CN108964664B - 自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法 - Google Patents

自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108964664B
CN108964664B CN201810483343.6A CN201810483343A CN108964664B CN 108964664 B CN108964664 B CN 108964664B CN 201810483343 A CN201810483343 A CN 201810483343A CN 108964664 B CN108964664 B CN 108964664B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
integrator circuit
capacitor
integrator
charge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201810483343.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108964664A (zh
Inventor
C·罗吉
R·加格尔
E·普雷法西
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of CN108964664A publication Critical patent/CN108964664A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108964664B publication Critical patent/CN108964664B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0617—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence
    • H03M1/0675—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy
    • H03M1/069—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by the use of methods or means not specific to a particular type of detrimental influence using redundancy by range overlap between successive stages or steps
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/52—Input signal integrated with linear return to datum
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
    • H03M1/56—Input signal compared with linear ramp
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/0602—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic
    • H03M1/0604—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of deviations from the desired transfer characteristic at one point, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error
    • H03M1/0607—Offset or drift compensation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10—Calibration or testing
    • H03M1/1009—Calibration
    • H03M1/1014—Calibration at one point of the transfer characteristic, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error
    • H03M1/1019—Calibration at one point of the transfer characteristic, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error by storing a corrected or correction value in a digital look-up table
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/34—Analogue value compared with reference values
    • H03M1/38—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type
    • H03M1/46—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type with digital/analogue converter for supplying reference values to converter
    • H03M1/466—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type with digital/analogue converter for supplying reference values to converter using switched capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/66—Digital/analogue converters
    • H03M1/74—Simultaneous conversion
    • H03M1/80—Simultaneous conversion using weighted impedances
    • H03M1/802—Simultaneous conversion using weighted impedances using capacitors, e.g. neuron-mos transistors, charge coupled devices
    • H03M1/804—Simultaneous conversion using weighted impedances using capacitors, e.g. neuron-mos transistors, charge coupled devices with charge redistribution

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Abstract

根据各种实施例，多斜率变换器可以包括：具有电荷存储器的积分器电路；时钟控制比较器；具有电容器装置和用于预充电所述电容器装置的充电电路的传感器电路；放电电路；开关装置和用于基于时钟信号来驱控所述开关装置的控制器电路，其中所述控制器电路被设置为以以下方式交替地驱控所述开关装置：在积分周期中，电荷从所述传感器电路的所述电容器装置转移到所述积分器电路的所述电荷存储器，以及在去积分周期中，所述积分器电路的所述电荷存储器借助放电电路而被放电，其中在所述去积分周期之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路的所述电荷存储器中并且在随后的积分周期被考虑在内。

Description

自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法
技术领域
各种实施例涉及自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法。
背景技术
通常，各种传感器，例如，环境传感器可以集成到电子设备中，例如用于测量诸如压力，温度，气体成分等的物理和/或化学性质。所谓的MEMS(微机电系统)被用作传感器元件，因为它们具有相对高的灵敏度和低能耗。但是，必须以合适的方式读取这些传感器元件，以提供进一步处理的测量结果。因此，例如，专用ASIC(专用集成电路，ASIC，也称为自定义芯片)可以耦合到传感器，例如测量MEMS的电容，这样的系统例如被称为CDC(电容数字变换器或电容数字转换器)。
发明内容
在此，描述涉及具有集成传感器元件的读取电路的各种实施例。显然，根据各种实施例，提供了一种电容数字变换器，其可以例如在尽可能小的芯片面积上实现并尽可能少地消耗能量。
根据各种实施例，提供了一种电容数字变换器，其具有尽可能少的部件并且仍然提供期望的功能。例如，这可以用于生产低成本的部件，其在相对低的测量频率下，也即，在较长的测量时间下(例如，20Hz或更小)提供适度的测量分辨率。
根据各种实施例，这里描述的电容数字变换器被配置为使得电容读取可以在没有前置放大器的情况下执行，并且AD(模数变换)变换基于多斜率架构。例如，可以使用基于双斜率变换器，四斜率变换器或具有不同数目的斜率的变换器的设计。
例如，传统的高端ASIC也支持高测量分辨率，但它们需要较大的芯片面积。减小组件的尺寸与具有较低测量分辨率的ASIC是相关联的。
此外，越来越多的不同窄带电容式环境传感器都需要ASIC来执行测量。因此，提供一种能够读取不同的传感器而在不改变整个ASIC的ASIC是有帮助的。说明性地，在此提供了一种读取电路，其可以容易地切换到不同的操作模式，从而一方面借助于读取电路可以在不同的操作模式下操作传感器，另一方面可以通过相同的读取电路操作不同的传感器。
根据各种实施例，提供了一种多斜率变换器。例如，多斜率变换器可以设计为双斜率(双积分)或四斜率(四积分)变换器。
根据各种实施例，多斜率变换器例如可以包括：具有电荷存储器的积分器电路；时钟控制比较器，在充电电路中具有至少一个电容器装置的传感器电路，该充电电路用于对至少一个电容器装置进行预充电；放电电路；开关装置和用于基于时钟信号驱动开关装置的控制器电路；其中所述控制器电路被设置为以以下方式交替地驱控所述开关装置：在积分周期中，电荷从所述传感器电路的所述电容器装置转移到所述积分器电路的所述电荷存储器，以及在去积分周期中，所述积分器电路的所述电荷存储器借助放电电路而被放电，其中在所述去积分周期之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路的所述电荷存储器中并且在随后的积分周期被考虑在内。
根据各种实施例，一种用于将电容变换为数字信号的方法可包括：在第一时间段，对所述电容器装置的所述传感器电路进行预充电并且将电荷从预充电的所述电容器装置转移到所述积分器电路的电荷存储器；以及在与所述第一时间段交替的第二时间段，借助放电电路对所述积分器电路的所述电荷存储器进行放电，并且借助时钟控制比较器基于所述积分器电路的输出信号生成数字输出信号；其中所述第一时间段包括预定的第一数目的时钟，并且其中所述第二时间段包括预定的第二数目的时钟，其中，在所述第二时间段中的所述积分器电路的所述电荷存储器的放电之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路的所述电荷存储器中，并在随后的在所述第一时间段中的将电荷从预充电的所述电容器装置转移到所述积分器电路的电荷存储器时被考虑在内。
根据各种实施例，可以使用借助电容器开关控制器直接读取传感器装置的电容器的电容的自激振荡多斜率变换器。
附图说明
实施例在附图中示出并且将在下文中被更详细地阐述。
在附图中：
图1A示出根据各种实施例的多斜率变换器示意图；
图1B示出根据各种实施例的多斜率变换器的示意图；
图2示出根据各种实施例的多斜率变换器的传感器电路的示意图；
图3A和3B示出根据各种实施例的多斜率变换器的积分器电路的示意图；
图4A和4B示出根据各种实施例的多斜率变换器的放电电路的示意图；
图5A示出根据各种实施例的多斜率变换器的示意图；
图5B和5C示出根据各种实施例的多斜率变换器的操作示意图；
图6A-6D示出根据各种实施例的在操作中的不同时间点的多斜率变换器；以及
图7是根据各种实施例的将电容变换成数字信号的方法的示意性流程图。
具体实施方式
在下面的详细描述中，参考了形成其一部分的附图，并且其中通过图示的方式示出了可以实施本发明的特定实施例。在这方面，参照所描述的附图的定向使用诸如“上方”，“下方”，“前方”，“后方”，“前部”，“后部”等方向术语。因为实施例的组件可以被定位在多个不同的定向中，所以该方向性术语是说明性的并且决不是限制性的。应该理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其他实施例并且可以进行结构或逻辑上的改变。应该理解的是，除非另有特别说明，否则本文描述的各种示例性实施例的特征可以彼此组合。因此，下面的详细描述不应被认为是限制性的，并且本发明的范围由所附权利要求限定。
如本文所使用的，术语“连接”，“接合”和“耦合”用于描述直接和间接的连接，直接或间接的结合以及直接或间接的耦合。在附图中，相同或相似的元件适当地设有相同的附图标记。
文献中已经提出了各种用于电容-数字变换的拓扑结构。电容-数字变换也可以被称为电容数字变换或者通常被称为模数变换(AD变换或ADC)。许多拓扑需要一个特定的接口级来读取MEMS，例如将传感器元件的电容值变换成电气变量(例如电压)。例如，这个特定的接口级可能是前置放大器。然后可以用不同的AD变换器拓扑结构变换所产生的模拟电压值，例如通过常规的多级Δ-Σ变换器。这种方法可能会出现一些缺点，例如需要一个特定的输入级来连接MEMS和ADC(模数变换器)。当涉及到在功率/分辨率和多模式MEMS支持方面的灵活性时，对于Δ-Σ变换器需要改变滤波器的阶数和/或系数和时钟频率(通过占空比)，以提供不同的操作模式。
为了增加多模式支持的灵活性，例如可以使用另一种ADC方法。用于简单的ADC拓扑结构的一个鲁棒的选择可能是积分双斜率ADC，其幅度分辨率与时间分辨率相互作用。此外，传统上，使用单独的输入级(例如，前置放大器)来连接传感器，以基于传感器尺寸生成电信号，从而需要额外的功率和额外的芯片面积。然而，当涉及到功率时，双斜率ADC的常规实现可能是不满足的。
为了在没有附加输入级的情况下读取MEMS传感器，根据各种实施例，可以使用电路控制的电容器电路。该原理被称为所谓的“开关电容器读取”。采用这种方法，可以基于测量电容器之间电荷转移的原理来执行高分辨率电容数字变换(CDC)，以将采样的电容变换为电压(或其他电气变量)。
如在图1A中所示，例如，在示意图中，根据各种实施例，多斜率变换器100(也被称为CDC)电路被设计成，使得传感器结构(例如，MEMS结构)通过开关电容器读取100r而被读取并且由此提供的电压通过连续的或时钟的多斜率(例如双斜率)AD变换100w而被直接变换。因此，可以在低芯片面积消耗和低能耗的情况下实现适度的测量分辨率。
与常规的ADC相比，根据各种实施例，例如可以使用自激振荡多斜率变换器，其以较低的部件要求提高了性能。可以支持多种操作模式(支持多模式)。此外，可以通过仅调整ADC电路的单个电路组件来支持功率缩放。这将ADC电路与不同类型的传感器结构匹配的复杂性降至最低。
如图1A所示，多斜率变换器100可以相对于传统方法来构造，使得没有使用前置放大器的必要性，该前置放大器用于在变换100w之前通过ADC电路的装置将传感器装置的电容变换成电压。显然，读数100r和变换100w通过共用的电路装置100来实现。
多斜率变换器100可以由于读取电容的直接变换而比常规读取系统被构造得较不复杂，这是因为例如涉及较少的部件。
借助开关电容器电路直接读取MEMS传感器是基于电荷再分配，这使得使用少量组件来提供信号链成为可能。多斜率变换的有利特性例如是简单的结构，鲁棒性以及相对于测量分辨率的振幅平衡。通过这种结构，仅使用实现两种功能的一个放大器组件就足够了。
说明性地，MEMS结构代表多斜率变换器的输入级，这节省了信号链中的一级。此外，通过在下文中更详细地描述的、每次变换后存储量化误差的多斜率变换器的积分器的自振荡修改的装置，能够同时实现噪声整形的第一级。因此，例如，可以增加或调整多斜率变换器100的测量分辨率。此外，放大器偏移和低频噪声抑制可以使用自动调零方法来实现，例如，通过对积分器输出中的偏移和低频噪声分量进行采样和减去，从而简化了放大器的对称性要求(匹配)并减小了放大器的面积要求。
通过仅对一个电路元件进行编程，可以实现功率调整和MEMS兼容性。此外，只需使用单比特电路即可实现中等到高分辨率的多位ADC输出。
在此，提供了一种实施方式，其能够被灵活使用，需要很小的功率和芯片面积，并且提供了中等到高的测量分辨率，例如，重点关注低频测量的环境传感器。例如，在这种情况下，不同的电容式MEMS传感器可以仅通过一种实施方式进行优化地集成。
例如，如图1A所示，多斜率变换器100可以通过其数字输出连接到滤波器100f，例如，到抽取滤波器。
图1B示出了根据各种实施例的多斜率变换器100的示意图。在这种情况下，多斜率变换器100可以具有积分器电路102。积分器电路102可以包括电荷存储器102s，例如，包括一个或多个电容器的电容电荷存储器。此外，积分器电路102可以包括放大器102v，例如，运算放大器或其他合适的放大器。
此外，多斜率变换器100可以包括时钟控制比较器104。比较器104例如可以基于比较将积分器电路102的输出信号102a(也称为模拟电压信号102a或VINT)变换成数字(例如，1位)信号104d(也被称为数字比较器的输出信号或VCOMP)。例如可以基于以任何合适的方式提供的时钟信号112t(Clk)来操作比较器104。为了比较积分器电路102的输出信号102a，提供比较器参考信号104r，例如，例如，可以提供参考电势(例如，地电势，或正或负参考电势)作为比较器参考信号104r。根据各种实施例，比较器104可以被配置为使得可以确定从积分器电路102发射的模拟电压信号102a的符号(极性)。
此外，多斜率变换器100可以包括传感器电路106。传感器电路106可以与积分器电路102连接。传感器电路106包括例如电容器装置106k(例如，电容器桥或MEMS桥)和用于预充电电容器装置106k的充电电路106c。为了对电容器装置106k进行预充电，可以使用一个或多个开关，其被布置为使得电容器装置106k可以通过切换各个开关，即，说明性地，传感器电路106被设置为允许所谓的开关电容器读取。传感器电路106的相应开关和用于控制传感器电路106的相应开关可以是多斜率变换器100的开关装置110的一部分。
此外，多斜率变换器100可以包括放电电路108。放电电路108与积分器电路102连接。放电电路108可以包括用于实现受控放电的一个或多个开关。放电电路108的相应开关和用于控制放电电路108的相应开关的可以是多斜率变换器100的开关装置110的一部分。
根据多斜率变换器100的各个实施例可包括开关装置110，以及用于驱动开关装置110的控制器电路112，在这种情况下开关装置110的驱动可以基于时钟信号112k(CLK)发生。该时钟信号112t也可以用于对比较器104进行时钟控制。时钟信号112t可以由控制器电路112产生或者从外部为控制器电路112输送。
根据各种实施例，控制器电路112可以被配置为，以下述方式交替驱控开关装置110，使得在积分周期(在此称为第一阶段)，电荷从所述传感器电路106的所述电容器装置106k转移到所述积分器电路102的所述电荷存储器102s，并且在去积分周期(本文中被称为第二阶段)，所述积分器电路102的所述电荷存储器102s借助放电电路108而被放电。在这种情况下，多斜率变换器100可以被设置成是自激振荡的，其中在去积分周期之后，残余电荷(也被称为错误充电或量化误差)被保持存储在所述积分器电路102的所述电荷存储器102s中并且在随后的积分周期被考虑在内。
如图1B中所示，传感器电路106和放电电路108通过开关装置110的至少一个开关110s的装置分别与积分器电路102连接或与积分器电路102分离。因此，传感器电路106可以在积分周期直接连接到积分器电路102，以及放电电路108可以在去积分周期被直接连接到所述积分器电路102。这里，开关110s可以是“或”开关，使得只有传感器电路106或放电电路可以直接连接到积分器电路102。
因此，在去积分周期中，积分器电路102的放大器102v可以例如通过开关装置110的至少一个开关110s连接在放电电路108和时钟控制比较器104之间。此外，在积分周期中，所述放大器102v可以例如通过开关装置110的至少一个开关110s被连接在所述传感器电路106或所述传感器电路106的所述电容器装置106k和时钟控制比较器104之间。显然，可能仅需要一个放大器102v，其基于开关装置110的控制用于积分周期和去积分周期。
如图1B中所示，传感器电路106或传感器电路106的电容器装置106k通过第一分支114a与积分器电路102的装置连接，以将电荷从预充电的所述电容器装置106k转移到所述积分器电路102的所述电荷存储器102s。此外，放电电路108可以通过第二分支114b与积分器电路102连接，以对所述积分器电路102的所述电荷存储器102s进行放电。在这种情况下，开关装置110包括至少一个开关110s，其选择性地将所述第一分支114a和第二分支114b与积分器电路102连接。
根据各种实施例，控制器电路112例如被配置为用于输出数字输出信号112d(也被称为DOUT)。例如，这是基于数字比较器的输出信号104d(VCOMP)而被生成的，其中控制器电路112的数字输出信号112d表示电容器装置106k的电容(例如，如图5A和6A所示的绝对值，C2或电容差C1-C2)。
控制器电路112包括，例如，相应的逻辑电路或处理器，存储器，或状态机(英文：状态机或有限状态机)等，从而例如通过控制器电路112可以相应地控制开关装置110，参见例如图5A至图5C和图6A至图6D，并且数字比较器输出信号104d可以相加，并且相应地可以提供数字输出信号112d，其代表电容器装置106k的测量电容。
以下将描述与上述有关的多斜率变换器100的功能的各种可选配置和细节。
图2例如以示意性电路图示出了根据各种实施例的传感器电路106。传感器电路106可以包括例如用于测量压力等的测量电容器206m。可选地，传感器电路106可以包括参考电容器206r，使得测量电容器206m相对于参考电容器206r的电容变化可以借助于传感器电路106来测量。在这种情况下，传感器电路106可以通过位于测量电容器206m和参考电容器206r之间的节点206k连接到积分器电路102。说明性地，传感器电路106可以包括电容器桥，其中位于测量电容器206m和电容器桥的参考电容器206r之间的节点206k提供桥输出。测量电容器206m和参考电容器206r示例性地形成电容分压器。
为了对两个电容器进行预充电或者用于操作多斜率变换器100，可以借助于至少两个开关106c将电容器装置106k的相应电容器206r，206m切换到不同的参考电位(例如，Vref-1，Vref-2和地电位)(也参见与图5C相关联的开关状态Φ1和开关状态Φ2)。例如，借助于节点206k，可以将差分电压或差分电荷输出到积分器电路102。这使得能够改善测量电容器206m的电容变化的分辨率。测量电容器206m可以通过MEMS结构形成。
应该理解，传感器电路106可以相应地被修改，例如，可以使用两个以上的电容器。例如，传感器电路106的电容器装置106k可以被配置为半桥或全桥电路(例如，每个具有两个测量电容器206m和参考电容器206r)。
例如，图3A以示意性电路图示出了根据各种实施例的积分器电路102。在这种情况下，积分器电路102可以具有至少一个电容器302k作为电荷存储器102s。与至少一个电容器并联地，积分器电路102的放大器102v可以被连接。
借助于第一节点306k-1，积分器电路102可以连接到传感器电路106(例如，如图2所示的传感器电路106的节点206k)或连接到放电电路108(例如连接到如图4A或4B所示的放电电路108的节点408k)。此外，积分器电路102可以或可以经由第二节点306k-2连接到比较器104。
例如，图3B以示意性电路图示出了根据各种实施例的积分器电路102，其中积分器电路102包括运算放大器102v(OTA)。
例如，放大器102v可以被配置为自动调零放大器，如图3B所示。为此，积分器电路102可以包括例如包括电容器(参考CO)的自动调零电路302a。自动调零电路302a由例如开关或多个开关控制。例如，一个或多个开关可以是开关装置110的一部分并且由控制器电路112驱动(也参见与图5C相关联的开关状态Φ3以及自动调零控制器的开关状态ΦAZ1至ΦAZ4)。
根据各种实施例，控制器电路112(参见图1B)可以被配置为驱动开关装置110，使得放大器102v在自动调零循环中补偿等效输入偏移电压(参见附图标记VOS)。在这种情况下，控制器电路112可以被配置成以这样的方式驱动开关装置110，使得放大器102v在自动调零循环期间被连接为电压跟随器。
根据各种实施例，在积分器电路102的第二节点306K-2处输出模拟输出电压VINT(参见图5B)。
例如，图4A以示意性电路图示出根据各种实施例的放电电路108。例如，放电电路108可以包括电阻器件408r(参考RDAC)。为了积分器电路102的电荷存储器102s的时间连续放电，可以借助于至少一个开关408s(也参见与图5C相关联的开关状态ΦDAC)将电阻装置408r切换到不同的参考电位(例如Vref-3和/或地电位)。
例如，图4B以示意性电路图示出了根据各种实施例的放电电路108。例如，放电电路108可以包括电容元件418k(参考标号CDAC)。为了积分器电路102的电荷存储器102s的离散时间放电，可以通过开关408S或多个开关将电容元件418K(也参见与图5C相关联的开关状态ΦDAC和开关状态ΦD)切换到不同的参考电势(例如，VREF-3和/或接地电位)。
借助积分器电路102的电荷存储器102s的受控(例如时间连续或离散时间)放电，借助积分器电路102由传感器电路106积分的电荷可以通过积分器电路102来确定，使得同时由此确定传感器电路106的测量电容器的电容或者可以确定电容桥的相对电容。放电持续时间基于时钟信号112t被数字化，并且例如表示借助积分器电路102由传感器电路106积分的电荷或者传感器电路106的测量电容。以相同的方式，可以确定另一个合适的传感器电路的另一个变量，例如，电阻测量电路的电阻等。
图5A以示意性电路图示出了根据各种实施例的多斜率变换器100。图5B和5C以基于时序图500的开关控制为例说明工作原理。多斜率变换器100例如具有积分器电路102，比较器104，传感器电路106，电阻放电电路108，开关装置110和控制器电路112，如上文所述的那样。
在这种情况下，控制器电路112例如被配置为提供用于对比较器104计时的时钟信号(Clk)。根据各种实施例，控制器电路112被配置为生成表示电容器装置106k的电容的数字输出信号112d(例如，通过将比较器输出信号VCOMP相加)。数字输出信号112d例如表示对积分器电路102的电荷存储器102s进行放电所需的时钟数目，其为了放电所需的周期数目与积分电荷一起进行缩放，并因此与待确定的传感器电路的电容一起进行缩放。此外，控制器电路112被配置为提供用于驱控开关装置110的控制信号，例如设定开关状态ΦAZ1-AZ4，ΦDAC和Φ1-3。
根据各种实施例，图5A中示出的参考电压VREF可以全部相同或不同。此外，代替地电位，可以提供另外的合适的参考电位。
虽然这里将多斜率变换器100描述为单端半桥电路，但是其能够以与差分全桥电路类似的方式来配置。
如此处所述，相应的在前测量的量化误差(参考Qerr)被存储用于随后的测量，例如，在积分器电路102的反馈电容器(参考CF)中。反馈电容器CF可以是积分器电路102的电荷存储器102s。因此，可以实现改进的性能或者可以实现更短的所需测量时间。
例如，在图5B中，在轴500y上，积分器电路102的输出102a(VINT)被表示为与另一个轴500x上的时钟信号Clk相关。在这种情况下，示出了积分周期502(也称为阶段I)和随后的去积分周期504(也称为阶段II)。这两个周期是以交替方式进行的。
例如，在图5C中，开关装置110的开关状态显示在轴500y上，以及控制器电路112的控制信号和数字比较器输出信号104d(VCOMP)以及与时钟信号Clk相关的参考电压VREF或VDAC显示在另一个轴500x上。
在这个例子中，积分周期502是四个时钟长度，去积分周期504也是四个时钟长度。在这个例子中，在两个时钟之后(在过零点确定或当达到“最低有效位”时)执行积分器电路102的放电。因此，从控制器电路112输出值为2的数字输出信号112d(DOUT)。
如图5B所示，即使在阶段II中的过零点500n之后，积分器电路102(VINT)的输出可以继续交替(换言之，切换)500t。然而，故障电荷仍然存储在积分器电路102的电荷存储器102s中，直到接下来的阶段I。阶段I和阶段II的过程(即，积分周期502+随后的去积分周期504)也可以被称为采样周期500p。显然，来自采样周期的量化误差保持存储，以用于紧接着的下一个采样周期。采样周期的持续Ts在阶段I由第一数目N1的时钟，在阶段II由第二数目N2的时钟和相应的时钟时间TCLK或时钟频率1/TCLK给出。
根据各种实施例，在阶段I中(即，在第一时间段中)，传感器电路106的电容器装置106k可以被预充电(附图标记501v)，例如，在Clk＝1时，电荷可以从预充电的电容器装置106k转移到积分器电路102的电荷存储器102s(附图标记501t)，例如，在Clk＝0时。
同时，例如，在阶段I期间，放大器102v的偏移电压(VOS)也可以由自动调零电路(附图标记501z)补偿，例如，在Clk＝0时。
根据各种实施例，在阶段II中(即，在与第一时间段交替的第二时间段中)，积分器电路102的电荷存储器件102s可以借助放电电路108放电。放电只能在第三数目的时钟的期间发生(在这个例子中，电荷存储器102s在两个时钟内放电)。在这种情况下，以第二数目N2的时钟实现最大放电生，即阶段II(全范围)的整个长度的最大值。
在阶段II中，可以基于积分器电路102的模拟输出信号102a(VINT)来生成控制器电路112的数字比较器输出信号104d和数字输出信号112d。
根据各种实施例，阶段I可以具有预定义的第一数目N1的时钟并且阶段II可以具有预定义第二数目N2的时钟。换句话说，采样周期可以保持不变。在这种情况下，多斜率变换器100可以被设置为使得这两个参数N1和N2可以被适配。因此，可以以简单的方式明确地调整积分时间和去积分时间，以允许尽可能优化的读取(例如，具有不同特性的传感器电路106)。
在图5B中，放电显示为连续放电。以类似的方式，如本文所述(参见例如图4B和图6A至图6D)，可以发生离散时间(生动级化)的放电。例如，在离散时间放电的情况下，可选地同时在阶段II期间，也可以借助于自动调零电路补偿放大器102v的偏移电压(参考符号VOS)，例如在Clk＝0时(未示出)。
根据各种实施例，多斜率变换器100可以被设置为，积分器电路102的输出信号102a的过零点500n(参见图5B)通过积分器电路102的操作固有地解析，从而降低了例如数字驱动和比较器精度的复杂度，这节省了能量和芯片面积，
如在图5C中示出的读取链的时序图所示，信号ΦS为开关装置110的开关110s定义了阶段I(也称为“采样/积分阶段”)和阶段II(也称为“反馈/整合阶段“)。
在阶段I(ΦS＝0或低)，积分器电路102使用电路控制Φ1，Φ2和Φ3对测量电容器C2和参考电容器C1之间的电容差进行采样。另外，放大器偏移和低频噪声通过自动调零进行抑制。
在阶段II(ΦS＝1或高)时，积分器电路102的输入连接到放电电路(例如，连接到所谓的反馈DAC)，并且VINT被放电，例如时间连续的。
在图5B中，采样以理想的逐级斜率示出，即其中放大器102v的响应具有无限的带宽，而作为虚线示出了更现实的增加，例如，用于放大器的有限带宽。
根据各种实施例，在ASIC级别提供改进的拓扑结构，例如，一个小而经济的拓扑结构。因此可以提供更小的封装。此外，这种拓扑也可以在一个芯片上与另一个电路集成，例如，作为一个组合。
此外，多斜率变换器100可以提供可调整的性能，其中分辨率与测量效率的比例可以调整。所提供的基于时钟的ADC对于具有低电压技术是有帮助的。
这里描述的双斜率变换实现了所谓的一阶噪声整形。例如，它减少了所需的测量时间。
根据各种实施例，图6A至6D以示意性电路图示出在操作期间的不同时间点的各一个多斜率变换器100。如上所述，参见图5A以及结合图4B，多斜坡变换器100例如包括积分器电路102，比较器104，传感器电路106，电容放电电路108，开关装置110和控制器电路112。
在这种情况下，图6A示出了阶段I期间的多斜率变换器100，其中开关装置110被驱控，使得传感器电路106的电容器装置106k被预充电并且放大器102v的偏移电压(VOS)被补偿。图6B示出了阶段I期间的多斜率变换器100，其中开关装置110被被驱控，使得预充电电容器装置106k的电荷被重新分布到积分器电路102的电荷存储器102s中。图6C示出阶段II期间的多斜率变换器100，其中开关装置110被驱控，使得放电电路108的电容元件418k(CDAC)被预充电并且放大器102v的补偿电压(VOS)被补偿。图6D示出阶段II期间的多斜率变换器100，其中开关装置110被驱控，放电电路108的预充电电容元件418k(CDAC)的电荷被重新分布。
如上所述，例如参考图5A至5C以及图6A至6D，每个变换周期(也被称为采样周期500p)可以开始于电容器装置106k，例如，以电容式MEMS桥的形式，被预充电。
在电容器装置106k的这种预充电中，开关装置110的第一开关处于位置1(参见开关状态Φ1＝1)，开关装置110的第二开关处于位置0(参见开关状态Φ2＝0)，而开关装置110的第三开关闭合(见开关状态Φ3)。因此，例如，当时钟信号为1或高时，电容器装置列106k的电容器分别在电位VREF和VCM以及GND和VCM之间预充电。同时，可以通过开关装置110的多个开关(参见开关状态ΦAZ1至ΦAZ4)将放大器102v置于单比特增益反馈配置中，以补偿放大器偏移和/或将低频噪声施加到用于补偿放大器偏移的电容器(CO)。
一旦时钟信号变为0或者低，开关装置110的开关就改变其开关状态(参见开关状态Φ1至Φ3以及ΦAZ1至ΦAZ4)。必须考虑开关ΦAZ1至ΦAZ4的位置。
因此只有放大器102v的反相器输入端可以与用于补偿放大器偏移和电容器装置的桥输出的电容器(CO)串联连接。因此，可以将电容器装置106k的电荷重新分布到反馈电容器302k中，同时从积分器电路102的输出(VINT)中减去先前采样的偏移。
例如，根据下面的等式(1)，积分器电路102的输出电压(VINT)的变化将在理想阶段产生：
Figure BDA0001666149680000151
例如，如图5B所示，每当时钟信号从1切换到0或从高切换到低时，就发生这种改变。根据电容器桥106k的两个电容器的电容差异，该改变发生在正方向或负方向上。在没有电容差的情况下，积分器电路102的输出电压102a(VINT)不改变，并且其保持在采样的偏移电压(VOS)上。
在图5B所示的示例中，假设C1大于C2，使得积分器电路102的输出电压(VINT)增加。
在阶段I期间，对于第一数目N1的时钟，重复分布电荷。假设在阶段I期间，电容器桥106k的电容保持恒定，理想情况下积分电压为：
Figure BDA0001666149680000161
如果剩余电容(例如CF)、电压VREF以及时钟数目N1是已知的，则该积分电压表示传感器电路106的总测量电容(C2)。因此，阶段II的目的是评估该积分电压并将其变换为数字信号。
在阶段I期间，开关装置110(见图5A，6A和6B)的开关110s处于位置0(Φs＝0)。一旦开关110s进入位置1(ΦS＝1)(参见图6C和图6D)，开始阶段II，其中放电电路108连接到放大器102v。与此同时，位于开关装置110的第一开关(参见开关状态Φ1＝1)和开关装置110的第二开关进入位置0(参见开关状态Φ2＝0)，但是开关装置110的第三开关保持打开(参见开关状态Φ3)。与最后采样的相位I偏移电压相比，相减的偏移电压保持不变。
在阶段II中，在时钟信号的每个上升沿或下降沿评估时钟控制比较器104。它的数字输出信号104d(VCOMP)例如用于产生多位数字输出信号112d，例如，由控制器电路112进行评估。在这种情况下，比较器104本身可以是单比特比较器104。此外，比较器104的数字输出信号104d(VCOMP)可以用于控制放电电路108，例如，用于切换放电电路108的开关408s(见开关状态ΦDAC)。
为了产生控制器电路112的数字输出信号112d，可以使用简单的计数器，其仅在阶段II期间将采样周期500p的比较器104的数字输出信号104d(VCOMP)与高电平(高或1)相加。比较器104的数字输出信号104d(VCOMP)加1并且比较器104的数字输出信号104d(VCOMP)的低电平(低或0)加-1并减1(见图5C)。
因此，控制器电路112(DOUT)的数字输出信号112d与传感器电路106的电容器桥106k的电容差的大小成比例。
当比较器104的数字输出信号104d(VCOMP)的极性改变(示例性地，当检测到过零点500n时)，开关组件110被控制，使得积分器电路102的反馈电容器302k中的故障电荷被保持。例如，根据时钟信号(Clk)(参见图5C)，通过将放电电路108的开关408s切换到阶段II的结束，放电电压(VDAC)在VREF和GND之间切换。
例如，从采样周期500p的总持续时间和时钟信号的一个时钟的持续时间，或者换句话说，时钟频率除以采样周期500p的总时钟数量(N1+N2)给出多斜率变换器100的时间分辨率
图7示出了根据各种实施例的用于将电容转换为数字信号的方法700的示意性流程图。方法700例如可以包括在710，在第一时间段(参见例如图5B中的阶段I)，对传感器电路106的电容器装置106k进行预充电，并且将来自预充电电容器装置106k的电荷转移到积分器电路102的电荷存储器102s。并且，在720，在与第一时间段交替的第二时间段(例如参见图5B中的阶段II)，借助于放电电路108对积分器电路102的电荷存储器102s进行放电，并且基于积分电路102的模拟输出信号102a(VINT)借助时钟控制比较器104生成数字输出信号104d，112d(例如VCOMP或DOUT)。其中，第一时间段具有预定义的时钟的第一数目(N1)并且第二时间段具有预定义时钟的第二数目(N2)，其中在第二时间段中，积分器电路102的电荷存储器102s放电之后，剩余电荷(Qerr)保持存储在积分器电路102的电荷存储器102s中，并且在随后的在第一时间段中将电荷从预充电电容器装置106k转移到积分器电路102的电荷存储器102s时被考虑在内。
根据各种实施例，多斜坡转换器100可以相对于时钟数目(N1和/或N2)自由配置，使得其可以容易地适应于传感器电路106或待实现的测量精度或测量速度。
例如，为了在第一操作模式下变换传感器电路106的电容，可以使用第一元组(N1，N2)，并且例如为了在第二操作模式下变换传感器电路106的电容，可以使用第二元组(N1，N2)，该第二元组与第一个元组不同。在这种情况下，对于相同的总和，可以改变N1与N2的比率和/或N1与N2的比率可以保持相同，只改变N1与N2的总和，或者N1与N2的总和以及N1与N2的比率两者均可以更改。
因此，例如，可以调整多斜率变换器100的分辨率特性(例如，最大分辨率和/或分辨率准确度)。
在下文中，将描述与上面已经描述的内容以及附图中所示的内容相关的各种示例。
示例1是多斜率变换器100，包括：积分器电路102，具有电荷存储器102s；时钟控制比较器104；传感器电路106，具有电容器装置106k和用于预充电所述电容器装置106k的充电电路(106c)，放电电路108；开关装置110和用于基于时钟信号来驱控所述开关装置110的控制器电路112，其中所述控制器电路112被设置为以以下方式交替地驱控所述开关装置110：在积分周期中，电荷从所述传感器电路106的所述电容器装置106k转移到所述积分器电路102的所述电荷存储器102s，以及在去积分周期中，所述积分器电路102的所述电荷存储器102s借助放电电路(108)而被放电，其中在所述去积分周期之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路102的所述电荷存储器102s中并且在随后的积分周期被考虑在内。
在示例2中，根据示例1的多斜率变换器100例如可以可选地包括：还包括放大器102v的积分器电路102。放大器可以是例如运算放大器(OTA)。
在示例3中，根据示例2的多斜率变换器100可选地包括：所述放大器102v在所述积分周期中被连接在所述传感器电路106的所述电容器装置106k和时钟控制比较器104之间，并且所述放大器102v在所述去积分周期中被连接在放电电路108和时钟控制比较器104之间。
在示例4中，根据示例2或3的多斜率变换器100可以可选地包括：将放大器102v设置为自动调零放大器。换句话说，积分器电路102可以包括自动调零电路302a。
在示例5中，根据示例4的多斜率变换器可以可选地包括：控制器电路112被设置为以这样的方式控制开关装置110，使得放大器102v在自动调零循环中补偿等效输入偏移电压(参见附图标记VOS)。
在示例6中，根据示例5的多斜率变换器100可以可选地包括：控制器电路112被设置为以这样的方式控制开关装置110，使得放大器102v在自动调零循环期间作为电压跟随器被连接。
例如，通过自动调零循环，可以补偿放大器偏移。
在示例7中，根据示例1至6的多斜率变换器100可以可选地包括：时钟控制比较器104与到积分器电路102耦合，以用于将积分器电路102的模拟输出信号102a(VINT)与比较器参考信号104r(例如，与地电位，GND或与参考电位)进行比较并基于比较输出数字比较器输出信号104d(VCOMP)。
在示例8中，根据示例7的多斜率变换器100可以可选地包括，控制器电路112进一步适用于基于比较器输出信号104d(VCOMP)输出数字输出信号112d(DOUT)，其中控制器电路112输出的数字输出信号112d(DOUT)表示电容器装置106k的电容。
在示例9中，根据示例1至6的多斜率变换器100可以可选地包括：被布置为所述电容器装置106k能够在第一分支114a与所述积分器电路102连接，以将电荷从预充电的所述电容器装置106k转移到所述积分器电路102的所述电荷存储器102s，并且其中，所述放电电路108能够在第二分支114b与所述积分器电路102连接，以对所述积分器电路102)的所述电荷存储器102s进行放电。
在示例10中，根据示例9的多斜率变换器100可以可选地包括，使得开关装置110包括开关110s，其选择性地将所述第一分支114a或所述第二分支114b连接至所述积分器电路102。
在示例11中，根据示例1至10的多斜率变换器100可以可选地包括：放电电路108包括电阻组件408r或电流源，用于时间连续地对积分电路102的电荷存储装置102s进行放电。
在示例12中，根据示例1至10的多斜率变换器100可以可选地包括：放电电路108具有用于积分器电路102的电荷存储器件102s的离散时间放电的电容组件418k。
在实施例13中，根据示例1至12的多斜率变换器100可以可选地包括：传感器电路106的电容器装置106k具有至少一个测量电容器206m和至少一个参考电容器206r。
在示例14中，根据示例1至13的多斜率变换器100可以可选地包括：作为单比特比较器的时钟控制比较器104。
在示例15中，根据示例1至14的多斜率变换器100可以可选地包括：时钟控制比较器104是单比特比较器。
在示例16中，根据示例1至15的多斜率变换器100可以可选地包括：积分器电路102和/或时钟控制比较器104被不对称地(也被称为单端)或对称地(也被称为差分)被布置。
示例17为一种将电容变换成数字信号的方法700，该方法包括：在第一时间段(阶段I或积分周期)，对传感器电路106的电容器装置106k进行预充电，并且将来自预充电电容器装置106k的电荷转移到积分器电路102的电荷存储器102s。并且，在与第一时间段交替的第二时间段(阶段II或去积分周期)，借助于放电电路108对积分器电路102的电荷存储器102s进行放电，并且基于积分电路102的模拟输出信号102a(VINT)借助时钟控制比较器104生成数字输出信号104d，112d(例如VCOMP或DOUT)，其中，第一时间段具有预定义的第一数目N1的时钟并且第二时间段具有预定义第二数目N2的时钟，其中在第二时间段中，积分器电路102的电荷存储器102s放电之后，剩余电荷(Qerr)保持存储在积分器电路102的电荷存储器102s中，并且在随后的在第一时间段中将电荷从预充电电容器装置106k转移到积分器电路102的电荷存储器102s时被考虑在内。
在示例18中，根据示例17的方法700可以可选的包括：具有如实施例17所述，在第三数目N3的时钟期间，在第二时间段内使积分器电路102的电荷存储器102s放电，其中第三数目N3的时钟小于或等于第二数目N2的时钟。说明性地，第三数目N3的时钟可以是积分器电路102的电荷存储器102s的放电时间，直到第一过零点。
在示例19中，根据示例17或18的方法700可以可选的进一步包括：补偿积分器电路102的放大器102v的(等效)输入偏移电压。
在示例20中，根据示例17至19中任一项的方法700可以可选的进一步包括：设定用于在第一操作模式和不同于第一操作模式的第二操作模式下转换电容的第一数目N1的时钟和/或第二数目N2的时钟。
在示例21中，根据示例20的方法700可以可选的包括：在第一操作模式中具有第一分辨率特性的电容的变换和具有第二分辨率特性的第二操作模式中的电容的变换，其中两个分辨率特性彼此不同。例如，测量频率(采样率)，测量间隔(范围)，测量精度等可以理解为分辨率特性。
在示例22中，自激振荡多斜率变换器100用于借助电容器开关控制直接读取传感器装置106的电容。

Claims (17)

1.一种多斜率变换器(100)，包括：
积分器电路(102)，具有电荷存储器(102s)；
时钟控制比较器(104)；
传感器电路(106)，具有电容器装置(106k)和用于预充电所述电容器装置(106k)的充电电路(106c)，
放电电路(108)；
开关装置(110)和用于基于时钟信号来驱控所述开关装置(110)的控制器电路(112)，其中所述控制器电路(112)被设置为以以下方式交替地驱控所述开关装置(110)：
在积分周期中，电荷从所述传感器电路(106)的所述电容器装置(106k)转移到所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)，以及
在去积分周期中，所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)借助所述放电电路(108)而被放电，其中在所述去积分周期之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)中并且在随后的积分周期被考虑在内。
2.根据权利要求1所述的多斜率变换器(100)，
其中所述积分器电路(102)还包括放大器(102v)，特别是运算放大器。
3.根据权利要求2所述的多斜率变换器(100)，
其中所述放大器(102v)在所述积分周期中被连接在所述传感器电路(106)的所述电容器装置(106k)和时钟控制比较器(104)之间，并且
其中所述放大器(102v)在所述去积分周期中被连接在放电电路(108)和时钟控制比较器(104)之间。
4.根据权利要求2或3所述的多斜率变换器(100)，
其中所述放大器(102v)被配置为自动调零放大器。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的多斜率变换器(100)，
其中，所述时钟控制比较器(104)与所述积分器电路(102)耦合，以将所述积分器电路(102)的输出信号(102a)与比较器参考信号(104r)进行比较，并且基于所述比较来输出数字比较器输出信号(104d)。
6.根据权利要求5所述的多斜率变换器(100)，
其中，所述控制器电路(112)还被设置成用于基于所述比较器输出信号(104d)来输出数字输出信号(112d)，其中由所述控制器电路(112)输出的所述数字输出信号(112d)表示所述电容器装置(106k)的电容。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的多斜率变换器(100)，其中，
其中，所述电容器装置(106k)能够在第一分支(114a)与所述积分器电路(102)连接，以将电荷从预充电的所述电容器装置(106k)转移到所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)，并且
其中，所述放电电路(108)能够在第二分支(114b)与所述积分器电路(102)连接，以对所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)进行放电。
8.根据权利要求7所述的多斜率变换器(100)，
其中所述开关装置(110)包括至少一个开关(110s)，所述至少一个开关(110s)选择性地将所述第一分支(114a)或所述第二分支(114b)与所述积分器电路(102)连接。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的多斜率变换器(100)，
其中所述放电电路(108)包括用于使所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)连续放电的电流源或电阻器件(408r)，或者
其中所述放电电路(108)包括用于使所述积分器电路(102)的所述电荷存储器件(102s)进行时间离散地放电的电容器件(418k)。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的多斜率变换器(100)，
其中所述传感器电路(106)的所述电容器装置(106k)包括至少一个测量电容器(206m)和至少一个参考电容器(206r)。
11.根据权利要求1至9中任一项所述的多斜率变换器(100)，
其中所述时钟控制比较器(104)是单比特比较器。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的多斜率变换器(100)，其中，所述传感器电路(106)的所述电容器装置(106k)被布置为半桥或全桥电路。
13.一种用于将电容变换为数字信号的方法(700)，所述方法包括：
在第一时间段，对传感器电路(106)的电容器装置(106k)进行预充电并且将电荷从预充电的所述电容器装置(106k)转移到积分器电路(102)的电荷存储器(102s)；以及
在与所述第一时间段交替的第二时间段，借助放电电路(108)对所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)进行放电，并且借助时钟控制比较器(104)基于所述积分器电路(102)的输出信号(102a)生成数字输出信号；
其中所述第一时间段包括预定的第一数目(N1)的时钟，并且其中所述第二时间段包括预定的第二数目(N2)的时钟，其中，在所述第二时间段中的所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)的放电之后，残余电荷被保持存储在所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)中，并在随后的在所述第一时间段中的将电荷从预充电的所述电容器装置(106k)转移到所述积分器电路(102)的电荷存储器(102s)时被考虑在内。
14.根据权利要求13所述的方法(700)，
其中在所述第二时间段期间，所述积分器电路(102)的所述电荷存储器(102s)的所述放电以第三数目(N3)的时钟来实现，其中所述第三数目(N3)的时钟小于所述第二数目(N2)的时钟。
15.根据权利要求13或14所述的方法(700)，还包括：
补偿所述积分器电路的放大器(102v)的输入偏移电压。
16.根据权利要求13至15中任一项所述的方法(700)，还包括：
设定所述第一数目(N1)的时钟和/或所述第二数目(N2)的时钟，以变换在第一操作模式中的电容和在第二操作模式中电容，所述第二操作模式不同于所述第一操作模式。
17.一种自激振荡多斜率变换器(100)的应用，以用于通过电容器开关控制来直接读取传感器装置(106)的电容。
CN201810483343.6A 2017-05-19 2018-05-18 自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法 Active CN108964664B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102017110976.5 2017-05-19
DE102017110976.5A DE102017110976B8 (de) 2017-05-19 2017-05-19 Selbstoszillierender Mehrrampen-Umsetzer und Verfahren zum Umsetzen einer Kapazität in ein digitales Signal

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108964664A CN108964664A (zh) 2018-12-07
CN108964664B true CN108964664B (zh) 2023-04-07

Family

ID=63450537

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810483343.6A Active CN108964664B (zh) 2017-05-19 2018-05-18 自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10326464B2 (zh)
CN (1) CN108964664B (zh)
DE (1) DE102017110976B8 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102015008485A1 (de) * 2015-07-01 2017-01-05 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Verfahren zum Messen eines Kapazitätswertes
US10819366B1 (en) * 2016-06-01 2020-10-27 Agency For Science, Technology And Research Delta sigma modulator for and method of generating a digital output voltage
EP3618284B1 (en) * 2018-08-31 2023-11-01 Nxp B.V. Capacitance-to-digital converter
TWI771929B (zh) * 2021-02-25 2022-07-21 茂達電子股份有限公司 具有電荷分配電路的計數器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1322061A (zh) * 2000-04-10 2001-11-14 通用电气公司 用于模拟－数字变换的积分和折叠电路
CN101312344A (zh) * 2007-05-24 2008-11-26 武汉芯动科技有限公司 积分数据接收方法及接收器
CN103262417A (zh) * 2010-09-14 2013-08-21 高端硅公司 一种用于电容式触摸应用的电路
US8988267B1 (en) * 2013-09-24 2015-03-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Signal processing device and signal processing method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005038875A1 (de) * 2005-05-25 2006-11-30 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Kapazitätsmessschaltung
DE102005061090B3 (de) * 2005-12-21 2007-08-30 Atmel Germany Gmbh Messeinrichtung zur kapazitiven Druckmessung
JP4929060B2 (ja) * 2006-07-14 2012-05-09 ローム株式会社 アナログ／ディジタル変換器、照度センサ、照明装置、電子機器
US8547114B2 (en) * 2006-11-14 2013-10-01 Cypress Semiconductor Corporation Capacitance to code converter with sigma-delta modulator
US9374101B2 (en) * 2014-10-21 2016-06-21 Electronics And Telecommunications Research Institute Sensor device including high-resolution analog to digital converter
US9628104B2 (en) * 2015-03-13 2017-04-18 Rosemount Inc. High resolution sigma delta modulator for capacitance sensor terminal displacement measurement

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1322061A (zh) * 2000-04-10 2001-11-14 通用电气公司 用于模拟－数字变换的积分和折叠电路
CN101312344A (zh) * 2007-05-24 2008-11-26 武汉芯动科技有限公司 积分数据接收方法及接收器
CN103262417A (zh) * 2010-09-14 2013-08-21 高端硅公司 一种用于电容式触摸应用的电路
US8988267B1 (en) * 2013-09-24 2015-03-24 Kabushiki Kaisha Toshiba Signal processing device and signal processing method

Also Published As

Publication number Publication date
CN108964664A (zh) 2018-12-07
US10326464B2 (en) 2019-06-18
DE102017110976B3 (de) 2018-09-27
US20180337684A1 (en) 2018-11-22
DE102017110976B8 (de) 2018-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108964664B (zh) 自激振荡多斜率变换器以及用于将电容变换为数字信号的方法
US7304483B2 (en) One terminal capacitor interface circuit
US10826523B2 (en) Analog-to-digital converter, measurement arrangement and method for analog-to-digital conversion
DE69928057D1 (de) Komparator and DA-Umsetzer mit geschalteten Kapazitäten
KR101759390B1 (ko) 전자 측정 회로
JP6042003B2 (ja) 電子測定回路
CN107872229B (zh) 模数转换器的方法和设备
CN111034051B (zh) 使用自举开关的开关电容dac
KR20200074084A (ko) 추가적인 능동 회로부가 없는 sar adc에서의 넓은 입력 공통 모드 범위를 인에이블하기 위한 방법 및 장치
US10833698B1 (en) Low-power high-precision sensing circuit
KR20130054588A (ko) 샘플링 정확도를 증가시키기 위한 아날로그 리셋 회로를 적용시킨 시그마-델타 아날로그-디지털 컨버터
JP4807795B2 (ja) 温度測定回路
US10461765B2 (en) Successive approximation type AD converter and sensor device
JP3731334B2 (ja) 変調器およびオーバサンプル形ａ／ｄ変換器
JP6131102B2 (ja) 逐次比較型ａ／ｄ変換器及びその駆動方法
JP2012089939A (ja) アナログデジタル変換器および信号処理システム
WO2018061636A1 (ja) 容量測定回路及び容量測定システム
JP2004194201A (ja) 集積回路及びａ／ｄ変換回路
JPH09275345A (ja) Ｄ／ａ変換器
WO2020075552A1 (ja) スイッチトキャパシタアンプおよびａｄ変換装置
WO2015012159A1 (ja) Ｄ／ａ変換器
JP2005159511A (ja) 増幅回路
TW201021430A (en) Conversion device for sensing capacitance and voltage via micro-electro-mechanical
JP2005039529A (ja) アナログ・ディジタル変換器
JP2007288609A (ja) Ａ／ｄ変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant