CN102612802B

CN102612802B - 转角计算装置及转角计算方法

Info

Publication number: CN102612802B
Application number: CN201080003019.1A
Authority: CN
Inventors: 新见嘉崇
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2010-11-08
Filing date: 2010-11-08
Publication date: 2015-01-07
Anticipated expiration: 2030-11-08
Also published as: EP2485386A4; US8288977B2; EP2485386B1; CN102612802A; JPWO2012063297A1; EP2485386A1; WO2012063297A1; US20120112672A1; JP5333583B2

Abstract

使用多极的旋转变压器计算电动机的转角的控制装置(40)包括获取部(41)、学习部(42)、计算部(43)及校正部(44)。获取部(41)取得多极的旋转变压器检测出的检测角θ。学习部(42)对旋转变压器的每个极学习误差Errθ的波形。计算部(43)计算电动机的旋转加速度变化量α。校正部(44)将转速变化量α与阈值α0进行比较，在α＜α0的情况下，进行使用1个机械周期(电动机旋转1周的期间)前的误差Errθ来计算校正角的通常校正。另一方面，校正部(44)在α＞α0的情况下，进行使用紧前的误差Errθ来计算校正角的过渡校正。

Description

转角计算装置及转角计算方法

技术领域

本发明涉及使用多极的旋转变压器计算电动机的转角的技术。

背景技术

以往，公知有使用旋转变压器检测或计算搭载于混合动力汽车、电动汽车等的电动机的转角的技术。旋转变压器安装在电动机的旋转轴上，基于磁通量的变化产生与电动机的转角对应的电信号(模拟信号)。旋转变压器产生的电信号通过旋转变压器数字转换电路变换为角度信号(数字信号)。电动机的转矩基于该角度信号进行控制，但公知在该角度信号中包含误差。因此，为了提高电动机的控制精度，提出了用于通过校正来排除角度信号中包含的误差的各种技术。

例如，在日本特开2010-96708号公报(专利文献1)中，公开了如下技术：在使用多极的旋转变压器计算电动机的转角的情况下，判断旋转变压器的检测角属于如下区间中的哪一区间，所述区间为根据旋转变压器的极数(轴倍角数)n将电动机的1个旋转期间等间隔地分割成n个的区间，对各区间分别单独地校正检测角的误差。根据该技术，即使在n个区间中产生的检测误差彼此不同的情况下，由于对每个区间单独校正检测角的误差，因此也能够正确地校正误差。

专利文献1：日本特开2010-96708号公报

专利文献2：日本特开2004-61157号公报

专利文献3：日本特开2008-72820号公报

专利文献4：日本专利第二541169号公报

发明内容

然而，如专利文献1那样对各区间(各极)分别单独地校正检测角时，在学习了校正所使用的误差的时点和检测出检测角的时点之间产生与电动机的1个旋转期间相当的比较长的时间差。因此，在电动机、逆变器的运转状态急剧变化的过渡期间，存在不能适当进行误差校正的情况。

本发明为了解决这样的问题而做出，本发明的目的在于，在进行多极的旋转变压器的误差校正的情况下，适当地抑制电动机、逆变器的运转状态的急剧变化引起的误差校正的精度降低。

本发明的转角计算装置使用多极的旋转变压器计算具备电动机和用于控制电动机的逆变器的驱动装置中所包含的电动机的转角。在电动机旋转1周的机械周期期间中，包含与旋转变压器的极数对应的次数的旋转变压器周期，所述旋转变压器周期是旋转变压器的检测角的1个周期。转角计算装置具备：计算部，对每个旋转变压器周期计算旋转变压器的检测角的误差；及校正部，使用在检测前计算出的误差校正旋转变压器检测出的检测角而计算检测角的校正值。校正部在驱动装置处于过渡状态的情况下进行过渡校正，该过渡校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期之后的旋转变压器周期中的第一误差反映于校正值的第一程度比驱动装置不处于过渡状态的情况下大。

优选，校正部在驱动装置不处于过渡状态的情况下进行通常校正，该通常校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期中的第二误差反映于校正值的第二程度比所述第一程度大。过渡校正是使第一程度比第二程度大的校正。

优选，通常校正是不使用第一误差而使用第二误差进行的校正。过渡校正是不使用第二误差而使用第一误差进行的校正。

优选，第一误差是检测出所述检测角时的旋转变压器周期的前一个旋转变压器周期中的误差。

优选，校正部在电动机的转速的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行过渡校正。

优选，预定的变化量设定为电动机的转速变化引起的误差的变化量超过在各旋转变压器周期中产生的误差之间的偏差的值。

优选，校正部在电动机的转矩的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行过渡校正。

优选，预定的变化量设定为由电动机的转矩变化产生的磁场的变化所引起的误差的变化量超过在各旋转变压器周期中产生的误差之间的偏差的值。

优选，校正部在逆变器的电压的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行过渡校正。

优选，预定的变化量设定为逆变器的电压变化引起的误差的变化量超过在各旋转变压器周期中产生的误差之间的偏差的值。

优选，逆变器包括根据载波频率而被控制的开关元件。校正部在载波频率发生变化的情况下，进行过渡校正。

本发明的另一方面的转角计算方法，使用多极的旋转变压器计算具备电动机和用于控制电动机的逆变器的驱动装置所包含的电动机的转角。在电动机旋转1周的机械周期的期间中，包含与旋转变压器的极数对应的次数的旋转变压器周期，所述旋转变压器周期是旋转变压器的检测角的1周期。转角计算方法包括：对每个旋转变压器周期计算旋转变压器的检测角的误差的步骤；及使用在检测前计算出的误差校正旋转变压器检测出的检测角而计算检测角的校正值的步骤。计算校正值的步骤包含在驱动装置处于过渡状态的情况下进行过渡校正的步骤，所述过渡校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期之后的旋转变压器周期中的误差反映于校正值的程度较大。

发明效果

根据本发明，在进行多极的旋转变压器的误差校正的情况下，能够适当地抑制电动机、逆变器的运转状态的急剧变化引起的误差校正的精度降低。

附图说明

图1是应用了转角计算装置的电动机驱动控制系统1的整体构成图。

图2是示意性地表示3极的旋转变压器的构成的图。

图3是例示3极的旋转变压器的检测角θ及误差Errθ的波形的图。

图4是控制装置的功能框图。

图5是例示转速变化量α和误差校正的方法的对应关系的图。

图6是比较通常校正中使用的误差Errθ和过渡校正中使用的误差Errθ得到的图。

图7是表示控制装置的处理步骤的流程图。

图8是例示转矩变化量β和误差校正的方法的对应关系的图。

图9是例示电压变化量γ和误差校正的方法的对应关系的图。

图10是例示载波频率f和误差校正的方法的对应关系的图。

具体实施方式

以下参照附图详细说明本发明的实施例。对以下图中相同或相当部分标注相同标号而原则上不重复其说明。

图1是应用了按照本发明实施例的转角计算装置的电动机驱动控制系统1的整体构成图。

参照图1，电动机驱动控制系统1包括：驱动装置10；直流电源20；旋转变压器30；及旋转变压器数字转换电路(以下称为“R/D电路”)35；及控制装置40。

驱动装置10包括转换器12、逆变器14、电动机M1、及平滑电容器C0、C1。

直流电源20代表性地由镍氢或锂离子等二次电池、双电层电容器等蓄电装置构成。

转换器12包括电抗器、两个开关元件、及两个二极管。转换器12通过来自控制装置40的控制信号S1进行控制，在直流电源20和逆变器14(电动机M1)之间进行电压转换。

逆变器14由在正极线7及负极线5之间并联设置的3相(U、V、W相)的各相的上下臂(开关元件)构成。逆变器14通过来自控制装置40的控制信号S2进行控制，在转换器12(直流电源20)和电动机M1之间进行电力转换。

电动机M1例如为用于产生转矩的行驶用电动机，所述转矩用于驱动电动车辆(假设指混合动力汽车、电动汽车、燃料电池汽车等利用电能产生车辆驱动力的汽车)的驱动轮。该电动机M1可以构成为具备由发动机驱动的发电机的功能，也可以构成为同时具备电动机及发电机的功能。进而，电动机M1也可以相对于发动机作为电动机动作，例如作为可使发动机起动的装置组装在混合动力汽车上。

电动机M1代表性地为3相永磁型同步电动机，U、V、W相的三个线圈的一端与中性点共通连接而构成。进而，各相线圈的另一端与逆变器14的各相的上下臂的中间点连接。

平滑电容器C0连接在正极线6和负极线5之间，使正极线6及负极线5中包含的电力变动成分减少。平滑电容器C1连接在正极线7和负极线5之间，使正极线7及负极线5中包含的电力变动成分减少。

旋转变压器30基于磁通量的变化产生与电动机M1的转角相对应的电信号(模拟信号)，将该电信号输出至R/D电路35。旋转变压器30的构成本身使用公知的旋转变压器即可。

R/D电路35将来自旋转变压器30的电信号转换成角度信号(数字信号)，并输出至控制装置40。以下，将从R/D电路35向控制装置40输出的角度信号记作“检测角θ”。在图1中，R/D电路35与转换器12及逆变器14单独设置，但R/D电路35也可以设置在与转换器12及逆变器14同样的单元内。另外，R/D电路35也可以设置在控制装置40的内部。

旋转变压器30为多极的旋转变压器。设旋转变压器30的极数(轴倍角数)为n(n为2以上的自然数)时，电动机M1旋转一周的期间(以下称为“机械周期Tm”或仅称为“机械周期”)中包含与极数n相同数量的检测角θ变化360°的期间(以下称为“旋转变压器周期Tr”或仅称为“旋转变压器周期”)。以下，为了容易理解，主要例示地说明旋转变压器30的极数n为“3”的情况。

图2是示意性地表示3极的旋转变压器30的构成的图。旋转变压器30具备环状的定子31；及旋转中心安装于电动机M1的旋转轴上的转子32。转子32具有旋转中心和外周缘部之间的距离周期性变化的形状。

如图2所示，在将利用旋转中心将转子32三等分后的区域分别定义为a、b、c的情况下，转子32沿图2所示的箭头方向旋转时，通过定子31的基准位置33的极按照极a、b、c的顺序周期性变化。

图3是例示性地表示图2所示的3极的旋转变压器30的检测角θ及误差Errθ的波形的图。在图3中，检测角θa表示转子32的极a通过定子31的基准位置33期间的检测角θ。同样地，检测角θb、θc分别表示转子32的极b、c通过定子31的基准位置33期间的检测角θ。对“误差Errθ”在后面说明。

如图3所示，检测角θa、θb、θc分别在0°～360°变化。检测角θ(检测角θa、θb、θc)变化360°的各期间为旋转变压器周期Tr，3极的旋转变压器的情况下，如图3所示，在1个机械周期Tm中包含3次旋转变压器周期Tr。

在旋转变压器30上设置有传感器(未图示)，所述传感器独立于检测角θ而在1个旋转变压器周期(或1个机械周期)中向控制装置40输出1次基准信号。该基准信号不受后述的旋转变压器误差的影响。

返回图1，控制装置40由未图示的CPU(Central Processing Unit)及内置有存储器的电子控制单元(ECU：Electronic Control Unit)构成，基于该存储器中存储的映射及程序来控制电动机驱动控制系统1的动作。

控制装置40使用旋转变压器30检测出的检测角θ来控制电动机M1的输出，但公知在检测角θ中包含与电动机M1的旋转同步的误差成分(以下称为“旋转变压器误差”)。

为了排除该旋转变压器误差的影响，控制装置40在每个旋转变压器周期计算出检测角θ的旋转变压器误差(以下也称为“误差Errθ”)的波形而进行存储。并且，控制装置40进行使用存储的误差Errθ来校正检测角θ的误差校正，以从检测角θ排除旋转变压器误差的影响。以下，将使用误差Errθ校正检测角θ得到的值也称为“校正角”。

图4是进行误差校正时的控制装置40的功能框图。图4所示的各功能模块可以通过硬件实现，也可以通过软件实现。

控制装置40包括获取部41、学习部42、计算部43、及校正部44。

获取部41取得旋转变压器30检测出的检测角θ，向学习部42、校正部44输出。

学习部42进行误差Errθ的学习。例如，学习部42如上述的图3所示，对每个旋转变压器周期Tr(对旋转变压器30的每个极)计算理想角θ0和实际的检测角θ之差的波形作为误差Errθ的波形而存储于存储器中。将极a的误差Errθa(＝θa-θ0)、极b的误差Errθb(＝θb-θ0)、极c的误差Errθc(＝θc-θ0)分别区别计算并进行存储。在此，理想角θ0为转子32的实际角度的理想值。理想角θ0例如能够使用从上述的基准信号计算出的转子32的转速、旋转加速度进行计算。也可以利用其他的方法学习误差Errθ。

校正部44使用通过学习部42学习到的误差Errθ进行误差校正。通过该误差校正，排除旋转变压器误差的影响，能够高精度地计算电动机M1的转角。

在多极旋转变压器中，电动机M1的转角的相位对于每个极不同，因此存在旋转变压器误差的波形在各极间变动发生偏差的倾向。若考虑该各极间的误差波形的偏差，则在进行多极旋转变压器的误差校正时，希望使用与检测出检测角θ时的极相同的极的误差，即使用在1个机械周期前学习到的误差Errθ来进行校正。

然而，在驱动装置10的运转状态急剧变化的过渡状态下，公知误差Errθ的波形也根据该变化而进行变化。例如，电动机M1的转速变化时，检测角θ因R/D电路35的频率特性等的影响而发生变化，由于该影响，误差Errθ也发生变化。

使用与检测出检测角θ时的极相同的极的误差Errθ进行校正的情况下，在学习了误差Errθ的时点和检测出检测角θ的时点之间产生1个机械周期的时间差(比1个旋转变压器周期长的时间差)。因此，驱动装置10的状态在该1个机械周期的期间发生变化的情况下，学习时的误差波形和检测时的实际误差波形有较大不同，产生检测角θ的校正精度降低的问题。

为了解决这样的的问题，本实施例的控制装置40具备计算部43，该计算部43计算用于判断驱动装置10是否处于过渡状态的指标(以下称为“过渡指标”)。并且，校正部44基于过渡指标判断驱动装置10是否处于过渡状态，并根据该判断结果切换检测角θ的校正方法。

在本实施例中，例示性地说明了以电动机M1的转速的单位时间内的变化量(即电动机M1的旋转加速度的绝对值，以下称为“转速变化量α”)为过渡指标的情况。对于以其他的参数为过渡指标的情况，在后述的变形例1～3中进行说明。

计算部43计算出上述的转速变化量α作为过渡指标。计算部43计算出对校正部44计算出的校正角进行2次微分后的值的绝对值作为转速变化量。

校正部44将转速变化量α与阈值α0进行比较。该阈值α0预先设定为因电动机M1的转速变化引起的误差波形的变化超过在各极间的误差波形的偏差的值。即，在转速变化量α超过阈值α0的情况下，因转速变化引起的误差波形的变化超过各极间的误差波形的偏差。

校正部44在转速变化量α小于阈值α0的情况下(在驱动装置10不处于过渡状态而处于通常状态的情况下)，考虑各极间的误差波形的偏差，使用1个机械周期前的误差Errθ来计算校正角(以下称这样的误差校正为“通常校正”)。

另一方面，校正部44在转速变化量α大于阈值α0的情况下(驱动装置10处于过渡状态的情况下)，考虑基于转速变化的误差波形的变化比各极间的误差波形的偏差大的情况，使用最新的误差Errθ(在前一个旋转变压器周期学习到的误差Errθ)计算校正角(以下称这样的误差校正为“过渡校正”)。

这样，校正部44根据转速变化量α是否比阈值α0大(驱动装置10是否处于过渡状态)，在通常校正和过渡校正之间切换误差校正的方法。

图5是例示转速变化量α和误差校正的方法之间的对应关系的图。如图5所示，在转速变化量α小于阈值α0的情况下(在时刻t1前的期间)进行通常校正。另一方面，在转速变化量α大于阈值α0的情况下(在时刻t1后的期间)进行过渡校正。

图6是将通常校正中使用的误差Errθ和过渡校正中使用的误差Errθ进行比较后的图。图6中例示地表示极b的检测角θb作为本次的校正对象的情况。

在进行通常校正的情况下，使用1个机械周期前的相同极b的误差Errθb计算出校正角由此，与使用其他极a、c的误差Errθa、Errθb的情况相比较，能够适当地排除极间的误差波形的偏差的影响，因此校正角的精度得以提高。

另一方面，进行过渡校正的情况下，使用1个旋转变压器周期前的极a的误差Errθa计算出校正角由此，能够使误差Errθa的学习时点和检测角θb的检测时点之间的时间差(相当于1个旋转变压器周期)比通常校正时的时间差(相当于1个机械周期)短。因此，能够将因转速变化引起的误差波形变化所导致的校正角的精度降低抑制为最小限度。

图7是表示用于实现上述功能的控制装置40的处理步骤的流程图。以下所示的流程图的各步骤(以下将步骤简称为“S”)可以如上所述通过硬件实现，也可以通过软件实现。

在S10中，控制装置40经由R/D电路35取得旋转变压器30检测出的检测角θ。

在S11中，控制装置40对每个极学习误差Errθ。由于学习到的误差Errθ用于以后的误差校正，因此存储于存储器中。

在S12中，控制装置40计算出转速变化量α。在S13中，控制装置40判断转速变化量α是否比阈值α0大。

在α＜α0的情况下(在S13中为否)，控制装置40将处理转移至S14，通过上述的通常校正计算校正角

在α＞α0的情况下(在S13中为是)，控制装置40将处理转移至S15，通过上述的过渡校正计算校正角

如以上所述，本实施例的控制装置40在进行多极的旋转变压器30的检测角θ的误差校正时，基于过渡指标(转速变化)来判断驱动装置10是否处于过渡状态，根据该结果在通常校正和过渡校正之间改变误差校正的方法。由此，能够适当地抑制驱动装置10(电动机M1)的运转状态的急剧变化引起的误差校正精度的降低。即，能够平衡性良好地抑制因各极间的误差波形的偏差导致的校正精度的降低和因运转状态(转速)的急剧变化引起的校正精度的降低。因此，能够提高检测角θ的误差校正的精度。

在本实施例中，作为误差校正的方式，对使用任意一种误差波形(在通常校正中为1个机械周期前的误差波形，在过渡校正中为1个旋转变压器周期前的误差波形)的情况进行了说明，但误差校正的方式不限于此，也可以变形为使用多个误差波形。例如，(i)使用1个旋转变压器周期前的误差波形和再1个旋转变压器周期前的误差波形这2个误差波形的情况、(ii)平均使用多个误差波形的情况、(iii)加权使用多个误差波形的情况等，误差校正的变形方式多种多样。

本发明对任一种校正方式都能适用。即，将本发明应用于使用多个误差波形的校正方式的情况下，在过渡校正时，使将在比1个机械周期前靠后学习到的误差反映于校正角的程度比通常校正时大即可。另外，也可以是，在通常校正时，使在1个机械周期前学习到的误差反映于校正角的程度大于在比1个机械周期前靠后学习到的误差反映于校正角的程度，相反，在过渡校正时，使在比1个机械周期前靠后学习到的误差反映于校正角的程度大于在1个机械周期前学习到的误差反映于校正角的程度。

另外，若极数较多，由于也考虑到因为控制装置40的处理速度而存在不能将1个旋转变压器周期前的误差反映于校正角的可能性，因此该情况下仅考虑可参照的误差即可。

[变形例1]

在上述的实施例1中，设过渡指标为转速变化量α，但也可以取代转速变化量α而使用电动机M1的转矩的单位时间内的变化量(以下称为“转矩变化量β”)。

图8是例示转矩变化量β和误差校正的方法之间的对应关系的图。转矩变化量β较大时，流过电动机M1的电流的变化也较大，电动机M1的漏磁通量也大幅变化。如上所述，旋转变压器30基于磁通量的变化产生与电动机M1的转角对应的电信号，因此检测角θ受到电动机M1的漏磁通量等磁噪声的影响。因此，转矩变化量β较大时，因其影响误差Errθ的变化量也变大。

因此，如图5所示，在转矩变化量β比阈值β0小时(时刻t2之前的期间)进行通常校正、在转矩变化量β比阈值β0大时(时刻t2之后的期间)进行过渡校正即可。阈值β0预先设定为因电动机M1的转矩变化产生的电动机M1的漏磁通量的变化(磁场的变化)引起的误差波形的变化超过各极间的误差波形的偏差的值即可。

由此，能够平衡性良好地抑制各极间的误差波形的偏差导致的校正精度的降低和磁场的急剧变化导致的校正精度的降低。因此，能够提高检测角θ的误差校正的精度。

[变形例2]

在上述的实施例1中设过渡指标为转速变化量α，但也可以取代转速变化量α而采用从转换器12向逆变器14输入的电压的单位时间内的变化量(以下称为“电压变化量γ”)。

图9是例示电压变化量γ和误差校正的方法之间的对应关系的图。在电压变化量γ较大时，转换器12的开关周期的变化也变大，开关浪涌等电噪声也大幅变化。

如上所述，旋转变压器30产生与电动机M1的转角对应的电信号，通过该电信号与R/D电路35进行通信。因此，检测角θ受到开关浪涌等电噪声的影响。因此，电压变化量γ较大时，因其影响，误差Errθ的变化量也变大。

因此，如图9所示，在电压变化量γ比阈值γ0小时(时刻t3之前的期间)进行通常校正、在电压变化量γ比阈值γ0大时(时刻t3之后的期间)进行过渡校正即可。阈值γ0预先设定为因电压变化引起的误差波形的变化超过各极间的误差波形的偏差的值即可。

由此，能够平衡性良好地抑制各极间的误差波形的偏差造成的校正精度的降低和电压的急剧变化造成的校正精度的降低。

因此，能够提高检测角θ的误差校正的精度。

[变形例3]

在上述的实施例1中，设过渡指标为转速变化量α，但也可以代替转速变化量α而采用逆变器14的开关控制所使用的载波频率f。

在此，对载波频率f进行说明。控制装置40利用脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，以下称为“PWM”)控制来控制逆变器14。该PWM控制中，基于输送波信号(载波信号)和电压指令之间的电压比较来接通/断开逆变器14的开关元件，从而将脉冲宽度调制电压从逆变器14施加于电动机M1。因此，逆变器14的开关周期依赖于载波信号的频率。该载波信号的频率为“载波频率f”。控制装置40根据驱动装置10的状态等改变载波频率f。

图10是例示载波频率f和误差校正的方法之间的对应关系的图。载波频率f产生变化时，如上所述逆变器14的开关周期变化，逆变器14的开关噪声环境变化。因此，载波频率f产生变化时，认为由于电噪声的影响，误差Errθ也变化。

因此，如图10所示，从载波频率f产生变化的时刻t11、12起分别经过规定期间t0为止的期间进行过渡校正，而其他期间进行通常校正即可。规定期间t0也可以为例如1个机械周期Tm。

由此，能够平衡性良好地抑制各极间的误差波形的偏差导致的校正精度的降低和载波频率的变化导致的校正精度的降低。因此，能够提高检测角θ的误差校正的精度。

也可以将实施例1及变形例1～3中使用的切换方法中的至少两个以上适当组合。

应该认为，本次公开的实施例的全部方面为例示但不限于此。本发明的范围不是上述的说明，而通过权利要求展示，并包括与权利要求均等的内容及范围内的所有变更。

标号说明

1 电动机驱动控制系统

5 负极线

6、7 正极线

10 驱动装置

12 转换器

14 逆变器

20 直流电源

30 旋转变压器

31 定子

32 转子

33 基准位置

35 R/D电路

40 控制装置

41 获取部

42 学习部

43 计算部

44 校正部

C0、C1 平滑电容器

M1 电动机

Claims

1.一种转角计算装置，使用多极的旋转变压器(30)计算具备电动机(M1)和用于控制所述电动机的逆变器(14)的驱动装置(10)所包含的所述电动机的转角，

在所述电动机旋转1周的机械周期的期间中，包含与所述旋转变压器的极数对应的次数的旋转变压器周期，所述旋转变压器周期是所述旋转变压器的检测角的1个周期，

所述转角计算装置具备：

计算部，对每个所述旋转变压器周期计算所述旋转变压器的检测角的误差；及

校正部，使用在检测前计算出的所述误差校正所述旋转变压器检测出的检测角而计算所述检测角的校正值，

所述校正部在所述驱动装置处于过渡状态的情况下进行过渡校正，该过渡校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期之后的旋转变压器周期中的第一误差反映于所述校正值的第一程度比所述驱动装置不处于过渡状态的情况下大，

所述校正部在所述驱动装置不处于所述过渡状态的情况下进行通常校正，该通常校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期中的第二误差反映于所述校正值的第二程度比所述第一程度大，

所述过渡校正是使所述第一程度比所述第二程度大的校正。

2.如权利要求1所述的转角计算装置，

所述通常校正是不使用所述第一误差而使用所述第二误差进行的校正，

所述过渡校正是不使用所述第二误差而使用所述第一误差进行的校正。

3.如权利要求2所述的转角计算装置，

所述第一误差是检测出所述检测角时的旋转变压器周期的前一个旋转变压器周期中的所述误差。

4.如权利要求1所述的转角计算装置，

所述校正部在所述电动机的转速的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行所述过渡校正。

5.如权利要求4所述的转角计算装置，

所述预定的变化量设定为所述电动机的转速的变化引起的所述误差的变化量超过在各所述旋转变压器周期中产生的所述误差之间的偏差的值。

6.如权利要求1所述的转角计算装置，

所述校正部在所述电动机的转矩的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行所述过渡校正。

7.如权利要求6所述的转角计算装置，

所述预定的变化量设定为由所述电动机的转矩变化产生的磁场的变化所引起的所述误差的变化量超过在各所述旋转变压器周期中产生的所述误差之间的偏差的值。

8.如权利要求1所述的转角计算装置，

所述校正部在所述逆变器的电压的单位时间内的变化量超过预定的变化量的情况下，进行所述过渡校正。

9.如权利要求8所述的转角计算装置，

所述预定的变化量设定为所述逆变器的电压变化引起的所述误差的变化量超过在各所述旋转变压器周期中产生的所述误差之间的偏差的值。

10.如权利要求1所述的转角计算装置，

所述逆变器包括根据载波频率而被控制的开关元件，

所述校正部在所述载波频率发生变化的情况下，进行所述过渡校正。

11.一种转角计算方法，使用多极的旋转变压器(30)计算具备电动机(M1)和用于控制所述电动机的逆变器(14)的驱动装置(10)所包含的所述电动机的转角，

所述转角计算方法包括：

对每个所述旋转变压器周期计算所述旋转变压器的检测角的误差的步骤；及

使用在检测前计算出的所述误差校正所述旋转变压器检测出的检测角而计算所述检测角的校正值的步骤，

计算所述校正值的步骤包括在所述驱动装置处于过渡状态的情况下进行过渡校正的步骤，所述过渡校正使将所述1个机械周期前的旋转变压器周期之后的旋转变压器周期中的误差反映于所述校正值的第一程度比所述驱动装置不处于过渡状态的情况下大，

计算所述校正值的步骤还包括在所述驱动装置不处于所述过渡状态的情况下进行通常校正的步骤，该通常校正使将1个机械周期前的旋转变压器周期中的第二误差反映于所述校正值的第二程度比所述第一程度大，

所述过渡校正是使所述第一程度比所述第二程度大的校正。