CN105391449A - 用于多个电极的采样电路和采样方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于多个电极的采样电路和采样方法。一种用于多个电极的采样电路，该电路包括多个电荷放大器和多个调制器，其中，分别地包括在所述多个电荷放大器和所述多个调制器中的每个电荷放大器和每个调制器对应于所述多个电极中的电极，其中，每个调制器能够生成对应于所述多个电极的每个被采样电极的残余信号和粗代码，复用器，能够接收由所述多个调制器生成的多个残余信号，残余模数转换器，能够从所述复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及数字加法电路，能够接收所述数字化已复用残余信号和多个粗代码，包括对应于每个采样电极的每个粗代码，并输出多个输出代码。

Description

用于多个电极的采样电路和采样方法

技术领域

本发明涉及用于多个电极的采样电路以及用于执行多个电极的采样的相应方法。更具体地，本发明涉及用于测量通常被用于接近检测的接地电容器的技术。

背景技术

在本领域中各种技术可用于测量接地电容器，而所述电容器被用于接近检测。

结合图1来在此描述一个已知技术。图1图示在触敏面板和接近检测器中采用的用于测量接地电容器Cin的已知技术。该技术由改变电容性电极的电压和检测跨Cin的相应电荷变化组成。这是通过在反馈中用电容器Cfb将电容性电极连接到电荷放大器的负输入端（虚拟接地）来实现的。通过在放大器的正输入端上施加很好地定义的电压变化来实现输入电容器上的电压变化，因为负输入端将通过反馈来追踪正输入端。由于跨电容器Cin的电流只可朝着Cfb流动（放大器具有高阻抗输入），所以可通过测量跨反馈电容器Cfb的电压变化来测量跨Cin电荷变化（和因此的Cin的值本身）。此电压变化可以在模拟域中直接地测量、处理或转换到数字域中。除已提到的元件之外，图1中所示的电路也包括读出电路120、要检测的输入电容器20以及可变电压源80。在本文中，还可将可变电压源80识别为激励电压源80或者变化电压源80，其中列举的术语具有相同的意义。

这种技术的缺点是其对可能连接在电极输入节点与接地之间的任何寄生电容器Cpar且特别是对与输入焊盘有关的寄生电容器、输入放大器的保护和寄生电容器或者到源电压的寄生电容器的极度敏感。事实上，这些寄生电容器可能未与要测量的电容器区别开并因此影响测量结果。

专利FR2756048描述了用于测量通常被用于接近检测的接地电容器的技术。这些技术的优点在于其精确性且在于其对寄生电容器相当不敏感。这是通过相对于接地不仅改变电容性电极的电压而且改变测量电路的所有电压而实现的。所有电压以与电容性电极的电压相同的方式改变，使得跨寄生电容器的电压不改变。为此，将所有输入电路或电荷放大器称为局部参考电位，也称为局部接地（通常是测量电路的基底），由某个激励电路来促使其相对于全局接地而改变，所述某个激励电路诸如产生变化电压Vin的电压源。结合附图2来举例说明这种技术。如从图中可看到的，局部接地（浮置电压VF）因此相对于全局（外部）接地被浮置。由以局部接地为参考的浮置正和负源对读出电路进行供应。从测量电路视点出发，“只有”外部接地电压在改变，所有内部电路都以浮置电压为参考。因此，该测量对寄生的内部电容器不敏感。除在上文并结合图1提到的元件之外，图2中所示的电路还包括浮置域170和浮置源和接地175。

如已指出的，上文结合图1和2所述的电路的目的是通过使所有电路以内部接地或浮置接地（VF）为参考，抑制测量电路对电容性电极（对应于放大器的虚拟接地的节点）与外部接地之间的所有寄生电容器的灵敏度。

要测量的电容器Cin可远离测量电路，因此将Cin连接到测量电路的导线与全局（外部）接地之间的任何寄生电容器将被添加到被测量电容器。为了避免此错误，可通过使用保护电极使将Cin连接到测量电路的导线从外部接地解耦。然后必须将此保护电极连接到内部或浮置接地VF或相对于VF在恒定电压下偏置的节点，使得电容性电极与保护之间的电容器仍在恒定电压下被偏置，并且不影响测量结果。因此，测量电路可具有被连接到内部接地VF或者相对于该内部接地VF在恒定电压下偏置的保护输出端，并且应将电容器与测量电路之间的导线的保护连接到测量电路的此输出端，如图3中所示。除在上文并结合图1和2已经提到的元件之外，图3中所示的电路还包括保护30，并且用数字85来指示浮置电压VF。

在对于智能电话或平板电脑而言典型的显示器和触摸屏应用中，将电容性电极放置在LCD显示器的顶部上，并且要测量的电容在这些顶部电极与外部接地之间，通过接近于屏幕的手指。

然而，只对相对于手指而言在上侧的电容感兴趣，而相对于LCD和来自LCD的寄生信号的电容对检测手指的接近没有用。LCD的活动容易通过寄生电容器在读出电路中注入不想要的电荷，其可以窜改接近检测器的输出。因此，在电容性电极与LCD显示器之间插入导电保护层。关于触摸屏与测量电路之间的导线的保护，还应将此导电保护层连接到测量电路的保护输出端。

结合图4来举例说明此类测量布置，其中，LCD面板200被透明保护电极30覆盖，在其上面放置了连接到包括在读出电路120中的多个电容至数字转换器（CDC）127的多个导电透明像素25。每个CDC127包括电荷放大器。由于可以将保护电极30视为等电位表面，所以其提供有效的静电屏蔽，并且可来自LCD200的不想要的干扰被保护电位有效地筛选出且并未到达CDC级127。在显示器200与保护30之间可存在多个寄生耦合电容210。此外，在保护30与测量电路120之间也可存在保护电容212和电容性电极25。

如上文所讨论的，读出电路包括可变电压源80，其产生连接到保护电位30和CDC的电荷放大器的非反相输入端的参考电位85。在此配置中，CDC级具有低阻抗虚拟接地输入，并且像素或电容性电极25本质上被保持在保护电极30的电位85。输出端Vout_1、Vout_2、Vout_N处的信号的振幅与朝向电极25所见的接地Cin_1、Cin_2、……、Cin_N的各电容成比例。重要的是，跨寄生电容器212、连接在保护电极30与像素25之间的保护电容的电压是恒定的，因此这些寄生元件并未对读出有所贡献。

用于测量外部接地电容器的电路120因此包括多个构建块，如图5中所表示的。

-激励电压源80，用来产生浮置电压或浮置节点VF或局部接地，其相对于全局或外部接地可变；

-采集电路用于测量跨要测量电容器的电荷变化，并且产生信号或者优选地表示此电容的数字代码。根据电容性输入像素的数目，此电路可包括多个独立电容至数字转换器130，每个称为浮置接地VF。转换器130可包括电荷放大器126（具有被连接在输出端与负输入端之间的反馈电容器的放大器，并且正输入端被连接到浮置电压VF（局部接地）和最终用于后处理的其它电路，诸如模数转换器128、滤波器、放大器、衰减器或输入复用器127；

-源电压（V+、V-）的产生：因为转换器130被参考至浮置接地，优选地应该用被参考至浮置接地而不是外部接地的电压源对其有源元件进行供应。浮置源单元175从被参考至外部接地的外部电压源Vdd产生所需的供应。浮置源175可包括电感变压器、升压或降压种类的DC/DC转换器、开关电容器电路或任何其它电压转换方案。

控制和时钟信号182的产生：采集电路的许多功能需要与在外部接地和内部或浮置接地之间施加的调制信号同步。特别地，电荷的检测必须与调制信号完美地同步。此外，需要在浮置电压域外面发射来自采集单元130的数据。

在许多应用中且特别是在涉及到触摸屏和接近检测的情况下，必须同时地或连续地测量大量的电容器。测量电路然后还可包括与130并联以用于测量大量电容器的多个采集链或采集电路。可在每个测量电路前面添加复用器127以便一个接一个地连续地对不同的输入电极进行寻址，也如图5中所示。在采集链前面的复用器允许按每个采集链连续地对多个输入端进行寻址，从而减少将在芯片上实现的采集链的数目。并且，当必须监视大量的电极时，可并行地或连续地、一个接一个地操作与图5的测量电路类似的多个芯片。

然而对可以用单个芯片来寻址的电容输入端的数目存在物理限制。由于实践原因，在两个连续输入焊盘之间存在最小节距，并且芯片的物理尺寸不能超过由所使用的过程的性质、热膨胀及其他约束确定的某些极限。当显示器上的电容单元的数目超过可以连接到单个芯片的输入端的数目时，必须使用多个芯片来对其全部进行寻址。

因此，需要用于测量接地电容器的改进方法和相应电路，尤其是需要用于用电荷放大、ΣΔ转换和复用残余量子化进行的接近检测的改进电容传感接口。

发明内容

根据本发明，用达到所附权利要求的目的的装置和方法来实现这些目标。

附图说明

借助于以示例方式给出且由以下附图示出的实施例的描述，将更好地理解本发明，在所述附图中：

-图1至3示意性地示出了在电容测量中使用的已知电路，诸如：

-图1图示出在触敏面板和接近检测器中采用的用于测量接地电容器Cin的已知技术；

-图2图示出对寄生电容器不敏感的用于测量接地电容器的已知技术；

-图3图示出用于测量接地电容器的技术所采用的另一已知电路，该电路使用有源保护来使寄生电容耦合最小化；

-图4图示出用于测量多个电容器的技术（诸如在触摸屏中采用的那些）所采用的又一已知电路；

-图5图示出图4的电路的框图表示；

-图6和7是模拟信号或者分别地数字信号的数字求平均的框图表示；

-图8图示出具有Σ△调制器的采集链的实现；

-图9表示在转换的开始和结束时具有残余量子化以便扩展分辨率的具有ΣΔADC的采集链；

-图10表示在转换的开始处具有积分器的重置且在转换结束时具有残余量子化以便扩展分辨率的具有增量型ADC的采集链；

-图11表示具有输入复用器、电荷放大器、ΣΔ或增量型ADC、残余ADC和数字加法电路的采集链；

-图12表示带有具有输入复用器、电荷放大器、ΣΔ或增量型ADC、残余ADC和数字加法电路的多个采集链的测量电路；

-图13表示对4个输入电极进行寻址的信道，具有每个电极的电荷放大器和增量型或ΣΔADC和对所有电极共用的复用残余ADC；

-图14表示ΣΔ转换的情况下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC转换（4倍复用的情况）的时序；

-图15表示增量型转换的情况下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC转换和重置信号（4倍复用的情况）的时序；

-图16是根据本发明的方法的框图表示。

相应的附图标记遍及附图的多个视图指示相应部件。本领域的技术人员将认识到的是图中的元件是为了简单和明了起见而图示出的且不一定按比例描绘。例如，可将图中的某些元件的尺寸相对于其它元件放大以帮助改善本发明的各种实施例的理解。并且，常常不描述在商业可行实施例中有用或必需的常见但被很好地理解的元件以促进本发明的这些不同实施例的较少遮挡的视图。

具体实施方式

以下描述不应在限制性意义上理解，而是仅仅出于描述示例性实施例的一般原理的目的而做出。应参考权利要求来确定本发明的范围。

在接下来的本文档中，将描述采集链。必须理解的是采集链是被布置成用于测量从一个输入电极所见的电容并提供表示此类电容的适当输出的电路或电路的一部分。输出可以是测量电容的数字表示，并且在此重要情况中，采集链可包括一个或多个电荷数字转换器（CDC）。触敏像素的数目常常很大，单独采集链包括复用器件从而连续地且以交织方式测量多个输入电极的电容。参考图6至12的示例性实现，可选输入复用器之后的采集链的第一块是电荷放大器。在图6和7中将此块示例性地图示为块620和720。示例性地，电荷放大器可包括如图6和7中所示的反馈电容器、如图1中所示的Cfb电容器以及放大器。

示例性地为620和720的电荷放大器的输出对与施加于浮置接地节点（浮置电压VF或保护电压）的电压变化同步且成比例的电压变化做实验。电荷放大器的输出电压变化还与要检测的输入电容成比例，并且因此是感兴趣信号。A/D的目的因此明确地是测量电荷放大器的输出电压变化。应在浮置源域中、因此相对于浮置接地（保护、V+或V-）测量电荷放大器的此输出电压变化。

例如，如果在浮置接地上施加正弦信号，则应测量电荷放大器的输出端处的正弦信号的峰峰振幅并将其量子化。这可以用典型解调方案来完成，例如通过将输出信号乘以正弦输入信号和低通滤波以便消除谐波。

如果在浮置接地上施加方波信号，则应测量电荷放大器的方波输出信号的振幅并将其量子化，这意味着量化上升和下降沿的振幅。可以单独地将上升和下降沿量子化，或者在模拟域中加和并且量子化，可以有不同的选项。

然而，尽管使用用于将输入电容器转换成电荷放大器的输出电压的电压变化的方法，但此测量将被多个噪声源污染，特别是：基本上由于电阻器（4kTR噪声）、放大器的MOS晶体管（4kT/gm噪声）以及开关（导致kT/C噪声）而引起的电路的热噪声。这是具有近似平坦噪声谱密度（白噪声）的宽带噪声。测量还可能被其它外部噪声源污染，诸如干扰信号，例如由于50/60Hz电力网而引起的耦合到电极的寄生信号、由于电池充电器而引起的寄生信号等。

用以衰减这些扰动的最高效的方式是重复测量许多次并对结果求平均以便滤除扰动信号。求平均可以是直接（未加权）求平均（样本的和除以样本的数目）或加权求平均（不同样本在求平均时具有不同权值）。在任何情况下，此求平均对应于低通滤波器。为了减小滤波器带宽并因此消除大部分扰动，期望的是在调制信号（对浮置接地进行调制的信号）的许多循环内对测量求平均。然后带宽事实上与平均的调制循环的数目成反比。然而，测量的总持续时间基本上是调制循环数目乘以调制循环周期。因此，带宽因此与总测量时间成反比。因此在一侧的转换速率或帧速率与在另一侧的窄带外面的外部扰动抑制之间的具有清晰权衡。

可以以不同的方式来完成不同调制循环内的电荷放大器的输出信号的变化的求平均。

第一解决方案在于在模拟域中执行求平均，并且借助于图6中所示的框图对其进行说明。如图6中所示，电荷放大器620输出经由块640经受模拟求平均的信号，并且这样获得的模拟平均值被馈送到能够执行模数转换的块660。块660的输出是平均值输出代码。

用模拟低通滤波器来对窄带宽执行求平均的缺点是其要求大的电容器和电阻器以及因此的大面积。另一缺点是其要求高分辨率模数转换器，也导致大的面积。

替换地，可在数字域中执行信号的求平均。图7图示出数字求平均的框图表示。

采用数字求平均/滤波技术的一个优点是其可以相当高效地实现（用低硅面积）。然而，仍要求高分辨率ADC。虽然参考图7，但显而易见的是数字求平均包括输出经由块740的电路经受模数转换器的信号的电荷放大器720。由ADC740输出根据块760的能力而经受数字求平均的数字代码。块760的输出是平均值输出代码。

用于对电荷放大器的输出信号的变化求平均的第三解决方案是使用ΣΔ或增量型ADC转换器以便执行模数转换。在图8中图示出此类转换器的框图。

根据在图8中进行的表示，ΣΔ转换器800包括电荷放大器820、可以是一阶Σ△调制器的Σ△调制器840以及数字低通滤波器860。Σ△调制器包括电压变化检测块842、积分器844、量化器846以及数模转换器848。

ΣΔ转换器800具有用相对低的硅面积实现高分辨率的能力。此类转换器同时地在数字滤波器内执行求平均。图8中所示的解决方案是用于一阶Σ△调制器，但也可以用于高阶Σ△调制器。首先用标记为842的块、Δ或电压变化检测块来提取每个调制循环处的电荷放大器820的变化，诸如峰峰振幅或电压边沿。然后通常通过也在调整频率下操作的开关电容器积分器844对块842的输出求积分，但可以通过其它类型的积分器844。然后由实现为比较器或比较器组的粗量化器846将此积分器844的输出转换成以与调制速率相同的速率产生的小数字代码（1位或非常有限的位数）。然后经由块848将这些代码转换回到模拟并从与电荷放大器输出电压变化（Δ块的输出）相对应的输入信号中减去。由于到积分器844的输入端的反馈环路，迫使输出代码至少针对低频率与输入信号匹配。这意味着在低频率，ΣΔ环路的输出代码是电荷放大器输出电压变化的良好表示。因此通过滤波或通过对来自ΣΔ环路的输出代码求平均（求平均事实上是滤波的特定情况），所获得的是数字输出代码，其表示电荷放大器输出电压变化的平均（或低通滤波的）值且因此表示输入电容器。因此同时地执行求平均和ADC转换。

这种方法的优点是其不要求非常大的电容器以便累积对应于电荷放大器输出电压变化的信号。事实上，一旦累积信号超过给定水平，则用反馈路径减去对应于输出代码的量。用此事实，即使在大量的样本之后也累积有限量的信号，因为反馈环路设法避免积分器的饱和。因此，此累积不要求巨大的电容器和硅面积。

另一优点是该方法能够用非常粗的量化器来实现非常高的分辨率，在极端情况下用每次产生一位的简单比较器。事实上，例如通过在65536个循环上累计输出位，可以获得16位分辨率输出代码。对于量化器而言不要求高精度，因为误差被反馈环路补偿。

然而，实际上，针对可以求平均以用于测量的调制循环的数目是有限的。事实上，此数目是调制周期内的可用于测量的总时间的比。可用于测量的时间受到必须扫描电极的帧速率的限制，并且此时间与在一个帧期间将连续地扫描的电极的数目成反比。另一方面，调制频率受到与电路或显示器上的R-C时间常数、电流消耗、不同的电路可以进行操作的速度有关的实际原因的限制。可以求平均的调制循环的数目的此限制还可限制可以从ΣΔADC转换器获得的分辨率，如在图8中给出的。为了用有限数目的调制循环增加分辨率，可以用不同的解决方案。

第一个是增加Σ△调制器的阶。然而，这严重地增加复杂性。特别地，将要求高阶数字滤波器，具有更大的复杂性和更多的等待时间。

第二解决方案是增加粗量化器的分辨率和相应地反馈路径中的DAC的分辨率。然而，量化器和DAC的每个补充分辨率位基本上要求将元件（比较器、DAC的元件）的数目加倍，使得复杂性然后呈指数增加。

第三解决方案是借助于ADC来周期性地量化ΣΔ的积分器的输出。事实上，此积分器累计输入信号与输出信号之间的差。因此，如果输出信号低估了输入信号，则积分器输出增加，并且如果输出信号高估了输入信号则减小。因此，通过量化积分器的变化，可以细化该估计。在图8的一阶Σ△调制器的特定情况下，可以通过简单地在给定数目N个连续调制循环内计算来自粗量化器的输出代码的和（或未加权求平均）来实现数字滤波器。在这种情况下，转换器的开始和结束之间的积分器的输出电压的差直接地对应于在输出代码上实现的误差（在积分器增加的情况下低估，在积分器减小的情况下高估）。因此，通过在转换之前和之后用辅助ADC来量化积分器的输出电压，可以细化转换的结果。

通过选择具有足够分辨率的辅助ADC，在理论上可以任意地增加最终结果的精度。结合图9的框图来描述这种解决方案。在图9中，表示在转换的开始和结束时具有残余量化以便扩展分辨率的具有ΣΔADC的采集链900。已结合上述图8识别了用前缀8指示的元件。另外，图9的框图包括求平均元件920、允许在转换的开始时和结束时采样的开关940、辅助模数转换器960、延迟980和输出块982。

由块920对来自量化器846的输出代码求平均，执行未加权求平均，其生成标记为“和”的信号。在由辅助ADC960（也被称为残余ADC）进行的每次转换之前和之后对积分器844的输出进行采样和量化，以便提供称为Q_init（对应于积分器的初始值并被存储到延迟元件或寄存器中的代码）和Q_end（在转换结束时，对应于积分器的最终值的代码）的两个输出代码。然后以数字方式计算差Q_end-Q_init，提供结果DeltaQ（对应于转换的开始和结束之间的积分器的变化的代码）。然后在块982中用适当的权值将此代码添加到信号和，以便修整和代码的低估或高估，并且提供高分辨率输出代码。

另一解决方案在于在每次转换开始时将积分器重置。在这种情况下，由于初始状态是已知的，所以不需要将其量化，因为可以采用对应于很好地定义的代码（通常为0，无论如何为定义值）的方式来选择重置电压。因此，只须将转换结束时的最终电压量化。

在图10中描述了这种情况，其为在转换开始时具有积分器的重置且在转换结束时具有残余量化以便扩展分辨率的具有增量型ADC的采集链的框图表示。在图10中，所表示的采集链1000包括已经结合上述图8识别的用前缀8指示的元件。另外，图10的框图包括求平均元件920、允许在转换结束时采样的开关940、辅助模数转换器960以及输出块982。

随着积分器的重置，Σ△调制器840变成增量型ADC。Σ△调制器840的积分器844用来自ΣΔ环路的输出代码被低估或高估多少来进行指示，并且因此是残余转换误差的图像。因此，将其称为残余，并且将对其进行采样的ADC或辅助ADC称为残余ADC960。因此，考虑具有辅助ADC960的图9或10，图5中所示的测量电路的每个采集链可包括用以在要监视的多个电极之间进行选择的模拟输入复用器、电荷放大器、ΣΔ或增量型ADC、用来周期性地评估ΣΔ或增量型的积分器的输出的残余ADC以及数字加法电路，以便将ΣΔ或增量型ADC（和信号）的结果与来自残余ADC的结果组合，以便扩展分辨率。在图示出具有输入复用器、电荷放大器、ΣΔ或增量型ADC、残余ADC和数字加法电路的采集链的图11中图示出此组合。

图12图示出带有具有输入复用器、电荷放大器、ΣΔ或增量型ADC、残余ADC和数字加法电路的多个采集链的测量电路。

在图11和12两者中，用结合先前的图详细地解释的相应附图标记来识别所有所表示的元件。

理论上，针对每次转换可以求平均的调制循环的最大数目N等于：

fmod/(frame_rate*N_input_mux)

其中：

fmod是调制速率，

frame_rate是必须对所有电极进行扫描的帧速率，并且

N_input_mux是将被输入复用器扫描的输入电极的数目。

然后，实际上，可实现的调制速率是有限的，通常是由于寄生电阻和电容及速度约束。

让我们例如假设fmod局限于8kHz，并且我们想要实现125Hz的帧速率。这对应于每个帧周期8kHZ/125Hz＝64个调制循环。假设每个输入复用器必须连续地扫描N_input_mux＝8个输入，这意味着每次转换可以对最多8个调制循环求平均。

然而，在复用器的开关之后也损失一定时间以便针对新的转换将A/D重新初始化，并且在转换结束时将残余传输到残余ADC。例如假设损失的此时间对应于4个调制循环（2个在转换开始时且两个在结束时），这意味着每次转换只有4个调制循环仍可以求平均，这是非常低的数目。因此，只能从第一ADC（ΣΔ或增量型ADC）提取非常有限的位数（通常2或3位），使得必须用残余ADC来恢复所有其余分辨率（通常13或14位）。有限数目的平均调制循环因此设定对残余ADC的分辨率的高约束，导致用于残余ADC的大的硅面积。

具有此类低数目的平均调制循环的另一缺点是噪声未被大大地衰减。将热噪声功率除以平均调制循环的数目，因此期望的是在尽可能大数目的调制循环内求平均。由于平均调制循环的小数目，还针对外部扰动获得不良的衰减。特别地，例如通过采取8倍的输入复用，这意味着在对应于帧周期的最大1/8的时间期间测量每个电极。因此，用于扰动的滤波器的带宽至少为帧速率的8倍左右。用于噪声和扰动的带宽因此与复用输入电极的数目N_input_mux成正比。因此，复用输入电极的数目越高，外部扰动抑制将越坏。

通过减少复用输入的数目N_input_mux或者在极端情况下通过完全地抑制输入复用器（对应于N_input_mux＝1）来大大地缓解这些问题。然而，这将导致非常大的面积，因为将要求数目大得多的全ADC（ΣΔ或增量型ADC加残余ADC），在极端情况下每个输入电极一个，如果抑制输入复用器的话。

为了以面积方面的有限代价将良好的求平均与噪声和扰动的良好抑制组合，本发明提出了图13中所示的电路。

根据图13，假设对图中未示出的多个电极进行采样，在图中仅经由标记inp_0、1、2和3来表示。在图中，假设对仅4个输入电极进行采样。可采样的电极的数目较大，在这里仅仅出于说明性目的而选择4。并行地对输入电极进行采样。如图中所示，每个电极对应于单独的电荷放大器820.0、820.1、820.2和820.3及单独的调制器840.0、840.1、840.2和840.3。调制器840可以是Σ△调制器或增量型调制器。电荷放大器820.n和调制器840.n接收输入信号，并输出残余信号和对应于该残余信号的粗代码。由每个调制器840输出的所述多个残余信号被馈送到复用器1302，其对所有接收信号进行复用并输出已复用残余信号。已复用残余信号被馈送到生成数字化残余信号的残余模数转换器960。然后将该数字化残余信号馈送到数字加法电路920。对应于由每个调制器840输出的残余信号的所述多个粗代码也被直接地馈送到数字加法电路920中。数字加法电路920基于接收到的数字化残余信号和所述多个粗代码而输出多个平均输出代码。

因此，本发明提出了一种用于多个电极的采样电路，包括：多个电荷放大器和多个调制器，其中，分别地包括在所述多个电荷放大器和所述多个调制器中的每个电荷放大器和每个调制器对应于所述多个电极中的电极，其中，每个调制器生成对应于所述多个电极中的每个被采样电极的残余信号和粗代码，复用器，能够接收由所述多个调制器生成的多个残余信号，残余模数转换器，能够从所述复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及数字加法电路，能够接收所述数字化已复用残余信号和多个粗代码，包括对应于每个采样电极的每个粗代码，并输出多个输出代码。

图13的电路由每个电极一个电荷放大器和ΣΔ或增量型ADC组成，并且将复用器移动到残余ADC前面，所述复用器是多个电极所共用的。图13图示出能够对多个（在本示例中为4个）输入电极进行采样的此类信道。每个电极具有其自己的专用电荷放大器和ΣΔ或增量型ADC。因此并行地对所有输入电极进行采样。这增加求平均。

事实上，采取例如8kHz的调制速率和125Hz的帧速率，这意味着针对每个电极的每次转换可以对64个调制循环求平均，而不是先前示例中的8个或4个。因此还实现良好的扰动抑制，因为所有电极都被永久地监视，而不是仅在帧周期的一小部分期间监视，如具有电荷放大器和ΣΔADC的输入端处的复用的情况那样。

可看到面积显著增加，因为现在每个电极存在一个电荷放大器和一个ΣΔ或增量型ADC。然而，此面积增加并不如此显著。事实上，由于更好求平均，大大地放松了对这些块的噪声约束，允许减小滤波电容器和晶体管的尺寸。例如，如果并行地存在8个电荷放大器和8个ΣΔ或增量型ADC，则对8倍的样本求平均，因此可以在保持相同热噪声水平的同时大致上将大多数电容器（除电荷放大器的反馈电容器之外）的尺寸减小到1/8。并且因此可以减小MOS晶体管驱动的尺寸。

在图13中提出的配置具有针对多个电极共用的单个残余ADC。然而，由于在前一级（增量型或ΣΔADC）中对更多的样本求平均，例如64个而不是4或8个，所以在第一ADC级中已提取多得多的分辨率，使得因此放松了对残余ADC要求的分辨率，导致针对此块的面积减小。

请注意，残余ADC必须在给定调制循环结束时对ΣΔ或增量型ADC的积分器的输出进行采样。在其已对值进行采样之后，其可从积分器断开连接并独立地执行ADC转换，例如通过连续近似或ADC的任何其它原理。在残余的ADC转换期间，增量型或ΣΔADC可继续获取新的样本以用于下一次转换，以便避免时间损失。该原理类似于管线ADC，其中第一级是ΣΔ或增量型ADC，并且第二级是残余ADC。

复用在残余ADC之前发生。事实上，残余ADC必须在每次转换之前和之后、因此在不同的转换之间、因此基本上每个电极每个帧一次、极其低的转换速率对积分器的输出电压进行量化。如果每个输入端存在一个残余ADC，并且采取125Hz的帧速率，则每个ADC将必须每8毫秒执行转转。假设可以在几微秒中容易地执行转换，则残余ADC将几乎全部时间都是不活动的。因此每个电极实现一个残余ADC将是硅面积的严重浪费，因为通过复用，可以容易地重新使用同一残余ADC来对其它电极执行残余量化。例如，可以容易地实现8倍复用，只要残余ADC的转换时间小于1毫秒，仍是非常舒适的值。

由于必须在两次ΣΔ或增量型ADC转换之间对残余进行采样，所以必须使用于共享公共残余ADC的不同电极的帧的相位适当地移位，使得用于不同电极的残余转换不重叠。例如，在8倍复用的情况下，对应于不同电极的帧应理想地移位帧周期的1/8，因此为1毫秒，以便具有可用于转换的最大时间。

在4倍复用的情况下，在图14中图示出转换的开始和帧的移位。图14图示出ΣΔ转换的情况下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC的时序（4倍复用的情况）。

根据该图，前4条线示出了ΣΔ（或增量型）ADC转换的极限。垂直间隔指示两次连续ADC转换之间的间隔。这意味着通过将在两个垂直间隔之间产生的粗输出代码相加来实现每次ADC转换。然后在每次转换开始时和结束时、因此事实上是在每次转换之间对与每个电极相对应的残余进行采样。然后可以在后来执行残余的转换，同时ΣΔ正在执行下一次转换。

如已提到的，将来自Σ△调制器的输出代码的加和添加到与转换期间的积分器的电压变化相对应的代码，因此为转换之后和转换之前的残余代码之间的差，如图9中所示。然而，如果在每次转换之前（或在两次转换之间）、因此在增量型ADC的情况下将积分器系统地重置，则仅应添加转换结束时的最终值，如图10处所示，因为可将初始值假设为0或恒定值。在这种情况下，既不需要记住也不需要在转换结束时减去转换结束时的残余，简化了设计。然而，必须对不同增量型ADC的重置进行相移，因为其必须在转换开始时发生，并且该转换是相移。

在图15中描述了这种情况，其类似于图14，但是示出了不同增量型ADC被重置的时间。该重置事实上应直接地在前一次转换的残余的采样之后发生，以便开始下一个。

图15图示出增量型转换的情况下的对应于不同电极的帧的移位以及不同残余ADC转换和重置信号（4倍复用的情况）的时序。在用于残余的转换时间相对于帧周期而言非常短的情况下，可以同时地获取所有输入，在相同的时间开始和停止。在这种情况下，应使用增量型ADC，因为所有积分器应在转换开始时被同时地重置。在并行采集结束时，残余ADC一个接一个地连续地扫描来自增量型ADC的不同积分器的所有残余。

当然，测量电路可以由对应于图13的多个信道的集合构成，每个信道本身包括多个电荷放大器和ΣΔ或增量型ADC、一个残余放大器和数字加法电路。

图16参考根据本发明的对多个电极进行采样的方法。

如图16中所示且如前面段落中详细地解释的，对多个电极进行采样的方法1600至少包括步骤：用多个调制器生成1602多个残余信号和多个粗信号，每个残余信号和每个粗代码对应于所述多个电极的每个被采样电极。该方法1600还包括步骤：由复用器接收1604由所述多个调制器生成的所述多个残余信号。此外，方法1600包括步骤：由残余模数转换器从所述复用器接收1606已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号。此外，该方法包括步骤：由数字加法电路接收1608数字化已复用残余信号和所述多个粗代码，并输出多个输出代码。

因此，总而言之，本发明涉及一种用于多个电极的采样电路，包括：多个电荷放大器和多个调制器，其中，分别地包括在所述多个电荷放大器和所述多个调制器中的每个电荷放大器和每个调制器对应于所述多个电极中的电极，其中，每个调制器能够生成对应于所述多个电极的每个被采样电极的残余信号和粗代码，复用器，能够接收由所述多个调制器生成的多个残余信号，残余模数转换器，能够从所述复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及数字加法电路，能够接收所述数字化已复用残余信号和多个粗代码，包括对应于每个采样电极的每个粗代码，并输出多个输出代码。

所述多个电极中的每个电极单独地被每个电荷放大器和每个调制器并行地处理。在所述多个调制器所包括的多个积分器之间对数字化已复用残余信号进行复用。可选地，使对应于由所述多个电极所包括的不同电极的帧的多个相位相移以允许残余信号的时间复用。所述残余信号包括模拟信号。所述多个调制器在重置其包括的积分器时变成增量型模数转换器，并且所述相移在所述多个增量型模数转换器重置时发生。在两个调制器或两个增量型ADC转换器之间对残余信号进行采样，并且必须使用于共享公共残余ADC的不同电极的帧的相位移位，使得用于不同电极的残余转换不重叠。

本发明还涉及一种对多个电极进行采样的方法，包括由多个调制器生成多个残余信号和多个粗代码，每个残余信号和每个粗代码对应于所述多个电极的每个被采样电极，由复用器接收由所述多个调制器生成的所述多个残余信号，由残余模数转换器从复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及由数字加法电路接收所述数字化已复用残余信号和所述多个粗代码，并输出多个输出代码。

虽然已借助于特定实施例、示例及其应用描述了这里公开的本发明，但在不脱离权利要求中阐述的本发明的范围的情况下本领域的技术人员可对其进行许多修改和变更。

图例：

20要检测的输入电容器

25电容传感电极

30保护

80变化电压

85浮置电位

120测量电路

126复用器

127电荷放大器

128ADC

130采集链

150芯片

170浮置域

175浮置源和接地

182控制和时钟信号

200LCD、电容性触敏阵列

210寄生电容

212保护电容

620电荷放大器

640用于模拟求平均的装置

660用于模数转换的装置

720电荷放大器

740模数转换器

760用于数字求平均的装置

820电荷放大器

840Σ△调制器

842电压变化检测块

844积分器

846量化器

848数模转换器

860数字低通滤波器

900采集链

920求平均元件

940开关

960辅助模数转换器

980延迟

982输出块

1000采集链

1302复用器

1600对多个电极进行采样的方法

1602由多个调制器生成多个残余信号和多个粗代码的步骤

1604由复用器接收由所述多个调制器生成的所述多个残余信号的步骤

1606由残余模数转换器接收已复用残余信号的步骤

1608接收所述数字化已复用残余信号和所述多个粗代码的步骤。

Claims (14)

1.一种用于多个电极的采样电路，包括：

多个电荷放大器和多个调制器，

其中，分别地包括在所述多个电荷放大器和所述多个调制器中的每个电荷放大器和每个调制器对应于所述多个电极中的电极，

其中，每个调制器能够生成对应于所述多个电极中的每个被采样电极的残余信号和粗代码，

复用器，能够接收由所述多个调制器生成的多个残余信号，

残余模数转换器，能够从所述复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及

数字加法电路，能够接收所述数字化已复用残余信号和多个粗代码，包括对应于每个采样电极的每个粗代码，并输出多个输出代码。

2.权利要求1的采样电路，其中，所述多个电极中的每个电极单独地被所述每个电荷放大器和所述每个调制器并行地处理。

3.权利要求1的采样电路，其中，在由所述多个调制器包括的多个积分器之间对所述数字化已复用残余信号进行复用。

4.权利要求1的采样电路，其中，使对应于由所述多个电极所包括的不同电极的帧的多个相位相移以促进残余信号的时间复用。

5.权利要求4的采样电路，其中，所述残余信号包括模拟信号。

6.权利要求4的采样电路，其中，所述多个调制器在将其包括的积分器重置时变成增量型模数转换器，并且

其中，所述相移在所述多个增量型模数转换器重置时发生。

7.权利要求6的采样电路，其中，在两个调制器或两个增量型ADC转换器之间对残余信号进行采样，并且

其中，必须使用于共享公共残余ADC的不同电极的帧的相位移位，使得用于不同电极的残余转换不重叠。

8.一种对多个电极采样的方法，包括：

由多个调制器生成多个残余信号和多个粗代码，每个残余信号和每个粗代码对应于所述多个电极的每个被采样电极，

由复用器接收由所述多个调制器生成的所述多个残余信号，

由残余模数转换器从所述复用器接收已复用残余信号并输出数字化已复用残余信号，以及

由数字加法电路接收所述数字化已复用残余信号和所述多个粗代码，并输出多个输出代码。

9.权利要求8的方法，其中，所述多个电极中的每个电极单独地被所述每个电荷放大器和所述每个调制器并行地处理。

10.权利要求8的方法，其中，在由所述多个调制器包括的多个积分器之间对所述数字化已复用残余信号进行复用。

11.权利要求8的方法，其中，使对应于由所述多个电极所包括的不同电极的帧的多个相位相移以允许残余信号的时间复用。

12.权利要求11的方法，其中，所述残余信号包括模拟信号。

13.权利要求11的方法，其中，所述多个调制器在将其包括的积分器重置时变成增量型模数转换器，并且

其中，所述相移在所述多个增量型模数转换器重置时发生。

14.权利要求8的方法，其中，在两个调制器或两个增量型ADC转换器之间对残余信号进行采样，并且

其中，必须使用于共享公共残余ADC的不同电极的帧的相位移位，使得用于不同电极的残余转换不重叠。