CN101241150A - 信号处理装置、方法和程序、以及信号生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种信号处理装置、信号处理方法和信号生成方法。该装置包括用于输出测量信号的信号输出单元，该测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦信号进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，该正弦波在2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；以及分析单元，用于对作为对从所述信号输出装置输出的所述测量信号进行采集的结果获得的响应信号进行频率分析。

Description

信号处理装置、方法和程序、以及信号生成方法

技术领域

本发明涉及对如下的响应信号至少执行频率分析的信号处理装置和信号处理方法，该响应信号是作为输出测量系统中的测量信号的结果而得到的。本发明还涉及在这样的信号处理器装置中执行的计算机程序，和生成测量信号的信号生成方法。

背景技术

在用于再现并输出音频信号的相关技术的音频系统中，从扩音器发出诸如时间拉伸脉冲(TSP)之类的测量信号，然后被麦克风采集。基于这样的采集声音，频率-幅度特性和系统中扩音器与麦克风之间的传播时间被测量。

TSP信号被生成以至少满足以下的条件。令“N”表示信号的样本数目，并且“Fs”表示采样频率(工作时钟频率)，则以相同的增益级别在频域上以Fs/NHz的步长包含从0Hz到Fs/2Hz的信号。

例如，假设采样频率Fs＝48kHz并且样本数目N＝4096，那么在频域上，以相同的增益级别按照约11.7(48000/4096)Hz的步长包含从0Hz到24(48/2)Hz的信号。

如果将仅满足该条件的信号在时域的波中输出作为测量信号，则该信号具有很短的持续时间以及较低的能量级。在通常称作TSP信号的测量信号中，根据频率对测量信号的预定频率分量进行相位旋转。在执行了相位旋转的情况下，作为时域波的信号在时域上能量被分散。

另一方面，经相位旋转的信号趋向于其幅度变小。因此经相位旋转的信号的增益(音量)被增大到测量所需的级别。

OA-TSP(优化Aoshima TSP)信号作为TSP的一个示例是为人熟知的(如在日本未经审查的专利申请公开No.3-6467中所描述的)。对在频域上满足以下等式(1)和(2)的信号进行傅立叶逆变换从而成为时域波形。

H(n)＝a₀·exp(j4mπn²/N²)，0≤n≤N/2...(1)

(m和n：整数)

H(n)＝H^*(N-n)，N/2+1≤n≤N-1...(2)

(n：整数并且^*：共轭)

图20示出样本数目N＝4096并且m＝2048的OA-TSP信号。如图20所示，信号幅度被归一化为1.0。

从扩音器发出图20的TSP信号，然后该信号被麦克风采集。基于所采集的声音，诸如频率-幅度特性之类的声学特性以及扩音器与麦克风之间的传播时间被测量。

为了增大在这样的声学测量中的信噪(S/N)比，在一般的实践中，TSP信号被周期性地再现并且以周期(等于4096个样本)为单位对该TSP信号的响应波形进行同步相加/平均。

通过利用快速傅立叶变换(FFT)对测量的TSP响应信号进行频率分析来得到频率-幅度特性。频率-幅度特性包括扩音器、测量空间和麦克风的传递函数Hsp、Haco和Hmic的组合。

由以下等式(3)和(4)(表示频域中的条件)定义的响应信号和逆滤波(逆TSP信号)的线性或周期性卷积导致精确的传递函数的相位信息。通过对该信号和该逆滤波执行快速傅立叶逆变换(IFFT)从而将该信号变回时域信号，来确定脉冲响应。

H^-1(n)＝(1/a₀)·exp(-j4mπn²/N²)，0≤n≤N/2...(3)

H^-1(n)＝H^*(N-n)，N/2+1≤n≤N-1...(4)

仅出于参考目的在图21中示出作为结果得到的脉冲响应的一个示例。

通过分析脉冲响应，扩音器与麦克风之间的传播时间被测量。

在音频系统中，因此得到的声学测量结果被精确地用于声场校正功能。

更具体地，频率-幅度特性(也简单称作频率特性)被用作如下的评估指标，用于调整均衡器使得频域中的当前特性变得平坦(或者变为任一频率曲线)。

可以根据频率-幅度特性计算环境中的增益信息。术语增益包含与扩音器的效率以及墙壁的吸声特性和声反射特性相关的信息，并且通常出于对频率特性的预计目的，根据特定频带的平均级来计算增益。

使用低音管理系统的建议被提出或者低音管理系统被自动设定。在低音管理系统中，根据频率特性分析并确定使用中的扩音器的低频再现性能，并且源内容的低频信号被发送到超重低音音箱(sub-woofer)。

根据从脉冲响应获取的扩音器与麦克风之间的声音传播时间信息，得到扩音器与麦克风之间的距离信息。可以基于该距离信息对从扩音器发出的声音执行延迟时间调整(时间校准)。

基于声学测量，在声场校正处理中校正安装在室内空间中的扩音器性能的变化，到收听者位置(麦克风位置)的距离的变化，以及环境的变化(例如距离墙壁的接近程度和障碍物的存在)。以这种方式，处理使得用户能够听到如每个内容的创造者所希望的正确的声音影像。

音频系统响应于用户操作输入自动地执行声音校正处理。这样的自动声音校正功能是非常有效的功能，因为对于用户而言，手动地设定并修改多个参数是复杂并且困难的，尤其是在具有多个扩音器的多声道系统中，并且准备具有相同特性的多个扩音器是困难的。

声音校正需要对测量信号(响应信号)进行频率分析以获取频率-幅度特性。在声学测量期间，频率分析中的频率分辨率问题已经被提出。

图22示出根据具有样本数目N＝4096和采样频率Fs＝48kHz的TSP信号得到的频率分析结果。如图22所示，横坐标表示频率(Hz)并且纵坐标表示增益(dB)。

如之前所讨论的，如果样本数目N＝4096并且采样频率Fs＝48kHz，则频率分析结果中的频率分辨率为根据Fs/N＝48000/4096得到的11.7Hz。

在整个范围上的频率分辨率为11.7Hz。根据人的听觉感受，如图22所示用对数表示频率轴。在用字母“B”标注的中频到高频区域中，频率分辨率变得更高。另一方面，在用字母“A”标注的低频区域中频率分辨率变得更低。

一些具有超重低音音箱的多声道系统在低频区域中使用低音管理系统。频率越低，则频率分辨率变得越低。可能很难适当地判断是否向超重低音音箱发送信号。不能够以适当的方式执行声音校正。

如之前所讨论的，用Fs/N表示频率分辨率。值N即TSP信号在时域上的样本数目增大，将增大频率分辨率。例如，如果样本数目N被加倍为4096×2＝8192，则频率分辨率根据48000/8192变为5.85Hz。

发明内容

通过采用增大TSP信号的样本数目N的技术来提高频率分辨率。

样本数目N是2的幂。为了使频率分辨率加倍，样本数目需要被增大到8192个样本，并且为了使频率分辨率成为四倍，样本数目需要被增大到16384个样本。样本数目的这种增大还导致需要用于频率分析的存储器容量以及快速傅立叶变换(FFT)处理中的工作量增大。

在上述的低音管理处理中，低频区域中频率分辨率的减小尤其成问题。通过增大样本数目N来增大频率分辨率的技术导致整个频率范围上的增大。如之前所讨论的，如果在中频到高频区域中11.7Hz左右的频率分辨率是满足需要的，那么在整个范围上增大频率分辨率是不必要的、效率低的并且不可取。

根据本发明的一个实施例，一种信号处理装置包括用于输出测量信号的信号输出单元，该测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦信号进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，该正弦波在2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；以及分析单元，用于对响应信号进行频率分析，该响应信号是对来自该信号输出单元的测量信号进行采集得到的。

根据本发明的一个实施例，一种生成信号的方法包括生成测量信号的步骤，该测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦信号进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，该正弦波在2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数。

如果将在2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数的正弦波与包含2^d个周期信号的串接的信号进行合成，那么测量信号包含中频周期的正弦波分量。

例如，在n＝12的情况下4096个样本的TSP信号被认为是2ⁿ个样本的周期信号。该TSP信号在一个周期内包含整数周期的正弦波分量。

例如，在d＝1的情况下，2¹个TSP信号被串接。将在两个串接周期(4096×2＝8192)内具有除2¹的整数倍数外的波计数的正弦波与串接的两个TSP信号进行合成。

在两个TSP信号的周期内具有除2¹的整数倍数外的(即奇数)波计数的正弦波中，波计数不是整数而是关于一半的样本即4096个样本的介于整数之间的值。在4096个样本的TSP信号中仅包含具有整数周期的正弦波。具有合成到其中的正弦波的测量信号包含相对于具有仅根据TSP信号得到的整数周期的正弦波分量的具有中间周期的正弦波分量。

根据本发明的实施例对这样的测量信号执行频率分析。利用该配置，对这样合成的具有介于整数之间的波计数的正弦波分量执行频率分析，并且频率分辨率被增大。

利用本发明的实施例的测量信号，仅对具有如下的周期的正弦波进行合成足够用于增大频率分辨率，该周期响应于应该被提高的频带频率。在分析期间，附加地分析合成的正弦波分量是足够的。

本发明的实施例没有相关技术中的问题，例如作为仅增大测量信号的样本数目的结果的存储器容量以及计算量加倍或者被变为四倍。存储器容量和计算量的增大程度在实质上被减小。

根据本发明的实施例，如果仅对在如下的周期中的正弦波进行合成，则是满足需要的，该周期响应于分辨率应该被增大的频带。在分析期间，仅分析合成的正弦波。与相关技术中增大测量信号的样本数目来增大频率分辨率相比较，所需的存储器容量的增大以及用于分析的计算量的增大在实质上被减小。

附图说明

图1示出包括根据本发明的一个实施例的AV放大器的AV系统；

图2是示出包括根据本发明的一个实施例的信号处理装置的AV放大器的框图；

图3A和图3B示出根据本发明的一个实施例的被施加给测量信号的基带信号的幅度曲线特性(增益特性)；

图4A和4B示出根据本发明的一个实施例的被施加给测量信号的基带信号的相位旋转特性；

图5A-5C概略地示出了根据本发明的一个实施例的测量信号的生成方法；

图6示出根据本发明的一个实施例的测量信号的时域波形；

图7示出在n＝12并且d＝1的条件下生成的测量信号的频率分析结果；

图8示出在n＝12并且d＝3的条件下生成的测量信号的频率分析结果；

图9是示出根据本发明的第一实施例的信号处理装置的框图；

图10A和图10B示出具有偶数波计数的正弦波是如何被同步相加/平均的；

图11A和图11B示出具有奇数波计数的正弦波是如何被同步相加/平均的；

图12示出测量信号的再现次数(输出次数)与采集次数之间的关系；

图13示出在根据本发明的第一实施例的测量操作中执行的离散傅立叶变换(DFT)处理；

图14是示出利用软件实现测量操作的信号处理装置的框图；

图15是示出根据本发明的第一实施例的用于执行测量操作的待执行的处理的流程图；

图16是示出根据本发明的第二实施例的信号处理装置的框图；

图17A和17B示出在根据本发明的第二实施例的测量操作中待执行的抽取和相加/平均处理；

图18示出对抽取和相加/平均结果执行的快速傅立叶变换(FFT)的结果；

图19是示出根据本发明的第二实施例的用于执行测量操作的待执行的处理的流程图；

图20示出TSP信号的示例；

图21示出在TSP信号是测量信号的情况下的脉冲响应；以及

图22示出在TSP信号的样本数目N＝4096并且TSP信号的采样频率Fs＝48kHz情况下的频率分析结果。

具体实施方式

在下文中描述本发明的实施例。

图1示出包括AV放大器1的AV系统，AV放大器1包括根据本发明的一个实施例的信号处理装置。

如图1所示，AV系统是5.1声道环绕系统。如所示出的，AV放大器1连接到包括5个声道扩音器和一个超重低音音箱SP-SB的总共六个扩音器，所述5个声道扩音器包括前中扩音器SP-FC、前右扩音器SP-FR、前左扩音器SP-FL、后右扩音器SP-RR和后左扩音器SP-RL。

用于声学测量的麦克风M被设置在收听位置P-1。麦克风M也连接到AV放大器1。

响应于从外部输入的音频信号(声音信号)，AV放大器1将各音频信号提供到扩音器SP，从而从扩音器发出声音。

AV放大器1具有自动声场校正功能，该功能用于响应于频率-幅度特性的分析结果自动地调整均衡器，并且基于扩音器SP与麦克风M之间的传播时间执行时间校准处理以及各种声场校正处理。

图2是示出图1的AV放大器1的框图。

如图2所示，为了便于说明，将总共六个扩音器SP(SP-FC、SP-FR、SP-FL、SP-RR、SP-RL和SP-SB)示出为单个扩音器。

如图2所示，扩音器SP连接到AV放大器1中的扬声器输出端子Tout。

图1的麦克风M连接到麦克风输入端子Tm。

除麦克风输入端子Tm外，AV放大器1还包括从外部接收音频信号的音频输入端子Tin。

开关SW用于切换输入信号。开关SW被配置为在待连接到端子t3的端子t1和端子t2之间进行切换。端子t1连接到音频输入端子Tin，并且端子t2接收被放大器2放大之后的来自麦克风输入端子Tm的输入信号。端子t3连接到模数(A/D)转换器3。

在开关SW中选择端子t1的情况下，经由音频输入端子Tin将从外部输入的输入信号提供到A/D转换器3。在开关SW中选择端子t2的情况下，经由麦克风输入端子Tm将从麦克风M输入的输入信号提供到A/D转换器3。

中央处理单元(CPU)9控制开关SW。

A/D转换器3对来自开关SW的输入信号进行模数转换。将被A/D转换器3进行了模数转换的音频信号输入数字信号处理器(DSP)4。

DSP 4对输入音频信号执行测量、分析处理以及音频信号处理。

具体地，DSP 4测量用于自动声场校正所需的声学特性，例如频率-幅度特性以及扩音器SP与麦克风M之间的传播时间。通过从扩音器SP输出测量信号并利用麦克风M采集从扩音器SP发出的测量信号，来测量声学特性。

由DSP 4响应于来自CPU 9的命令执行声学特性的测量操作。随后将描述该测量操作以及DSP 4的结构。

DSP 4校正频率-幅度特性，并基于声学特性的测量结果执行低音管理处理和时间校准处理。

基于根据测量操作而得到的频率-幅度特性的分析结果，利用均衡器将频率-幅度特性设定为在频域中是平坦的(或者设定为任一频率曲线)，以基于每一频带调整增益。

在低音管理处理中，基于对频率-幅度特性的低频区域的细节分析来确定除超重低音音箱SP-SB外的扩音器SP的低频再现性能，并且如果确定相应的扩音器不能够再现低频信号，则将低频信号传递到超重低音音箱SP-SB。可替代的，如果确定一个扩音器不能够再现低频信号，则可以发出指令以命令CPU 9在显示屏幕上显示提示用户将低频信号提供到超重低音音箱SP-SB的消息。

在时间校准处理中，根据每个扩音器与麦克风M之间的传播时间的测量结果得到每个扩音器与麦克风M之间的距离信息。基于该距离信息对每个扩音器的音频信号输出执行延迟时间调整。

基于声学测量结果执行声场校正处理，从而校正安装在室内的扩音器SP的效率的变化，到收听者位置(麦克风位置)的距离的变化，以及环境(到墙壁的接近程度以及障碍物的存在)的变化。用户因此可以享受内容创造者希望的正确的声音影像。

经DSP 4处理的音频信号被数模(D/A)转换器5数模转换，然后被放大器6放大。经放大的信号被提供到扬声器输出端子Tout，然后从扩音器SP发出相应的声音。

如图2所示，通常，与只读存储器(ROM)10和随机存取存储器(RAM)11一起工作的CPU 9控制AV放大器1。

如图2所示，CPU 9连接到DSP 4、ROM 10、RAM 11和显示控制器12。

ROM 10存储操作程序和各种系数。RAM 11用作CPU 9的工作区。

CPU 9连接到操作单元8。

操作单元8包括被配置为暴露在AV放大器1的机壳外部的各种控制部件，并且向CPU 9输出响应于用户操作的操作信号。CPU 9响应于来自操作单元8的操作信号控制每个元件。AV放大器1响应于用户输入的操作信号来进行操作。

操作单元8可以包括接收诸如从遥控器发送的红外信号之类的命令信号的命令接收器。更具体地，操作单元8用作接收响应于用户操作而从遥控器发送的命令信号的命令接收器，并将所接收的命令信号提供到CPU9。

在CPU 9的控制下的显示控制器12控制并驱动显示器13。显示器13是诸如液晶显示器(LCD)之类的显示设备。显示控制器12响应于从CPU 9提供的显示数据来控制并驱动显示器13。

图2仅示出AV放大器1的一个示例，并且本实施例并不局限于AV放大器1。例如，音频输入端子Tin并不局限于模拟输入端子，并且可包括诸如索尼/飞利浦数字接口格式(S/PDIF)端子之类的数字音频输入端子。在这种情况下，经由S/PDIF端子可将5.1声道的多声道音频信号直接输入DSP 4。

可配置音频输入端子Tin的多条线路。音频输入端子Tin可用作选择多个输入线路中的一个线路的选择器。

用附加的一条视频输出端子可以配置用于接收待同步输出的音频信号和视频信号的多个音频输入端子和视频输入端子对。然后仅将选择的音频信号和视频信号从扬声器输出端子和视频输出端子输出。换言之，这样的端子系统可用作音频信号和视频信号的选择器。

接收待同步输出的音频和视频信号的端子可以包括高清晰多媒体接口(HDMI)。

可对端子设置视频信号的上调转换功能，从而使得扫描线的数目增多或者从隔行扫描(interlace)到逐行扫描(progressive)的转换输出被执行。

图2的AV放大器1具有诸如频率-幅度特性校正和时间校准处理之类的声场校正功能。为了执行声场校正，诸如频率-幅度特性和扩音器SP与麦克风M之间的传播时间之类的声学特性被测量。

如之前所讨论的，在声学测量中一直将时间拉伸脉冲(TSP)信号用作测量信号。如果TSP信号被用作测量信号，则低频区域中的频率分辨率的下降在听觉感受方面是有问题的(图22)。

由于低频区域中的频率分辨率的下降，导致执行低音管理处理的系统不能够根据频率分析结果判断是否将低频信号传递到超重低音音箱SP-SB。更具体地，如果系统的判断是不恰当的，那么不应该被输出到超重低音音箱SP-SB的信号可能被输出到超重低音音箱SP-SB。结果，声场再现性能可能降低，并且适当的声音校正不能够被执行。

通过增大TSP信号的样本数目N克服了频率分辨率的下降。令N表示TSP信号的样本数目，并且Fs表示DSP 4的采样频率(工作时钟频率)，进而频率分辨率被表示为Fs/N。因此通过增大样本数目N可以增大频率分辨率。

样本数目N是2的幂。如果通过增大样本数目N来提高频率分辨率，则样本数目N需要以2的幂为步长被增大。例如，在采样频率Fs＝48kHz并且样本数目N＝4096的情况下，现在频率分辨率为11.7Hz。为了使频率分辨率加倍，样本数目N也应该被加倍到8192。为了使频率分辨率成为四倍，样本数目N应该被变成四倍到16384。

使用增大样本数目N的技术导致用于频率分析的存储器容量增大，并且用于快速傅立叶变换(FFT)的处理工作量增大。

在关心低音管理处理的情况下，低频区域上的频率分辨率下降是个问题。通过增大样本数目N来提高频率分辨率的技术提高了音频信号整个范围上的频率分辨率。在样本数目N＝4096的情况下得到的11.7Hz的频率分辨率在中频到高频范围上是满足需要的。在整个范围上增大频率分辨率是无价值的并且甚至不可取。

考虑到上述问题，因此在此提出一种新的测量方法。

在对测量信号进行描述之前，再次考虑在相关技术中使用的TSP信号。

被广泛使用的TSP信号已知为OA-TSP信号。已经参考等式(1)和(2)讨论了OA-TSP信号。

根据相关技术中的TSP信号，执行所需要的相位旋转和增益增大使得能量在时域中分散。以这种方式实现S/N比的适度级别。

其中利用TSP信号执行声学测量的环境可以是家里，在这样的环境中背景噪声成为问题。

已知典型的背景噪声在低频区域的水平较高。这样，采集的信号具有较低的S/N比，尤其是在低频区域上。

作为克服背景噪声的步骤，TSP信号的再现次数(即响应信号的平均操作次数)可以被增多，或者TSP信号的再现音量级可以被提高。前一技术导致用于声学测量的更长时间周期，而后一技术导致扩音器SP受损的风险或者即使扩音器SP未受损也导致影响邻居的嘈杂声音。两种技术都使用户感到不便。

根据本实施例，考虑到用于克服背景噪声的步骤，基于根据相关技术中使用的TSP信号(OA-TSP信号)改进的信号，生成测量信号。

原始基带信号被定义如下。令N表示样本数目并且Fs表示采样频率(工作时钟频率)，以相同的增益级别在频域上以Fs/N Hz的步长包含从0Hz到Fs/2Hz的信号。例如，当基带信号的样本数目N为4096并且采样频率(DSP 4的工作时钟频率)Fs为48kHz时，该基带信号包含如下的信号：在频域上，以大约11.7(48000/4096)Hz为步长按照相同增益级别包含从0Hz到24(48/2)kHz的信号。

如在被广泛接受的实践中那样，对基带信号执行相位旋转和增益增大处理。作为克服背景噪声的步骤，将具有图3A和图3B的特性的幅度曲线施加给基带信号。

在图3A和3B中，横坐标表示频率(Hz)并且纵坐标表示增益(dB)。图3A示出从20Hz到2.0kHz的较宽频带中的特性。图3B示出从20Hz到500Hz的低频频带中的特性。

如图3A和3B所示，从高频到中频频带设置了恒量增益级，并且随着频率的降低在低频频带中逐渐增大增益级。

如图所示，音量级被增大。根据本实施例，在低频频带中的幅度被特别地加强，以防止因背景噪声所致的低频频带中的S/N比降低。

图4A和4B示出根据本实施例的被施加给基带信号的相位旋转的频率-幅度特性。横坐标表示频率(Hz)并且纵坐标表示相位(度)。图4A示出从20Hz到2.0kHz的频带中的频率-幅度特性，图4B示出从20Hz到500Hz的频带中的频率-幅度特性。

在此简要讨论被施加给基带信号的增益特性，随后将进行详细描述。

相位范围并不局限于图4A和4B所示出的范围。可以使用任一相位范围，只要时域基带信号具有在时域上分散的能量。

根据本实施例，基于4096个样本的周期信号生成用于声学测量的测量信号，该4096个样本的周期信号是通过对基带信号执行以上述特性为特征的相位旋转以及音量级增大处理而被生成的。

图5A到5C概略地示出了根据本发明的一个实施例的测量信号的生成方法。

图5A示出根据基带信号生成的具有4096个样本的时域周期信号。

通过将图5B的正弦波与4096个样本的周期信号进行合成来生成本实施例的测量信号。

正弦波具有是4096个样本的两倍的8192个样本的长度，并且在8192个样本的周期内具有奇数波计数(即除2的整数倍外的波计数)。如图5C所示，将8192个样本的正弦波与两个连续串接的周期信号进行合成，每个周期信号具有图5A的4096个样本。

图6详细示出利用上述技术产生的测量信号。具体地，横坐标表示样本数目并且纵坐标表示幅度值。

图6的测量信号的波形似乎是4096个样本的周期信号的重复，但其实是以8192个样本为一个周期的信号(即8192个样本的周期信号)。

根据图5B的正弦波的波形可以理解这一点。参考图5B，波形在零交点处从正到负穿过它的第4096个样本，而在零交点处从负到正穿过它的第8192个样本。通过对图5B的正弦波进行合成而得到的图6的测量信号在前一半的4096个样本与后一半的4096个样本之间具有略微不同的波形。结果，总共8192个样本形成一个周期。

因此产生的本实施例的测量信号被检验。根据基带信号的定义，作为原始信号的图5A的周期信号仅在频域中的(Fs/N)×k(k＝0-整数N/2)处具有幅度分量。更具体地，N个样本的周期信号仅具有如下的正弦波的分量，该正弦波具有整数的波计数。

通过将在8192个样本内具有奇数波计数的正弦波与两个串接的图5A的周期信号进行合成来生成本实施例的测量信号。

当周期信号被串接时，包含在其中的每个正弦波的波计数被分别加倍。如果4096个样本的周期信号仅包含每个都具有整数波计数的正弦波，那么具有两个串接的周期信号的8192个样本的信号仅包含每个都具有偶数波计数的正弦波。根据本实施例，将该8192个样本的信号与在8192个样本周期内具有奇数波计数的正弦波进行合成。本实施例的测量信号包含如下的正弦波分量，该正弦波分量在最初被包含在图5A的周期信号中的正弦波分量之中具有中间周期。相加中间正弦波分量增大了频率分析结果中的频率分辨率。

更具体地，在偶数分量之间相加奇数分量使频率分辨率加倍。

根据本实施例的测量信号，对待合成的正弦波的波计数(周期)进行选择选择性地设定了应该增大频率分辨率的频带。

图7示出测量信号的频率分析结果。横坐标表示频率索引(frequencyindex)并且纵坐标表示增益。

如图7所示，为了便于进行说明，以8192个样本为单位对8192个样本的测量信号进行频率分析。这并不意味着实际上以8192个样本为单位对测量信号执行频率分析。

当如之前所讨论地将两个图5A的4096个样本的周期信号串接起来时，仅得到每个都具有偶数波计数的正弦波。根据该事实，8192个样本的测量信号的频率分析结果用粗实线示出仅偶数索引具有幅度值。

波计数加倍，然而频率本身仍然未变。偶数索引的频率以11.7Hz为步长。

如图7所示，可以在被标注为“分辨率增大频带”的从大约46.9Hz到大约199.2Hz的频带内使频率分辨率加倍。

如细实线表示的，如果将幅度值分配给介于从频率索引“8”到频率索引“34”的偶数索引之间的奇数索引将是满足需要的。更具体地，如果将幅度值分配给频率索引“9”、“11”、...“33”将是满足需要的。

为了给这些奇数索引分配幅度值，将具有频率索引“9”、“11”、...“33”的正弦波合成为图5B的8192个样本的正弦波。

在分辨率增大频带中，仅合成具有奇数波计数的正弦波以内插在频带的一部分内的偶数索引之间。

因此，通过仅对具有响应于应该增大频率分辨率的频带的波计数的正弦波进行合成来生成测量信号。在频率分析期间，仅分析因此被相加的正弦波。

作为仅在试图增大频率分辨率的频带中增大样本数目N的结果，本实施例并没有使用于分析的计算量和存储器容量的每个都增大2的幂。本实施例在频率分辨率增大处理中控制计算量和存储器容量的每一个的增大。

为了简化说明，已经讨论了用于使频率分辨率加倍的测量信号。利用本实施例的测量信号，也可以将频率分辨率成为四倍或成为八倍。

在下文中参考图8描述使频率分辨率成为八倍的测量信号。

图8示出对使频率分辨率成为八倍的测量信号执行频率分析(以32768(4096×8)个样本为单位)的结果。与图7中一样，在图8中横坐标表示频率索引并且纵坐标表示增益。

为了使频率分辨率加倍，4096个样本的周期信号被串接。两个原始周期信号的串接仅使得能够得到偶数索引分量，并且奇数正弦波被合成以使得奇数索引能够内插在偶数正弦波之间。频率分辨率因此被加倍。

为了使频率分辨率成为八倍，八个4096个样本的周期信号被串接，并且八倍于原始周期信号分量的频率索引被得到。具有除8的倍数外的波计数的正弦波被合成以使得整数索引能够内插在8的倍数的频率索引之间。更具体地，将在32768个样本内具有除8的整数倍数外的波计数的正弦波与串接的八个周期信号(4096×8＝32768个样本)进行合成。除8的整数倍数外的频率索引被内插在频域中。因此频率分辨率成为八倍。

图8将从35.2Hz到199.2Hz的频带示出为分辨率增大频带。更具体地，分辨率增大频带对应于从“24”到“136”的频率索引。除8的整数倍数外的频率索引(即频率索引“25”、“26”、“27”、...“135”)被简单地填充使得从“24”到“136”的所有整数索引被填充。

如果将在长度为32768个样本的32768个样本的周期内具有波计数“25”、“26”、“27”、...“135”的正弦波与八个串接的4096个样本的周期信号进行合成，将是满足需要的。

结果，在分辨率增大频带内，频率分辨率成为八倍。

通常，使频率分辨率加倍或成为八倍的测量信号被定义如下。

将本实施例的测量信号定义为如下的信号：通过串接2^d个周期信号(每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期)并且合成在2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数的正弦波而产生的信号。在此，“n”和“d”分别是自然数。

使用如上所述定义的测量信号使频率分辨率提高了“2^d”倍。更具体地，如果n＝12并且d＝1，周期信号具有2¹²＝4096个样本的周期。如果将通过串接2¹个周期信号而产生的信号与在2¹个周期信号的串接周期内具有除2¹的整数倍数外的波计数的正弦波进行合成，那么频率分辨率加倍。

例如，如果n＝12并且d＝3，周期信号具有2¹²＝4096个样本的周期。如果将通过串接2³(＝8)个周期信号而产生的信号与在2³内具有除2³的整数倍数外的波计数的正弦波进行合成，那么频率分辨率被增大2³(＝8)倍。

已经关于时域讨论了本实施例的测量信号。也讨论了频域中本实施例的测量信号的定义。本实施例的测量信号被理解为如下的一个信号：利用诸如快速傅立叶逆变换(IFFT)之类的傅立叶逆变换，将根据各种条件和等式设计的频率信号转换为时域信号而得到的信号。

在以下的讨论中，在生成本实施例的测量信号过程中的原始周期信号的样本数目N也称作“2ⁿ”。周期信号的样本数目N是2ⁿ。

测量信号是通过串接2^d个N＝2ⁿ的周期信号而产生的一个周期具有N×2^d个样本的信号。

令“Nd”表示测量信号的每一周期的样本数目，并且Nd＝N×2^d＝2ⁿ×2^d＝2^n+d，因此Nd＝2^n+d。值“N”、“Nd”、“n”和“d”的关系也在图7和图8中示出。

令k表示频率索引，因此在频域中将在其一个周期中具有样本数目Nd＝2^n+d的测量信号描述如下：

条件A1

k：满足0≤k≤2^n+d/2的整数，并且是包括零的2^d的整数倍数(或者满足0≤h≤2ⁿ/2和h＝k/2^d的整数h)

H(k)＝A(k)·exp(-jφ(k))...(5)

$\mathrm{\φ}\left(h\right)=\frac{\mathrm{M\π}}{\underset{l=0}{\overset{\left(2^n\right)/2}{\mathrm{\Σ}}}D\left(l\right)}\·\underset{g=0}{\overset{h}{\mathrm{\Σ}}}D\left(g\right)=\mathrm{\φ}(k/2^d)...\left(6\right)$

$D\left(h\right)=\underset{g=0}{\overset{h}{\mathrm{\Σ}}}{A}^2\left(g\right)=D(k/2^d)...\left(7\right)$

条件A2

k：满足0＜k＜2^n+d/2的整数，并且在Fs/2^n+d*k[Hz]落入分辨率增大频带内的情况下不满足条件A1

H(k)＝A(k)·exp(-jφ(k))...(8)

φ(k)：任一相位

条件A3

k：满足0＜k＜2^n+d/2的整数，并且在Fs/2^n+d*k[Hz]落在分辨率增大频带外的情况下不满足条件A1

H(k)＝A(k)·exp(-jφ(k))＝0...(9)

条件A4

k：满足2^n+d/2+1≤k≤2^n+d-1的整数

H(k)＝H^*(2^(n+d)-k)...(10)

在以上一系列的等式的每个等式中在频域中定义A(k)，并且A(k)基本上是由实数组成的任一幅度曲线。

根据本发明的实施例，作为克服当在室内使用期间背景噪声可能是个问题(参见图3A和图3B)的背景噪声的步骤，应用在低频频带中提供较大幅度的幅度曲线。如图7和图8所示，幅度曲线被设定使得低频频带中的增益变得更高。

条件A1是如下的条件，在该条件下当在频域中观察2^n+d个样本的时域波形时，k在前一半的索引k(0≤k≤2^n+d/2)内是2^d的整数倍数。如之前所讨论的，在n＝12并且d＝3的情况下(N＝4096，使频率分辨率成为八倍)，2¹²⁺³＝32768个样本的前一半索引是k＝0、8、16、32...。在对条件A1的描述中，使用了简化的h。因为h＝k/2³，h＝0、1、2、3、4...。

条件A1是基于如下的前提的，即能谱、群延迟和相位的每个与关于在时域中具有恒量幅度的正弦波扫描信号的微分和积分之间关系的频率相关。这一点在Moriya和Kaneta的题为“A study on the optical signal onimpulse response measurement”的IEICE技术报告中被公开(日本电子情报通信学会(IEICE))。

在等式(5)到(7)中，(k)表示相位信息并且D(k)表示群延迟。A(k)²是幅度的平方，因此表示能量。等式(6)是用于相位归一化以防止在频域中的k＝2^n+d/2处的不连续的方法。此外，在等式(6)中，M表示与测量信号的恒量幅度周期相关的任一整数值。M的量级定义时域测量信号的恒量幅度周期的长度。

条件A2应用于应该将频率分辨率增大到2^d倍的分辨率增大频带。频域幅度遵循A(k)的幅度曲线，而相位条件基本上可以是任何条件。如结合条件A2所描述的，在分辨率增大频带内的满足条件A1的索引遵循条件A1。

条件A3将除满足条件A1和条件A2的点之外的点设定为零。

条件A4是需要用于将在频域中定义的本实施例的测量信号的波形正确地表示为时域中的实数的一般条件。

为测量信号设定的幅度曲线基本上是任何曲线。根据本实施例，作为克服如之前所讨论的背景噪声的步骤，幅度曲线被设定以增大低频频带中的幅度。

如参考条件A2所讨论的，可将任一条件设定为相位条件。根据本实施例，考虑到测量信号在时域中不具有较大幅度值的相位条件被设定。

更具体地，条件A1的M是M＝5000，并且由等式(11)定义表示幅度曲线的函数。等式(11)表示在采样频率Fs＝48kHz、n＝12并且d＝1情况下(Nd＝8192，使频率分辨率加倍)的函数：

$A\left(k\right)=1.0,k=0$

$A\left(k\right)=\sqrt{1.0/k},0<k<512...\left(11\right)$

$A\left(k\right)=\sqrt{1.0/512},512\&le;k\&le;8191$

根据等式(11)、上述条件和定义设计信号，并且在图6中示出因此确定的时域波形。在图3A和图3B以及图4A和图4B中示出按照频域幅度和频域相位表示的时域波形。

在下文中描述利用根据本发明的第一实施例的测量信号进行的测量操作。

由用于声学测量的DSP 4执行声场校正处理中的测量操作。AV放大器1响应于用户操作自动执行声场校正处理。

更具体地，响应于到图2的操作单元8的用户操作，将用于开始声场校正处理的命令发送到CPU 9。CPU 9控制开关SW选择端子t2，从而使得信号能够从麦克风M被输入。CPU 9命令DSP 4开始测量操作。

因此，响应于来自CPU 9的开始命令，执行本发明的第一实施例的测量操作。

图9是示出执行根据本发明的第一实施例的测量操作的DSP 4的框图。为了简化说明，图9示出在n＝12并且d＝1(N＝4096并且Nd＝8192)的情况下的周期信号、测量信号的样本数目以及存储器容量。

如图9所示，DSP 4包括声音缓冲存储器20、相加/平均处理器21、相加/平均缓冲存储器22、快速傅立叶变换(FFT)处理器23、离散傅立叶变换(DFT)处理器24、累加存储器25、存储器26、脉冲响应计算器27、测量信号输出控制器28、正弦波信号发生器29、加法器30、传播时间测量处理器31、合成器32和特性分析处理器33。

配置测量信号输出控制器28、正弦波信号发生器29和加法器30用于生成并输出本发明的第一实施例的测量信号。在配置测量信号输出控制器28、正弦波信号发生器29和加法器30的情况下，用于输出测量信号的存储器容量被减小。

如图9所示，存储器26将N＝2ⁿ个样本的周期信号存储为如图5A所示的周期信号数据26a。测量信号输出控制器28从存储器26连续读取周期信号数据26a，并将周期信号数据26a输出到加法器30。以如下的方式将周期信号数据26a输出到加法器30，即使得2ⁿ个样本的周期信号被输出2^d的整数倍数次的方式。

测量信号输出控制器28控制正弦波信号发生器29，从而将正弦波输出到加法器30。正弦波信号发生器29根据正弦(sin)函数(表)，在预定的分辨率增大频带内在响应于除2^d的整数倍数外的索引的波计数处生成正弦波。更具体地，如图7所示，生成在Nd＝8192个样本的周期内的具有波计数9、11、13、...33的正弦波。

测量信号输出控制器28控制正弦波信号发生器29使得在输出周期信号数据26a时，以相同时间长度输出每个正弦波信号。

加法器30以周期串接的方式再现测量信号。通过将由2^d个包含2ⁿ个样本的周期信号组成的信号Nd＝2^n+d与在Nd＝2^n+d个样本的周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数的正弦波进行合成来产生测量信号。

因为为了增大测量期间的S/N比对采集信号进行同步相加/平均，所以以周期串接的方式再现测量信号。

在上述结构的情况下，需要用于输出测量信号的存储器容量被减小到用于周期信号数据26a的2ⁿ个样本的容量。例如，可以将Nd＝2^n+d个样本的本实施例的测量信号存储在存储器26上。与该情况相比较而言，所需的存储器容量被减小到1/2^d。假设相同的频率分辨率，如果如在相关技术中那样测量信号的样本数目是d倍，则在输出期间所需的存储器容量是Nd＝2^n+d个样本。仍与该情况相比较而言，存储器容量被减小到1/2^d。

从加法器30合成并输出的测量信号被提供到DSP 4外部的D/A转换器5。如之前参考图2所讨论的，提供到D/A转换器5的信号被转换为模拟信号。该模拟信号然后被放大器6放大并被经由扬声器输出端子Tout输出到扩音器SP。因此从扩音器SP发出响应与该模拟信号的声音作为测量信号。

从扩音器SP输出的测量信号被麦克风M采集，作为待测量的穿过空间传播的响应信号。响应信号然后被经由开关SW和A/D转换器3提供到声音缓冲存储器20用于缓冲。声音缓冲存储器20的存储器容量是2ⁿ个样本(例如如所示出的4096个样本)。

由声音缓冲存储器20缓冲的测量信号(采集信号和响应信号)被提供到相加/平均处理器21。相加/平均处理器21执行同步相加处理和平均处理(二者总的称作同步相加和平均处理)。相加/平均处理器21利用具有4096个样本(N＝2ⁿ个样本)的存储器容量的相加/平均缓冲存储器22，以N＝2ⁿ个样本为单位对采集信号执行同步相加和平均处理。

根据将TSP信号用作测量信号的相关技术的测量方法，以测量信号的样本数目N为单位执行同步相加和平均处理。根据这样的相关技术，可能认为如下的做法是适当的，即以Nd个样本为单位对以Nd＝2^n+d个样本为一个周期的测量信号(采集信号)执行同步相加和平均处理。

在这样的情况下，在基于采集信号分析频率-幅度特性的同时需要计算采集信号的响应脉冲。为了计算响应脉冲，作为同步相加和平均结果仅需要得到N＝2ⁿ个样本的原始周期信号的响应信号分量。更具体地，如果对测量信号(的响应信号)仅执行同步相加和平均处理，那么不能够根据处理结果适当地计算脉冲响应，该测量信号是通过将2^d个2ⁿ个样本的周期信号的串接与正弦波进行合成而产生的。

出于此原因，相加/平均处理器21以2ⁿ个样本为单位同步相加采集信号。

然而，仅以2ⁿ个样本为单位进行同步相加并不会导致仅是N＝2ⁿ个样本的原始周期信号的响应信号分量作为同步相加和平均的结果。

再次考虑本实施例的测量信号的结构。例如，在n＝12并且d＝1的情况下，基于4096个样本的原始周期信号，通过将具有奇数波计数的正弦波与具有偶数波计数的正弦波进行合成来产生8192个样本的测量信号。如之前所讨论的，8192个样本的合成正弦波的前一半的4096个样本和后一半的4096个样本在相位上相差180度。

通过利用测量信号的这个性质对测量信号的采集信号执行同步相加处理偶数次(即2的整数倍数次)，奇数分量被彼此抵消。

图10A和10B以及图11A和11B示出奇数分量如何被彼此抵消。

图10A和10B示出如何对具有奇数波计数和偶数波计数的正弦波进行同步相加和平均。

在图10A和10B中示出在8192个样本内具有作为波计数的两个波和四个波的正弦波。将在8192个样本内具有作为波计数的两个波和四个波的正弦波分别称作索引k＝“2”和“4”。

如箭头线所表示的，以4096个样本为单位对具有波计数为2个波和4个波的正弦波进行同步相加和平均。正弦波的相位每经过4096个样本变为相同相位，从而每次执行相加时这些波的信号分量被加强。具有偶数波计数的正弦波的信号分量，换言之，4096个样本的原始周期信号的信号分量，通过同步相加和平均处理S/N比被增大。

图11A和11B示出具有奇数波计数即三个波和五个波的正弦波。具有波计数3和波计数5的正弦波的索引k分别为“3”和“5”。

具有奇数波计数的正弦波的前一半4096个样本和后一半4096个样本在相位上彼此相差180度。如果执行同步相加和平均处理偶数次，那么这些正弦波的信号分量彼此抵消并且因此被消除。

在n＝12并且d＝1的情况下，通过以4096个样本为单位对测量信号(的采集信号)执行同步相加偶数次(2的整数倍数次)，仅与4096个样本的原始周期信号进行合成的正弦波分量被抵消。作为根据对同步相加结果进行平均得到的相加和平均结果，仅得到在进行合成之前的4096个样本的原始周期信号的响应信号。

如上所述，在n＝12并且d＝1的情况下，频率分辨率加倍并且同步相加的次数为偶数(2的整数倍数)。通常将为了仅得到响应于2ⁿ个样本的原始周期信号的响应信号分量作为同步相加结果而被设定的同步相加次数定义为“2^d的整数倍数次”。

换言之，同步相加循被环经过在Nd＝2^n+d个样本的测量信号(采集信号)中包含的2^d个2ⁿ个样本的采集信号至少一次。

根据上述定义，在d＝3的情况下为了使频率分辨率成为八倍，以N＝2ⁿ个样本为单位对Nd＝2^n+d个样本的测量信号(采集信号)执行同步相加的次数为2³＝8次。换言之，同步相加被循环经过在Nd＝2^n+d个样本的测量信号(采集信号)中包含的八个N＝2ⁿ个样本的采集信号一次。

因此基于每一N＝2ⁿ个样本的单位执行了同步相加2^d的整数倍数次。实际上，根据本实施例在n＝12并且d＝1的情况下，同步相加的次数为10次。

图12示出在基于每一4096(2ⁿ)个样本的单位执行同步相加10次的情况下，测量信号的再现(输出)次数与测量信号的采集次数之间的关系。

现基于每一4096(2ⁿ)个样本的单位执行同步相加10次。为了得到被同步相加10次的4096个样本的采集信号，将8192个样本的测量信号再现五次和输出是满足需要的。然而，实际上，由于在每个扩音器SP与麦克风M之间的空气传播时间导致在第一块中不能够得到连续的响应波形。第一采集块的数据需要被舍弃。在连续周期再现的测量中，再现次数被设定为比采集次数多一次。在此情况下，测量信号需要被输出六次。

当在d＞1的情况下增大频率分辨率时，2ⁿ个样本的第一采集信号被舍弃，并且然后从2ⁿ个样本的下一采集信号开始同步相加。

返回图9，通过同步相加和平均处理，仅2ⁿ个样本的的原始周期信号的响应信号分量被确定。基于同步相加和平均结果，脉冲响应被适当地计算。

由脉冲响应计算器27计算脉冲响应。

如之前所描述的，通过在频域中将采集信号与测量信号的逆信号相乘并且对作为结果得到的积进行傅立叶逆变换(IFFT)来确定脉冲响应。用于确定脉冲响应的逆信号被作为逆周期信号数据26b存储在存储器26上。

逆周期信号是如下的信号，该信号意欲对基带信号施加所执行的相位旋转以及音量增大处理的逆特性。基带信号用作生成2ⁿ个样本的周期信号的基础。

在频域中将与周期信号对应的逆周期信号表示如下：

条件B1

h：满足0≤h≤2ⁿ/2的整数

H(h)＝(1/A(h))·exp(+jφ(h))...(12)

$\mathrm{\&phi;}\left(h\right)=\frac{\mathrm{M\&pi;}}{\underset{l=0}{\overset{2^n/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}D\left(l\right)}\&CenterDot;\underset{g=0}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}D\left(g\right)...\left(13\right)$

$D\left(h\right)=\underset{g=0}{\overset{h}{\mathrm{\&Sigma;}}}{A}^2\left(g\right)...\left(14\right)$

条件B2

h：满足2ⁿ/2+1≤h≤2ⁿ-1的整数

H(h)＝H^*(2ⁿ-h)...(15)

脉冲响应计算器27基于如上所述的逆周期信号数据26b和来自相加/平均处理器21的同步相加和平均结果计算脉冲响应。更具体地，脉冲响应计算器27在频域中将同步相加和平均结果与逆周期信号数据26b相乘并对结果执行IFFT。因此作为结果产生脉冲响应。

从脉冲响应计算器27得到的脉冲响应数据被提供到传播时间测量处理器31。基于脉冲响应数据，传播时间测量处理器31测量扩音器SP与麦克风M之间的传播时间，从而得到扩音器SP与麦克风M之间的距离信息。如之前所讨论的，该距离信息被用于时间校准处理。

为了计算脉冲响应，对同步相加和平均结果执行FFT。虽然已经为了便于说明而描述了相加/平均处理器21的处理结果被直接输入脉冲响应计算器27，然而实际上可以将FFT处理器23的FFT结果输入脉冲响应计算器27。以这种方式，可以省略冗余的FFT处理。

继续讨论对本实施例的测量信号进行的频率分析。

仅2ⁿ个样本的原始周期信号的响应信号分量被确定为相加/平均处理器21的同步相加和平均结果。如果对同步相加和平均结果执行频率分析，那么因此得到分辨率为Fs/N(Hz)的分析结果。

根据本实施例，FFT处理器23以2ⁿ个样本为单位对相加/平均处理器21的同步相加和平均结果执行FFT。因此得到以Fs/N(Hz)为步长的频率分析结果。换言之，得到包含2^d的整数倍数的索引的分析结果。

在测量操作中，根据同步相加和平均结果得到2^d的整数倍数的索引的幅度数据。可替代地，可以通过在独立系统中执行频率分析来得到被合成到测量信号中的正弦波分量的幅度数据。更具体地，在每个系统中得到的幅度数据的合成增大了频率分辨率。

由DFT处理器24对被合成到测量信号中的正弦波分量进行频率分析。

DFT处理器24从声音缓冲存储器20接收采集信号，并利用与被合成到测量信号中的正弦波分量相对应的正弦(sin)信号和余弦(cos)信号对采集信号执行DFT处理。

图13示出DFT处理。如图13所示，在n＝12并且d＝1(N＝4096并且Nd＝8192)的情况下，得到具有波计数9的正弦波分量的频率-幅度值。

在DFT处理中，预先准备或计算用于待计算的正弦波分量的正弦和余弦表。DFT计算指针从采集数据的头部(head)开始移位。随着DFT计算指针从采集数据的前端开始移位，将采集信号与正弦数据和余弦数据相乘并将作为结果得到的积相加。因此DFT处理被执行。正弦数据和余弦数据的积的相加结果被存储在图9的累加存储器25上。

当在一个循环中从采集数据的头部到第8192个样本(第Nd个样本)执行与正弦数据和余弦数据的乘法和加法时，得到正弦波分量的累加值(标量值)。这些结果被用作正弦波分量的频率-幅度值。

DFT处理器24对每个被合成到测量信号中的正弦波分量执行DFT处理。例如，如果如图7所示地对在8192个样本内具有波计数9、11、13、...33的正弦波进行合成，那么DFT处理器24准备具有波计数9、11、13、...33的正弦波的正弦信号和余弦信号。对正弦数据和余弦数据以及从采集数据头部到第8192个样本的采集信号执行乘法处理，并且在累加存储器25中将乘法结果相加。至少对第8192个样本执行乘法和加法一个循环。因此得到每个合成的正弦波的频率分析结果。

如果在至少一个循环中对第Nd个样本执行DFT，则可以得到频率分析结果。为了增大S/N比，可在DFT系统中执行同步相加。在基于每一2ⁿ个样本的单位对采集的响应信号执行同步相加10次的同时，DFT处理器24以8192个样本为单位在5个循环(10/2)中执行乘法和加法处理并将结果进行平均。

根据利用DFT处理器24的频率分析技术，在累加存储器25中响应采集信号被相加。相加的数据然后被舍弃。

例如，当对正弦波进行频率分析时，可以以Nd个样本为单位对采集信号执行FFT。然而，在这种情况下，需要用于Nd个样本的存储器容量。

根据利用DFT的频率分析，在累加存储器25中需要的存储器容量是用于在每个正弦波分量处相加正弦数据和余弦数据的积的容量。例如，如果具有波计数9、11、13、...33的十二个正弦波被存储，那么所需的存储器容量被减小到十二个样本。

等式(16)和(17)用于通过DFT计算幅度值：

$\left|G\left(k\right)\right|=|\underset{h=0}{\overset{\mathrm{Nd}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left(n\right)\&CenterDot;\exp (-j2\mathrm{\&pi;hk}/\mathrm{Nd})|,h=\mathrm{0,1},...,\mathrm{Nd}-1...\left(16\right)$

$=\left|\underset{h=0}{\overset{\mathrm{Nd}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\right\{g\left(n\right)\&CenterDot;(\cos (2\mathrm{\&pi;hk}/\mathrm{Nd})-i\&CenterDot;g\left(n\right)\&CenterDot;\left(\sin (2\mathrm{\&pi;hk}/\mathrm{Nd})\right)\}|...\left(17\right)$

其中g(n)表示采集数据。

等式(16)和(17)示出从采集数据的头部开始的乘法和加法使得响应采集数据一旦被加到累加存储器25就能够被舍弃。

DFT处理器24和FFT处理器23的频率分析结果被提供到合成器32。

合成器32将FFT处理器23的频率分析结果(也称作偶数索引)与DFT处理器24的频率分析结果(也称作奇数索引)进行合成，从而得到最终的频率分析结果。以这种方式，分辨率增大频带内的中间索引被内插。因此作为结果产生分辨率增大频带。

特性分析处理器33基于从合成器32得到的频率分析结果，执行诸如分析频率-幅度特性之类的各种处理。

特性分析处理器33校正幅度值使得作为由合成器32得到的频率分析结果的频率-幅度值变得平坦。

基于校正结果对频率-幅度特性进行分析并且对增益进行分析。如之前所讨论的，频率-幅度特性的分析结果用于调整均衡器(EQ)。增益分析结果用于设定增益。术语增益包含与扩音器的效率以及墙壁的吸声特性和声反射特性相关的信息，并且通常出于对频率特性的预计目的，根据特定频带的平均级来计算增益。

特性分析处理器33对频率分析结果的后续校正执行低频频带精细分析。更具体地，基于分辨率增大频带中的幅度特性确定每个扩音器SP的低频频带再现性能。确定结果用于低音管理处理。

在本实施例的测量操作中，根据以2ⁿ个样本为单位执行的同步相加和平均处理的结果，得到仅2ⁿ个样本的正弦波的响应信号分量的频率分析结果。对该正弦波分量执行DFT并且频率分析结果被得到。

在本实施例的测量操作中，用于分辨率提高的存储器容量的增大仅是用于DFT处理的累加存储器25的容量(即用于与合成正弦波的数目相等的数目个样本的容量)。从标准分辨率级别开始的计算量的增大仅是用于DFT处理的计算量。

相比于其中测量信号的样本数目N被增大2的幂的相关技术，本实施例的测量操作没有增大提高分辨率所需的存储器容量以及计算量。更具体地，用于增大分辨率的存储器容量以及计算量在实质上被减小。

在上述讨论中，由诸如图9的硬件结构之类的硬件结构来执行本实施例的测量操作。如图14所示，如果DSP 40包括DSP内核(CPU)41和存储器42，则可以利用软件和DSP 40来执行本实施例的测量操作。

如图14所示，由图2的A/D转换器3向DSP 40提供音频信号。在DSP内核41的控制下的DSP 40将来自A/D转换器3的音频信号缓冲在存储器42上。

在D/A转换器5的控制下，在存储器42上缓冲的音频信号可以被输出到D/A转换器5。

存储器42包含地表示被包含在DSP内核41中的存储器，并存储测量操作所需的周期信号数据26a和逆周期信号数据26b。存储器42还包括执行DSP 40的软件处理所需的测量程序42a，DSP 40的软件处理用于本实施例的测量操作。

图15是示出执行本实施例的测量操作的图14的DSP内核41的处理的流程图。DSP内核41根据测量程序42a执行处理。

作为对作为测量信号的响应信号进行的测量处理，图15仅示出是用于测量频率-幅度特性的处理而不是用于测量脉冲响应的处理。

在此，响应于来自CPU 9的测量操作开始命令开始处理，所述测量操作开始命令响应于基于用户操作的声场校正处理开始命令。

在图15的步骤S101，DSP内核41执行测量信号输出处理。测量信号被连续输出预定的次数。

更具体地，将周期信号数据26a的值从存储器42输出到D/A转换器5。根据存储在存储器42上的正弦函数(正弦表)，DSP内核41合成并输出如下的正弦波的值，该正弦波在分辨率增大频带内具有与除2^d的整数倍数外的索引相对应的波计数。

重复周期信号和正弦波的合成及输出，直到包含Nd(2^n+d)个样本的测量信号的一个周期被输出了预定次数(为了使频率分辨率加倍输出六次)。

在这种情况下提供到D/A转换器5的信号还被转换为模拟信号。模拟信号被图2的放大器6放大，并且经由扬声器输出端子Tout被输出到扩音器SP。然后从扩音器SP发出响应于该模拟信号的声音。

在步骤S102，执行声音采集处理。在步骤S101中输入到A/D转换器3的测量信号的响应信号被采集。更具体地，在如下的时刻开始将来自A/D转换器3的输入音频信号缓冲到存储器42上，该时刻是对应于从步骤S101中的测量信号输出处理开始起已经逝去2ⁿ个样本的时刻(参见图12)。如之前所讨论的，在n＝12并且d＝1的情况下，以2ⁿ个样本为单位执行同步相加和平均处理十次。在步骤S102的采集处理中，执行同步相加和平均处理十次。

如图15所示，在步骤S101的测量信号输出处理之后，是步骤S102的声音采集处理，步骤S103的同步相加/平均处理和步骤S105的DFT处理。参考图12，以与测量信号输出处理同时执行S102、S103和S105的一部分的方式，执行步骤S102、S103和S105。

一旦开始步骤S102的声音采集处理，随后就并行地执行步骤S103和步骤S104的同步相加和平均处理以及FFT处理，和步骤S105的DFT处理。

在步骤S103，以2ⁿ个样本为单位同步相加在步骤S102中在DFT处理器24上缓冲的采集信号(采集响应信号)。以2ⁿ个样本为单位的同步相加和平均处理被执行2^d次。

在存储器42中保留用于同步相加和平均处理的采集数据的缓冲区。

在步骤S104，对相加/平均结果执行FFT。更具体地，以2ⁿ个样本为单位对在步骤S103中存储在存储器42上的2ⁿ个样本的同步相加和平均结果执行FFT。因此得到用作测量信号的基础的2ⁿ个样本的周期信号的响应信号分量的频率分析结果。换言之，得到仅是如下的正弦波分量的频率分析结果，所述正弦波在测量信号内具有除2^d的整数倍数外的波计数。

在步骤S105，在分辨率增大频带内的除2^d的整数倍数外的索引处从采集信号的头部开始DFT。更具体地，对在步骤S102的声音采集处理中在存储器42上缓冲的采集信号以及与被合成到测量信号中的正弦波相应的正弦信号和余弦信号执行DFT。

如之前所讨论的，DFT计算指针循环从采集信号的头部到其第Nd个样本(第2^n+d个样本)经过采集信号，从而使得对采集信号以及每个正弦波分量的正弦数据和余弦数据执行乘法和加法运算预定的次数。为了进行平均，将每个正弦波的加法结果除以相加次数。因此得到每个合成正弦波的频率-幅度值(仅正弦波分量的频率分析结果)。

利用在步骤S101中使用的存储器42上的sin函数(表)可以生成正弦数据和余弦数据。

在步骤S106，在步骤S104得到的FFT结果和在步骤S105得到的DFT结果被合成。以这种方式，在预定的分辨率增大频带中，在根据FFT结果得到的2^d的整数倍数的索引之间的索引部分被填充除2^d的整数倍数外的索引。从而提高了频率分辨率。

在步骤S107，执行幅度值校正处理。执行幅度值校正处理使得在步骤S106的合成处理中得到的频率分析结果的每个幅度值对频率具有平坦的特性。

在步骤S108，执行各种分析处理。基于幅度值校正处理之后的频率分析结果，执行频率-幅度特性分析、增益分析以及低频精细分析。

当根据采集响应信号获取脉冲响应时，通过计算存储在图14的存储器42上的逆周期信号数据26b以及步骤S103中的同步相加和平均结果和步骤S104中的FFT结果之一，来相加脉冲计算处理(在图15中未示出)。更具体地，在频域中将同步相加和平均结果(或者FFT结果)与逆周期信号数据26b相乘，并对作为结果得到的积进行IFFT处理。

在下文中描述本发明的第二实施例。

根据第一实施例，通过在仅根据为了增大频率分辨率而合成的正弦波分量得到分析结果时对采集信号执行DFT处理，所需的存储器容量和计算量被减小。在本发明的第二实施例中，对采集信号执行抽取(decimation)和相加/平均处理，并对抽取和相加平均结果执行FFT处理。因此所需的存储器容量和计算量被减小。

图16示出本发明的第二实施例的AV放大器1中的DSP 45的内部结构。在图16中，用相同标号指定与参考第一实施例(图2和图9)描述的那些元件相同的元件，然后在此省略对它们的讨论。

第二实施例的DSP 45不包括在DSP 4中使用的DFT处理器24和累加存储器25，而是包括抽取和相加/平均处理器46、抽取和相加缓冲器47、FFT处理器48和目标索引提取器49。

抽取和相加/平均处理器46利用抽取和相加缓冲器47对来自声音缓冲存储器20的采集信号执行抽取和相加/平均处理。

图17A和图17B示出由抽取和相加/平均处理器46执行的抽取和相加/平均处理。图17A和图17B每个的上部部分示出了在时域中以2ⁿ个样本为单位在声音缓冲存储器20上连续得到的采集数据，并且图17A和图17B每个的下部部分示出在抽取和相加缓冲器47上的缓冲操作。

在图17A和图17B中，假设n＝12并且d＝1(N＝4096并且Nd＝8192)。

抽取率为1/64(每64个样本抽取一个样本)。抽取和相加缓冲器47的容量被设定用于128个样本。在值被设定的情况下，如图17A所示，8192个样本(4096×2)的测量信号的一个周期填充用于128个样本的抽取和相加缓冲器47。

类似地，如图17B所示，在测量信号的后续周期中执行抽取处理。抽取结果被存储到抽取和相加缓冲器47上。更具体地，第一样本的值被加到存储在抽取和相加缓冲器47上的第一样本值，第二样本的值被加到存储在抽取和相加缓冲器47上的第二样本值，依此类推。以这种方式，在测量信号的周期上的相同抽取位置处的样本值被彼此相加。

抽取和相加/平均处理被执行预定的次数。为了进行平均，在抽取和相加缓冲器47上得到的128个样本的每个样本被除以相加的次数。

在n＝12并且d＝1的情况下，基于每一8192个样本的单位执行采集操作五次。抽取和相加/平均处理也被执行五次。

返回图16，由抽取和相加/平均处理器46提供的抽取和相加平均结果被提供到FFT处理器48用于FFT处理。

图18示出通过对抽取和相加平均结果执行FFT处理而得到的频率分析结果。

如果如图18所示对抽取和相加平均结果执行了FFT处理，则在响应于抽取率的频率范围内得到幅度值。如果没有进行抽取处理，则应该在到Fs/2(Hz)的范围内得到幅度值。更具体地，在抽取率为1/64并且Nd＝8192的情况下，有效索引到(Fs/2)/64＝375Hz(Fs＝48kHz)。

在低音管理系统中测量需要的频带在超重低音音箱的情况下频率范围更宽，即约200Hz。如果通过对Fs＝48kHz执行抽取率为1/64的抽取处理而得到375Hz的分析结果，那么这是满足需要的。

如图16中所示，目标索引提取器49从FFT处理器48接收仅具有低频区域的幅度值的频率分析结果。目标索引提取器49仅提取在预定的分辨率增大频带内的除2^d的整数倍数外的索引的幅度值。所提取的除2^d的整数倍数外的索引的幅度值然后被提供到合成器32。

合成器32合成在FFT处理器23中得到的2^d的整数倍数的索引的幅度值和在预定分辨率增大频带内的除2^d的整数倍数外的索引的幅度值。这形成分辨率增大频带。

根据第二实施例的技术，在Nd＝8192的情况下，需要用于增大频率分辨率的存储器容量上的增大是抽取和相加缓冲器47中的128个样本。

用于增大频率分辨率的计算量上的增大被限制为如下的计算量：用于获取抽取和相加平均结果的计算量和用于FFT处理器48的计算量。因为FFT处理器48对已经在抽取处理中被减小了的采集信号执行FFT处理，所以计算量实质上被减小。该计算量上的增大远小于在如下情况下所需的计算量，所述情况即当通过以Nd个样本为单位对测量信号执行FFT处理来得到合成正弦波的频率分析结果时的情况。

根据第二实施例的技术，通过设定抽取和相加/平均处理器46上的抽取率来确定在FFT处理器48的分析结果中的可观测频率上限。在以上参考的情况下，在n＝12并且d＝1情况下，Nd＝8192。如果在d＞1的情况下将抽取率设定为1/64，那么在分析结果中的可观测频率上限是375Hz。

根据第二实施例的技术，确定抽取和相加/平均处理器46中的抽取率使得在FFT处理器48的分析结果中得到预定的分辨率增大频带内的幅度值。在响应于分辨率增大频带确定抽取率的情况下，基于测量信号的采样计数Nd的值，需要用于抽取和相加/平均处理的存储器容量被自动确定。根据该存储器容量，抽取和相加缓冲器47的容量被确定。

如果测量信号的样本计数Nd(＝2^n+d)增大(以在增大d的值的情况下提供较高的频率分辨率)，那么抽取和相加缓冲器47的存储器容量增大，并且FFT处理器48的计算量也趋于增大。然而，该存储器容量上的增大远小于与如下情况相关的存储器容量，所述情况即当通过对Nd个样本的测量信号的采集信号执行FFT处理来得到仅正弦波的频率分析结果时的情况。

抽取处理通常也被称作下采样。当执行下采样处理时，将低通滤波器(LPF)用于控制折叠噪声(folding noise)。第二实施例的技术不需要低通滤波器。

本发明的第二实施例意欲增大低频区域中的频率分辨率。出于此目的，将诸如1/64之类的相对较高的值设定为抽取率(下采样率)。如图18所示，在除低频区域(上至频率上限200Hz)外的抽取和相加平均分量中没有数据存在。除在N＝2ⁿ的索引处外，理论上不存在来自比频率上限更高的频率的折叠噪声。

如果在测量空间中生成的噪声足够高以至于影响了测量值，那么可以在利用LPF对采集数据进行频带限定处理之后，执行抽取和相加/平均处理。

根据第二实施例，可以以如在第一实施例中那样的相同方式利用软件来执行测量操作。

如果在第二实施例中利用软件执行测量操作，那么可以使用与图14的结构相同的结构并且在此省略对它的讨论。然而，测量程序42a是用于致使DSP内核41执行第二实施例的测量操作的测量程序。

图19是示出根据测量程序42a由DSP内核41执行的第二实施例的测量操作的流程图。

在步骤S201的测量信号输出处理和在步骤S202的采集处理分别与图15的步骤S101和S102的处理相同。

在步骤S202的采集处理之后，并行地执行如下的两个处理：步骤S203和S204的用于得到2ⁿ个样本的原始周期信号的响应信号分量的频率分析结果的处理，和步骤S205、S206和S207的用于得到合成正弦波的频率分析结果的处理。步骤S203和S204分别与步骤S103和S104相同，进而在此省略对它们的讨论。

在步骤S205，对在步骤S202得到的采集信号执行抽取和相加/平均处理。更具体地，在预定的抽取和相加平均结果上的每个周期抽取采集信号(例如1/64)，并将抽取结果同步相加到存储器42上。同步相加被执行预定的次数，并且为了进行平均，结果被除以相加的次数。

在步骤S206，对在步骤S205得到的抽取和相加平均结果执行FFT处理。在步骤S207，从在步骤S206得到的FFT结果中提取分辨率增大频带内的除2^d的整数倍数外的索引的幅度值。

步骤S208、S209和S210分别与步骤S106、S107和S108相同。更具体地，在步骤S208中，合成在步骤S204得到的FFT结果和在步骤S207得到的索引提取结果(幅度值提取结果)。分辨率增大频带因此被构造。

在步骤S209，对在步骤S208合成的频率分析结果执行幅度值校正处理。在步骤S210，基于在步骤S209得到的幅度值校正结果执行频率-幅度特性分析、增益分析和低频精细分析。

已经讨论了本发明的实施例，并且本发明并不局限于上述的实施例。

在以上的讨论中，AV放大器1支持5.1声道环绕系统。例如，AV放大器1可以支持包括诸如7.1声道、2.1声道和L/R 2声道立体声系统之类的其他环绕系统的任一种立体声系统。即使在这样的系统中，测量操作保持不变，即来自扩音器的测量信号被采集并且该采集结果被分析。

在以上的讨论中，将本发明的实施例的信号处理装置应用于AV放大器1。可替代地，可以将信号处理装置应用于其他电子设备。

在以上的讨论中，2ⁿ个样本的周期信号用作生成测量信号的基础。与相关技术中的TSP信号一样，使用包含以Fs/N Hz为步长的处于相同增益级的范围为从0Hz到Fs/2Hz的信号的基带信号。令“N”表示样本数目并且“Fs”表示采样频率。对基带信号执行预定的相位旋转和音量增大处理。可替代地，可以将具有2ⁿ个样本的伪随机信号用作一个周期。在这种情况下，存在不能够根据测量信号的采集结果确定脉冲响应的时候。通过以与上述讨论的测量操作相同的方式执行频率分析，仍可以增大频率分辨率。更具体地，如果在频率分析结果中只有增大频率分辨率是重要的，那么周期信号仅是具有2ⁿ个样本的周期信号。

当基于如在以上参考的实施例中描述的相同测量信号同时实现频率分析结果中的频率分辨率增大以及脉冲响应的获取二者时，使用满足如下条件的信号：在具有2ⁿ个样本的周期信号上以Fs/N Hz为步长，包含范围从0Hz到Fs/2Hz的信号。

利用FFT处理执行对采集信号的同步相加和平均结果的频率分析(仅是对2ⁿ个样本的周期信号的响应信号分量的频率分析)。可替代地，可以使用诸如DFT处理之类的不同的频率分析技术。

根据第二实施例，为了进行频率分析，对抽取和相加平均结果执行FFT处理。可替代地，可以使用诸如DFT处理之类的不同的频率分析技术。

当基于根据测量操作而得到的频率-幅度特性的分析结果执行低频精细分析时，使用分辨率增大频带内的所有索引的幅度值。可以仅将分辨率增大频带内的一部分索引用于低频精细分析。例如，可以仅使用用作八个单位的分界符的索引的幅度值，或者仅使用最接近八个单位的分界的频率的索引的幅度值。

本领域中的技术人员应理解，根据设计需求及其他因素可以想到各种修改、组合、子组合和变更，只要它们落入随附权利要求或其等价物的范围之内。

相关申请的交叉引用

本发明包含与2007年2月5日递交到日本专利局的日本专利申请JP2007-025921相关的主题，该日本专利申请的全部内容通过引用被结合于此。

Claims (11)

1.一种信号处理装置，包括：

用于输出测量信号的信号输出装置，所述测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦波进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，所述正弦波在所述2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；以及

分析装置，用于对作为对从所述信号输出装置输出的所述测量信号进行采集的结果获得的响应信号进行频率分析。

2.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述分析装置将第一频率分析结果与第二频率分析结果进行合成，并且得到所述测量信号的频率分析结果，其中，所述第一频率分析结果是仅对2ⁿ个样本的周期信号的分量进行频率分析得到的，并且所述第二频率分析结果是仅对合成的正弦波的分量进行频率分析得到的。

3.如权利要求2所述的信号处理装置，其中所述分析装置根据如下的结果得到所述第一频率分析结果，该结果即基于每一2ⁿ个样本的单位对所述测量信号的所述响应信号进行同步相加/平均2^d的整数倍数次并且对所述同步相加/平均的结果执行快速傅立叶变换和离散傅立叶变换之一的结果，并且通过将与所述合成正弦波对应的正弦数据和余弦数据与所述测量信号的所述响应信号相乘并将作为结果得到的积相加来得到所述第二频率分析结果。

4.如权利要求2所述的信号处理装置，其中所述分析装置通过基于每一2ⁿ个样本的单位对所述测量信号的所述响应信号进行同步相加/平均2^d的整数倍数次并且对所述同步相加/平均的结果执行快速傅立叶变换和离散傅立叶变换之一来得到所述第一频率分析结果，并且通过对如下的结果执行快速傅立叶变换和离散傅立叶变换之一来得到所述第二频率分析结果，该结果即通过对所述测量信号的所述响应信号进行下采样而得到的结果。

5.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述信号输出装置实时地连续输出预先存储的2ⁿ个样本的周期信号，输出基于正弦函数而生成的所述正弦波，并且将所述周期信号与所述正弦波进行合成。

6.如权利要求1所述的信号处理装置，其中所述信号输出装置输出在预定频带内具有增大的增益的信号作为所述测量信号。

7.如权利要求1所述的信号处理装置，其中基于如下的信号生成所述周期信号，该信号包含以Fs/N Hz为步长从0Hz到Fs/2Hz的信号，N表示所述周期信号的样本数目并且Fs表示采样频率，并且

其中所述分析装置通过基于每一2ⁿ个样本的单位对所述测量信号的所述响应信号进行同步相加/平均2^d的整数倍数次并且对所述同步相加/平均的结果和所述周期信号的逆信号执行计算处理来计算脉冲响应。

8.一种信号处理方法，包括以下步骤：

输出测量信号，所述测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦波进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，所述正弦波在所述2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；并且

对作为采集所输出的测量信号的结果而得到的响应信号进行频率分析。

9.一种用于致使计算机执行信号处理方法的程序，包括以下步骤：

输出测量信号，所述测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦波进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，所述正弦波在所述2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；并且

对作为采集所输出的测量信号的结果而得到的响应信号进行频率分析。

10.一种生成信号的方法，包括生成测量信号的步骤，所述测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦波进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，所述正弦波在所述2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数。

11.一种信号处理装置，包括：

输出测量信号的信号输出单元，所述测量信号是通过将由2^d个周期信号的串接组成的信号与正弦波进行合成而产生的，每个周期信号具有2ⁿ个样本的时域波形周期，所述正弦波在所述2^d个周期信号的串接周期内具有除2^d的整数倍数外的波计数，并且n和d分别是自然数；以及

分析单元，用于对作为对从所述信号输出装置输出的所述测量信号进行采集的结果获得的响应信号进行频率分析。

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