JP2001228187A - 位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法及び周期信号のジッタ見積り方法 - Google Patents
位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法及び周期信号のジッタ見積り方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 再サンプリングを必要とせずに、時間領域で
取り込んだデジタル・サンプル波形記録における位相ノ
イズ・スペクトル密度及びジッタを測定する。 【解決手段】 周期信号の平均周波数の見積りを用い
て、ジッタ対時間のベクトル配列を位相エラー対時間の
ベクトル配列に変換し(98)；時間・周波数変換を位相エ
ラー対時間のベクトル配列に適用して、位相エラーの大
きさ対周波数のベクトル配列を発生し(100)；位相エラ
ーの大きさ対周波数のベクトル配列のランダム位相エラ
ーの大きさ成分を１ヘルツの帯域幅に正規化して、位相
ノイズ・スペクトル密度ベクトル配列を得る(102)。
取り込んだデジタル・サンプル波形記録における位相ノ
イズ・スペクトル密度及びジッタを測定する。 【解決手段】 周期信号の平均周波数の見積りを用い
て、ジッタ対時間のベクトル配列を位相エラー対時間の
ベクトル配列に変換し(98)；時間・周波数変換を位相エ
ラー対時間のベクトル配列に適用して、位相エラーの大
きさ対周波数のベクトル配列を発生し(100)；位相エラ
ーの大きさ対周波数のベクトル配列のランダム位相エラ
ーの大きさ成分を１ヘルツの帯域幅に正規化して、位相
ノイズ・スペクトル密度ベクトル配列を得る(102)。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般に、周期信号
内の位相ノイズ・スペクトル密度及びジッタを測定する
方法に関し、特に、時間領域で取り込んだデジタル・サ
ンプルの波形記録における位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを測定する方法に関する。なお、本明細書で
は、「見積り」とは、「データ処理により求めること」
を意味する。
内の位相ノイズ・スペクトル密度及びジッタを測定する
方法に関し、特に、時間領域で取り込んだデジタル・サ
ンプルの波形記録における位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを測定する方法に関する。なお、本明細書で
は、「見積り」とは、「データ処理により求めること」
を意味する。
【０００２】
【従来の技術】ジッタとは、ジッタのない理想的な周期
信号に対して、周期信号の「意味のある瞬時」の時間的
な偏差である。周期信号は、電気的又は光学的に変調さ
れた又は変調されていない搬送信号のような繰り返し信
号である。位相ノイズ・スペクトル密度とは、周期信号
の基本周波での望ましくない位相変調、即ち、ジッタの
スペクトル密度である。周期信号におけるジッタ及び位
相ノイズの量は、回路及びシステム設計者にとって重要
な測定パラメータである。ジッタ及び位相ノイズを測定
する多くの測定機器及び方法が提案されている。スペク
トラム・アナライザは、周波数領域において、被試験信
号の大きさを測定する。位相ノイズの測定にスペクトラ
ム・アナライザを用いる欠点は、測定機器（スペクトラ
ム・アナライザ）が振幅変調ノイズと位相変調ノイズと
を区別できないことである。さらに、従来のスペクトラ
ム・アナライザは、電圧又はパワーに対する位相に関連
した独自の校正手順が必要であった。また、スペクトラ
ム・アナライザは、搬送信号近傍で小さな分析周波数ス
パンを有すると共に、スペクトルがｄＢ／搬送波（ｄＢ
ｃ／Ｈｚ）に正規化されなかった。
信号に対して、周期信号の「意味のある瞬時」の時間的
な偏差である。周期信号は、電気的又は光学的に変調さ
れた又は変調されていない搬送信号のような繰り返し信
号である。位相ノイズ・スペクトル密度とは、周期信号
の基本周波での望ましくない位相変調、即ち、ジッタの
スペクトル密度である。周期信号におけるジッタ及び位
相ノイズの量は、回路及びシステム設計者にとって重要
な測定パラメータである。ジッタ及び位相ノイズを測定
する多くの測定機器及び方法が提案されている。スペク
トラム・アナライザは、周波数領域において、被試験信
号の大きさを測定する。位相ノイズの測定にスペクトラ
ム・アナライザを用いる欠点は、測定機器（スペクトラ
ム・アナライザ）が振幅変調ノイズと位相変調ノイズと
を区別できないことである。さらに、従来のスペクトラ
ム・アナライザは、電圧又はパワーに対する位相に関連
した独自の校正手順が必要であった。また、スペクトラ
ム・アナライザは、搬送信号近傍で小さな分析周波数ス
パンを有すると共に、スペクトルがｄＢ／搬送波（ｄＢ
ｃ／Ｈｚ）に正規化されなかった。
【０００３】位相エラーを測定する他のシステムは、ハ
ードウェアで実現したアナログ・システムであり、正確
な基準発振器を具えている。この基準発振器は、被測定
周期信号と同じ周波数の出力信号を発生する。この発振
器の出力信号を乗算回路に供給する。この乗算回路は、
位相ノイズを含んだ被試験信号も受ける。乗算回路の出
力信号は、２つの成分、即ち、基準発振器の出力信号と
被試験信号との和及び差を有する信号である。乗算回路
の出力信号は、ロウパス・フィルタを通過して、高周波
成分を除去して、被試験信号の位相ノイズを残す。この
形式のシステムの欠点は、安定且つ正確な出力信号を発
生する基準発振器が必要なことである。これは、非常に
正確な位相拘束ループ（ＰＬＬ）を必要とする。このた
めには、拘束する帯域幅未満のオフセット周波数に対し
て、ＰＬＬ応答用の測定データを補正する必要がある。
ードウェアで実現したアナログ・システムであり、正確
な基準発振器を具えている。この基準発振器は、被測定
周期信号と同じ周波数の出力信号を発生する。この発振
器の出力信号を乗算回路に供給する。この乗算回路は、
位相ノイズを含んだ被試験信号も受ける。乗算回路の出
力信号は、２つの成分、即ち、基準発振器の出力信号と
被試験信号との和及び差を有する信号である。乗算回路
の出力信号は、ロウパス・フィルタを通過して、高周波
成分を除去して、被試験信号の位相ノイズを残す。この
形式のシステムの欠点は、安定且つ正確な出力信号を発
生する基準発振器が必要なことである。これは、非常に
正確な位相拘束ループ（ＰＬＬ）を必要とする。このた
めには、拘束する帯域幅未満のオフセット周波数に対し
て、ＰＬＬ応答用の測定データを補正する必要がある。
【０００４】別のシステムでは、ヘテロダイン／カウン
タ方法を用いている。カウンタは、しきい値と交差する
被試験周期信号の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッ
ジにてトリガされ、内部クロックにより増分される（計
数値が増える）。しきい値と交差する次の立ち上がりエ
ッジ又は立ち下がりエッジにて、カウンタが停止し、内
部クロックの周期をカウンタの計数値と乗算する。続く
立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジにて、カウンタ
が再び動作を開始し、次の立ち上がりエッジ又は立ち下
がりエッジで計数する。この形式のシステムの欠点は、
その結果に周期妨害が現れることである。さらに、この
システムは、基準クロックが被試験周期信号の平均周波
数に等しくないことである。また、このシステムは、測
定期間中に、均一に離間した時間間隔を生じないので、
時間領域から周波数領域への正確な変換が必要になる。
よって、このシステムは、２つ目のエッジ毎にカウンタ
をディスエーブル（動作不能）するので、各立ち上がり
エッジ間の時間を測定しない。
タ方法を用いている。カウンタは、しきい値と交差する
被試験周期信号の立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッ
ジにてトリガされ、内部クロックにより増分される（計
数値が増える）。しきい値と交差する次の立ち上がりエ
ッジ又は立ち下がりエッジにて、カウンタが停止し、内
部クロックの周期をカウンタの計数値と乗算する。続く
立ち上がりエッジ又は立ち下がりエッジにて、カウンタ
が再び動作を開始し、次の立ち上がりエッジ又は立ち下
がりエッジで計数する。この形式のシステムの欠点は、
その結果に周期妨害が現れることである。さらに、この
システムは、基準クロックが被試験周期信号の平均周波
数に等しくないことである。また、このシステムは、測
定期間中に、均一に離間した時間間隔を生じないので、
時間領域から周波数領域への正確な変換が必要になる。
よって、このシステムは、２つ目のエッジ毎にカウンタ
をディスエーブル（動作不能）するので、各立ち上がり
エッジ間の時間を測定しない。
【０００５】時間領域で被試験信号のジッタを測定する
のに、デジタル・オシロスコープも利用されている。取
込みシステムが、被試験信号を取込み、波形記録を行
う。被試験信号の平均周期は、波形記録から求まり、理
想的なクロックを発生する。被試験信号及び理想的なク
ロックと基準レベルとが夫々交差する基準交差（点）を
定める。被試験信号の基準交差と、理想的なクロックの
基準交差との間の大きさ（振幅）の差を計算して、被試
験信号に関連した大きさの位相エラー値を求める。この
位相エラー値を、補間したサンプル・レートで再度サン
プリングして、等しく離間したサンプル間隔を発生する
必要がある。このサンプル間隔を時間・周波数（時間か
ら周波数への）変換器に供給して、位相エラー値の大き
さ対周波数を表す出力信号を発生する。上述の方法の欠
点は、補間したサンプル・レートで、エラー・データを
再サンプリングして、均一に離間した位相エラー値を発
生する必要があることである。さらに、被試験信号は、
位相ノイズの他に、振幅ノイズや測定機器からの付加的
なノイズを含んでいるかもしれない。かかる測定機器が
発生したノイズは、位相ノイズから分離することができ
ず、位相ノイズ・スペクトル密度の一部として変換され
る。
のに、デジタル・オシロスコープも利用されている。取
込みシステムが、被試験信号を取込み、波形記録を行
う。被試験信号の平均周期は、波形記録から求まり、理
想的なクロックを発生する。被試験信号及び理想的なク
ロックと基準レベルとが夫々交差する基準交差（点）を
定める。被試験信号の基準交差と、理想的なクロックの
基準交差との間の大きさ（振幅）の差を計算して、被試
験信号に関連した大きさの位相エラー値を求める。この
位相エラー値を、補間したサンプル・レートで再度サン
プリングして、等しく離間したサンプル間隔を発生する
必要がある。このサンプル間隔を時間・周波数（時間か
ら周波数への）変換器に供給して、位相エラー値の大き
さ対周波数を表す出力信号を発生する。上述の方法の欠
点は、補間したサンプル・レートで、エラー・データを
再サンプリングして、均一に離間した位相エラー値を発
生する必要があることである。さらに、被試験信号は、
位相ノイズの他に、振幅ノイズや測定機器からの付加的
なノイズを含んでいるかもしれない。かかる測定機器が
発生したノイズは、位相ノイズから分離することができ
ず、位相ノイズ・スペクトル密度の一部として変換され
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】均一に離間したエラー
値を発生するために、これらエラー値を補間により再サ
ンプリングすることを必要とせずに、周期信号の位相ノ
イズ・スペクトル密度を測定できる改良された方法が求
められている。また、この改良された方法は、測定する
周期信号の大きさ値（振幅）に依存しなで、この周期信
号のジッタが求められる新たな方法を提供するものでな
ければならない。
値を発生するために、これらエラー値を補間により再サ
ンプリングすることを必要とせずに、周期信号の位相ノ
イズ・スペクトル密度を測定できる改良された方法が求
められている。また、この改良された方法は、測定する
周期信号の大きさ値（振幅）に依存しなで、この周期信
号のジッタが求められる新たな方法を提供するものでな
ければならない。
【０００７】したがって、本発明の目的は、再サンプリ
ングを必要とせずに、時間領域で取り込んだデジタル・
サンプルの波形記録における位相ノイズ・スペクトル密
度及びジッタを見積る、即ち、測定することができる方
法の提供にある。
ングを必要とせずに、時間領域で取り込んだデジタル・
サンプルの波形記録における位相ノイズ・スペクトル密
度及びジッタを見積る、即ち、測定することができる方
法の提供にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明による方法では、
時間領域内で周期信号をデジタル的にサンプリングして
得た波形記録にて、取り込んだ周期信号内の位相ノイズ
・スペクトル密度及びジッタを見積る。本発明は、デジ
タル的にサンプリングした波形記録内の事象（イベン
ト）のタイミング情報に頼って、位相ノイズ・スペクト
ル密度及びジッタを見積っている。本発明の概念の１つ
では、周期信号内のジッタを見積る。位相ノイズ・スペ
クトル密度を見積る方法は、補間を用いて、波形記録内
の周期信号の見積もった基準交差時間のベクトル配列を
求めるステップを有する。なお、基準交差とは、周期信
号と基準レベルとの交差であり、基準交差時間とは、基
準交差の時点である。見積った基準交差時間のベクトル
配列内の選択した数の基準交差と、波形記録内で最初に
選択した基準交差から最後に選択した基準交差までの波
形サンプルの関連した時間位置とに基づいて、周期信号
周波数の見積りを計算する。見積もった周期信号周波数
に基づいて、均一に離間した理想的な基準交差時間のベ
クトル配列を求めると共に、理想的な基準交差時間と、
周期信号の対応する見積った基準交差時間との差を求め
て、均一に離間したジッタ対時間のベクトル配列を求め
る。
時間領域内で周期信号をデジタル的にサンプリングして
得た波形記録にて、取り込んだ周期信号内の位相ノイズ
・スペクトル密度及びジッタを見積る。本発明は、デジ
タル的にサンプリングした波形記録内の事象（イベン
ト）のタイミング情報に頼って、位相ノイズ・スペクト
ル密度及びジッタを見積っている。本発明の概念の１つ
では、周期信号内のジッタを見積る。位相ノイズ・スペ
クトル密度を見積る方法は、補間を用いて、波形記録内
の周期信号の見積もった基準交差時間のベクトル配列を
求めるステップを有する。なお、基準交差とは、周期信
号と基準レベルとの交差であり、基準交差時間とは、基
準交差の時点である。見積った基準交差時間のベクトル
配列内の選択した数の基準交差と、波形記録内で最初に
選択した基準交差から最後に選択した基準交差までの波
形サンプルの関連した時間位置とに基づいて、周期信号
周波数の見積りを計算する。見積もった周期信号周波数
に基づいて、均一に離間した理想的な基準交差時間のベ
クトル配列を求めると共に、理想的な基準交差時間と、
周期信号の対応する見積った基準交差時間との差を求め
て、均一に離間したジッタ対時間のベクトル配列を求め
る。
【０００９】本発明の別の概念では、ジッタ対時間のベ
クトル配列から位相ノイズ・スペクトル密度を見積る
が、１秒当たりのラジアンで示す周期信号の平均周波数
の見積りを用いて、ジッタ対時間のベクトル配列を位相
エラー対時間のベクトル配列に変換するステップを含ん
でいる。時間・周波数変換を位相エラー対時間のベクト
ル配列に適用して、周波数エラー大きさ対周波数のベク
トル配列を求めると共に、位相エラー大きさ対時間のベ
クトル配列を１Ｈｚ（ヘルツ）帯域幅に正規化して、位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列を求める。位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列にて周波数帯
域を定めて、この定めた周波数帯域内の位相ノイズ・ス
ペクトル密度のベクトル配列内の位相ノイズ値を積分し
て、定めた周波数帯域内のジッタ実効値（ＲＭＳ）を得
る。
クトル配列から位相ノイズ・スペクトル密度を見積る
が、１秒当たりのラジアンで示す周期信号の平均周波数
の見積りを用いて、ジッタ対時間のベクトル配列を位相
エラー対時間のベクトル配列に変換するステップを含ん
でいる。時間・周波数変換を位相エラー対時間のベクト
ル配列に適用して、周波数エラー大きさ対周波数のベク
トル配列を求めると共に、位相エラー大きさ対時間のベ
クトル配列を１Ｈｚ（ヘルツ）帯域幅に正規化して、位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列を求める。位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列にて周波数帯
域を定めて、この定めた周波数帯域内の位相ノイズ・ス
ペクトル密度のベクトル配列内の位相ノイズ値を積分し
て、定めた周波数帯域内のジッタ実効値（ＲＭＳ）を得
る。
【００１０】見積もった基準交差時間のベクトル配列を
求めるステップは、波形記録内の周期信号の立ち上がり
エッジの基準交差時間、又は、波形記録内の周期信号の
立ち下がりエッジの基準交差時間のいずれかを見積るス
テップを含んでいる。別なステップは、補間を用いて波
形記録内の周期信号の見積もった立ち上がり基準交差時
間のベクトル配列を発生すると同時に、補間を用いて波
形記録内の周期信号の見積もった立ち下がり基準交差時
間のベクトル配列を発生するステップを含んでいる。立
ち上がり及び立ち下がりの基準交差時間のベクトル配列
から、見積もった立ち上がり基準交差時間のベクトル配
列を見積もった立ち下がり基準交差時間のベクトル配列
と比較して、見積もったパルス幅偏差時間のベクトル配
列を求める。
求めるステップは、波形記録内の周期信号の立ち上がり
エッジの基準交差時間、又は、波形記録内の周期信号の
立ち下がりエッジの基準交差時間のいずれかを見積るス
テップを含んでいる。別なステップは、補間を用いて波
形記録内の周期信号の見積もった立ち上がり基準交差時
間のベクトル配列を発生すると同時に、補間を用いて波
形記録内の周期信号の見積もった立ち下がり基準交差時
間のベクトル配列を発生するステップを含んでいる。立
ち上がり及び立ち下がりの基準交差時間のベクトル配列
から、見積もった立ち上がり基準交差時間のベクトル配
列を見積もった立ち下がり基準交差時間のベクトル配列
と比較して、見積もったパルス幅偏差時間のベクトル配
列を求める。
【００１１】基準交差の上の最初のデータ・サンプル
と、基準交差の下の最初のデータ・サンプルとの間で線
形補間を行って、見積もった基準交差時間を求める補間
を実施してもよい。代わりに、この補間ステップは、基
準交差の上及び下の多数のデジタル・データ・サンプル
を用いて、高次の補間（補間器動作）を行うことにより
実施してもよい。なお、この高次の補間ステップは、ｓ
ｉｎ（ｘ）／ｘ関数の如きウィンドウ（窓）を発生する
ステップを含んでいる。
と、基準交差の下の最初のデータ・サンプルとの間で線
形補間を行って、見積もった基準交差時間を求める補間
を実施してもよい。代わりに、この補間ステップは、基
準交差の上及び下の多数のデジタル・データ・サンプル
を用いて、高次の補間（補間器動作）を行うことにより
実施してもよい。なお、この高次の補間ステップは、ｓ
ｉｎ（ｘ）／ｘ関数の如きウィンドウ（窓）を発生する
ステップを含んでいる。
【００１２】見積もった周期信号周波数の計算には、基
準交差時間の数と、基準交差時間の和とから平均傾斜を
補間するステップを含んでいる。なお、この補間ステッ
プは、対応する数の基準交差時間及び対応する基準交差
時間に最適に適合する線形曲線を計算し、この適合した
線の傾斜から周期信号の周波数を見積る。
準交差時間の数と、基準交差時間の和とから平均傾斜を
補間するステップを含んでいる。なお、この補間ステッ
プは、対応する数の基準交差時間及び対応する基準交差
時間に最適に適合する線形曲線を計算し、この適合した
線の傾斜から周期信号の周波数を見積る。
【００１３】本発明の目的、利点及び新規な特徴は、添
付図を参照した以下の詳細説明からも理解できよう。
付図を参照した以下の詳細説明からも理解できよう。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下の詳細説明において、多くの
特定の細部は、本発明を理解するためのものである。し
かし、本発明は、これら特定の細部によらなくても実施
できることが当業者には理解できよう。また、周知の方
法、手順、部品及び回路については詳細に説明しない
が、本発明を曖昧にするものではない。
特定の細部は、本発明を理解するためのものである。し
かし、本発明は、これら特定の細部によらなくても実施
できることが当業者には理解できよう。また、周知の方
法、手順、部品及び回路については詳細に説明しない
が、本発明を曖昧にするものではない。
【００１５】以下の説明の一部は、データ、値、信号サ
ンプル、数などの用語を用いて測定機器が実行する動作
によって本発明を説明する。なお、これら用語は、当業
者が一般的に用いるものと同じであるが、他の分野にお
いても同様に適用できる。当業者に理解できる如く、こ
れらの量は、電気信号、磁気信号又は光学信号の形式を
とり、測定機器の機械的及び電気的要素により、蓄積、
変換、組み合わせ、及び他の処理をすることができる。
また、用語「測定機器」は、汎用及び特定用途向けデー
タ処理装置、システムなどで、スタンド・アロン型、縦
続型、又は、埋め込み型も含む。
ンプル、数などの用語を用いて測定機器が実行する動作
によって本発明を説明する。なお、これら用語は、当業
者が一般的に用いるものと同じであるが、他の分野にお
いても同様に適用できる。当業者に理解できる如く、こ
れらの量は、電気信号、磁気信号又は光学信号の形式を
とり、測定機器の機械的及び電気的要素により、蓄積、
変換、組み合わせ、及び他の処理をすることができる。
また、用語「測定機器」は、汎用及び特定用途向けデー
タ処理装置、システムなどで、スタンド・アロン型、縦
続型、又は、埋め込み型も含む。
【００１６】本発明の理解を助けるために、種々の動作
を多数の個別のステップとして説明するが、説明の順序
はこの説明に限定されるものではなく、これら動作が必
要な順序になればよい。
を多数の個別のステップとして説明するが、説明の順序
はこの説明に限定されるものではなく、これら動作が必
要な順序になればよい。
【００１７】図１は、測定システム１０の代表的なブロ
ック図であり、被試験入力周期信号１２を取り込んで波
形記録を行う。この測定システム（測定機器）１０は、
デジタル・サンプリング・システムであるデジタル・オ
シロスコープでもよく、取込みサブシステム１４と、測
定機器制御サブシステム１６とを含んでいる。代わり
に、取込みサブシステム１４は、個別のデジタル化ユニ
ット（デジタイザ）でもよく、測定機器制御サブシステ
ム１６は、デジタイザからの取込み波形データを受ける
ホスト・コンピュータを有する。入力周期信号１２は、
可変減衰器１８を介して前置増幅器２０に供給される。
本願出願人のテクトロニクス・インクが製造販売してい
るＴＤＳ７１０４型デジタル・オシロスコープのように
デジタル化レートの高いサンプリング・オシロスコープ
では、各入力チャネルは、パイプ２２及び２４で示す如
きデジタル化パイプを具えている。オシロスコープの各
入力チャネルに任意の数のパイプを設けてもよい。各パ
イプは、トラック・アンド・ホールド（Ｔ／Ｈ）回路２
６と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８と、メ
モリ３０とを具えている。タイムベース回路３２は、タ
イミング信号を取込み、サブシステム１４内のパイプ２
２及び２４に供給して、入力信号のアナログ値をＴ／Ｈ
回路２６にラッチし、Ａ／Ｄ変換器２８をクロックして
Ｔ／Ｈ回路２６のアナログ値をデジタル化し、デジタル
化した値をメモリ３０に蓄積する。パイプ２２、２４
は、これらパイプ２２、２４の各々に対してタイムベー
ス信号をオフセット又は遅延させる付加的な回路（図示
せず）を具えており、インタリーブ作用により、取込み
レートをＸ倍したタイミング信号レートを発生する。な
お、Ｘは、取込みサブシステム１４内のパイプの数であ
る。
ック図であり、被試験入力周期信号１２を取り込んで波
形記録を行う。この測定システム（測定機器）１０は、
デジタル・サンプリング・システムであるデジタル・オ
シロスコープでもよく、取込みサブシステム１４と、測
定機器制御サブシステム１６とを含んでいる。代わり
に、取込みサブシステム１４は、個別のデジタル化ユニ
ット（デジタイザ）でもよく、測定機器制御サブシステ
ム１６は、デジタイザからの取込み波形データを受ける
ホスト・コンピュータを有する。入力周期信号１２は、
可変減衰器１８を介して前置増幅器２０に供給される。
本願出願人のテクトロニクス・インクが製造販売してい
るＴＤＳ７１０４型デジタル・オシロスコープのように
デジタル化レートの高いサンプリング・オシロスコープ
では、各入力チャネルは、パイプ２２及び２４で示す如
きデジタル化パイプを具えている。オシロスコープの各
入力チャネルに任意の数のパイプを設けてもよい。各パ
イプは、トラック・アンド・ホールド（Ｔ／Ｈ）回路２
６と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器２８と、メ
モリ３０とを具えている。タイムベース回路３２は、タ
イミング信号を取込み、サブシステム１４内のパイプ２
２及び２４に供給して、入力信号のアナログ値をＴ／Ｈ
回路２６にラッチし、Ａ／Ｄ変換器２８をクロックして
Ｔ／Ｈ回路２６のアナログ値をデジタル化し、デジタル
化した値をメモリ３０に蓄積する。パイプ２２、２４
は、これらパイプ２２、２４の各々に対してタイムベー
ス信号をオフセット又は遅延させる付加的な回路（図示
せず）を具えており、インタリーブ作用により、取込み
レートをＸ倍したタイミング信号レートを発生する。な
お、Ｘは、取込みサブシステム１４内のパイプの数であ
る。
【００１８】タイムベース回路３２は、制御及びアドレ
ス・バス３４に結合され、ＤＳＰ（デジタル信号プロセ
ッサ）制御器３６からのコマンドを受ける。ＤＳＰ制御
器３６は、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）、又はアメリ
カ合衆国カリフォルニア州サンタ・クララのインテル・
コーポレーションが製造販売しているインテルＣＥＬＥ
ＲＯＮ（商標）型マイクロプロセッサの如きマイクロプ
ロセッサでもよい。制御及びアドレス・バス３４は、可
変減衰器１８と、デジタル化パイプ２２、２４内の回路
にも結合している。取込みサブシステム１４が独立した
デジタル化ユニットの場合、この取込みサブシステム１
４は、取込み制御器３８及びメモリ４０を含んでもよ
い。取込み制御器３８は、デジタル化ユニットのタイム
ベース及び取込みパラメータを設定するために、キーボ
ード及び／又はマウスの如き制御入力装置、及び／又は
ボタン、回転摘み等を含んでもよい。メモリ４０は、蓄
積プログラム・インストラクションを記憶しており、Ｄ
ＳＰ制御器３６がこれらインストラクションにアクセス
して、取込みサブシステム１４の動作を制御する。取込
みサブシステム１４がデジタル・オシロスコープの一部
の場合、取込み制御器３８及びメモリ４０は、オシロス
コープのフロント・パネル及びシステム・メモリに組み
込まれる。外部基準信号線４２をタイムベース回路３２
に結合して、このタイムベース回路を外部基準信号源に
ロック（拘束）させることができる。
ス・バス３４に結合され、ＤＳＰ（デジタル信号プロセ
ッサ）制御器３６からのコマンドを受ける。ＤＳＰ制御
器３６は、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）、又はアメリ
カ合衆国カリフォルニア州サンタ・クララのインテル・
コーポレーションが製造販売しているインテルＣＥＬＥ
ＲＯＮ（商標）型マイクロプロセッサの如きマイクロプ
ロセッサでもよい。制御及びアドレス・バス３４は、可
変減衰器１８と、デジタル化パイプ２２、２４内の回路
にも結合している。取込みサブシステム１４が独立した
デジタル化ユニットの場合、この取込みサブシステム１
４は、取込み制御器３８及びメモリ４０を含んでもよ
い。取込み制御器３８は、デジタル化ユニットのタイム
ベース及び取込みパラメータを設定するために、キーボ
ード及び／又はマウスの如き制御入力装置、及び／又は
ボタン、回転摘み等を含んでもよい。メモリ４０は、蓄
積プログラム・インストラクションを記憶しており、Ｄ
ＳＰ制御器３６がこれらインストラクションにアクセス
して、取込みサブシステム１４の動作を制御する。取込
みサブシステム１４がデジタル・オシロスコープの一部
の場合、取込み制御器３８及びメモリ４０は、オシロス
コープのフロント・パネル及びシステム・メモリに組み
込まれる。外部基準信号線４２をタイムベース回路３２
に結合して、このタイムベース回路を外部基準信号源に
ロック（拘束）させることができる。
【００１９】取込みサブシステム１４は、インタフェー
ス・バス４４を介して測定機器制御サブシステム１６に
結合される。インタフェース・バス４４は、双方向性通
信を提供し、これらサブシステム間でデータ及び制御信
号を伝送する。インタフェース・バス４４に、２つのバ
ス・システム間でのデータ伝送を制御する市販のバス・
アダプタ集積回路を適用してもよい。このインタフェー
ス・バス４４は、オシロスコープ用の内部Ｉ2Ｃバスの
如き双方向性シリアル・バス、又はデジタル化ユニット
及びコンピュータ用の外部ＧＰＩＢバスでもよい。測定
機器制御サブシステム１６は、システム又はホスト・コ
ンピュータ４６を含んでおり、このコンピュータ４６
は、システム・バス４８を介して、システム・メモリ５
０、表示装置５２、フロント・パネル制御器５４、及び
マス・ストレージ・ユニット（大容量蓄積装置）５６に
結合されている。システム・メモリ５０は、ＲＡＭ及び
ＲＯＭと、キャッシュ・メモリとを含んでいる。なお、
ＲＡＭは、取込みサブシステム１４から受けた入力信号
を表すデータ値の如き揮発性データを蓄積する。制御器
４６は、好ましくは、アメリカ合衆国カリフォルニア州
サンタ・クララのインテル・コーポレーションが製造販
売しているＰＥＮＴＩＵＭ（商標）マイクロプロセッサ
の如きマイクロプロセッサである。表示器５２は、液晶
表示器、陰極線管などである。また、フロント・パネル
制御器５４は、ボタン、回転摘み等でもよいし、キーボ
ード及び／又はマウスなどの制御入力装置でもよい。単
一又は複数のマス・ストレージ・ユニット５６は、ハー
ドディスク・ドライブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、テープ
・ドライブ、フロッピ・ドライブ等でもよく、適切なマ
ス・ストレージ媒体との間で読み取りや書込みを行う。
本発明の好適実施例で用いるデジタル・サンプリング位
相エラー測定システム１０は、アメリカ合衆国ワシント
ン州レッドモンドのマイクロソフト・コーポレーション
が製造販売しているＷＩＮＤＯＷＳ（商標）９８オペレ
ーティング・システムで制御されるＰＣ（パソコン）ベ
ースのシステムである。
ス・バス４４を介して測定機器制御サブシステム１６に
結合される。インタフェース・バス４４は、双方向性通
信を提供し、これらサブシステム間でデータ及び制御信
号を伝送する。インタフェース・バス４４に、２つのバ
ス・システム間でのデータ伝送を制御する市販のバス・
アダプタ集積回路を適用してもよい。このインタフェー
ス・バス４４は、オシロスコープ用の内部Ｉ2Ｃバスの
如き双方向性シリアル・バス、又はデジタル化ユニット
及びコンピュータ用の外部ＧＰＩＢバスでもよい。測定
機器制御サブシステム１６は、システム又はホスト・コ
ンピュータ４６を含んでおり、このコンピュータ４６
は、システム・バス４８を介して、システム・メモリ５
０、表示装置５２、フロント・パネル制御器５４、及び
マス・ストレージ・ユニット（大容量蓄積装置）５６に
結合されている。システム・メモリ５０は、ＲＡＭ及び
ＲＯＭと、キャッシュ・メモリとを含んでいる。なお、
ＲＡＭは、取込みサブシステム１４から受けた入力信号
を表すデータ値の如き揮発性データを蓄積する。制御器
４６は、好ましくは、アメリカ合衆国カリフォルニア州
サンタ・クララのインテル・コーポレーションが製造販
売しているＰＥＮＴＩＵＭ（商標）マイクロプロセッサ
の如きマイクロプロセッサである。表示器５２は、液晶
表示器、陰極線管などである。また、フロント・パネル
制御器５４は、ボタン、回転摘み等でもよいし、キーボ
ード及び／又はマウスなどの制御入力装置でもよい。単
一又は複数のマス・ストレージ・ユニット５６は、ハー
ドディスク・ドライブ、ＣＤ−ＲＯＭドライブ、テープ
・ドライブ、フロッピ・ドライブ等でもよく、適切なマ
ス・ストレージ媒体との間で読み取りや書込みを行う。
本発明の好適実施例で用いるデジタル・サンプリング位
相エラー測定システム１０は、アメリカ合衆国ワシント
ン州レッドモンドのマイクロソフト・コーポレーション
が製造販売しているＷＩＮＤＯＷＳ（商標）９８オペレ
ーティング・システムで制御されるＰＣ（パソコン）ベ
ースのシステムである。
【００２０】本発明には、デジタル的に周期信号をサン
プリングして得た波形記録における事象のタイミング情
報を基にすることにより、位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを見積るという独特な特徴がある。さらに、
本発明は、デジタル的に取り込んだ波形記録の時間デー
タを用いて、均一に離間したジッタ及び位相ノイズ・ス
ペクトル密度データを発生するというコンピュータ的な
効率性がある。
プリングして得た波形記録における事象のタイミング情
報を基にすることにより、位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを見積るという独特な特徴がある。さらに、
本発明は、デジタル的に取り込んだ波形記録の時間デー
タを用いて、均一に離間したジッタ及び位相ノイズ・ス
ペクトル密度データを発生するというコンピュータ的な
効率性がある。
【００２１】次に、図２〜図７を参照して、周期信号を
デジタル的に取り込んだ波形記録における位相ノイズ・
スペクトル密度及びジッタを見積る本発明の方法を説明
する。図２は、代表的な周期信号７０の波形を示す。な
お、この周期信号７０にはジッタがある点に留意された
い。周期信号７０は、クリッピングした正弦波であり、
立ち上がりエッジ７２及び立ち下がりエッジ７４を有す
る。このクリッピングした正弦波は、単に説明のために
用いているものであり、以下の説明において任意の形式
の周期信号を適用できる。また、この周期信号の直流レ
ベルも単に説明のためである。周期信号７０は、基準レ
ベル７６を基準としている。この基準レベル７６は、任
意でもよいが、出力信号が直流レベルに乗っていないよ
うにするためにゼロ・ボルトに設定してもよい。波形軌
跡に「ｘ」で示すように、取込みサブシステム１４は、
均一なサンプリング・レートで周期信号７０をサンプリ
ングする。複数の垂直線７７は、ジッタのない場合の周
期信号７０の基準交差（ジッタのない周期信号７０と基
準レベル７６との交差点）を示す。好適実施例におい
て、取込みサブシステム１４は、２０ギガサンプル／秒
レート以上で、周期信号７０をサンプリングできる。こ
れにより、１００ＭＨｚの周期信号は、１周期当たり２
００回サンプリングできる。通常、基準レベル７６は、
周期信号７０の立ち上がりエッジ７２又は立ち下がりエ
ッジ７４にて、２つの連続した波形サンプルの間に入る
ので、基準レベル７６に対するエッジの交差点を見積る
には、補間が必要である。
デジタル的に取り込んだ波形記録における位相ノイズ・
スペクトル密度及びジッタを見積る本発明の方法を説明
する。図２は、代表的な周期信号７０の波形を示す。な
お、この周期信号７０にはジッタがある点に留意された
い。周期信号７０は、クリッピングした正弦波であり、
立ち上がりエッジ７２及び立ち下がりエッジ７４を有す
る。このクリッピングした正弦波は、単に説明のために
用いているものであり、以下の説明において任意の形式
の周期信号を適用できる。また、この周期信号の直流レ
ベルも単に説明のためである。周期信号７０は、基準レ
ベル７６を基準としている。この基準レベル７６は、任
意でもよいが、出力信号が直流レベルに乗っていないよ
うにするためにゼロ・ボルトに設定してもよい。波形軌
跡に「ｘ」で示すように、取込みサブシステム１４は、
均一なサンプリング・レートで周期信号７０をサンプリ
ングする。複数の垂直線７７は、ジッタのない場合の周
期信号７０の基準交差（ジッタのない周期信号７０と基
準レベル７６との交差点）を示す。好適実施例におい
て、取込みサブシステム１４は、２０ギガサンプル／秒
レート以上で、周期信号７０をサンプリングできる。こ
れにより、１００ＭＨｚの周期信号は、１周期当たり２
００回サンプリングできる。通常、基準レベル７６は、
周期信号７０の立ち上がりエッジ７２又は立ち下がりエ
ッジ７４にて、２つの連続した波形サンプルの間に入る
ので、基準レベル７６に対するエッジの交差点を見積る
には、補間が必要である。
【００２２】図３は、基準レベル７６と交差する周期信
号のエッジ７８の拡大図である（基準レベル７６との交
差付近は、説明を明瞭にするためにサンプル点の間隔を
他よりも長くしてある）。この図３から判る如く、基準
レベル７６のレベルではサンプリングが行われず、波形
サンプルがない。補間の最も単純な形式は、基準交差点
（周期信号７０と基準レベル７６との交差点）上の少な
くとも最初のデータ・サンプル８０と、基準交差（点）
の下の少なくとも最初のデータ・サンプル８２との線形
補間である。基準レベルの上のデータ・サンプルの時間
ｔｂと基準レベルの下のデータ・サンプルの時間ｔａと
の時間差（ｔｂ−ｔａ）を計算する。基準レベルの上及
び下のデータ・サンプルの間の線の傾斜から求めた重み
係数「Ａ」を計算した時間差に適用すると、この結果の
時間値ｔｃが周期信号エッジの基準レベル交差の見積っ
た時間である。基準交差点の上下の多数のサンプルを用
いると共に、窓ｓｉｎ（ｘ）／ｘ関数の如き高次の補間
を用いて、基準交差点の時間（基準交差時間）を求めて
もよい。
号のエッジ７８の拡大図である（基準レベル７６との交
差付近は、説明を明瞭にするためにサンプル点の間隔を
他よりも長くしてある）。この図３から判る如く、基準
レベル７６のレベルではサンプリングが行われず、波形
サンプルがない。補間の最も単純な形式は、基準交差点
（周期信号７０と基準レベル７６との交差点）上の少な
くとも最初のデータ・サンプル８０と、基準交差（点）
の下の少なくとも最初のデータ・サンプル８２との線形
補間である。基準レベルの上のデータ・サンプルの時間
ｔｂと基準レベルの下のデータ・サンプルの時間ｔａと
の時間差（ｔｂ−ｔａ）を計算する。基準レベルの上及
び下のデータ・サンプルの間の線の傾斜から求めた重み
係数「Ａ」を計算した時間差に適用すると、この結果の
時間値ｔｃが周期信号エッジの基準レベル交差の見積っ
た時間である。基準交差点の上下の多数のサンプルを用
いると共に、窓ｓｉｎ（ｘ）／ｘ関数の如き高次の補間
を用いて、基準交差点の時間（基準交差時間）を求めて
もよい。
【００２３】図７は、本発明の方法の好適実施例を説明
するための流れ図である。この図７のステップ９０に示
すように、周期信号エッジの補間した複数の基準交差時
間の配列｛ｔ 1 real、・・・ｔn real｝を見積もった基準
交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌに蓄積す
る。よって、 t_ref_real = {t1 real, t2 real, t3 real, ..... tn real} （１） となる。ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌベクトル配列は、周期信
号の立ち上がりエッジの基準交差時間で構成してもよい
し、周期信号の立ち下がりエッジの基準交差時間で構成
してもよい。周期信号の立ち上がりエッジ及び立ち下が
りエッジの両方に対する基準交差レートを見積ると同時
に、立ち上がりエッジ用の見積もった基準交差時間のベ
クトル配列（立ち上がりエッジ基準交差時間のベクトル
配列）ｔ＿ｒｉｓｅ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌ及び立ち下がり
エッジ用の見積もった基準交差時間ベのクトル配列（立
ち下がりエッジ基準交差時間のベクトル配列）ｔ＿ｆａ
ｌｌ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌを求めることことができる。よ
って、 t_rise_ref_real = {trise1 real, trise2 real, trise3 real, ..... trisen real} （２） t_fall_ref_real = {tfall1 real, tfall2 real, tfall3 real, ..... tfalln real} （３） となる。立ち下がりエッジ基準交差時間のベクトル配列
ｔ＿ｆａｌｌ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌに対して立ち上がりエ
ッジ基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｉｓｅ＿ｒｅｆ
＿ｒｅａｌを比較することにより、パルス幅偏差のベク
トル配列ｔ＿ｐｗ＿ｄｅｖを次のように求めることがで
きる。 t_pw_dev = {t1 pw_dev, t2 pw_dev, t3 pw_dev, ..... tn pw_dev} （４）
するための流れ図である。この図７のステップ９０に示
すように、周期信号エッジの補間した複数の基準交差時
間の配列｛ｔ 1 real、・・・ｔn real｝を見積もった基準
交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌに蓄積す
る。よって、 t_ref_real = {t1 real, t2 real, t3 real, ..... tn real} （１） となる。ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌベクトル配列は、周期信
号の立ち上がりエッジの基準交差時間で構成してもよい
し、周期信号の立ち下がりエッジの基準交差時間で構成
してもよい。周期信号の立ち上がりエッジ及び立ち下が
りエッジの両方に対する基準交差レートを見積ると同時
に、立ち上がりエッジ用の見積もった基準交差時間のベ
クトル配列（立ち上がりエッジ基準交差時間のベクトル
配列）ｔ＿ｒｉｓｅ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌ及び立ち下がり
エッジ用の見積もった基準交差時間ベのクトル配列（立
ち下がりエッジ基準交差時間のベクトル配列）ｔ＿ｆａ
ｌｌ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌを求めることことができる。よ
って、 t_rise_ref_real = {trise1 real, trise2 real, trise3 real, ..... trisen real} （２） t_fall_ref_real = {tfall1 real, tfall2 real, tfall3 real, ..... tfalln real} （３） となる。立ち下がりエッジ基準交差時間のベクトル配列
ｔ＿ｆａｌｌ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌに対して立ち上がりエ
ッジ基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｉｓｅ＿ｒｅｆ
＿ｒｅａｌを比較することにより、パルス幅偏差のベク
トル配列ｔ＿ｐｗ＿ｄｅｖを次のように求めることがで
きる。 t_pw_dev = {t1 pw_dev, t2 pw_dev, t3 pw_dev, ..... tn pw_dev} （４）
【００２４】基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿
ｒｅａｌから周期信号周波数を見積る方法は、図４を参
照して容易に理解できよう。基準交差時間のベクトル配
列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌ内の基準交差を用いて、周期信
号の周波数を見積る。基準交差時間のベクトル配列ｔ＿
ｒｅｆ＿ｒｅａｌが大きな波形記録を示すならば、周期
信号の周期の統計的に重要な表示を行うために充分な数
の基準交差が選択されているならば、少ない数の基準交
差を用いてもよい。水平軸を基準交差の番号（基準交差
が生じた順番を表す番号）とし、垂直軸を基準交差の時
間とする。両方の軸の線形目盛りを用いて、基準レベル
交差時間を各交差点にプロットする。図示の如く、基準
レベルとの交差時間（基準交差時間）のプロットは、周
期信号の周波数を表す近似線形曲線（直線）を明らかに
する。基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａ
ｌに対して最良に適合する線形曲線を求めると、この適
合曲線の傾斜が周期信号の周波数ｆｃの見積りになる。
図７のステップ９２に示すように、選択した時間間隔内
の多くの周期をとり、ｔｎ及びｔ１における基準レベル
交差の間の時間差で除算して、線形曲線の傾き、即ち、
見積った周期信号の周波数（見積り周期信号周波数）ｆ
ｃを求めてもよい。これは、次の式になる。 fc = 1/Tc = (n - 1) / (tn real - t1 real) （５）
ｒｅａｌから周期信号周波数を見積る方法は、図４を参
照して容易に理解できよう。基準交差時間のベクトル配
列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌ内の基準交差を用いて、周期信
号の周波数を見積る。基準交差時間のベクトル配列ｔ＿
ｒｅｆ＿ｒｅａｌが大きな波形記録を示すならば、周期
信号の周期の統計的に重要な表示を行うために充分な数
の基準交差が選択されているならば、少ない数の基準交
差を用いてもよい。水平軸を基準交差の番号（基準交差
が生じた順番を表す番号）とし、垂直軸を基準交差の時
間とする。両方の軸の線形目盛りを用いて、基準レベル
交差時間を各交差点にプロットする。図示の如く、基準
レベルとの交差時間（基準交差時間）のプロットは、周
期信号の周波数を表す近似線形曲線（直線）を明らかに
する。基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａ
ｌに対して最良に適合する線形曲線を求めると、この適
合曲線の傾斜が周期信号の周波数ｆｃの見積りになる。
図７のステップ９２に示すように、選択した時間間隔内
の多くの周期をとり、ｔｎ及びｔ１における基準レベル
交差の間の時間差で除算して、線形曲線の傾き、即ち、
見積った周期信号の周波数（見積り周期信号周波数）ｆ
ｃを求めてもよい。これは、次の式になる。 fc = 1/Tc = (n - 1) / (tn real - t1 real) （５）
【００２５】周期信号の計算した周波数ｆｃを用いて、
この周期信号の均一に離間した理想的な基準交差時間の
ベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅａｌを求める。周期信
号の最初の基準交差点ｔ1 realを初期理想交差点として
用いる。このベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅａｌは、
理想的な一連の時間を含んでおり、これが位相エラーの
ない均一に離間した基準交差に対応する（図７のステッ
プ９４）。このベクトル配列（シーケンス）は、次のよ
うになる。 t_ref_ideal = {t1 ideal, t1 ideal + 1/fc, t1 ideal + 2/fc, t1 ideal + 3/fc, ... t1 ideal + (n-1)/fc} （６）
この周期信号の均一に離間した理想的な基準交差時間の
ベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅａｌを求める。周期信
号の最初の基準交差点ｔ1 realを初期理想交差点として
用いる。このベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅａｌは、
理想的な一連の時間を含んでおり、これが位相エラーの
ない均一に離間した基準交差に対応する（図７のステッ
プ９４）。このベクトル配列（シーケンス）は、次のよ
うになる。 t_ref_ideal = {t1 ideal, t1 ideal + 1/fc, t1 ideal + 2/fc, t1 ideal + 3/fc, ... t1 ideal + (n-1)/fc} （６）
【００２６】図５及び図６は、均一に離間したジッタ対
時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅを求める際
の図を示す。水平軸及び垂直軸の両方を時間軸とし、理
想的な基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅ
ａｌにより、水平軸を均一に離間した理想的な基準交差
点として分割する。また、基準交差時間のベクトル配列
ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌによる基準交差時間を垂直軸にプ
ロットする。斜線は、周期信号の周波数を表す基準周波
数線である。ｔ1 idealは、図５の水平軸によって見積も
った理想的な周波数による交差の時間位置、即ち、座標
として求められる。ｔideal時間及び基準周波数線の交
差と、対応するｔreal時間及び基準周波数線の交差との
差がジッタである。ジッタ対時間のベクトル配列ｊｉｔ
ｔｅｒ＿ｔｉｍｅは、ｔideal時間上で均一に離間して
いる。要素毎に周期信号の実際の（見積った）基準交差
時間ｔrealを、対応する理想的な基準交差時間ｔideal
から減算することにより求めたジッタ対時間のベクトル
配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅは、図７のステップ９６で
求められる。このベクトル配列は、次のようになる。 jitter_time = {t1 ideal - t1 real, t2 ideal - t3 real, t2 ideal - t3 real, ... .. tn ideal - tn real} （７）
時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅを求める際
の図を示す。水平軸及び垂直軸の両方を時間軸とし、理
想的な基準交差時間のベクトル配列ｔ＿ｒｅｆ＿ｉｄｅ
ａｌにより、水平軸を均一に離間した理想的な基準交差
点として分割する。また、基準交差時間のベクトル配列
ｔ＿ｒｅｆ＿ｒｅａｌによる基準交差時間を垂直軸にプ
ロットする。斜線は、周期信号の周波数を表す基準周波
数線である。ｔ1 idealは、図５の水平軸によって見積も
った理想的な周波数による交差の時間位置、即ち、座標
として求められる。ｔideal時間及び基準周波数線の交
差と、対応するｔreal時間及び基準周波数線の交差との
差がジッタである。ジッタ対時間のベクトル配列ｊｉｔ
ｔｅｒ＿ｔｉｍｅは、ｔideal時間上で均一に離間して
いる。要素毎に周期信号の実際の（見積った）基準交差
時間ｔrealを、対応する理想的な基準交差時間ｔideal
から減算することにより求めたジッタ対時間のベクトル
配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅは、図７のステップ９６で
求められる。このベクトル配列は、次のようになる。 jitter_time = {t1 ideal - t1 real, t2 ideal - t3 real, t2 ideal - t3 real, ... .. tn ideal - tn real} （７）
【００２７】図７のステップ９８に示すように、ジッタ
対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅの要素
を、１秒当たりのラジアンで示す周期信号周波数と乗算
して、ジッタ対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉ
ｍｅを位相エラー対時間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅ
ｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅに変換する。このベクトル配列は、
次のようになる。 phase_error_time = {φ1(t1 ideal), ....φn(tn ideal)} （８） なお、φi＝φ（ｔi ideal）、ｉ、／ｎである。位相エ
ラー対時間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔ
ｉｍｅの重要性は、それが時間的に均一に離間してお
り、また、時間及び電圧の大きさではない尺度のジッタ
対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅから求ま
ることである。均一に離間された位相エラー対時間のベ
クトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅを用いる
ことにより、このベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ
＿ｔｉｍｅから正確な周波数領域スペクトル密度の配列
ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅが得られ
る。図７のステップ１００に示すように、高速フーリエ
変換機能の如き時間・周波数変換機能を位相エラー対時
間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅに
適用して、位相エラー大きさ対周波数のベクトル配列ｐ
ｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｆｒｅｑを求める。このベクト
ル配列は、次のようになる。 phase_error_freq = {φ(Fi), .... φ(Fn/2)} （９） なお、Ｆi＝（ｉ−１）×Ｆc／２である。時間領域シー
ケンスを周波数領域シーケンスに変換できる多くの時間
・周波数変換器が存在するが、本発明の方法は、任意の
１つの変換器に限定されるものではない。
対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅの要素
を、１秒当たりのラジアンで示す周期信号周波数と乗算
して、ジッタ対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉ
ｍｅを位相エラー対時間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅ
ｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅに変換する。このベクトル配列は、
次のようになる。 phase_error_time = {φ1(t1 ideal), ....φn(tn ideal)} （８） なお、φi＝φ（ｔi ideal）、ｉ、／ｎである。位相エ
ラー対時間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔ
ｉｍｅの重要性は、それが時間的に均一に離間してお
り、また、時間及び電圧の大きさではない尺度のジッタ
対時間のベクトル配列ｊｉｔｔｅｒ＿ｔｉｍｅから求ま
ることである。均一に離間された位相エラー対時間のベ
クトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅを用いる
ことにより、このベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ
＿ｔｉｍｅから正確な周波数領域スペクトル密度の配列
ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅが得られ
る。図７のステップ１００に示すように、高速フーリエ
変換機能の如き時間・周波数変換機能を位相エラー対時
間のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅに
適用して、位相エラー大きさ対周波数のベクトル配列ｐ
ｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｆｒｅｑを求める。このベクト
ル配列は、次のようになる。 phase_error_freq = {φ(Fi), .... φ(Fn/2)} （９） なお、Ｆi＝（ｉ−１）×Ｆc／２である。時間領域シー
ケンスを周波数領域シーケンスに変換できる多くの時間
・周波数変換器が存在するが、本発明の方法は、任意の
１つの変換器に限定されるものではない。
【００２８】図７のステップ１０２に示すように、位相
エラー対周波数のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ
＿ｆｒｅｑにおけるランダムな位相エラー大きさ成分を
１Ｈｚ帯域幅に正規化して、位相ノイズ・スペクトル密
度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏ
ｉｓｅを求める。このベクトル配列は、次のようにな
る。 spectral_phase_noisei = {φFi × (n-1)/2Tc} （１０） なお、ｉは、ベクトル配列（９）における周波数成分を
表す。これら周波数成分は決定的なもの（即ち、純粋な
トーン）ではない。また、 spectral_phase_noisei = {φFi}i （１１） ともなる。この場合、ｉは、ベクトル配列（９）におけ
る決定的な周波数成分（即ち、独立した周波数成分）を
表す。当業者には、ベクトル配列（９）における独立し
た周波数成分を識別するために、異なる方法も利用でき
よう。かかる方法の１つは、位相エラー対時間のベクト
ル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅをサブ・サン
プリングし（更に細かくサンプリングし）、ベクトル配
列（１０）内の式のみを用いて位相ノイズ・スペクトル
密度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎ
ｏｉｓｅを再計算し、独立した成分として一定になった
このベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏ
ｉｓｅ内の周波数成分を識別する。
エラー対周波数のベクトル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ
＿ｆｒｅｑにおけるランダムな位相エラー大きさ成分を
１Ｈｚ帯域幅に正規化して、位相ノイズ・スペクトル密
度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏ
ｉｓｅを求める。このベクトル配列は、次のようにな
る。 spectral_phase_noisei = {φFi × (n-1)/2Tc} （１０） なお、ｉは、ベクトル配列（９）における周波数成分を
表す。これら周波数成分は決定的なもの（即ち、純粋な
トーン）ではない。また、 spectral_phase_noisei = {φFi}i （１１） ともなる。この場合、ｉは、ベクトル配列（９）におけ
る決定的な周波数成分（即ち、独立した周波数成分）を
表す。当業者には、ベクトル配列（９）における独立し
た周波数成分を識別するために、異なる方法も利用でき
よう。かかる方法の１つは、位相エラー対時間のベクト
ル配列ｐｈａｓｅ＿ｅｒｒｏｒ＿ｔｉｍｅをサブ・サン
プリングし（更に細かくサンプリングし）、ベクトル配
列（１０）内の式のみを用いて位相ノイズ・スペクトル
密度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎ
ｏｉｓｅを再計算し、独立した成分として一定になった
このベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏ
ｉｓｅ内の周波数成分を識別する。
【００２９】図７のステップ１０４に示すように、位相
ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａ
ｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅ内の周波数帯域を定めるた
めにフィルタ関数を用い、図７のステップ１０６に示す
ように、定めた周波数帯域にわたってフィルタ処理した
位相ノイズ値に対して数値積分を実行して、位相ノイズ
・スペクトル密度のベクトル配列の周波数帯域内で、ジ
ッタ実効値（ＲＭＳ）を得ることができる。数値積分
は、位相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列ｓｐｅ
ｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅにおける総ての要
素においてｘも実行でき、周期信号の総合的なジッタ実
効値が得られる。
ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列ｓｐｅｃｔｒａ
ｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅ内の周波数帯域を定めるた
めにフィルタ関数を用い、図７のステップ１０６に示す
ように、定めた周波数帯域にわたってフィルタ処理した
位相ノイズ値に対して数値積分を実行して、位相ノイズ
・スペクトル密度のベクトル配列の周波数帯域内で、ジ
ッタ実効値（ＲＭＳ）を得ることができる。数値積分
は、位相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列ｓｐｅ
ｃｔｒａｌ＿ｐｈａｓｅ＿ｎｏｉｓｅにおける総ての要
素においてｘも実行でき、周期信号の総合的なジッタ実
効値が得られる。
【００３０】デジタル的にサンプリングした周期信号内
のジッタ及び位相ノイズ・スペクトル密度を見積る本発
明の方法を上述した。この方法は、波形記録内の周期信
号の見積もった基準交差時間のベクトル配列を求めるス
テップと、周期信号の見積った基準交差時間に基づいて
見積った周期信号周波数を計算するステップを含んでい
る。この見積った周期信号周波数を用いて、均一に離間
した理想的な交差時間のベクトル配列を求める。周期信
号の理想的な交差時間と、対応した見積り基準交差時間
との差を求めて、ジッタ対時間の均一に離間したベクト
ル配列を求める。ベクトル配列の要素を、１秒当たりの
ラジアンで示す周期信号周波数と乗算して、ジッタ対時
間のベクトル配列を位相エラー対時間のベクトル配列に
変換する。時間・周波数変換機能を位相エラー対時間の
ベクトル配列に適用して、位相エラー大きさ対周波数の
ベクトル配列を求める。位相エラー大きさ対周波数のベ
クトル配列を１Ｈｚ（ヘルツ）帯域幅に正規化して、位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列を求める。位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列の総て又は一
部に対して数値積分を実施して、位相ノイズ・スペクト
ル密度のベクトル配列内の周波数帯域又は周期信号に対
するジッタ値の実効値を求める。
のジッタ及び位相ノイズ・スペクトル密度を見積る本発
明の方法を上述した。この方法は、波形記録内の周期信
号の見積もった基準交差時間のベクトル配列を求めるス
テップと、周期信号の見積った基準交差時間に基づいて
見積った周期信号周波数を計算するステップを含んでい
る。この見積った周期信号周波数を用いて、均一に離間
した理想的な交差時間のベクトル配列を求める。周期信
号の理想的な交差時間と、対応した見積り基準交差時間
との差を求めて、ジッタ対時間の均一に離間したベクト
ル配列を求める。ベクトル配列の要素を、１秒当たりの
ラジアンで示す周期信号周波数と乗算して、ジッタ対時
間のベクトル配列を位相エラー対時間のベクトル配列に
変換する。時間・周波数変換機能を位相エラー対時間の
ベクトル配列に適用して、位相エラー大きさ対周波数の
ベクトル配列を求める。位相エラー大きさ対周波数のベ
クトル配列を１Ｈｚ（ヘルツ）帯域幅に正規化して、位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列を求める。位
相ノイズ・スペクトル密度のベクトル配列の総て又は一
部に対して数値積分を実施して、位相ノイズ・スペクト
ル密度のベクトル配列内の周波数帯域又は周期信号に対
するジッタ値の実効値を求める。
【００３１】本発明の要旨から逸脱することなく、本発
明の上述の実施例の細部に対して種々の変更をできるこ
とが当業者には理解できよう。例えば、被試験周期信号
に周波数が等しい外部基準信号源にタイムベース回路を
拘束して、デジタル・サンプリング・システムが同期的
に周期信号をサンプリングしてもよい。波形記録から電
圧対見積り基準交差時間のベクトル配列を求めてもよ
く、また、電圧対時間のベクトル配列を交差付近での周
期信号の傾斜で除算することにより、ジッタ対時間のベ
クトル配列を求めてもよい。
明の上述の実施例の細部に対して種々の変更をできるこ
とが当業者には理解できよう。例えば、被試験周期信号
に周波数が等しい外部基準信号源にタイムベース回路を
拘束して、デジタル・サンプリング・システムが同期的
に周期信号をサンプリングしてもよい。波形記録から電
圧対見積り基準交差時間のベクトル配列を求めてもよ
く、また、電圧対時間のベクトル配列を交差付近での周
期信号の傾斜で除算することにより、ジッタ対時間のベ
クトル配列を求めてもよい。
【００３２】
【発明の効果】上述の如く本発明によれば、再サンプリ
ングを必要とせずに、時間領域で取り込んだデジタル・
サンプル波形記録における位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを測定できる。
ングを必要とせずに、時間領域で取り込んだデジタル・
サンプル波形記録における位相ノイズ・スペクトル密度
及びジッタを測定できる。
【図１】本発明により、周期信号の位相ノイズ・スペク
トル密度及びジッタを見積る方法を実施する時間領域測
定システムの代表的なブロック図である。
トル密度及びジッタを見積る方法を実施する時間領域測
定システムの代表的なブロック図である。
【図２】位相エラーを有する周期信号の代表的な波形を
示す図である。
示す図である。
【図３】立ち上がりエッジの交差点時間の補間を示すた
めに、基準レベルに交差する周期信号の立ち上がりエッ
ジの拡大図である。
めに、基準レベルに交差する周期信号の立ち上がりエッ
ジの拡大図である。
【図４】周期信号の出力を見積りを説明するための図で
ある。
ある。
【図５】見積もった周期信号周波数から求めた均一に離
間した理想基準交差と、理想基準交差及び周期信号の見
積もった基準交差の間のジッタとを示す図である。
間した理想基準交差と、理想基準交差及び周期信号の見
積もった基準交差の間のジッタとを示す図である。
【図６】均一に離間した理想基準交差のジッタ対時間を
示す図である。
示す図である。
【図７】本発明により、周期信号内の位相ノイズ・スペ
クトル密度及びジッタを見積るステップの流れ図であ
る。
クトル密度及びジッタを見積るステップの流れ図であ
る。
１０ 測定システム １４ 取込みサブシステム １６ 測定機器制御サブシステム １８ 可変減衰器 ２０ 前置増幅器 ２２、２４ デジタル化パイプ ２６ トラック・アンド・ホールド回路 ２８ Ａ／Ｄ変換器 ３０ メモリ ３２ タイムベース回路 ３６ ＤＳＰ制御器 ３８ 取込み制御器 ４０ メモリ ４６ システム又はホスト・コンピュータ ５０ メモリ ５２ 表示器 ５４ コントロール・パネル ５６ マス・ストレージ・ユニット
フロントページの続き (72)発明者 スティーブン・エイチ・ペッパー アメリカ合衆国 オレゴン州 97229 ポ ートランド ノース・ウエスト ワンハン ドレッド・フォーティーンス・アベニュー 710
Claims (15)
- 【請求項１】 平均周波数を有する周期信号から得たジ
ッタ対時間のベクトル配列から位相ノイズ・スペクトル
密度を見積る方法であって、 （ａ）上記周期信号の平均周波数の見積りを用いて、上
記ジッタ対時間のベクトル配列を位相エラー対時間のベ
クトル配列に変換するステップと、 （ｂ）時間・周波数変換を上記位相エラー対時間のベク
トル配列に適用して、位相エラーの大きさ対周波数のベ
クトル配列を発生するステップと、 （ｃ）上記位相エラーの大きさ対周波数のベクトル配列
におけるランダム位相エラーの大きさ成分を１ヘルツの
帯域幅に正規化して、位相ノイズ・スペクトル密度のベ
クトル配列を得るステップと具えた位相ノイズ・スペク
トル密度見積り方法。 - 【請求項２】 フィルタ関数を用いて、上記位相ノイズ
・スペクトル密度のベクトル配列内の周波数帯域幅を限
定するステップと、 上記限定された周波数帯域幅にわたって上記位相ノイズ
・スペクトル密度のベクトル配列における上記フィルタ
処理された位相ノイズの値を積分して、上記限定された
周波数帯域幅内のジッタの実効値を求めるステップとを
更に具えたことを特徴とする請求項１の位相ノイズ・ス
ペクトル密度見積り方法。 - 【請求項３】 上記ステップ（ａ）は、上記ジッタ対時
間のベクトル配列を、１秒当たりのラジアンで示す上記
周期信号の平均周波数と乗算するステップを有すること
を特徴とする請求項１の位相ノイズ・スペクトル密度見
積り方法。 - 【請求項４】 周期信号をデジタル的にサンプリングし
て取り込んだ波形記録における上記周期信号の位相ノイ
ズ・スペクトル密度を見積りする方法であって、 （ａ）補間を用いて、上記波形記録における上記周期信
号の見積った基準交差時間のベクトル配列を求めるステ
ップと、（ｂ）上記見積った基準交差時間のベクトル配
列における選択された数の基準交差と、上記波形記録に
て最初に選択した基準交差から最後に選択した基準交差
までの波形サンプルに関連した時間位置とに基づいて、
見積った周期信号の周波数を計算するステップと、 （ｃ）上記見積った周期信号の周波数に基づいて、均一
に離間した理想的な基準交差時間のベクトル配列を求め
るステップと、 （ｄ）上記理想的な基準交差時間と上記周期信号の対応
して見積った基準交差時間との間の差を求めて、均一に
離間したジッタ対時間のベクトル配列を求め、 （ｅ）上記周期信号の平均周波数の見積りを用いて、上
記ジッタ対時間のベクトル配列を位相エラー対時間のベ
クトル配列に変換するステップと、 （ｆ）時間・周波数変換を上記位相エラー対時間のベク
トル配列に適用して、位相エラーの大きさ対周波数のベ
クトル配列を求めるステップと、 （ｇ）上記位相エラーの大きさ対周波数のベクトル配列
におけるランダム位相エラーの大きさ成分を１ヘルツ帯
域幅に正規化して、位相ノイズ・スペクトル密度のベク
トル配列を求めるステップとを具えた位相ノイズ・スペ
クトル密度見積り方法。 - 【請求項５】 上記ステップ（ａ）は、上記波形記録に
おける上記周期信号の立ち上がりエッジ基準交差時間を
見積りるステップを有することを特徴とする請求項４の
位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法。 - 【請求項６】 上記ステップ（ａ）は、上記波形記録に
おける上記周期信号の立ち下がりエッジ基準交差時間を
見積りるステップを有することを特徴とする請求項４の
位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法。 - 【請求項７】 上記ステップ（ａ）は、 補間を用いて、上記波形記録における上記周期信号の見
積った立ち上がり基準交差時間のベクトル配列を求める
と同時に、補間を用いて、上記波形記録における上記周
期信号の見積った立ち下がり基準交差の時間ベクトル配
列を求めるステップと、 上記見積った立ち上がり基準交差時間のベクトル配列を
上記見積った立ち下がり基準交差時間のベクトル配列と
比較して、見積ったパルス幅偏差時間のベクトル配列を
求めるステップとを有することを特徴とする請求項４の
位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法。 - 【請求項８】 上記ステップ（ａ）は、上記基準交差の
上の少なくとも最初のデータ・サンプルと、上記基準交
差の下の少なくとも最初のデータ・サンプルとの間を補
間するステップを有することを特徴とする請求項４の位
相ノイズ・スペクトル密度見積り方法。 - 【請求項９】 上記ステップ（ｂ）は、上記基準交差時
間の数と上記基準交差時間の和とから、平均傾斜を補間
することを特徴とする請求項４の位相ノイズ・スペクト
ル密度見積り方法。 - 【請求項１０】 上記ステップ（ｅ）は、上記ジッタ対
時間のベクトル配列と、１秒当たりのラジアンで示す上
記周期信号の平均周波数とを乗算することを特徴とする
請求項４の位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法。 - 【請求項１１】 周期信号をデジタル的にサンプリング
して取り込んだ波形記録における上記周期信号のジッタ
を見積る方法であって、 （ａ）補間を用いて、上記波形記録における上記周期信
号の見積った基準交差時間のベクトル配列を求るステッ
プと、 （ｂ）上記見積った基準交差時間のベクトル配列におけ
る選択された数の基準交差と、上記波形記録における最
初に選択した基準交差から最後に選択した基準交差まで
の波形サンプルに関連した時間位置とに基づいて、見積
った周期信号周波数を計算するステップと、 （ｃ）上記見積った周期信号周波数に基づいて、均一に
離間した理想的な基準交差時間のベクトル配列を求める
ステップと、 （ｄ）上記周期信号の上記理想的な基準交差時間と、対
応して見積った基準交差時間との間の差を求めて、均一
に離間したジッタ対時間のベクトル配列を求めるステッ
プとを具えた周期信号のジッタ見積り方法。 - 【請求項１２】 上記ステップ（ａ）は、上記波形記録
における上記周期信号の立ち上がりエッジ基準交差時間
を見積るステップを有することを特徴とする請求項１１
の周期信号のジッタ見積り方法。 - 【請求項１３】 上記ステップ（ａ）は、上記波形記録
における上記周期信号の立ち下がりエッジ基準交差時間
を見積るステップを有することを特徴とする請求項１１
の周期信号のジッタ見積り方法。 - 【請求項１４】 上記ステップ（ａ）は、 補間を用いて、上記波形記録における上記周期信号の見
積った立ち上がり基準交差時間のベクトル配列を求める
と同時に、補間を用いて、上記波形記録における上記周
期信号の見積った立ち下がり基準交差時間のベクトル配
列を求めるステップと、 上記見積った立ち上がり基準交差時間のベクトル配列を
上記見積った立ち下がり基準交差時間のベクトル配列と
比較して、見積ったパルス幅偏差時間のベクトル配列を
求めるステップとを有することを特徴とする請求項１１
の周期信号のジッタ見積り方法。 - 【請求項１５】 上記ステップ（ａ）は、上記基準交差
の上の少なくとも最初のデータ・サンプルと、上記基準
交差の下の少なくとも最初のデータ・サンプルとの間を
補間するステップを有することを特徴とする請求項１１
の周期信号のジッタ見積り方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US17775000P | 2000-01-20 | 2000-01-20 | |
| US09/757125 | 2001-01-08 | ||
| US09/757,125 US20010037189A1 (en) | 2000-01-20 | 2001-01-08 | Method of estimating phase noise spectral density and jitter in a periodic signal |
| US60/177750 | 2001-01-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001228187A true JP2001228187A (ja) | 2001-08-24 |
Family
ID=22649846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001006480A Pending JP2001228187A (ja) | 2000-01-20 | 2001-01-15 | 位相ノイズ・スペクトル密度見積り方法及び周期信号のジッタ見積り方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20010037189A1 (ja) |
| EP (1) | EP1118866A1 (ja) |
| JP (1) | JP2001228187A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7457756B1 (en) * | 2005-06-09 | 2008-11-25 | The United States Of America As Represented By The Director Of The National Security Agency | Method of generating time-frequency signal representation preserving phase information |
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| JP2004093345A (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-25 | Renesas Technology Corp | ジッタ測定回路 |
| US7519874B2 (en) | 2002-09-30 | 2009-04-14 | Lecroy Corporation | Method and apparatus for bit error rate analysis |
| US7434113B2 (en) | 2002-09-30 | 2008-10-07 | Lecroy Corporation | Method of analyzing serial data streams |
| US7437624B2 (en) | 2002-09-30 | 2008-10-14 | Lecroy Corporation | Method and apparatus for analyzing serial data streams |
| DE10246316A1 (de) * | 2002-10-04 | 2004-04-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Bestimmen des Phasen- und/oder des Amplituden-Rauschspektrums eines digital modulierten Signals |
| US20050175127A1 (en) * | 2002-10-04 | 2005-08-11 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Method for determining the phase-and/or amplitude-noise spectrum of a digitally modulated signal |
| US7133791B1 (en) * | 2005-03-31 | 2006-11-07 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Two-mean level-crossing time interval estimation method |
| JP2008541332A (ja) * | 2005-05-18 | 2008-11-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 光ディスク駆動のために改善された解像度を有するジッタに基づく較正方法 |
| JP2007085933A (ja) * | 2005-09-22 | 2007-04-05 | Agilent Technol Inc | 周波数測定方法および周波数測定装置 |
| DE102006037221B4 (de) * | 2006-08-09 | 2018-07-19 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Vorrichtung und Verfahren zur Verarbeitung und Darstellung eines abgetasteten Signals |
| US8125620B2 (en) * | 2007-10-18 | 2012-02-28 | PulsedLight, LLC | Optical sensor device |
| US20120102353A1 (en) * | 2010-10-21 | 2012-04-26 | National University Corporation Tohoku University | Data processing apparatus, data processing system, measurement system, data processing method, measurement method, electronic device and recording medium |
| CN102707157B (zh) * | 2012-05-18 | 2015-10-28 | 天津理工大学 | 一种基于功率谱的单频脉冲信号参数估值方法 |
| US9188617B2 (en) * | 2013-04-15 | 2015-11-17 | National Instruments Corporation | Using a shared local oscillator to make low-noise vector measurements |
| CN104793032B (zh) * | 2015-04-29 | 2017-09-26 | 电子科技大学 | 数字三维采集波形的矢量映射方法 |
| CN113138318B (zh) * | 2021-04-27 | 2022-05-06 | 山东英信计算机技术有限公司 | 一种相位抖动测试方法及系统 |
| CN116413832B (zh) * | 2023-03-27 | 2023-11-10 | 中国科学院国家空间科学中心 | 基于时序数据的空间引力波探测灵敏度计算方法及系统 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
2001
- 2001-01-08 US US09/757,125 patent/US20010037189A1/en not_active Abandoned
- 2001-01-15 JP JP2001006480A patent/JP2001228187A/ja active Pending
- 2001-01-16 EP EP01300348A patent/EP1118866A1/en not_active Withdrawn
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|---|---|---|---|---|
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010037189A1 (en) | 2001-11-01 |
| EP1118866A1 (en) | 2001-07-25 |
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