JP2725838B2 - インパルス応答の測定方法 - Google Patents
インパルス応答の測定方法Info
- Publication number
- JP2725838B2 JP2725838B2 JP14234089A JP14234089A JP2725838B2 JP 2725838 B2 JP2725838 B2 JP 2725838B2 JP 14234089 A JP14234089 A JP 14234089A JP 14234089 A JP14234089 A JP 14234089A JP 2725838 B2 JP2725838 B2 JP 2725838B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- impulse
- inverse filter
- discrete
- impulse response
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、系の未知の動特性、例えば音楽ホールの各
場所における音響特性を測定するために行われるインパ
ルス応答の測定方法に係り、特に任意波形の入力と該任
意波形入力に対する逆フィルタとを利用して高精度のイ
ンパルス応答を測定するための測定用入力波形の選定に
関する。
場所における音響特性を測定するために行われるインパ
ルス応答の測定方法に係り、特に任意波形の入力と該任
意波形入力に対する逆フィルタとを利用して高精度のイ
ンパルス応答を測定するための測定用入力波形の選定に
関する。
［従来の技術］ インパルス応答のディジタルによる測定方法として従
来下記のものがある。
来下記のものがある。
１） インパルス法（第２図） この方法は被測定系に単位インパルス信号を入力し、
これに対する該被測定系の応答をもって該系のインパル
ス応答とするものである。この場合、ディジタル信号処
理を行うためには近似的な単位サンプル応答を求める方
法を用いる。一般にインパルス信号又は持続時間の極め
て短いパルス信号は波高に対してエネルギーが極めて小
さいため、この測定法では、測定のS/Nが悪くなり、S/N
の良い測定を行うためには極めて多くの同期加算が必要
となり、測定精度を高くすることが困難である。
これに対する該被測定系の応答をもって該系のインパル
ス応答とするものである。この場合、ディジタル信号処
理を行うためには近似的な単位サンプル応答を求める方
法を用いる。一般にインパルス信号又は持続時間の極め
て短いパルス信号は波高に対してエネルギーが極めて小
さいため、この測定法では、測定のS/Nが悪くなり、S/N
の良い測定を行うためには極めて多くの同期加算が必要
となり、測定精度を高くすることが困難である。
２） 任意信号とその信号の逆フィルタを用いる方法
（第３図） この方法は被測定系に任意の信号を入力し、そのとき
の系の応答に、入力信号の逆フィルタを畳み込んだもの
を、該系のインパルス応答とするものである。こゝで、
ある信号に対する逆フィルタとは、該信号に対し直線状
畳み込みを行った結果がインパルスになるような信号伝
送系である。
（第３図） この方法は被測定系に任意の信号を入力し、そのとき
の系の応答に、入力信号の逆フィルタを畳み込んだもの
を、該系のインパルス応答とするものである。こゝで、
ある信号に対する逆フィルタとは、該信号に対し直線状
畳み込みを行った結果がインパルスになるような信号伝
送系である。
この方法は、どのような非インパルス信号を用いた場
合もインパルスに比べて波高値に対するエネルギーが大
きくなるため、測定のS/Nが向上する。しかし、逆フィ
ルタに通すことにより誤差が存在するときは、この誤差
がそのまま測定誤差に繰り込まれ、測定精度が悪化す
る。従って誤差の少い逆フィルタを求めることが重要で
あるが、どのような信号に対しても誤差の少い逆フィル
タが存在するわけではないから、結局、誤差の少い逆フ
ィルタが存在するような入力信号の選定が最重要な課題
となる。
合もインパルスに比べて波高値に対するエネルギーが大
きくなるため、測定のS/Nが向上する。しかし、逆フィ
ルタに通すことにより誤差が存在するときは、この誤差
がそのまま測定誤差に繰り込まれ、測定精度が悪化す
る。従って誤差の少い逆フィルタを求めることが重要で
あるが、どのような信号に対しても誤差の少い逆フィル
タが存在するわけではないから、結局、誤差の少い逆フ
ィルタが存在するような入力信号の選定が最重要な課題
となる。
現在までの所、上記方法における入力信号の選定法と
して次の方法が提案されている。
して次の方法が提案されている。
ａ） Berkhoutの周波数掃引信号 A.J.Berkhout,D.de Vries and M,M,Boone“A New Met
hod to Acquire Impulse Responses in Concert Hall
s,"J.A,S.A.,68,179−183（1980）において、掃引正弦
波を入力信号とし、これに対する被測定系の応答に対し
て該入力信号の逆フィルタを畳み込んで、インパルス応
答を求める手法が提案された。しかし、Fsを標本化周波
数とするとき、このような信号でFs/2までいっぱいの掃
引を行うと、FM変調の側波帯が広がって、実際のスペク
トルはFs/2よりも広がったものとなる。また、この信号
を低域ろ波すれば、フィルタのインパルス応答の影響で
長い尻尾を持った特性になることも考えられる。さら
に、低域ろ波後の信号の逆フィルタの精度の問題もあ
る。
hod to Acquire Impulse Responses in Concert Hall
s,"J.A,S.A.,68,179−183（1980）において、掃引正弦
波を入力信号とし、これに対する被測定系の応答に対し
て該入力信号の逆フィルタを畳み込んで、インパルス応
答を求める手法が提案された。しかし、Fsを標本化周波
数とするとき、このような信号でFs/2までいっぱいの掃
引を行うと、FM変調の側波帯が広がって、実際のスペク
トルはFs/2よりも広がったものとなる。また、この信号
を低域ろ波すれば、フィルタのインパルス応答の影響で
長い尻尾を持った特性になることも考えられる。さら
に、低域ろ波後の信号の逆フィルタの精度の問題もあ
る。
ｂ） 青島の時間引き伸ばしパルス 上記ａ）に対し青島は、N.Aoshima:“Computer−Gene
rated Pulse Signal Applied for Sound Measurement,"
J.A.S.A.,69,1484−1488（1981）において、高域と低域
を減衰させたインパルス信号Ｐ（ｋ）に、次式（１）の
ように位相を周波数の２乗に比例させて円状シフトする
フィルタＨ（ｋ）をかけることで、大きなエネルギーを
持つ時間引き伸ばしパルス（TSP,Time Streched Puls
e） S（ｋ）＝Ｐ（ｋ）Ｈ（ｋ）を作り出すという大変
巧妙な手法を提案した。
rated Pulse Signal Applied for Sound Measurement,"
J.A.S.A.,69,1484−1488（1981）において、高域と低域
を減衰させたインパルス信号Ｐ（ｋ）に、次式（１）の
ように位相を周波数の２乗に比例させて円状シフトする
フィルタＨ（ｋ）をかけることで、大きなエネルギーを
持つ時間引き伸ばしパルス（TSP,Time Streched Puls
e） S（ｋ）＝Ｐ（ｋ）Ｈ（ｋ）を作り出すという大変
巧妙な手法を提案した。
このフィルタＨ（ｋ）の周波数特性は単位円の上半分
と下半分とが複素共役になっているので、その離散的逆
フーリエ変換ｈ（ｎ）は実数となる。したがって、Ｐ
（ｋ）も複素共役にしてやれば、Ｓ（ｋ）の離散的逆フ
ーリエ変換ｓ（ｎ）は実数となるので、入力信号として
現実の世界で用いることができることになる。
と下半分とが複素共役になっているので、その離散的逆
フーリエ変換ｈ（ｎ）は実数となる。したがって、Ｐ
（ｋ）も複素共役にしてやれば、Ｓ（ｋ）の離散的逆フ
ーリエ変換ｓ（ｎ）は実数となるので、入力信号として
現実の世界で用いることができることになる。
このフィルタＨ（ｋ）の出力を被測定系に加えた場合
の該系の応答を次式（２）に示すようにｈ（ｎ）の離散
的フーリエ変換の逆数で計算した逆フィルタ に通せば、結果として、該系のインパルス応答が求めら
れることが期待される。しかし、この方法では、入力信
号にＰ（ｋ）という低域と高域のエネルギーが小さな特
性をかけているため、求まる応答は、正確にはインパル
ス応答ではなく、被測定系の応答とＰ（ｋ）とが組合わ
さったものが測定されることになる。
の該系の応答を次式（２）に示すようにｈ（ｎ）の離散
的フーリエ変換の逆数で計算した逆フィルタ に通せば、結果として、該系のインパルス応答が求めら
れることが期待される。しかし、この方法では、入力信
号にＰ（ｋ）という低域と高域のエネルギーが小さな特
性をかけているため、求まる応答は、正確にはインパル
ス応答ではなく、被測定系の応答とＰ（ｋ）とが組合わ
さったものが測定されることになる。
［発明が解決しようとする課題］ 本発明の目的は、任意の非インパルス波形信号および
その逆フィルタを用いるインパルス応答の測定法に用い
る入力信号であって、インパルス信号と比べてエネルギ
ーが十分大きく、精度の良い逆フィルタが容易に求ま
り、正確なインパルス応答が求まることの可能な入力信
号の選定を行うことにある。
その逆フィルタを用いるインパルス応答の測定法に用い
る入力信号であって、インパルス信号と比べてエネルギ
ーが十分大きく、精度の良い逆フィルタが容易に求ま
り、正確なインパルス応答が求まることの可能な入力信
号の選定を行うことにある。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため、本発明によるインパルス応
答の測定方法は、線形時間不変な連続時間の被測定系に
対する非インパルスの任意波形入力信号と該入力信号の
逆フィルタとを用いて上記被測定系の離散的インパルス
応答を測定する方法において、該入力信号は、全ての離
散周波数において平坦なスペクトルを有し、位相特性が
連続でかつ離散周波数の自乗に比例し、さらに標本数の
1/2の離散周波数における該入力信号の離散的フーリエ
変換が１＋j0となるような波形であることを特徴とする
ものである。
答の測定方法は、線形時間不変な連続時間の被測定系に
対する非インパルスの任意波形入力信号と該入力信号の
逆フィルタとを用いて上記被測定系の離散的インパルス
応答を測定する方法において、該入力信号は、全ての離
散周波数において平坦なスペクトルを有し、位相特性が
連続でかつ離散周波数の自乗に比例し、さらに標本数の
1/2の離散周波数における該入力信号の離散的フーリエ
変換が１＋j0となるような波形であることを特徴とする
ものである。
［作用］ 動特性が未知の線形時間不変な連続時間の被測定系の
離散時間インパルス応答を任意の非インパルス波形入力
とその逆フィルタにより測定する場合には、一般に第１
図に示すように、任意の非インパルス波形入力信号をD/
A変換器を介して被測定系に加え、該系の応答をA/D変換
器を介して該入力信号に対する逆フィルタに加えた場合
の出力として離散時間インパルス応答が求められる。こ
ゝで、ある信号に対する逆フィルタとは、前記非インパ
ルス波形入力信号ｇ（ｎ）に対する逆フィルタのインパ
ルス応答関数ｈ（ｎ）の直線状畳み込みが であたえられるものをいう。ただしδ（ｎ）は単位イン
パルス信号を表わす。
離散時間インパルス応答を任意の非インパルス波形入力
とその逆フィルタにより測定する場合には、一般に第１
図に示すように、任意の非インパルス波形入力信号をD/
A変換器を介して被測定系に加え、該系の応答をA/D変換
器を介して該入力信号に対する逆フィルタに加えた場合
の出力として離散時間インパルス応答が求められる。こ
ゝで、ある信号に対する逆フィルタとは、前記非インパ
ルス波形入力信号ｇ（ｎ）に対する逆フィルタのインパ
ルス応答関数ｈ（ｎ）の直線状畳み込みが であたえられるものをいう。ただしδ（ｎ）は単位イン
パルス信号を表わす。
逆フィルタを有限演算時間で実現するために、逆フィ
ルタとして許容される標本数をＭとし、離散化された直
線状畳み込みを表わす式（３）の積和を有限長Ｍで近似
することを考える。
ルタとして許容される標本数をＭとし、離散化された直
線状畳み込みを表わす式（３）の積和を有限長Ｍで近似
することを考える。
目標としては を目指すが実際には となる。ここで、n0はこのサンプリング時刻でインパル
スが発生することを示し、逆フィルタの入出力の時間的
ずれを表わす。ｄ（ｎ）は積和を有限長で近似したた
め、実際の畳み込みが正確には目標出力δ（ｎ）となら
ないある数列を表わす。
スが発生することを示し、逆フィルタの入出力の時間的
ずれを表わす。ｄ（ｎ）は積和を有限長で近似したた
め、実際の畳み込みが正確には目標出力δ（ｎ）となら
ないある数列を表わす。
実際の畳み込みｄ（ｎ）と目標出力δ（ｎ）との差を
残差と呼ぶ。
残差と呼ぶ。
こゝで青島の時間引き延ばしパルスにおいて、上記Ｐ
（ｋ）を用いずに、Ｈ（ｋ）を離散的逆フーリエ変換し
たものを入力信号として用い、式（１）を一般化して と表わす。ただしｋは離散的周波数、Ｎは標本点の総
数、αは比例定数とする。
（ｋ）を用いずに、Ｈ（ｋ）を離散的逆フーリエ変換し
たものを入力信号として用い、式（１）を一般化して と表わす。ただしｋは離散的周波数、Ｎは標本点の総
数、αは比例定数とする。
このTSP信号は、インパルスに比べてエネルギーが非
常に大きく、S/Nの高い測定が可能であるという青島の
提案した入力信号の長所はそのままに持ち、かつ、全て
のｋでスペクトルが平坦である。
常に大きく、S/Nの高い測定が可能であるという青島の
提案した入力信号の長所はそのままに持ち、かつ、全て
のｋでスペクトルが平坦である。
第４図（ａ）は式（５）に基づいて、α＝3.6×10-3
とおいて計算したＨ（ｋ）を離散的逆フーリエ変換して
求めたTSPを示したものである（この図には円状シフト
が施してある）。これを見ると、周波数が高い成分が最
初にきて次第に低くなっているのが分かる。また、バー
スト部分の振幅は必ずしも一定ではなく、先頭の部分に
は、細長い‘鼻’がついている。
とおいて計算したＨ（ｋ）を離散的逆フーリエ変換して
求めたTSPを示したものである（この図には円状シフト
が施してある）。これを見ると、周波数が高い成分が最
初にきて次第に低くなっているのが分かる。また、バー
スト部分の振幅は必ずしも一定ではなく、先頭の部分に
は、細長い‘鼻’がついている。
第４図（ｂ）は、第４図（ａ）の逆フィルタをＭ＝10
24で近似して求めたものである。第４図（ｃ）は、第４
図（ｂ）の逆フィルタとしての精度を調べるため式
（４）によって、第４図（ａ）と直線状畳み込みを行っ
た結果（の縦軸を100倍したもの）を示したものであ
る。また、第４図（ｄ）は、その離散的フーリエ変換で
ある。これらの結果から、残差はあるものの、その成分
はほとんどFs/2（π）付近にかたまっていることが分か
る。なお、この場合の逆フィルタの残差は、10-4程度で
あった。
24で近似して求めたものである。第４図（ｃ）は、第４
図（ｂ）の逆フィルタとしての精度を調べるため式
（４）によって、第４図（ａ）と直線状畳み込みを行っ
た結果（の縦軸を100倍したもの）を示したものであ
る。また、第４図（ｄ）は、その離散的フーリエ変換で
ある。これらの結果から、残差はあるものの、その成分
はほとんどFs/2（π）付近にかたまっていることが分か
る。なお、この場合の逆フィルタの残差は、10-4程度で
あった。
このように、式（５）から作りだしたTSPでは、ある
程度の残差が見られる。これは、式（５）においてＨ
（N/2）を、exp（j αk2）によらずにし意的に１＋j0に
してしまうことによる位相の不連続の影響であると考え
られる。青島がＰ（ｋ）という高域のエネルギーが小さ
くなる特性を用いたのは、こういったFs/2近くの問題を
避けるためとも考えられる。
程度の残差が見られる。これは、式（５）においてＨ
（N/2）を、exp（j αk2）によらずにし意的に１＋j0に
してしまうことによる位相の不連続の影響であると考え
られる。青島がＰ（ｋ）という高域のエネルギーが小さ
くなる特性を用いたのは、こういったFs/2近くの問題を
避けるためとも考えられる。
しかし、この位相の不連続は、αを適当に設定してや
ることにより取り除くことができる。すなわち、離散周
波数N/2における該信号１の離散的フーリエ変換Ｈ（N/
2）が自然に１＋j0になるよう、αk2＝2mπ（ｍは整
数）となるαを選び、これを式で表せば、 ただし、αはｍを適当な整数とするときαk2＝2mπ
（ｋ＝N/2） となるように選ぶものとする。これが、現時点で発明者
の知っている最も精度の良いTSPである。
ることにより取り除くことができる。すなわち、離散周
波数N/2における該信号１の離散的フーリエ変換Ｈ（N/
2）が自然に１＋j0になるよう、αk2＝2mπ（ｍは整
数）となるαを選び、これを式で表せば、 ただし、αはｍを適当な整数とするときαk2＝2mπ
（ｋ＝N/2） となるように選ぶものとする。これが、現時点で発明者
の知っている最も精度の良いTSPである。
［実施例］ 第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。１は
任意の非インパルス入力信号、２はD/A変換器、３は線
形時間不変な連続時間被測定系、４はA/D変換器、５は
逆フィルタ、６は離散時間インパルス応答をそれぞれ表
わす。
任意の非インパルス入力信号、２はD/A変換器、３は線
形時間不変な連続時間被測定系、４はA/D変換器、５は
逆フィルタ、６は離散時間インパルス応答をそれぞれ表
わす。
離散時間インパルス応答を測定するために用いられる
任意の非インパルス入力信号１として、式（６）におい
て、ｍを150とおいてα＝3.595…×10-3とすれば、この
ときのTSPは第５図（ａ）のように鼻がほとんど気にな
らない特性となる（この図と第５図（ｂ）にも円状シフ
トが施してある）。
任意の非インパルス入力信号１として、式（６）におい
て、ｍを150とおいてα＝3.595…×10-3とすれば、この
ときのTSPは第５図（ａ）のように鼻がほとんど気にな
らない特性となる（この図と第５図（ｂ）にも円状シフ
トが施してある）。
このTSPの逆フィルタ５を、Ｍ＝1024で近似して求め
たものが第５図（ｂ）である。第５図（ｃ）は第５図
（ａ）と第５図（ｂ）を直線状に畳み込んだ結果、すな
わち式（４）のｄ（ｎ−n0）に相当する。
たものが第５図（ｂ）である。第５図（ｃ）は第５図
（ａ）と第５図（ｂ）を直線状に畳み込んだ結果、すな
わち式（４）のｄ（ｎ−n0）に相当する。
第５図（ｄ）は第５図（ｃ）のDFTの結果である。第
５図（ｃ），（ｄ）に示す結果を見ると、第４図の場合
に比べはるかによい特性を示し、ほぼ理想的に機能して
いることが分かる。実際、この逆フィルタの残差は、お
よそ10-9しかない。
５図（ｃ），（ｄ）に示す結果を見ると、第４図の場合
に比べはるかによい特性を示し、ほぼ理想的に機能して
いることが分かる。実際、この逆フィルタの残差は、お
よそ10-9しかない。
したがって、任意の非インパルス入力信号１として第
５図（ａ）に示すようなTSPを用い、その逆フィルタ５
として第５図（ｂ）の特性をもつ伝送系を組み合わせて
用いれば、極めて高精度に系のインパルス応答の測定が
可能である。
５図（ａ）に示すようなTSPを用い、その逆フィルタ５
として第５図（ｂ）の特性をもつ伝送系を組み合わせて
用いれば、極めて高精度に系のインパルス応答の測定が
可能である。
具体的には、このTSPを入力して、上記被測定系の応
答が収束するまで十分な長さを取り込み、それに、逆フ
ィルタ５を直線状に畳み込めばよい。このTSPは、通常
のパルスに比較してはるかに大きなエネルギーを持って
はいるが、それでもS/Nが不十分なら、時間軸上で同期
加算を行えばよい。この場合には、応答が収束するだけ
の十分な間隔を置いてTSPを入力し、その応答を同期加
算し、その結果に、逆フィルタ５を直線状に畳み込むこ
とにより離散的インパルス応答を高精度で測定すること
ができる。
答が収束するまで十分な長さを取り込み、それに、逆フ
ィルタ５を直線状に畳み込めばよい。このTSPは、通常
のパルスに比較してはるかに大きなエネルギーを持って
はいるが、それでもS/Nが不十分なら、時間軸上で同期
加算を行えばよい。この場合には、応答が収束するだけ
の十分な間隔を置いてTSPを入力し、その応答を同期加
算し、その結果に、逆フィルタ５を直線状に畳み込むこ
とにより離散的インパルス応答を高精度で測定すること
ができる。
［発明の効果］ 前記インパルス法に比べ、測定のS/Nが非常に高くな
るので、少い測定時間で同じ程度の測定精度が得られ
る。更にまた、他の入力信号と、その逆フィルタとを用
いる場合と比較すると、本発明による場合の逆フィルタ
の精度が非常に良いため、同じ測定誤差の範囲に納める
ための計算量がはるかに少くなる。
るので、少い測定時間で同じ程度の測定精度が得られ
る。更にまた、他の入力信号と、その逆フィルタとを用
いる場合と比較すると、本発明による場合の逆フィルタ
の精度が非常に良いため、同じ測定誤差の範囲に納める
ための計算量がはるかに少くなる。
第１図は任意の離散的入力信号と、その信号の逆フィル
タとを用いた離散的インパルス応答の測定原理に基づく
本発明の実施例を説明するための構成図、 第２図はインパルス応答の測定原理を示す構成図、 第３図は任意の入力信号と、その信号の逆フィルタとを
用いた公知のインパルス応答の測定原理を示す構成図、 第４図は比較のため青島の提案によるものを示し、第４
図（ａ）は時間引き伸ばしパルス（TSP）、第４図
（ｂ）は時間引き伸ばしパルスの逆フィルタ、第４図
（ｃ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィルタの直線
状畳み込み（縦軸を100倍に拡大）の各時間特性を示
し、第４図（ｄ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィ
ルタの直線状畳み込みの周波数特性（縦軸は大きさ、横
軸は規格化周波数（πがFs/2に対応）を表す）を示すグ
ラフ、 第５図は本発明の一実施例に係る図であって、第５図
（ａ）は時間引き伸ばしパルス（α＝3.595×10-3）、
第５図（ｂ）は時間引き伸ばしパルスの逆フィルタ、第
５図（ｃ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィルタの
直線状畳み込み（縦軸を100倍に拡大）、の各時間特性
を示し、第５図（ｄ）は時間引き伸ばしパルスとその逆
フィルタの直線状畳み込みの周波数特性を示すグラフ、
である。 １……任意の非インパルス入力信号 ３……被測定系 ５……逆フィルタ
タとを用いた離散的インパルス応答の測定原理に基づく
本発明の実施例を説明するための構成図、 第２図はインパルス応答の測定原理を示す構成図、 第３図は任意の入力信号と、その信号の逆フィルタとを
用いた公知のインパルス応答の測定原理を示す構成図、 第４図は比較のため青島の提案によるものを示し、第４
図（ａ）は時間引き伸ばしパルス（TSP）、第４図
（ｂ）は時間引き伸ばしパルスの逆フィルタ、第４図
（ｃ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィルタの直線
状畳み込み（縦軸を100倍に拡大）の各時間特性を示
し、第４図（ｄ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィ
ルタの直線状畳み込みの周波数特性（縦軸は大きさ、横
軸は規格化周波数（πがFs/2に対応）を表す）を示すグ
ラフ、 第５図は本発明の一実施例に係る図であって、第５図
（ａ）は時間引き伸ばしパルス（α＝3.595×10-3）、
第５図（ｂ）は時間引き伸ばしパルスの逆フィルタ、第
５図（ｃ）は時間引き伸ばしパルスとその逆フィルタの
直線状畳み込み（縦軸を100倍に拡大）、の各時間特性
を示し、第５図（ｄ）は時間引き伸ばしパルスとその逆
フィルタの直線状畳み込みの周波数特性を示すグラフ、
である。 １……任意の非インパルス入力信号 ３……被測定系 ５……逆フィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】線形時間不変な連続時間の被測定系に対す
る非インパルスの任意波形入力信号と該入力信号の逆フ
ィルタとを用いて上記被測定系の離散的インパルス応答
を測定する方法において、 該入力信号は、全ての離散周波数において平坦なスペク
トルを有し、位相特性が連続でかつ離散周波数の自乗に
比例し、さらに標本数の1/2の離散周波数における該入
力信号の離散的フーリエ変換が１＋j0となるような波形
であることを特徴とする、インパルス応答の測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14234089A JP2725838B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | インパルス応答の測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14234089A JP2725838B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | インパルス応答の測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH036467A JPH036467A (ja) | 1991-01-11 |
| JP2725838B2 true JP2725838B2 (ja) | 1998-03-11 |
Family
ID=15313084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14234089A Expired - Lifetime JP2725838B2 (ja) | 1989-06-05 | 1989-06-05 | インパルス応答の測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2725838B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100549638C (zh) * | 2005-10-31 | 2009-10-14 | 索尼株式会社 | 测量冲激响应的频率特性和上升沿的方法、以及声场校正装置 |
| US7831413B2 (en) | 2004-09-29 | 2010-11-09 | Panasonic Corporation | Sound field measuring method and sound field measuring device |
| WO2011007706A1 (ja) | 2009-07-17 | 2011-01-20 | エタニ電機株式会社 | インパルス応答測定方法およびインパルス応答測定装置 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2867769B2 (ja) * | 1991-10-24 | 1999-03-10 | ヤマハ株式会社 | 音響測定方法およびその装置 |
| JP3657770B2 (ja) * | 1998-03-12 | 2005-06-08 | アルパイン株式会社 | 適応等化システムにおける遅延時間測定方式 |
| KR100548237B1 (ko) * | 1998-12-31 | 2006-06-01 | 엘지전자 주식회사 | 실시간 임펄스 응답 측정장치 및 방법 |
| JP2002162429A (ja) | 2000-11-24 | 2002-06-07 | Tdk Corp | 表面電位検出方法、表面電位検出装置及び表面電位センサ |
| JP4827595B2 (ja) * | 2005-11-09 | 2011-11-30 | パイオニア株式会社 | インパルス応答検出装置及びインパルス応答検出プログラム |
| JP4770440B2 (ja) | 2005-12-13 | 2011-09-14 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法 |
| JP4290172B2 (ja) | 2006-03-30 | 2009-07-01 | キヤノン株式会社 | 伝達特性算出装置及び伝達特性算出方法並びに露光装置 |
| JP4285531B2 (ja) | 2006-11-29 | 2009-06-24 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法、プログラム |
| JP4466658B2 (ja) | 2007-02-05 | 2010-05-26 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法、プログラム |
| WO2021152918A1 (ja) * | 2020-01-31 | 2021-08-05 | 住友電気工業株式会社 | 検知システム、検知装置および検知方法 |
-
1989
- 1989-06-05 JP JP14234089A patent/JP2725838B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7831413B2 (en) | 2004-09-29 | 2010-11-09 | Panasonic Corporation | Sound field measuring method and sound field measuring device |
| CN100549638C (zh) * | 2005-10-31 | 2009-10-14 | 索尼株式会社 | 测量冲激响应的频率特性和上升沿的方法、以及声场校正装置 |
| WO2011007706A1 (ja) | 2009-07-17 | 2011-01-20 | エタニ電機株式会社 | インパルス応答測定方法およびインパルス応答測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH036467A (ja) | 1991-01-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2725838B2 (ja) | インパルス応答の測定方法 | |
| Van den Broeck et al. | Calibrated vectorial nonlinear-network analyzers | |
| US6525522B1 (en) | System for determining the phase and magnitude of an incident signal relative to a cyclical reference signal | |
| US4928251A (en) | Method and apparatus for waveform reconstruction for sampled data system | |
| EP0450809A2 (en) | Method and apparatus for measuring the frequency of a spectral line | |
| JP2001235489A (ja) | 時間領域測定機器用周波数領域分析装置 | |
| US4648041A (en) | Method of measuring magnetic effects due to eddy currents | |
| GB2179773A (en) | Method for measuring a signal's frequency components | |
| CN1149400C (zh) | 用于测量电信号均方值的方法和装置 | |
| JP2001228187A (ja) | 位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法及び周期信号のジッタ見積り方法 | |
| Petrovic | New digital multimeter for accurate measurement of synchronously sampled AC signals | |
| KR20040014976A (ko) | 코히어런트하지 않게 샘플링된 데이타의 파워 스펙트럼을측정하기 위한 저누설 방법 | |
| Borkowski | LIDFT-the DFT linear interpolation method | |
| CN110263482B (zh) | 一种基于互相关算法的涡流阻抗求解方法及装置 | |
| JP2505707B2 (ja) | フ―リエ解析による周波数測定方法 | |
| JP2867769B2 (ja) | 音響測定方法およびその装置 | |
| JP2013544369A (ja) | 継続的掃引周波数を用いるシステム周波数応答テスト | |
| Beatty et al. | Use of the complex exponential expansion as a signal representation for underwater acoustic calibration | |
| US6469492B1 (en) | Precision RMS measurement | |
| JP3139803B2 (ja) | インパルス応答測定装置 | |
| JP3045759B2 (ja) | セトリング特性測定方法 | |
| JP2000055949A (ja) | 周波数分析方法及び周波数分析装置 | |
| KR101997633B1 (ko) | Teo 및 desa를 이용한 자동 동기화 파라미터 측정 장치 | |
| JPH0395469A (ja) | 実効値測定装置 | |
| KR20000023775A (ko) | 전달 특성을 얻는 방법, 전달 특성을 얻는 장치 및 회로 장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 11 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081205 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 11 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081205 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 12 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091205 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091205 Year of fee payment: 12 |