDS2以及S/H+ADC34能够被有利地集成在图16中所示的单区块中，其中Cin充当图15中的Cin_cds，Cfb充当Cfb_cds和Cin_adc，并且Cresidue充当Cfb_adc。由于Cfb充当Cfb_cds和Cin_adc两者，并且集成区块23仅包含一个放大器以取代图15中的两个放大器，则集成区块23的元件数量将低于分离区块2和34所需的元件数量，这降低了噪声电平并减少了电流消耗以及硅片上所需的面积。

在阶段1和2期间，其操作类似于用于图15中的电路操作，区别在于，阶段1和2期间，电容器Cresidue被关联到放大器的虚拟接地和Vinit_residue之间。在图17A至17C中阐释了这些不同的阶段。

在阶段1（初始化）期间，如图17A所示，通过使虚拟接地及其输出短路来复位放大器，同时，通过关闭开关1、2（第四预充电开关），将输入电容器Cin预充至Vin_cds=Vin_cds1（首先从CSA采集的样本），将Cfb预充至初始电压Vinit_cds，以及将Cresidue预充至Vinit_residue。

在阶段1结束时，也就是在图17B中阐释的阶段2处，放大器的输入和输出之间的开关1被打开，这对应于相关双采样的第一采样，由此，Cin、Cfb和Cresidue上的总电荷保持常量。一旦输入开关1、2被打开，Cfb被切换至放大器的反馈中，同时Cin上的电压逐渐从Vin_cds1变化至Vin_cds2。Cresidue上的电压保持不变，设为Vinit_residue，以使Cresidue上的电荷保持常量。因此，从Cfb采集Cin上的电荷变化，并且由以下公式得出电容器Cfb右节点上的输出电压：

$\mathrm{Vfb}=\mathrm{Vinit}\_\mathrm{cds}-\frac{\mathrm{Cin}}{\mathrm{Cfb}}(\mathrm{Vin}\_\mathrm{cds}2-\mathrm{Vin}\_\mathrm{cds}1).$

该电压Vfb及其初始值Vinit_cds之间的差值与（Vin_cds2-Vin_cds1）成比例，并因此与通过电荷积分器CSA集成的电荷成比例。然后，该电压将用作图17C中阐释的阶段3的ADC的输入电压Vin_adc。

在阶段2结束时分离输入电容器Cin，其对应于相关双采样的第二采样。从那时起，在Cfb和Cresidue上的总电荷保持常量。通过关闭其右侧的开关3（第五开关）将Cresidue置于反馈中，同时将Cfb设为Vdac，以从Cresidue采集Cfb上的电荷变化。然后，反馈中的Cresidue上的电压值Vresidue为

$\mathrm{Vresidue}=\mathrm{Vinit}\_\mathrm{residue}-\frac{\mathrm{Cfb}}{\mathrm{Cresidue}}(\mathrm{Vdac}-\mathrm{Vin}\_\mathrm{adc})$

由此，以Cfb/Cresidue的比率放大残压Vresidue，并且通过逐次求近或算法型ADC对其进行转换，以使残压Vresidue能够被用于改善同一级内的信号估计，或者，在流水线型ADC情况下，用于改善下一个ADC级内的信号估计。

对于流水线型ADC，节点被用于对输入进行粗量化，从而指引反馈中的DAC的节点正是ADC输入电压Vfb=Vin_adc的节点。可同时或顺序将Vin_adc与不同电平进行比较。

然而，对于逐次求近ADC，在残压Vresidue上执行量化，并且将其结果用于更新逐次求近寄存器以及反馈式DAC。

在另一个实施例中，在产生残压之前执行第一粗量化，从而通过降低转换速率需求来强化第一位元的提取。然后可基于Vfb执行第一量化并同时对Vresidue执行精确量化。

如果通过将Vfb同时与不同参考电平（瞬时ADC转换）进行比较来执行第一量化，那么该量化可在阶段2结束时立即进行。然而，如果在几个步骤中(而不是瞬时)执行粗量化，那么其不能在阶段2期间执行，因为只有当所有电荷都已经被集成后才能执行量化。

在一个可能的实施例中，A/D转换被分为两个阶段，也就是粗量化和精确量化或者残压放大，这导致了如图18和19中所示的4-阶电路。图19显示了用于图18中电路操作的四个不同阶段。与图16中电路的差别在于，当Cin已经分离后，在阶段3期间执行粗量化时，Cfb仍然保持在反馈中。Cresidue被置于反馈中，并且Cfb仅在阶段4中被设为Vdac，其对应于图16中电路的阶段3。

图18的电路更通用，因为粗量化的阶段3是可经选择而避免的，这导致了图16中的电路示例。在流水线型级的情况下，逐次求近寄存器可被简化至简单的锁存器。在这种情况下，在阶段3中量化Vfb并且将结果锁存在阶段4内，以用于DAC转换、残压生成以及放大。

为了优化线频率，在一个实施例中，可使用以级联操作的两个开关电容器子区块C和D，以使一个子区块执行电荷读取的同时另一个子区块执行A/D转换，如图20和21中所示。滤波器包括电阻器R_LPF+CDS和电阻器Cin，其不需要重复设置，因为其一次仅连接至上部或下部可转换电容器子区块中处于电荷读取模式的那个可转换电容器子区块。类似地，比较器或粗ADC、逐次求近寄存器以及反馈路径中的DAC也不需要重复设置，因为它们仅供处于A/D转换中的那个子区块使用。

在ADC转换的持续时间比电荷读取阶段长N倍的情况下，可使用以级联操作的多于两个的子区块，并且与图13相关的设置仍然有效。

图22阐释了包括电荷检测放大器CSA1的电路的一个可能的实施例，其中，低通滤波器LPF、相关双采样器CDS、采样保持器S/H和多级ADC的第一级（SAC）被集成在单区块23中。该单区块23与图18中的相同。

可对多点触控装置中的每个通道实施图22中显示的方案，以这种方式，所考虑的触摸应用能够在每个通道中获得具有相对高的分辨率（高达16位）以及相对低的差分和空间非线性的良好转换速度（达到100KHz）。差分非线性被定义为一种测量值，其用于描述在对应于相邻输入数字值的两个模拟值之间的偏差。存在于每个通道中的ADC是通过第一级形成的，该第一级与LPF、CDS以及S/H一起被集成在区块23中，之后跟随的是M级级联，用于转换先前级的残压。

现在参考图23，所讨论的本发明的电路可包括多级ADC或多阶ADC，其中以若干步骤执行所述转换。该多级ADC或多阶ADC是由若干级630的级联构成的。在每一级，通过粗ADC（其也能够简化为简单比较器）采样输入信号并将其转换成数字信号。所获得的编码然后通过数模转换器D/A被重新转换成模拟数据，并且从输入信号中去除DAC输出。作为当前级中执行的量化误差的模拟表示的差值最后被放大并通过采样保持电路存储在电容器中，从而生成能够被进一步处理的残压信号。该残压信号被馈送到下一级，以通过该残压信号获得在前一级中执行的误差的数字估计。通过将残压馈送给下一级，可对除最后一级之外的所涉及的每一级的量化误差进行补偿。最后一级的残压是整体转换误差的图像。

来自不同级的输出编码被延迟从而补偿整个级联的传输时间，并一起被结合到输出组合650中从而获得高分辨率的输出编码，在该输出编码中，至少在理想条件下，所有的内部残压误差都得到补偿。该组合是由来自所有级的编码的输出的适当加权和构成的。每一级内的ADC和DAC位元的数量可以不同，并且每一级内的量化可简化为简单比较。

在图23的表示中，通过专用级来执行转换算法中的每一步。在本示例中，该专用级称为流水线型ADC。但是也存在其他可能，并且这些可能都包含在本发明的范围内。

当通过同一模拟级按照时间顺序执行不同步骤时，转换器被称为算法型ADC，在图24中阐释了其中一个示例。该结构类似于流水线型级的结构，区别在于在区块的输入处增加了多路复用器800，以使当采样输入信号时，区块的有效输入是区块的实时输入或者是在先前步骤中计算得到的级残压，从而改善信号估计。然后，必须使用合适的权数将不同步骤中连续获得的不同位元或编码适当地累积在数字累加器502中。因为这些权数通常对应于2的幂，相对应的数字乘法运算通常被简化至简单的位移。事实上，通常通过累积回路内的乘法运算取代累积回路之前的加权乘法运算。在这种情况下，乘法运算因子对应于两个连续编码的加权比。图24中的参考标记500指定了算法型ADC的模拟部分。

最后，可通过串联两个或多个级来合并这两种方法，每一级是一个算法型ADC（图25）。在这种情况下，每一级执行转换的若干个步骤并且将残差传递至下一级以供下一步骤处理。在数字部分中进行类似的处理。第一累加器累积第一级的位元，然后将结果转移至第二级的累加器中，以此类推。

如果N个通道的N个逐次求近ADC是并联的，那么能够降低空间和微分非线性。在ADC的已知实施方式中，通过从根据图26的电阻分压器或梯形电路127中选择分接点，可在每个通道中实现反馈式DAC。每个通道因此包括其自身的电阻分压器或梯形电路137以及多路复用器128。

每个DAC的反馈中的电阻DAC具有测温原理并因此本质上确保了稳定转换以及非常低的差分非线性。积分线性，也就是ADC测量值与理想性能的偏差，不能由测温原理改善，其仅依赖于电阻器之间的匹配，相对于下部电阻器，其特别依赖于梯形线路127上部的电阻器之间的匹配。然而，积分非线性通常不构成问题，因为其是非常平滑的非线性，不存在中断，因此其在应用中对图像的影响仅是逐渐改变灰度。

然而，问题在于每个通道的积分非线性误差是不同的。因此，根据沿着线路的输入信号电平的变化，相邻通道之间会出现偏差，这导致相邻列之间的灵敏度的变化。在对不同通道的增益和偏移误差进行补偿之后，两个相邻通道之间的偏差的非线性被称为空间非线性。

有利地，在所有通道之间共享普通电阻分压器，从而解决空间非线性的问题。

在图27表示的本发明的实施例中，阻性梯形电路127的不同通道的对应分接点通过低电阻路径137而相互连接，从而可在所有通道、并且特别地在相邻通道上观察到相同的参考电平。由此，不仅均衡了不同通道的电阻分压器或梯形电路127的非线性，更重要的是所有通道都具有相同的积分非线性。因此，读取系统展示了优良的空间线性。

参考图27，可构想：每个通道内相互连接的电阻分压器可构成一个整体电阻分压器，因此该方案等效于图28中仅包括一个阻性梯形电路127的实施例。

适用于本发明电路对象的ADC的可能实施例是图28中描述的电路与图22中描述的流水线型M级串联算法型ADC的组合，如图29a和29b所示。

图29a和29b阐释了以并级操作的一行快速ADC通道。每个ADC通道的第一级23是逐次求近ADC。每个通道内的反馈式DAC是从电阻分压器或梯形电路127选择分接点的多路复用器，该电阻分压器或梯形电路127供用于消除不同通道内电阻器之间的错配对空间非线性的影响的所有通道共用。

第一阶段内的逐次求近ADC能够产生残压信号，该残压信号可通过一个或若干个下一ADC级开发从而进一步改善分辨率，每一个下一级量化前一级（500）的残压并将对应的值添加至由前一级产生的编码中，从而补偿其近似值（502）。

该结构的优点是主要通过一个供所有通道公用的电阻分压器127（第一阶段的反馈路径）来控制每个通道的非线性。由此可显著改善空间非线性。

在本电路中，每个通道中被视为整体的ADC可以是中等速度（转换速度，对应于通常为100KHz级的线频率）且具有相对高分辨率的ADC(达到16位元的位元数)。

逐次求近ADC的反馈路径中的DAC可为电阻DAC，其通过从供所有通道的ADC共享的电阻分压器127中选择分接点而实现。由此降低了差分非线性，因为反馈中的DAC本质上是稳定的，同时降低了空间非线性，因为非线性基本上是通过供所有通道公用的电阻分压器确定的。

在一个实施例中，电路包括用于通过偏移变量来优化电荷积分器CSA和/或相关双采样器CDS与低通滤波器LPF的集成的范围的装置，从而补偿由寄生电荷产生的偏移，并且即使存在这种寄生偏移也可检测到非常小的电荷电平（正电平或负电平）。

根据应用，即使存在随机寄生偏移，小的偏移补偿，也就是能够检测非常小的电荷电平的补偿，是通过以中值电平生成CSA和/或LPF+CDS的初始化输出电压而实现的，该中值电平位于ACD的最大和最小参考电压之间，从而补偿相反符号的寄生电荷。

在一个实施例中，如图30所示，在LPF+CDS与ADC共享相同参考电平V_refp和V_refn之后，使用DAC700，从而获得该初始化。通过使用该DAC700来应用可编程系统性偏移702，其大于所有最大期望寄生偏移之和。

在使用逐次求近ADC的情况中，其反馈路径包括DAC，为了应用可编程系统性偏移，该DAC也可在分开的阶段中使用。在这种情况下，多路复用器704被关联至该DAC700，从而处理偏移和反馈路径（图31）。

在进一步的实施例中，如图32所示，包含在反馈路径中的DAC是基于阻性梯形电路127和多路复用器706的电阻DAC，从而选择合适的分接点。在本实施例中，可从同一阻性梯形电路127中获得LPF+CDS的初始电压，但其还具有另一个多路复用器708。

LPF+CDS的初始化非常关键，因为其定义输入电压、对应于空电荷的ADC的输出编码以及整个电路范围的最优化，然而，之前的区块，也就是CSA的初始化也很重要，从而避免信号切断。在该实施例中，通过使用将其连接至CSA的另一个多路复用器（未显示），也能够从同一阻性梯形电路127获得CSA的初始化输出电压。

在一些情况中，如果待被集成的总电荷总具有相同的符号并且如果偏移大于电荷范围，则根据不同的应用，所提出的方案不可行并且需要大量的偏移补偿。该大量的补偿由注入补偿电荷Qinj实现，该补偿电荷的值与CSA中或之后区块中的电荷偏移相反。

所注入的电荷Qinj的振幅至少必须是待检测的最小总电荷，但不能超过最大总电荷。其能够被简单设置为与偏移等效电荷数量相等但符号相反。

在一个实施例中，通过使用开关电容器电路来注入该电荷（图33）：电容器C_inj从预充电期间的值V_inj1切换至放大阶段期间的值V_inj2，总注入电荷是

Q_inj=C_inj(V_ing2-V_inj1)=C_inj·V_inj。

为了避免输出编码漂移，注入的电荷应该与DAC的参考电压成比例，以从V_refn的V_refp中选择或者从V_refn和V_refp之间的电阻分压器的分接点中选择最佳的V_inj1和V_inj2。

用于电荷注入的电容器C_inj也应该与其他电容器匹配，从而也降低漂移和热依赖性。

Claims (23)

1.一种用于电容式触摸应用中的电路，其包括：

-电荷积分器（CSA）；

-低通滤波器（LPF）；

-相关双采样器（CDS），其包括输入电容器（Cin、C_CDS）；

-采样保持器（S/H）；

-模数转换器（ADC）；

所述低通滤波器（LPF）的截止频率低于所述采样保持器（S/H）的奈奎斯特频率；

所述低通滤波器包括所述输入电容器（C_in、C_CDS）以及串联电阻器（R_LPF+CDS）。

2.如权利要求1所述的电路，其中，所述低通滤波器（LPF）和所述相关双采样器（CDS）被集成在单区块（2，LPF+CDS）中。

3.如权利要求1或2所述的电路，其中，所述模数转换器（ADC）是开关电容式模数转换器。

4.如权利要求3所述的电路，其中，所述模数转换器（ADC）是多级模数转换器，其包括第一级和其他级。

5.如权利要求4所述的电路，其中，所述第一级包括逐次求近寄存器（SAR）以及反馈式模数转换器（DAC）。

6.如权利要求5所述的电路，其中，所述采样保持器（S/H）被集成在所述模数转换器的所述第一级中。

7.如权利要求6所述的电路，其中，所述采样保持器（S/H）和所述模数转换器的所述第一级之间共享一放大器。

8.如权利要求4至7中任一项所述的电路，其中，所述其他级包括流水线型ADC或算法型ADC或两个或多个级联组件，每个级联组件为算法型ADC。

9.如上述权利要求中任一项所述的电路，其中，所述电荷积分器（CSA）包括电荷灵敏放大器以及针对虚拟接地对电荷积分的装置。

10.如上述权利要求中任一项所述的电路，包括用于通过偏移变量来优化所述电荷积分器（CSA）和/或所述单区块（2，LPF+CDS）的范围的装置。

11.如权利要求4至10中任一项所述的电路，其中，所述低通滤波器（LPF）、所述相关双采样器（CDS）、所述采样保持器（S/H）以及所述模数转换器的所述第一级被集成在单区块（23）中。

12.如权利要求11所述的电路，其中，被集成在所述模数转换器的所述第一级中的所述采样保持器（S/H），以及，集成了所述低通滤波器（LPF）和所述相关双采样器（CDS）的所述单区块（2，LPF+CDS），这两者之间共享电容器（Cfb）。

13.如权利要求11或12所述的电路，其中，所述单区块（23）包括：

-所述串联电阻器（R_LPF+CDS），其连接在所述电荷积分器（CSA）输出和所述输入电容器（Cin）之间；

-所述输入电容器（Cin），其连接在所述串联电阻器（R_LPF+CDS）和输入开关（1、2）之间；

-所述输入开关（1、2），其连接在所述输入电容器（Cin）和放大器（8）的虚拟接地之间；

-所述放大器（8）；

-所述放大器（8）的复位开关（1），其连接在所述虚拟接地和所述放大器（8）的输出之间；

-反馈式电容器（Cfb），其连接在所述虚拟接地和节点（85）之间，所述节点（85）被连接至第一预充电开关（1）、第二反馈开关（2）以及第三开关，所述第三开关（3）被连接至数模转换器（DAC）；

-所述第一预充电开关（1）、所述第二反馈开关（2）、所述第三开关（3）以及所述数模转换器（DAC）；

-比较器（9），其连接至所述放大器（8）的输出。

14.如权利要求13所述的电路，其中，所述放大器（8）集成了所述相关双采样器（CDS）的放大器和所述模数转换器（ADC）的所述第一级的放大器的功能。

15.如权利要求14所述的电路，进一步包括：

残压电容器（Cresidue），其连接在所述放大器（8）的虚拟接地和节点之间，所述节点被连接至第四预充电开关（1，2）和第五开关（3），所述第五开关（3）被连接至所述放大器（8）的输出；

-所述第四预充电开关（1，2）以及所述第五开关（3）。

16.一种用于权利要求13或15中所述的电路的方法，其包括下列阶段：

初始化阶段（1），在这期间：

通过闭合所述输入开关（1，2）将所述输入电容器（Cin）预充电至第一采样电压（Vin_cds1）；

通过闭合所述复位开关（1）使所述放大器（8）复位；

通过闭合所述预充电开关（1）将所述反馈式电容器（Cfb）预充电至初始化电压（Vinit_cds）；

电荷积分阶段（CI），在这期间：

所述输入电容器（Cin）上的所述第一采样电压（Vin_cds1）变为第二采样电压（Vin_cds2）；

保持所述输入开关（1，2）闭合，断开所述复位开关（1）和所述预充电开关（1）；

通过闭合所述反馈开关（2）将所述反馈式电容器（Cfb）切换至所述放大器（8）的反馈中，从而产生待被转换的第一电压（Vin_adc），所述第一电压与所述第二采样电压（Vin_cds2）和所述第一采样电压（Vin_cds1）之间的差值成比例；

模数转换阶段（A/DC），在这期间：

断开所述反馈开关（2）；

将所述反馈式电容器（Cfb）切换至由所述数模转换器（DAC）产生的第二电压（Vdac），从而产生第三电压（Verror），所述第三电压与所述第一电压（Vin_adc）和所述第二电压（Vdac）之间的差值成比例。

17.如上述任一项权利要求所述的方法，其中，所述初始化阶段（I）进一步包括以下步骤：

通过闭合所述第四预充电开关（1，2）将所述残压电容器（Cresidue）预充电至初始化残压（Vinit_residue）；

所述电荷积分阶段（CI）进一步包括以下步骤：

在所述电荷积分阶段（CI）结束时断开所述第四预充电开关（1，2）；

所述模数转换阶段（A/DC）进一步包括以下步骤：

通过闭合所述第五开关（3）将所述残压电容器而不是所述反馈式电容器（Cfb）切换至所述放大器的反馈中。

18.如权利要求17所述的方法，所述模数转换阶段（A/DC）进一步包括：

-粗量化（CQ）阶段，在该阶段期间，在所述输入电容器（Cin）已被断开后，在将所述残压电容器（Cresidue）切换至所述放大器（8）的反馈中之前，再次将所述反馈式电容器（Cfb）保持在所述放大器（8）的反馈路径中。

19.一种电容式触摸装置，其包括：

-传感电容器阵列，其包括第一数量（N）行的传感电容器以及第二数量（M）列的传感电容器；

-生成输入信号（11）并以行扫描速率（1/N）将所述输入信号编址到每个所述行的装置；

-根据权利要求1至15中任一项所述的电路，其数量为所述第二数量（M）。

20.如权利要求19所述的电容式触摸装置，其中，所述电路中的每个ADC包括DAC；所述电容式触摸装置包括多个电压参考单元，所述电压参考单元为所述ADC中的若干ADC的所述DAC提供多个参考电压。

21.如权利要求20所述的电容式触摸装置电路，其中，所述参考单元是阻性梯形电路（127）。

22.如权利要求20至21中任一项所述的电容式触摸装置，其中，所述参考单元包括一个参考梯形电路（137），所述参考梯形电路在各电路之间公用并具有多个分接点，所述参考电压存在于所述分接点中。

23.如权利要求19至22中任一项所述的电容式触摸装置，其中，所述ADC被设置成产生残差信号，通过一个或若干个其他ADC级对所述残差信号进行编码。

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