CN102472784B - 脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置 - Google Patents

Abstract

在对被测定系统的脉冲响应进行计测时，即使发送端与接收端的采样时钟不同步，也能够通过简单的装置或信号处理，来实现高精度的脉冲响应计测。脉冲响应测定方法包括：输入信号生成步骤，利用具有第1采样时钟频率的同步信号，生成用于输入被测定系统的任意波形的输入信号；信号转换步骤，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统；反滤波函数修正步骤，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对反滤波函数的相位进行修正，所述反滤波函数是表示所述输入信号的频率特性的函数的反函数。并且利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。

Description

脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置

技术领域

本发明涉及用于对音响设备、音响空间、电信号的传送线路等的被测定系统的传递特性进行计测的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置，特别，涉及即使发送端与接收端的处理装置间同步信号频率不同，也能够正确计测传递特性的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置。 

背景技术

以往公知这样的技术：根据用于从再生(播放)音响信号的音响再生装置再生出的脉冲响应信号，来把握被测定系统的频率特性等的各种音响特性，提出了希望高精度测定该脉冲响应信号的几种方法。 

例如，作为现有技术之一，利用多个(I个)相同信号(重复信号)来测定音响设备、音响空间的传递特性，利用该信号的重复周期，对各信号求出同步叠加平均(synchronous averaging)，由此，使相对于含有随机噪音的信号的信号对噪音(S/N)比提高(提高10logI dB)。此时，为了正确地针对重复信号的重复周期进行同步叠加，如图2所示那样，通常在发送端(发音装置)与接收端(受音装置)之间使用共通的同步信号(时钟脉冲)。然而，为了在发送端与接收端之间使时钟脉冲共通化，需要使发送端与接收端的测定装置(音场特性分析测定装置)的一体化，或者需要用于在发送端与接收端之间使使时钟脉冲共通化的传送线路。 

例如，在大厅、体育场这样的大规模空间的音响测定处理中，在测定空间自身的传递特性时，将来自试验用信号发生器(发送端)的信号供给至音源用放大器，通过扬声器来向空间进行放射，在受音点进行接收，由此进行测定，但在广阔空间内，为了把握因场所不同而导致的不同情况，通常需要遍历多个测定点来测定声音。此时，测定装置为了使用相同的时钟脉冲，需要对用于接收声音的麦克风连接电缆来进行测定，或者将测定装置本身与麦克风一起移动至测定点，通过电缆来将其与包括音源用放大器的扬声器端相连接。 

因此，需要一种非同步的测定系统，即使在发送端与接收端之间使时钟脉冲共通化，也能够正确响应测定。 

本发明的发明者们发现了这样的方法：在非同步系统的接收端，切分出经过A/D转换(模拟/数字转换)后的连续的多个信号采样数据串，对各数据串进行离散傅立叶变换(DFT/Discrete Fourier Transform)处理，不在时域内进行同步叠加，而在频域内进行同步叠加(参照专利文献1、非专利文献1)。 

另外，提出了这样的方法：对非同步系统应用TSP(Time Stretched Pulses：脉冲时间扩展)法，在接收端将A/D转换后的多个相同信号的采样数据串在时域内进行同步叠加，为此，在接收端将处于最前方(前头)的信号数据串与该信号数据串后续的信号数据串相分离，以切分出的最前方的信号数据串为基准，将其与后续的信号串数据进行互相关处理，求出互相关值的峰值，由此，在进行同步叠加时，对照各信号数据串的位置来进行叠加(例如，参照专利文献2)。 

在该方法中，通过所述互相关处理，求出利用接收端的时钟进行采样而得的各数据串的长度(比特数)与发送端的各数据串的长度(比特数)之间的差异。并且，为了发送脉冲响应波形，在时域内对同步叠加后的信号与反TSP信号进行卷积运算处理时，再次采样反TSP信号(对生成信号数进行补偿)，由此求出修正反TSP信号，该修正反TSP信号的数据串的长度与利用接收端的时钟进行采样而得的各数据串的长度(时钟脉冲数)相对应。 

另外，还提出了这样的方法：为了将低频段(低频段)受外来噪声的影响抑制到最小限度，使各数据串间隔随机或有所增减(例如，参照专利文献4、专利文献5)。 

另外，TSP法(例如，参照专利文献3、非专利文献2)多用于以脉冲响应的数字方式进行的测定中。TSP信号是从高频向低频变化的信号，或是从低频向高频变化的信号(用于对频率进行扫描(掃引，sweep)的信号)，通过在时间轴上延长脉冲来增大能量。因此，能够实现得到高S/N比的脉冲响应测定。近年来，尝试进一步改善TSP法，提出了进一步提高低频段功率的TSP滤波器(例如，参照专利文献6、专利文献7、专利文献8)。 

现有文献 

专利文献 

专利文献1：日本专利第3718642号公报； 

专利文献2：日本特开2007-156393号公报； 

专利文献3：日本专利第2725838号公报； 

专利文献4：日本特开2007-232492号公报； 

专利文献5：日本特开平06-265400号公报； 

专利文献6：日本专利第2867769号公报； 

专利文献7：日本特表2006-011356号公报； 

专利文献8：日本专利第3766975号公报。 

非专利文献 

非专利文献1：日野、土屋、远藤，″讨论在非同步测定系统中进行同步叠加的方法″，第10回AES区域性公约东京预稿集，2001年6月； 

非专利文献2：大贺寿郎、山崎芳雄、金田丰，″音响系统与数字处理″，电子信息通信学会志p.158-159，1995年。 

发明内容

发明要解决的问题 

然而，例如在使用CD播放器的计测方式或装置中，CD播放器检测出记录在光盘上的TSP信息，通过D/A转换器进行模拟转换，通过放大器、扬声器来在被测定室内播放声音。并且，在接收端的计算机中，通过麦克风来获取从扬声器播放出的声音，通过A/D转换器进行数字转换，进而执行信号处理，从而实现脉冲响应测定。 

然而，上述CD播放器端(发送端)的D/A转换器的同步信号即采样时钟，如果与计算机(接收端)的A/D转换器的采样时钟的频率(或相位)不同，即，在发送端与接收端的采样时钟非同步的情况下，表示相同波形的采样数(样本化数)不同，在所测定的信号中会产生误差，因此无法求出正确的脉冲响应。 

另外，在上述的现有技术(例如，专利文献2记载的现有技术)中，根据相对于发送时的TSP信号数据串的反TSP信号来进行再次采样。因此并 不容易生成修正反TSP信号数据串。例如需要进行如下的复杂处理：在大容量的波形存储器中存储针对时间轴而具有高分辨率的反TSP信号数据串，根据发送端与接收端的同步信号频率比(采样时钟脉冲频率比)，按顺序获取所需的反TSP信号数据串，来生成修正反TSP信号数据串。 

本发明正是为了解决该问题而做成的，目的在于，提供一种脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置，在计测被测定系统的脉冲响应时，即使发送端与接收端的采样时钟不同步，也能够通过简单的装置或信号处理，来实现高精度的脉冲响应计测。 

用于解决问题的手段 

本发明提供一种脉冲响应测定方法，其特征在于，包括：输入信号生成步骤，利用具有第1采样时钟频率的同步信号，生成用于输入至被测定系统的任意波形的输入信号，信号转换步骤，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统，反滤波函数修正步骤，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对反滤波函数的相位进行修正，所述反滤波函数是表示所述输入信号的频率特性的函数的反函数；利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。 

另外，本发明还提供一种脉冲响应测定装置，其特征在于，包括：输入信号生成单元，利用具有第1采样时钟频率的同步信号，生成用于输入至被测定系统的任意波形的输入信号，信号转换单元，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统，反滤波函数修正单元，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对反滤波函数的相位进行修正，所述反滤波函数是表示所述输入信号的频率特性的函数的反函数；所述脉冲响应测定装置，利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。 

发明的效果 

若使用本发明涉及的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置，在对被测定系统的脉冲响应进行计测时，即使发送端与接收端的采样时钟不同步，也能够通过简单的装置或信号处理来高精度计测脉冲响应。 

另外，在大厅、体育场这样的大规模空间的声音响测定中，将来自试验 用信号发生器的信号供给至音源用放大器，通过扬声器将声音发射到空间中，在受音点利用测定装置进行接收并进行测定，此时，即使在测定装置中硬是不使用与试验用信号发生器相同的同步信号(时钟脉冲)，也能够实现正确的脉冲响应计测。因此，不需要对用于接收声音的麦克风连接电缆来测定声音，也不需要将麦克风与测定装置一起移动至测定点，也不需要利用电缆来将其连接至包括音源用放大器的扬声器端。 

另外，针对从已安装在车辆上的音响设备到人倾听的位置(驾驶位置)为止的脉冲响应特性，能够利用与该音响设备之间不用电缆连接的计测器来进行计测。例如，记录针对CD进行同步叠加平均的重复的TSP数据，将利用作为音响设备的CD播放器来再生(播放)所记录的数据，由此能够容易并且高精度地利用计测器来测定声音的脉冲响应特性。 

附图说明

图1是表示在非同步系统中通过TSP法进行脉冲响应测定处理的流程的一例的框图。 

图2是表示以往的同步系统的一例的框图。 

图3是表示因发送端与接收端的采样时钟频率不同而导致针对接收信号的采样数变化的一例的曲线图。 

图4是表示连续系统与离散系统中的发送端与接收端的同步信号的频率比的图，即，是示意表示与比例因子(scale factor)α相关的关系的图。 

图5是示意表示环状迁移的处理的图。 

图6是表示发送端的TSP滤波函数H(k)与接收端的TSP滤波函数H(l)的相位频率特性的图。 

图7的(a)部分是示意表示同步叠加的多个数据串连续的情况下的数据的排列的图。(b)部分是示意表示同步叠加的多个数据串为不等间隔的情况下的数据的排列的图。 

图8是表示非同步系统的具体例子的图。 

图9的(a)部分是没有修正TSP反滤波函数H^-1(l)的情况下的脉冲波形的一例的曲线图。(b)部分是表示修正了TSP反滤波函数H^-1(l)的情况下的脉冲波形的一例的曲线图。 

图10是表示TSP波形h(t)的一例的图。 

具体实施方式

下面，利用附图来详细说明本实施方式涉及的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置。 

<1.整体结构> 

首先，利用图1来说明在非同步系统中利用TSP法进行脉冲响应测定的处理的流程。此外，在后面阐述非同步系统中的多个相同信号(重复信号)的高精度的周期性检测法、频域中的同步叠加平均即同步向量叠加平均。 

如该图所示，非同步系统1具有以互不相同的采样时钟频率(fs和f’s)进行动作的发送端单元2与接收端单元3。 

<1-1.发送端单元> 

在发送端单元2中，将频域中的脉冲输入I(k)输入至传递函数H(k)的TSP滤波器4，由此获取TSP滤波器4的输出，即，获取H(k)I(k)。接着，针对该TSP滤波器4的输出即H(k)I(k)，由反离散傅立叶变换处理部5执行IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform：反离散傅立叶变换)，从而获取与发送端单元2的数据的采样时钟频率fs同步的采样串，即，获取TSP信号h(n)。接着，使该TSP信号h(n)通过D/A转换器6，由此获取TSP信号h(t)。然后，将该TSP信号h(t)输入至由作为脉冲响应特性g(t)的空间构成的测定对象(被测定系统)中，由此获取被测定信号的输出x(t)＝h(t)*g(t)(*表示卷积运算)。 

<1-2.接收端单元> 

就接收端单元3而言，在采样器(或A/D转换器)7中，以接收端单元3的数据的采样时钟频率f’s＝fs/α(α表示频率比)，来对通过被测定系统而获得的被测定信号x(t)(＝h(t)*g(t))进行采样，由此，获取与接收端单元3的采样时钟频率f’s同步的采样串即输出信号x(m)。接着，利用DFT处理部8，针对该输出信号x(m)执行DFT，由此获取X(l)，将该X(l)与TSP反滤波函数(inverse filter)H^-1(l)9的传递特性进行相乘运算H^-1(l)X(l)，由此获取G’(l)。接着，利用IDFT处理部10对该G’(l)执行IDFT，由此获取采样串即g(m)，使该g(m)通过D/A转换器 11，由此获取脉冲响应波形g(t)。此外，在该例子中示出的D/A转换器6、11中包括如下功能：对所输入的信号进行D/A转换，利用模拟门(analog gate)等生成脉冲串，利用模拟低频段滤波器进行插补。 

这样，在接收端单元3中，利用多个TSP信号对脉冲响应输出x(m)进行DFT处理，在频域中执行同步向量叠加平均(计算)后，将其结果乘以作为TSP滤波器的反函数的TSP反滤波函数H^-1(l)的传递特性，但对于该反函数，如果考虑采样频率偏差的影响，则能够实现高精度的脉冲响应测定。下面，详细说明频域中的同步向量叠加平均(计算)以及TSP反滤波函数H^-1(k)的修正原理。 

<2.频域中的同步向量叠加平均> 

首先，详细说明频域中的同步向量叠加平均(计算)。 

(步骤1)通过接收端单元3的A/D转换器7，读取与接收端单元3的采样时钟频率f’s同步输出的同步叠加平均对象的全部信号数据串x(m)。此时，基于由发送端单元2决定的数据格式，以设在同步叠加平均对象的数据串之前的同步数据为基准，以采样数据串连续的方式切分出多个信号数据串。 

(步骤2)取得先头信号数据串和紧随其后的信号数据间的互相关(关系)，由此推定相关值成为峰值的时间轴上的各信号数据串的采样时钟数以及以采样时钟间的相位表现出来的位置误差(相位差)或同步位置。这样根据互相关而进行的各数据串的位置计测，优选应用于通过能够延长接收端(接收端单元3)的数据串的TSP法来进行的脉冲响应计测，如果延长数据串，则互相关的值不容易受到噪声影响。这是由于，信号与噪声间不相关，以及一方的数据串所携带噪声与另一方所携带的噪声间不相关。 

(步骤3)为了求出互相关值正确的峰值点所处的位置，利用相关形状的对称性，通过二次函数进行插补。由此，能够正确知晓同步位置的相位信息。 

(步骤4)在DFT处理部8中，针对切分出的各数据串执行DFT。在接收端单元3的采样时钟频率与发送端单元2的采样时钟频率不同时，切分出的各信号数据串的位置的相位会发生偏差。因此，针对先求出与这些位置误差(时间偏差)相当的频域内的各频率的相位偏差量的DFT数据进行修正， 并针对修正后的DFT数据，以各频率为对象进行复向量(complex vector)叠加平均(计算)处理。这就是同步向量叠加平均。 

在此，位置误差(时间偏差)在频域中对应于相位的圈数。针对时间偏差τ与频域中的相位θ之间的关系，用数学式表现。如果将频域中的角频率设为ω，将各角频率中的相位旋转量设为θ(ω)，则下式成立。 

其中，f’s：采样时钟频率 

C_N：在位置误差时间τ内存在的采样时钟数 

在2πC_N内没有对位置误差时间τ间相位测定完的采样时钟间相位 

该值能够具有数值表现范围的分辨率，因此，能够在不增加数据量的前提下确保精度。利用该优点，对以与切分出的各信号数据串间的时间偏差量相符的方式进行了DFT(处理)的信号数据的每个频率的相位旋转量进行加溅，在此基础上，在全部信号数据串中针对每个频率进行向量叠加和平均处理，由此得到经过这些处理的DFT(传递函数)的结果X(l)。 

(步骤5)将同步叠加的结果乘以TSP反滤波函数H^-1(l)9，在IDFT处理部10中对其结果进行IDFT，由此获取脉冲响应波形g(m)。 

<3.TSP反滤波函数H^-1(k)的修正原理> 

接着，详细说明TSP反滤波函数H^-1(k)的修正原理。 

接收端单元3的响应波形的采样串x(m)是以与发送端单元2的采样频率不同的频率进行采样而得的，因此将DFT转换过的X(l)乘以TSP反滤波函数H^-1(l)，对其结果进行IDFT，来求出脉冲响应的脉冲串，为此，必须与接收端单元3的采样频率对应地生成TSP反滤波函数H^-1(l)。 

将发送端单元2的采样时钟频率fs与接收端单元3的采样时钟频率f’s的比设为α(＝fs/f’s)。 

在图3中，在接收端单元3中，在α＞1时，若要以与发送端单元2相同的采样总数N进行处理，则在发送端单元2中采样总数为W_N个的检测信号宽度，在接收端单元3中缩小为W_NS＝〔W_N/α〕(在此，〔A〕表示对A进行了取整(取整数)处理)。即，在以接收端单元3为基准的测定中，在时间轴方向看来，波形是缩小的。 

对响应波形的采样串x(m)进行DFT而获取X(l)，将其乘以TSP滤波函数H(k)4的反函数H^-1(l)时，需要使用对TSP滤波函数H(k)4仅修正了采样频率的变化量而得的TSP反滤波函数H^-1(l)9。换言之，在接收端单元3中，基于自身的采样时钟频率f’s进行处理，因此，恰好看起来检测波形缩小了。因此，在此认为检测端的绝对时间无变化，波形因采样频率的变化而伸缩。 

为了观察与此时的频域之间的关系，将由接收端单元3获取的采样串x(m)视作连续的x(αt)，利用表示x(t)的傅立叶变换X(f)中的时间与比例因子α之间的关系的以下(2)式的公式(参照E.Oran Brigham，“高速傅立叶变换”Prentice-Hall Inc，第3章(1974))来进行考察。如上述，比例因子α是发送端的采样频率fs与接收端的采样频率f’s的比。  $x\left(\mathrm{\&alpha;t}\right)\&DoubleLeftRightArrow;(1/|\mathrm{\&alpha;}\left|\right)X(f/\mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$ (其中， 是逻辑符号，表示“严格等值”、“等价”) 

定性的来说，如果α＞1，则时域的波形会在时间轴侧呈现缩的形状，但在频域中，在频率轴上被放大，振幅减小。 

图4是示意描述连续系统与离散系统中的时间与比例因子α相关的关系的图，上段和中段表示连续系统相关的式(2)的关系，下段表示离散系统DFT的关系。 

上段表示在连续系统中的信号x(t)的振幅频率特性与相位频率特性，所述信号x(t)在测定时间T内具有时间长度Wt和频率段-Fm～+Fm；中段表示比例因子α＞1的信号x(αt)的振幅频率特性与相位频率特性。在后者的比例因子α＞1的信号x(αt)中，在测定时间T内，生成时间长度为Wt/α的波形，其频率段为-αFm～+αFm，振幅频率特性的振幅成为1/α。 

对该比例因子α的连续系统的信号x(αt)进行DFT时，信号x(αt)以周期T进行重复，在Fx＞αmaxFm(其中，αmax是α＞0的最大值)的条件下设定频域的带宽-Fx～+Fx。由于是DFT，因此，在频域内，生成基底频率段为-Fx～+Fx的周期2Fx的周期函数。 

此时，考虑高速傅立叶变换(FFT/Fast Fourier Trans form)计算，将时间轴的采样总数N设为N＝2ⁱ(其中i为整数)。时间轴的采样频率f’s只要是2Fx以上即可，但在此设定为f’s＝2Fx，并且，将时间周期T设为T＝N/f’s。 此时在频域中，作为信号的频率特性而每隔1/T出现了谱线(line spectrum)，在频率轴上，以周期2Fx来反复出现带域-αFm～+αFm的特性。由于2Fx/(1/T)＝N，因此在频域中，是基底离散频率段成为-N/2～+N/2-1的周期N的周期函数。由于视作离散信号串以周期T进行重复，因此在DFT后的频域，出现相隔1/T的谱线。 

到此为止，示出了存在比例因子α时的离散时间的处理。另外，图4是示意图，很简略地描画出受到TSP信号实际响应的波形x(t)。另外，在IDFT处理部5对TSP滤波函数H(k)4的输出H(k)I(k)进行了IDFT后的信号串h(n)，并不直接在其先头部分显现出信号，因此，能够如图5所示那样进行环状迁移。即，使先头的信号串向后方迁移，但DFT以周期性作为前提，因此即使这样处理，其结果也不会改变。 

接着，就接收端单元3的响应波形的采样串x(m)而言，导出以与发送端单元2的采样时钟频率不同的频率进行采样时的修正后的TSP反滤波函数H^-1(l)。 

在此，就TSP滤波器(传递函数)或离散的傅立叶变换(DFT)H(k)而言，提出了下的数学式(例如，参照专利文献3)。 

H(k)＝exp(jβk²)  0≤k≤M/2(M是整数) 

H*(M-k)＝exp{-jβ(M-k)²}  (M/2)+1＜k＜M 

$\mathrm{\&beta;}{(M/2)}^2=2\mathrm{L\&pi;}\&DoubleLeftRightArrow;\mathrm{\&beta;}=8\mathrm{L\&pi;}/M^2$ (L是整数) 

…(3) 

在该式中，考虑N≥αmaxM的条件成立的N点DFT，并且参照式(3)，则变形为以下的式(4)。成为如图4所示那样的周期N的重复特性。 

H(k)＝exp(jβk²)  0≤k≤M/2-1 

H*(k)＝exp(-jβk²)  (M/2)≤k＜0 

H(k)＝0-N/2≤k≤-(M/2+1)以及(M/2)≤k≤N/2-1 

β＝8Lπ/M²(L是整数) 

…(4) 

如果通过上述傅立叶变换对的式 将检测波形的时间轴置为α倍，则傅立叶变换后的频率轴为1/α倍。如果根据利用图4考察后的比例因子α对DFT的展开，则发送端单元2的TSP滤波函数H (k)与接收端单元3的TSP滤波函数H(l)的相位θ的特性如图6的所示那样。此外，该图描画出α＞1的情况。 

在式(4)中，将1/α代入k，将振幅取1/|α|，从而求出DFT的H(l)。 

H(l)＝(1/|α|)exp{jβ(l/α)²} 

＝(1/|α|)exp{j(β/α²)l²}，0≤l≤〔αM/2〕-1 

H*(l)＝(1/|α|)exp{-j(β/α²)l²}，-〔αM/2〕≤l＜0 

H(l)＝0，-N/2≤l≤-〔αM/2〕-1以及〔αM/2〕≤l≤N/2-1 

β＝8Lπ/M²

…(5) 

其中，〔αM/2〕表示对αM/2计算取整(取整数)的值。取整方式例如为四舍五入。 

在l＝-〔αM/2〕时，如果将β＝8Lπ/M²代入H*(l)，则成为H*(l)＝(1/|α|)exp{-j(2Lπ)}，就图6中的相位特性而言，可知l＝-〔αM/2〕中的相位成为-2Lπ。 

H(l)的反函数或反滤波函数H^-1(l)如下。 

H^-1(l)＝|α|exp{-j(β/α²)l²}，0≤l≤〔αM/2〕-1 

H*^-1(l)＝|α|exp{j(β/α²)l²}，-〔αM/2〕≤l＜0 

H^-1(l)＝0，-N/2≤l≤-〔αM/2〕-1以及〔αM/2〕≤l≤N/2-1 

β＝8Lπ/M²

α＝fs/f’s 

fs：发送端的采样频率 

f’s：接收端的采样频率 

…(6) 

此外，在此被测定系统的脉冲响应的时间长度T_L为图4中的接收端的周期T以下。 

这样，即使在接收端的采样频率有偏差时，只要使用式(6)的TSP反滤波函数H^-1(l)，也能够获得正确的脉冲响应串g(m)。另外，修正TSP反滤波函数H^-1(l)能够以数值的表现范围中的分辨率进行修正，因此，能够在不增加数据量的前提下确保精度。 

<4.多个数据串的结构> 

在此，讨论多个同步叠加数据串连续的情况、各数据串间隔不恒定的情况。特别就后者而言，是为了相对于外来噪声而增强低频段提出的(参照专利文献4.专利文献5)。 

(1)多个数据串连续的情况(参照图7的(a)部分) 

就此时的比例因子α而言，如果取全部数据串的自相关或相邻的数据串的互相关，则求出周期，因此，与由此发送端的预先决定的周期相比较而求出此时的比例因子α。在通过所述互相关处理来求出周期时进行插补处理来提高精度的方法，与上述的取同步叠加平均时的方法相同。因电路系统的过渡响应等的影响而导致波形不稳定的情况下，不将进行同步叠加的先头的数据串作为同步叠加平均数据串使用。 

(2)各数据串不等间隔的情况(参照图7的(b)部分) 

在该情况下，为了使进行同步叠加平均的数据的前端部不受过渡响应的影响，也许需要在切分出其后端部时不失去数据。因此，将两个以上的N点信号数据块作为一块而生成数据块，改变所生成的该数据块的间隔而构成数据串。只要没有过渡响应或切分时的数据损失，则也可以将一个N点信号数据块作为一块而构成数据块。 

就数据的切分而言，以设在同步叠加对象的数据串之前的同步数据作为基准，以使采样数据串以预先决定的格式连续的方式，来切分出各信号数据串。并且，根据互相关而求出切分出的各数据串的相位误差。另外，获取相邻的数据串的互相关，由此测常数据串的周期，将其周期与在发送端预先决定的数据串的周期相比较，来求出比例因子α。 

这样，通过本实施方式涉及的脉冲响应计测方法和脉冲响应计测装置。在非同步系统中，即使同步叠加的数据串连续。或它们的间隔不恒定，也能够进行高精度的同步叠加。 

如以上说明那样，本实施方式涉及的脉冲响应测定装置的特征在于，具有：输入信号生成单元(例如，发送单元2的D/A转换器6等)，其利用具有第1采样时钟频率(例如，fs)的同步信号，生成用于对被测定系统进行输入的任意波形的输入信号；信号转换单元(例如，接收单元3的A/D转换器7、DFT转换部8)，其利用具有第2采样时钟频率(例如，f’s)的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统；反滤波函数修正单元，其根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比（例如，α），至少对所述输入信号的生成滤波的反滤波函数（例如，TSP反滤波函数H^-1（k））进行相位修正。并且，利用修正后的所述反滤波函数，计算所述被测定系统的脉冲响应。此外，“输入信号的生成滤波的反滤波函数”是指特定的传递函数，该特定的传递函数成为以输入信号的离散的频率特性而表现出来的函数的反函数。

若使用本实施方式涉及的脉冲响应测定装置（或脉冲响应测定方法），在计测被测定系统的脉冲响应时，即使发送端与接收端的采样时钟不同步，也能够通过简单的装置或信号处理来实现高精度的脉冲响应计测。 

另外，在大厅、体育场这样的大规模空间的声音响测定中，将来自试验用信号发生器的信号供给至音源用放大器，通过扬声器将声音发射到空间中，在受音点利用测定装置进行接收并进行测定，此时，即使在测定装置中硬是不使用与试验用信号发生器相同的同步信号（时钟脉冲），也能够实现正确的脉冲响应计测。因此，不需要对用于接收声音的麦克风连接电缆来测定声音，也不需要将麦克风与测定装置一起移动至测定点，也不需要利用电缆来将其连接至包括音源用放大器的扬声器端。 

进而，针对从已安装在车辆上的音响设备到人倾听的位置（驾驶位置）为止的脉冲响应特性，能够利用与该音响设备之间不用电缆连接的计测器来进行计测。例如，记录针对CD进行同步叠加平均的重复的TSP数据，将利用作为音响设备的CD播放器来再生（播放）所记录的数据，由此能够容易并且高精度地利用计测器来测定声音的脉冲响应特性。 

此外，可以以如下方式进行计测：所述输入信号生成单元，将信号发生器用作测定用信号源，或将介质（例如，图8的CD12）和再生器（例如，CD播放器13）用作测定用信号源，将从所述测定用信号源产生的重复信号作为所述输入信号而输入至所述被测定系统，其中，所述信号发生器用于以等间隔或不等间隔来重复产生相同的任意波形的所述输入信号，所述介质记录有与所述输入信号相同的信号，所述再生器用于对所述输入信号进行重复再生（播放）；所述信号转换单元，在接收点接收所述被测定信号，在所述测定用信号源与所述接收点之间不使用共通的同步信号，而是使用根据所述被测定信号的波形而得的各周期的波形信息，来切分出所述被测定信号；根据作为基准的周期和其它 周期互相关的相关值成为绝对最大值的时间偏差量，来求出切分出的各周期的所述波形信息的时间偏差量；为了对所述时间偏差(量)进行修正，将各周期的波形转换为频域的振幅与相位的信息，然后基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，将先转换而修正了相位的各周期的振幅与相位的信息作为向量的量，来进行叠加平均(计算)；所述反滤波函数修正单元，将根据所述被测定信号的自相关或重复信号的相邻信号间的互相关而求出的所述被测定信号的信号周期，与所述重复信号的周期相比较，由此求出所述频率比，根据所述频率比，来修正所述测定用信号源的重复信号的频域中的所述反滤波函数的相位，计算出在所述信号转换步骤中得出的叠加平均的结果与在所述反滤波函数修正步骤中修正后的反滤波函数的乘积，将该计算结果转换至时域，来计测所述脉冲响应。 

若采用这样的结构，即使发送端与接收端的采样时钟不同步，也能够简易地使用高精度的同步叠加平均的噪声降低方法，因此，在脉冲响应测定中，能够使现场的作业具有机动性，使测定方法及测定装置轻便并且简易，在此基础上进一步提高脉冲响应测定的精度。 

另外，所述信号转换单元，为了对所述时间偏差进行修正，对各周期进行离散的傅立叶变换(DFT)，将其转换为所述频域的振幅与相位的信息，然后，基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，就各周期的所述波形信息的和而言，也可以对各频率的复向量的量进行叠加平均。 

另外，就在所述反滤波函数修正单元中使用的比例因子α而言，也可以通过对所述自相关或所述互相关的相关值的最大值进行插补，来求出该比例因子α。 

第一实施例 

作为本发明涉及的脉冲响应计测方法的一例，说明如下方法：针对从已安装在车辆上的音响设备到人倾听的位置(驾驶位置)的响应特性，在不使用电缆来连接音响设备和计测器的前提下进行计测。 

如图8所示，在该脉冲响应计测方法中，将用于同步叠加平均的重复的TSP数据记录在CD中，利用作为音响设备的CD播放器来再生(播放)该 CD，利用计测器(电声分析器(audio sound analyzer)16(下面有时将其称为“ASA16”))来测定该再生声音。 

与上述图1一并进行参照，来详细说明本实施例。在CD12中，连续记录有多个相同的TSP数据串h(n)。在本实施例中，由CD播放器13读取记录在CD12中的数据，并将所读取的信号h(t)供给至扬声器14。 

从扬声器14输出的声音，被麦克风15转换为电信号后，被输入至ASA16。由此，在ASA16中，获取检测放大器输出(响应波形)x(t)。此外，在ASA16所获取的响应波形x(t)中，包括空间的特性和扬声器14的特性。ASA16将响应波形的连续的多个数据串x(m)，经由USB等的接口而传送至PC(个人计算机)17。 

PC17基于记录在CD12中的数据格式，以设在同步叠加对象的数据串之前的同步数据为基准，以采样数据串连续的方式，切分出多个信号数据串，通过互相关处理来求出各数据串x(m)间的位置误差(时间差)，以及通过自相关来求出重复的信号周期，由此求出与输入端之间的采样频率比，即，求出比例因子α。接着，PC17利用DFT处理部8针对各数据串x(m)执行DFT，由此求出各X(l)，根据先求出的数据位置信息来求出修正相位量，对各X(l)的每个频率的相位进行修正。接着，PC17针对多个相位修正后的各X(l)进行同步向量叠加。最后，PC17求出利用比例因子α进行了修正的TSP反滤波函数H^-1(l)函数9，将其乘以同步向量叠加平均结果的X(l)，即G’(l)＝H^-1(l)X(l)，通过IDFT处理部10对其结果进行高速反傅立叶变换(IFFT/Inverse Fast Fourier Transform)处理，由此生成脉冲响应串g(m)，并在显示部显示该结果。 

在本实施例中，在同步叠加对象的数据串之前设置同步数据串来作为发送端的数据格式，因此在接收端中，能够通过取与接收信号的数据中的同步数据串相同步，来判断同步位置。即，能够知晓数据存在的场所。然而，也可以不设置同步数据，而以数据最先出现的位置作为基准来进行数据处理。 

另外，在本实施例中，为了针对同步数据串与在接收端获取的同步叠加对象的全部信号数据串，按照最先进行同步叠加的单位进行切分，发送端的数据格式是已知的，由此切分出连续的数据串。然而，只要同步叠加平均对象的相同的重复数据串是连续的，就能够通过执行自相关(处理)来求出数 据的重复周期，进而切分出各数据串。 

接着，通过在声音响空间等的没有被测定对象的状态下，对本实施方式涉及的TSP反滤波函数H^-1(l)的有效性进行模拟，由此确认其效果。为此，使发送端的采样频率产生偏差，使接收端的波形在时间方法上产生偏差，此时，分别在修正了TSP反滤波函数和没有修正TSP反滤波函数时，调查脉冲波形如何。 

此外，在以下的条件下实施了模拟。同步叠加次数为5次，采样频率为fs＝44.1kHz、在式(4)和式(6)中使用的常数N为65536、L为8192、M为65536×α、α为0.999(-0.1％)、T约为1.5秒。图9表示该模拟结果。另外，图10表示此时的TSP波形h(t)。 

如图9的(a)部分所示，如果不对TSP反滤波函数H^-1(l)进行修正，则脉冲波形与所得到的波形相差非常大，但如图9的(b)部分所示，如果对TSP反滤波函数H^-1(l)进行了修正，则即使非同步系统的发送端与接收端的采样频率不同，也能够得到高精度的脉冲波形。 

此外，就本发明涉及的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置的结构而言，上述实施方式所示的结构并非用于限定，当然在不脱离本发明精神的范围内能够进行各种变更。 

因此，例如在上述实施方式中，在脉冲响应测定的处理中，例示出在频域中执行同步向量叠加平均，但例如在对脉冲响应测定不要求那么高的精度的情况下，也可以不执行频域中的同步向量叠加平均，而直接进行脉冲响应测定。 

即，本发明涉及的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置可以为如下结构：利用具有第1采样时钟频率的同步信号，来生成用于输入被测定系统的任意波形的输入信号，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对所述输入信号的反滤波函数的相位进行修正，利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。 

产业上可利用性 

本发明涉及的脉冲响应测定方法和脉冲响应测定装置，能够用于对音响 设备、声音响空间、电信号的传送线路等的被测定系统的传递特性进行计测。 

附图标记的说明 

1 非同步系统 

2 发送端单元 

3 接收端单元 

4 TSP滤波器 

5 IDFT处理部 

6、11 D/A转换器 

7 采样器(或A/D转换器) 

8 DFT处理部 

9 TSP反滤波函数H^-1(l) 

10 IDFT处理部 

12 CD 

13 CD播放器 

14 扬声器 

15 麦克风 

16 电声分析器(ASA) 

17 PC 

Claims (8)

1.一种脉冲响应测定方法，其特征在于，

包括：

输入信号生成步骤，利用具有第1采样时钟频率的同步信号，生成用于输入至被测定系统的任意波形的输入信号，

信号转换步骤，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统，

反滤波函数修正步骤，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对反滤波函数的相位进行修正，所述反滤波函数是表示所述输入信号的频率特性的函数的反函数；

利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。

2.如权利要求1所述的脉冲响应测定方法，其特征在于，

在所述输入信号生成步骤中，将信号发生器用作测定用信号源，或将介质与再生器用作测定用信号源，并将从所述测定用信号源产生的重复信号作为所述输入信号而输入至所述被测定系统，其中，所述信号发生器用于以等间隔或不等间隔重复产生相同的任意波形的所述输入信号，所述介质记录有与所述输入信号相同的信号，所述再生器用于对所述输入信号进行重复再生；

在所述信号转换步骤中，在接收点接收所述被测定信号，在所述测定用信号源与所述接收点之间不使用共通的同步信号，而使用根据所述被测定信号的波形而得的各周期的波形信息，来切分出所述被测定信号，所切分出的各周期的所述波形信息的时间偏差，是根据作为基准的周期和其它周期之间互相关的相关值成为绝对最大值的时间偏差来求出的，为了对所述时间偏差进行修正，将各周期的波形转换为频域的振幅与相位的信息，然后基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，将先被转换且修正了相位的各周期的每个频率的振幅与相位的信息作为向量的量，来进行叠加平均计算；

在所述反滤波函数修正步骤中，将根据所述被测定信号的自相关或重复信号的相邻信号间的互相关来求出的所述被测定信号的信号周期，与所述重复信号的周期相比较，由此求出所述频率比，根据所述频率比，来修正所述重复信号的频域中的所述反滤波函数的相位；

计算出在所述信号转换步骤中得出的叠加平均的结果与在所述反滤波函数修正步骤中修正后的反滤波函数的乘积，将该计算结果转换至时域，来计测所述脉冲响应。

3.如权利要求2所述的脉冲响应测定方法，其特征在于，

在所述信号转换步骤中，为了对所述时间偏差进行修正，对各周期进行离散的傅立叶变换，由此转换为所述频域的振幅与相位的信息，然后基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，对各频率的复向量的量进行叠加平均，来计算出各周期的所述波形信息的和。

4.如权利要求2或3所述的脉冲响应测定方法，其特征在于，

在所述反滤波函数修正步骤中，对所述自相关或所述互相关的相关值的最大值进行插补来求出。

5.一种脉冲响应测定装置，其特征在于，

包括：

输入信号生成单元，利用具有第1采样时钟频率的同步信号，生成用于输入至被测定系统的任意波形的输入信号，

信号转换单元，利用具有第2采样时钟频率的同步信号，将从所述被测定系统输出的被测定信号转换至离散系统，

反滤波函数修正单元，根据所述第1采样时钟频率与所述第2采样时钟频率之间的频率比，至少对反滤波函数的相位进行修正，所述反滤波函数是表示所述输入信号的频率特性的函数的反函数；

所述脉冲响应测定装置，利用修正后的所述反滤波函数，来计测所述被测定系统的脉冲响应。

6.如权利要求5所述的脉冲响应测定装置，其特征在于，

所述输入信号生成单元，将信号发生器用作测定用信号源，或将介质和再生器用作测定用信号源，并将从所述测定用信号源产生的重复信号作为所述输入信号而输入至所述被测定系统，其中，所述信号发生器用于以等间隔或不等间隔来重复产生相同的任意波形的所述输入信号，所述介质记录有与所述输入信号相同的信号，所述再生器用于对所述输入信号进行重复再生；

所述信号转换单元，在接收点接收所述被测定信号，在所述测定用信号源与所述接收点之间不使用共通的同步信号，而使用根据所述被测定信号的波形而得的各周期的波形信息，来切分出所述被测定信号，所切分出的各周期的所述波形信息的时间偏差，是根据作为基准的周期和其它周期之间互相关的相关值成为绝对最大值的时间偏差来求出的，为了对所述时间偏差进行修正，将各周期的波形转换为频域的振幅与相位的信息，然后基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，将先被转换且修正了相位的各周期的每个频率的振幅与相位的信息作为向量的量，来进行叠加平均计算；

所述反滤波函数修正单元，将根据所述被测定信号的自相关或重复信号的相邻信号间的互相关来求出的所述被测定信号的信号周期，与所述重复信号的周期相比较，由此求出所述频率比，根据所述频率比，来修正所述重复信号的频域中的所述反滤波函数的相位；

所述脉冲响应测定装置，计算出由述信号转换单元得出的叠加平均的结果与由所述反滤波函数修正单元修正后的反滤波函数的乘积，将该计算结果转换至时域，来计测所述脉冲响应。

7.如权利要求6所述的脉冲响应测定装置，其特征在于，

所述信号转换单元，为了对所述时间偏差进行修正，对各周期进行离散的傅立叶变换，由此转换为所述频域的振幅与相位的信息，然后基于与所述时间偏差相当的每个频率的相位偏差信息来修正相位，对各频率的复向量的量进行叠加平均，来计算出各周期的所述波形信息的和。

8.如权利要求6或7所述的脉冲响应测定装置，其特征在于，

所述反滤波函数修正单元，对所述自相关或所述互相关的相关值的最大值进行插补来求出。