JP2867769B2 - 音響測定方法およびその装置 - Google Patents
音響測定方法およびその装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、インパルス応答や伝
達関数等の音響特性を測定する音響測定方法およびその
装置に関し、特に正弦波を周波数に対数比例して掃引し
た測定用信号を用いて低域でのＳ／Ｎを改善した音響測
定方法およびその装置に関する。
達関数等の音響特性を測定する音響測定方法およびその
装置に関し、特に正弦波を周波数に対数比例して掃引し
た測定用信号を用いて低域でのＳ／Ｎを改善した音響測
定方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】線形、時間不変、因果性の被測定系のイ
ンパルス応答や伝達関数等の音響特性を測定する場合、
一般には、（１）持続時間の極めて短いインパルス、
（２）時間領域で平坦なチャープ信号、（３）周波数領
域で平坦なＴＳＰ（時間引き伸ばしパルス）等が測定用
信号として使用される。図２０はチャープ信号の波形図
で、横軸は時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸は応答（Ｒｅｓｐｏ
ｎｓｅ）である。図２１はチャープ信号のスペクトラム
で、横軸は周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、縦軸は振幅
（Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）である。また、図２２はＴＳＰ
の波形図で、横軸は時間、縦軸は応答である。図２３は
ＴＳＰのスペクトラムで、横軸は周波数、縦軸は振幅で
ある。図２４はＴＳＰの逆フィルタ特性で、横軸は時
間、縦軸は応答である。ＴＳＰ方式の一例としては、特
開平３−６４６７号に示されるように、全ての離散周波
数において平坦なスペクトラムを有し、位相特性が連続
でかつ離散周波数の自乗に比例し、さらに標本数の１／
２の離散周波数における入力信号の離散的フーリエ変換
が１＋ｊ０となるような波形となる測定用信号を用いる
ものがある。
ンパルス応答や伝達関数等の音響特性を測定する場合、
一般には、（１）持続時間の極めて短いインパルス、
（２）時間領域で平坦なチャープ信号、（３）周波数領
域で平坦なＴＳＰ（時間引き伸ばしパルス）等が測定用
信号として使用される。図２０はチャープ信号の波形図
で、横軸は時間（Ｔｉｍｅ）、縦軸は応答（Ｒｅｓｐｏ
ｎｓｅ）である。図２１はチャープ信号のスペクトラム
で、横軸は周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）、縦軸は振幅
（Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）である。また、図２２はＴＳＰ
の波形図で、横軸は時間、縦軸は応答である。図２３は
ＴＳＰのスペクトラムで、横軸は周波数、縦軸は振幅で
ある。図２４はＴＳＰの逆フィルタ特性で、横軸は時
間、縦軸は応答である。ＴＳＰ方式の一例としては、特
開平３−６４６７号に示されるように、全ての離散周波
数において平坦なスペクトラムを有し、位相特性が連続
でかつ離散周波数の自乗に比例し、さらに標本数の１／
２の離散周波数における入力信号の離散的フーリエ変換
が１＋ｊ０となるような波形となる測定用信号を用いる
ものがある。
【０００３】図１１は上記（１）のインパルス方式のイ
ンパルス応答を示している。この特性の横軸は時間、縦
軸は応答である。このインパルス応答の尾部を拡大して
示すと図１２のようになる。図１３にこのインパルス方
式のスペクトラムを示す。このスペクトラムの横軸は周
波数、縦軸は振幅である。図１４は上記（３）のＴＳＰ
方式のインパルス応答を示している。この特性の横軸は
時間、縦軸は応答である。このインパルス応答の尾部を
拡大したのが図１５である。図１６はこのＴＳＰ方式の
スペクトラムである。このスペクトラムの横軸は周波
数、縦軸は振幅である。
ンパルス応答を示している。この特性の横軸は時間、縦
軸は応答である。このインパルス応答の尾部を拡大して
示すと図１２のようになる。図１３にこのインパルス方
式のスペクトラムを示す。このスペクトラムの横軸は周
波数、縦軸は振幅である。図１４は上記（３）のＴＳＰ
方式のインパルス応答を示している。この特性の横軸は
時間、縦軸は応答である。このインパルス応答の尾部を
拡大したのが図１５である。図１６はこのＴＳＰ方式の
スペクトラムである。このスペクトラムの横軸は周波
数、縦軸は振幅である。
【０００４】
（１）のインパルスを使用する方法は、簡単な構成で測
定できる利点を有する反面、信号のパワーが小さい。こ
のため、図１３に示すように低域でのＳ／Ｎが良好でな
い（低域において暗雑音の影響が大きい）。この点を改
善するには相当多くの同期加算が必要になり、測定時間
が長くなる欠点がある。これに対し、（２）のチャープ
信号や（３）のＴＳＰは信号のパワーが大きいため、Ｓ
／Ｎは良好であり、したがって測定時間が短くて済む。
ところが、音響測定時のノイズが主として暗雑音であ
り、そのスペクトラムが図１０に示すように低域になる
ほど上昇する特性であることを考慮すると、中、高域で
のＳ／Ｎが充分にとれても、低域のノイズを充分に除去
できないことが多い。図１６に示すＴＳＰ方式のスペク
トラムでは、低域に未だ暗雑音の影響が残存している
（中、高域に比べて振幅が大きい）。
定できる利点を有する反面、信号のパワーが小さい。こ
のため、図１３に示すように低域でのＳ／Ｎが良好でな
い（低域において暗雑音の影響が大きい）。この点を改
善するには相当多くの同期加算が必要になり、測定時間
が長くなる欠点がある。これに対し、（２）のチャープ
信号や（３）のＴＳＰは信号のパワーが大きいため、Ｓ
／Ｎは良好であり、したがって測定時間が短くて済む。
ところが、音響測定時のノイズが主として暗雑音であ
り、そのスペクトラムが図１０に示すように低域になる
ほど上昇する特性であることを考慮すると、中、高域で
のＳ／Ｎが充分にとれても、低域のノイズを充分に除去
できないことが多い。図１６に示すＴＳＰ方式のスペク
トラムでは、低域に未だ暗雑音の影響が残存している
（中、高域に比べて振幅が大きい）。
【０００５】この発明は、信号パワーが大きく、且つ低
域でのＳ／Ｎも良好な測定用信号を用いることにより、
低域になるほどスペクトラムの上昇する暗雑音の影響を
受ける被測定系に対し効果的な音響測定方法およびその
測定装置を提供することを目的としている。
域でのＳ／Ｎも良好な測定用信号を用いることにより、
低域になるほどスペクトラムの上昇する暗雑音の影響を
受ける被測定系に対し効果的な音響測定方法およびその
測定装置を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
この発明では、線形、時間不変、因果性を有する被測定
系に対して非インパルスの測定用信号と、この測定用信
号をインパルス化する逆たたみ込み処理とを用いて前記
被測定系のインパルス応答或いは伝達関数を測定する音
響測定方法において、前記非インパルスの測定用信号と
して、周波数を低周波数側では緩やかな変化、高周波数
側では急激な変化となるように非線形に掃引した正弦波
信号を用いたことを第１の特徴としている。
この発明では、線形、時間不変、因果性を有する被測定
系に対して非インパルスの測定用信号と、この測定用信
号をインパルス化する逆たたみ込み処理とを用いて前記
被測定系のインパルス応答或いは伝達関数を測定する音
響測定方法において、前記非インパルスの測定用信号と
して、周波数を低周波数側では緩やかな変化、高周波数
側では急激な変化となるように非線形に掃引した正弦波
信号を用いたことを第１の特徴としている。
【０００７】この発明ではまた、線形、時間不変、因果
性を有する被測定系に対して非インパルスの測定用信号
と、この測定用信号をインパルス化する逆たたみ込み処
理とを用いて前記被測定系のインパルス応答或いは伝達
関数を測定する音響測定装置であって、周波数を低周波
数側では緩やかな変化、高周波数側では急激な変化とな
るように非線形に掃引した正弦波の測定用信号をディジ
タル的に作成して出力する測定用信号発生手段と、この
測定用信号をアナログ信号に変換して前記被測定系に供
給し、また、その応答を取り込んでディジタル信号に変
換してから出力する被測定系入出力手段と、この被測定
系入出力手段から得られたディジタル応答信号に対して
前記測定用信号をインパルス化するための逆たたみ込み
処理を行う逆たたみ込み手段とを具備し、この逆たたみ
込み手段の出力から前記被測定系のインパルス応答或い
は伝達関数を求めるようにしたことを第２の特徴として
いる。
性を有する被測定系に対して非インパルスの測定用信号
と、この測定用信号をインパルス化する逆たたみ込み処
理とを用いて前記被測定系のインパルス応答或いは伝達
関数を測定する音響測定装置であって、周波数を低周波
数側では緩やかな変化、高周波数側では急激な変化とな
るように非線形に掃引した正弦波の測定用信号をディジ
タル的に作成して出力する測定用信号発生手段と、この
測定用信号をアナログ信号に変換して前記被測定系に供
給し、また、その応答を取り込んでディジタル信号に変
換してから出力する被測定系入出力手段と、この被測定
系入出力手段から得られたディジタル応答信号に対して
前記測定用信号をインパルス化するための逆たたみ込み
処理を行う逆たたみ込み手段とを具備し、この逆たたみ
込み手段の出力から前記被測定系のインパルス応答或い
は伝達関数を求めるようにしたことを第２の特徴として
いる。
【０００８】
【作用】この発明で使用する音響測定用信号は、図２に
示すように、周波数を低周波数側では緩やかな変化、高
周波数側では急激な変化となるように非線形に掃引した
正弦波信号、例えば正弦波を周波数に対数比例して掃引
した信号（Ｌｏｇａｒｉｔｈｍ Ｓｗｅｐｔ Ｓｉｎ
ｅ；ＬＳＳと略称する）であるため、前述したチャープ
信号やＴＳＰと同様に信号パワーが大きい。このため、
中・高域でのＳ／Ｎはもともと良好である。加えて、Ｌ
ＳＳは図３に示すように、高域から低域に向けて３ｄＢ
／ｏｃｔで上昇するスペクトラムを有し、高域に比べて
低域でのパワーが大きいので、低域でのＳ／Ｎも良好に
なる。従って、低域でのスペクトラムが高い暗雑音の影
響を受ける被測定系を音響測定対象とする場合に効果的
である。音響測定用信号がディジタル的に作成され測定
もディジタル構成でなされるため、出力や入力および回
路動作全てが、安定で再現性が良く、逆たたみ込みに必
要な各信号間の完全な同期が容易に得られ、これらの同
期状態もクロック１つで容易に制御でき、正確なインパ
ルス応答或は伝達関数が極めて簡単に求まる。また同期
加算という従来から使われているＳ／Ｎ改善手法との併
用も可能となる。
示すように、周波数を低周波数側では緩やかな変化、高
周波数側では急激な変化となるように非線形に掃引した
正弦波信号、例えば正弦波を周波数に対数比例して掃引
した信号（Ｌｏｇａｒｉｔｈｍ Ｓｗｅｐｔ Ｓｉｎ
ｅ；ＬＳＳと略称する）であるため、前述したチャープ
信号やＴＳＰと同様に信号パワーが大きい。このため、
中・高域でのＳ／Ｎはもともと良好である。加えて、Ｌ
ＳＳは図３に示すように、高域から低域に向けて３ｄＢ
／ｏｃｔで上昇するスペクトラムを有し、高域に比べて
低域でのパワーが大きいので、低域でのＳ／Ｎも良好に
なる。従って、低域でのスペクトラムが高い暗雑音の影
響を受ける被測定系を音響測定対象とする場合に効果的
である。音響測定用信号がディジタル的に作成され測定
もディジタル構成でなされるため、出力や入力および回
路動作全てが、安定で再現性が良く、逆たたみ込みに必
要な各信号間の完全な同期が容易に得られ、これらの同
期状態もクロック１つで容易に制御でき、正確なインパ
ルス応答或は伝達関数が極めて簡単に求まる。また同期
加算という従来から使われているＳ／Ｎ改善手法との併
用も可能となる。
【０００９】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明の実施例を説
明する。図１は、この発明の一実施例を示す音響測定装
置のブロック図である。同図において、１０はＬＳＳ発
生器、２０はＤ／Ａ変換器、３０は被測定物、４０はＡ
／Ｄ変換器、５０はＬＳＳ逆フィルタである。ＬＳＳ発
生器１０は波形メモリ１１と波形読み出し回路１２とか
らなる測定用信号発生手段であり、波形メモリ１１にデ
ィジタル信号の形態で記憶されているＬＳＳ発生用デー
タを、波形読み出し回路１２からアドレス制御してＬＳ
Ｓを作成する。例えば、所望のＬＳＳの全サンプルデー
タを予め計算してこれを波形メモリ１１にストアしてお
き、ＬＳＳを発生させたい時には、０から順次一定速度
でカウントアップしていくアドレスを波形読み出し回路
１２から波形メモリ１１に与え波形メモリ１１からの読
み出し値によりＬＳＳを作成するようになっている。こ
のようにＬＳＳをディジタル的に作成すれば、波形の安
定性および再現性が良好となり、また以後の処理におい
て信号間の同期をとるような場合に好都合となる。Ｄ／
Ａ変換器２０とＡ／Ｄ変換器４０は被測定系入出力手段
を構成し、Ｄ／Ａ変換器２０はＬＳＳ発生器１０の出力
をアナログ信号に変換して被測定物３０に入力し、また
Ａ／Ｄ変換器４０は被測定物３０の出力をディジタル信
号に変換して出力する。ＬＳＳ逆フィルタ５０は逆たた
み込み手段であり、この例ではディジタル信号処理器を
用いて構成されている。このフィルタ５０の入力はＡ／
Ｄ変換器４０の出力であるが、これは直接リアルタイム
で入力しても良いし、一旦メモリ、ハードディスク、デ
ィジタルオーディオテープ等の記憶手段等６０に記憶し
てから適時読み出して入力するようにしても良い。
明する。図１は、この発明の一実施例を示す音響測定装
置のブロック図である。同図において、１０はＬＳＳ発
生器、２０はＤ／Ａ変換器、３０は被測定物、４０はＡ
／Ｄ変換器、５０はＬＳＳ逆フィルタである。ＬＳＳ発
生器１０は波形メモリ１１と波形読み出し回路１２とか
らなる測定用信号発生手段であり、波形メモリ１１にデ
ィジタル信号の形態で記憶されているＬＳＳ発生用デー
タを、波形読み出し回路１２からアドレス制御してＬＳ
Ｓを作成する。例えば、所望のＬＳＳの全サンプルデー
タを予め計算してこれを波形メモリ１１にストアしてお
き、ＬＳＳを発生させたい時には、０から順次一定速度
でカウントアップしていくアドレスを波形読み出し回路
１２から波形メモリ１１に与え波形メモリ１１からの読
み出し値によりＬＳＳを作成するようになっている。こ
のようにＬＳＳをディジタル的に作成すれば、波形の安
定性および再現性が良好となり、また以後の処理におい
て信号間の同期をとるような場合に好都合となる。Ｄ／
Ａ変換器２０とＡ／Ｄ変換器４０は被測定系入出力手段
を構成し、Ｄ／Ａ変換器２０はＬＳＳ発生器１０の出力
をアナログ信号に変換して被測定物３０に入力し、また
Ａ／Ｄ変換器４０は被測定物３０の出力をディジタル信
号に変換して出力する。ＬＳＳ逆フィルタ５０は逆たた
み込み手段であり、この例ではディジタル信号処理器を
用いて構成されている。このフィルタ５０の入力はＡ／
Ｄ変換器４０の出力であるが、これは直接リアルタイム
で入力しても良いし、一旦メモリ、ハードディスク、デ
ィジタルオーディオテープ等の記憶手段等６０に記憶し
てから適時読み出して入力するようにしても良い。
【００１０】ＬＳＳ発生器１０が発生するＬＳＳは、こ
れをフーリエ変換すると、図３に示したように、高域か
ら低域に向けて３ｄＢ／ｏｃｔで上昇するスペクトラム
を有することが判明する。また、１／Ｎオクターブ分析
をすると、どの１／Ｎオクターブバンドでも一定のレベ
ルになっていることが判る。更に、一定幅の時間窓でみ
ると、対数周波数軸ではほぼ一定の形のスペクトラムと
なり、時間と共にその中心周波数が動いていく信号であ
ることが判る。この様な特性を有する信号は例えば下記
数式１により計算することができる。
れをフーリエ変換すると、図３に示したように、高域か
ら低域に向けて３ｄＢ／ｏｃｔで上昇するスペクトラム
を有することが判明する。また、１／Ｎオクターブ分析
をすると、どの１／Ｎオクターブバンドでも一定のレベ
ルになっていることが判る。更に、一定幅の時間窓でみ
ると、対数周波数軸ではほぼ一定の形のスペクトラムと
なり、時間と共にその中心周波数が動いていく信号であ
ることが判る。この様な特性を有する信号は例えば下記
数式１により計算することができる。
【００１１】
【数１】
【００１２】図２は上記数式１で計算されるＬＳＳの波
形図であり、また図３はこのＬＳＳ波形をＦＦＴ（高速
フーリエ変換器）でフーリエ変換したスペクトラムであ
る。図２から明らかなように、ＬＳＳ波形は振幅が一定
であるため、これをアナログ信号に変換する図１のＡ／
Ｄ変換器２０にはさほど語長の大きくない安価なものを
用いることができ、それで充分な精度を確保することが
できる。また、図３から明らかなように、スペクトラム
が低域に向かって３ｄＢ／ｏｃｔで上昇しているため、
暗雑音等に埋もれがちな低域成分において充分なパワー
を持っており、低域での雑音抑止能力が高いことが判
る。
形図であり、また図３はこのＬＳＳ波形をＦＦＴ（高速
フーリエ変換器）でフーリエ変換したスペクトラムであ
る。図２から明らかなように、ＬＳＳ波形は振幅が一定
であるため、これをアナログ信号に変換する図１のＡ／
Ｄ変換器２０にはさほど語長の大きくない安価なものを
用いることができ、それで充分な精度を確保することが
できる。また、図３から明らかなように、スペクトラム
が低域に向かって３ｄＢ／ｏｃｔで上昇しているため、
暗雑音等に埋もれがちな低域成分において充分なパワー
を持っており、低域での雑音抑止能力が高いことが判
る。
【００１３】また、図２５は、図１に示したＬＳＳ発生
器１０の別の構成例であり、特に上記数式１で計算され
るＬＳＳの波形発生に好適な構成である。すなわち、上
記数式１のθ（ｉ）の式は変形すると下記のようにな
る。
器１０の別の構成例であり、特に上記数式１で計算され
るＬＳＳの波形発生に好適な構成である。すなわち、上
記数式１のθ（ｉ）の式は変形すると下記のようにな
る。
【００１４】
【数２】
【００１５】そして波形メモリ１１として、サイン波テ
ーブル１１１および指数（ｅｘｐ）テーブル１１２を用
意し、またスタート周波数ｆ0 、ストップ周波数ｆ1 、
長さＮサンプルよりＡ、ａの値を計算し、波形読み出し
回路１２内に与えることにより、指数（ＥＸＰ）テーブ
ル１１２を利用し、θ（ｉ）＝Ａ｛ｅｘｐ（ａｉ）−
１｝の値を求め、さらにそれをアドレスとしてサイン波
テーブル１１１を読み出し最終的なＬＳＳ波形を得るよ
うにしてある。
ーブル１１１および指数（ｅｘｐ）テーブル１１２を用
意し、またスタート周波数ｆ0 、ストップ周波数ｆ1 、
長さＮサンプルよりＡ、ａの値を計算し、波形読み出し
回路１２内に与えることにより、指数（ＥＸＰ）テーブ
ル１１２を利用し、θ（ｉ）＝Ａ｛ｅｘｐ（ａｉ）−
１｝の値を求め、さらにそれをアドレスとしてサイン波
テーブル１１１を読み出し最終的なＬＳＳ波形を得るよ
うにしてある。
【００１６】非インパルス信号を測定用信号として使っ
た場合、インパルス応答や伝達関数を求めるには、その
測定用信号を逆たたみ込み（Ｄｅｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎ）する処理が必要になる。この逆たたみ込み処理には
次のような方法が考えられる。 （Ａ）解析的に逆フィルタを求めて、それをたたみ込
む。 （Ｂ）ＦＦＴにより周波数軸上で割り算する。 （Ｃ）ＦＦＴにより近似的に逆フィルタを求め、それを
たたみ込む。 前述した従来のＴＳＰ信号に対しては、上記（Ａ）の手
法が可能であり、これがＴＳＰ信号を使う場合の大きな
利点となっている。これに対し、従来のチャープ信号や
この発明のＬＳＳ波については、上記（Ｂ）または
（Ｃ）の手法による逆たたみ込み処理を行うことができ
る。
た場合、インパルス応答や伝達関数を求めるには、その
測定用信号を逆たたみ込み（Ｄｅｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏ
ｎ）する処理が必要になる。この逆たたみ込み処理には
次のような方法が考えられる。 （Ａ）解析的に逆フィルタを求めて、それをたたみ込
む。 （Ｂ）ＦＦＴにより周波数軸上で割り算する。 （Ｃ）ＦＦＴにより近似的に逆フィルタを求め、それを
たたみ込む。 前述した従来のＴＳＰ信号に対しては、上記（Ａ）の手
法が可能であり、これがＴＳＰ信号を使う場合の大きな
利点となっている。これに対し、従来のチャープ信号や
この発明のＬＳＳ波については、上記（Ｂ）または
（Ｃ）の手法による逆たたみ込み処理を行うことができ
る。
【００１７】図４は、上記（Ｂ）の手法による逆たたみ
込み処理を図１のＬＳＳ逆フィルタ５０内で行う場合の
手順を示している。この方法はＦＦＴを使用するためリ
アルタイムで処理するには難があるが、確実な手法であ
る。即ち、被測定物３０の入力ｘ（ｔ）および出力ｙ
（ｔ）はいずれも時間軸領域にあり、出力ｙ（ｔ）には
ノイズｎ（ｔ）が加わるため、被測定物３０のインパル
ス応答をｈ（ｔ）すれば、 ｙ（ｔ）＝ｈ（ｔ）・ｘ（ｔ）＋ｎ（ｔ） となっている。ＦＦＴ５１，５２はこれらを周波数軸領
域の複素数Ｘ（ｆ），Ｙ（ｆ）にそれぞれ変換する。こ
の場合、Ｙ（ｆ）は次のように表される。 Ｙ（ｆ）＝Ｈ（ｆ）・Ｘ（ｆ）＋Ｎ（ｆ）
込み処理を図１のＬＳＳ逆フィルタ５０内で行う場合の
手順を示している。この方法はＦＦＴを使用するためリ
アルタイムで処理するには難があるが、確実な手法であ
る。即ち、被測定物３０の入力ｘ（ｔ）および出力ｙ
（ｔ）はいずれも時間軸領域にあり、出力ｙ（ｔ）には
ノイズｎ（ｔ）が加わるため、被測定物３０のインパル
ス応答をｈ（ｔ）すれば、 ｙ（ｔ）＝ｈ（ｔ）・ｘ（ｔ）＋ｎ（ｔ） となっている。ＦＦＴ５１，５２はこれらを周波数軸領
域の複素数Ｘ（ｆ），Ｙ（ｆ）にそれぞれ変換する。こ
の場合、Ｙ（ｆ）は次のように表される。 Ｙ（ｆ）＝Ｈ（ｆ）・Ｘ（ｆ）＋Ｎ（ｆ）
【００１８】複素共役演算部５３では入力側の複素数Ｘ
（ｆ）から共役複素数Ｘ*（ｆ）を演算する。そして、
一方の掛け算器５４でＸ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）を求め、ま
た他方の掛け算器５５でＹ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）を求め
る。 Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）＝Ｈ（ｆ）・Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）
＋Ｎ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） 更に割り算器５６では伝達関数Ｈ（ｆ）を求める。この
場合、ｎ（ｔ）とｘ（ｔ）が無相関で、Ｘ（ｆ）・Ｘ*
（ｆ）が大きいため、次の式において右辺第２項が無視
できる。 Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）＝Ｈ（ｆ）
＋Ｎ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） したがって、近似的に Ｈ（ｆ）＝Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） と表される。最後に周波数軸領域の伝達関数Ｈ（ｆ）を
逆ＦＦＴ５７で時間軸領域のインパルス応答ｈ（ｔ）に
変換して出力する。
（ｆ）から共役複素数Ｘ*（ｆ）を演算する。そして、
一方の掛け算器５４でＸ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）を求め、ま
た他方の掛け算器５５でＹ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）を求め
る。 Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）＝Ｈ（ｆ）・Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）
＋Ｎ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） 更に割り算器５６では伝達関数Ｈ（ｆ）を求める。この
場合、ｎ（ｔ）とｘ（ｔ）が無相関で、Ｘ（ｆ）・Ｘ*
（ｆ）が大きいため、次の式において右辺第２項が無視
できる。 Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）＝Ｈ（ｆ）
＋Ｎ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） したがって、近似的に Ｈ（ｆ）＝Ｙ（ｆ）・Ｘ*（ｆ）／Ｘ（ｆ）・Ｘ*（ｆ） と表される。最後に周波数軸領域の伝達関数Ｈ（ｆ）を
逆ＦＦＴ５７で時間軸領域のインパルス応答ｈ（ｔ）に
変換して出力する。
【００１９】図５は上記（Ｃ）の方法でＬＳＳ波の逆フ
ィルタを作成した例である。これは元のＬＳＳ波の２倍
の時間長で正規化され、３２ビット化されたものであ
る。この逆フィルタを使用すると、たたみ込みの計算語
長を確保すれば、リアルタイムでの処理が可能になり、
上記（Ｂ）の手法に比べ短時間で処理結果を得ることが
できる。例えば、２チャンネルの場合にリアルタイムの
逆たたみ込み（デコンボリューション）を行うには、１
６ｋサンプルのＬＳＳ波が使用でき（逆フィルタは３２
ｋｔａｐｓ）、同様に４チャンネルの場合には８ｋサン
プルのＬＳＳ波が使用できる（逆フィルタは１６ｋｔａ
ｐｓ）。
ィルタを作成した例である。これは元のＬＳＳ波の２倍
の時間長で正規化され、３２ビット化されたものであ
る。この逆フィルタを使用すると、たたみ込みの計算語
長を確保すれば、リアルタイムでの処理が可能になり、
上記（Ｂ）の手法に比べ短時間で処理結果を得ることが
できる。例えば、２チャンネルの場合にリアルタイムの
逆たたみ込み（デコンボリューション）を行うには、１
６ｋサンプルのＬＳＳ波が使用でき（逆フィルタは３２
ｋｔａｐｓ）、同様に４チャンネルの場合には８ｋサン
プルのＬＳＳ波が使用できる（逆フィルタは１６ｋｔａ
ｐｓ）。
【００２０】ＬＳＳの逆フィルタを倍長、３２ビットで
作成した場合、その逆たたみ込みの誤差は時間軸で９×
１０-7程度（２０ビット精度に相当）であり、また周波
数軸では０．００１ｄＢ以下である。図６はＬＳＳの逆
たたみ込み誤差（データ１８ビット、係数３２ビット）
を時間軸で示す特性図であり、また図７はこれを周波数
軸で示すものである。この様に、この発明の特性はいず
れもフラットであり、極めて理想的である。
作成した場合、その逆たたみ込みの誤差は時間軸で９×
１０-7程度（２０ビット精度に相当）であり、また周波
数軸では０．００１ｄＢ以下である。図６はＬＳＳの逆
たたみ込み誤差（データ１８ビット、係数３２ビット）
を時間軸で示す特性図であり、また図７はこれを周波数
軸で示すものである。この様に、この発明の特性はいず
れもフラットであり、極めて理想的である。
【００２１】従来のＴＳＰで同様の誤差を測定すると、
時間軸で６．４×１０-7程度（２０ビット精度に相当）
であり、また周波数軸では０．００４〜０．００６ｄＢ
以下である。図８はＴＳＰの逆たたみ込み誤差（データ
１８ビット、係数３２ビット）を時間軸で示す特性図で
あり、また図９はこれを周波数軸で示すものである。
時間軸で６．４×１０-7程度（２０ビット精度に相当）
であり、また周波数軸では０．００４〜０．００６ｄＢ
以下である。図８はＴＳＰの逆たたみ込み誤差（データ
１８ビット、係数３２ビット）を時間軸で示す特性図で
あり、また図９はこれを周波数軸で示すものである。
【００２２】図１７はこの発明に係わるＬＳＳ方式のイ
ンパルス応答を示す特性図であり、また図１８はそのイ
ンパルス応答尾部の拡大図である。更に図１９はこのＬ
ＳＳ方式のスペクトラムを示している。この図１９から
明らかなように、低域におけるスピーカ応答に近い特性
が実現されており、低域における暗雑音の影響がかなり
除去されていることが確認できる。なお、上述した説明
では、ＬＳＳとして、正弦波を周波数に対数（指数）比
例させて掃引する際、低周波数から高周波数に変化させ
るようにしているが、原理的には高周波数から低周波数
に変化させても良い。ただし、一般に低周波数の音は音
場での残留時間が長いため、その後の処理における逆た
たみ込み処理が複雑となることが多い。
ンパルス応答を示す特性図であり、また図１８はそのイ
ンパルス応答尾部の拡大図である。更に図１９はこのＬ
ＳＳ方式のスペクトラムを示している。この図１９から
明らかなように、低域におけるスピーカ応答に近い特性
が実現されており、低域における暗雑音の影響がかなり
除去されていることが確認できる。なお、上述した説明
では、ＬＳＳとして、正弦波を周波数に対数（指数）比
例させて掃引する際、低周波数から高周波数に変化させ
るようにしているが、原理的には高周波数から低周波数
に変化させても良い。ただし、一般に低周波数の音は音
場での残留時間が長いため、その後の処理における逆た
たみ込み処理が複雑となることが多い。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、信
号パワーが大きく、且つ低域でのＳ／Ｎも良好な測定用
信号を用いることにより、低域になるほどスペクトラム
の上昇する暗雑音の影響を受ける被測定系に対し効果的
な音響測定方法およびその測定装置を提供することがで
きる。また、音響測定用信号がディジタル的に作成され
測定もディジタル構成でなされるため、出力や入力およ
び回路動作全てが、安定で再現性が良く、逆たたみ込み
に必要な各信号間の完全な同期が容易に得られ、これら
の同期状態もクロック１つで容易に制御でき、正確なイ
ンパルス応答或は伝達関数が極めて簡単に求まり、また
同期加算という従来から使われているＳ／Ｎ改善手法と
の併用も可能となる。
号パワーが大きく、且つ低域でのＳ／Ｎも良好な測定用
信号を用いることにより、低域になるほどスペクトラム
の上昇する暗雑音の影響を受ける被測定系に対し効果的
な音響測定方法およびその測定装置を提供することがで
きる。また、音響測定用信号がディジタル的に作成され
測定もディジタル構成でなされるため、出力や入力およ
び回路動作全てが、安定で再現性が良く、逆たたみ込み
に必要な各信号間の完全な同期が容易に得られ、これら
の同期状態もクロック１つで容易に制御でき、正確なイ
ンパルス応答或は伝達関数が極めて簡単に求まり、また
同期加算という従来から使われているＳ／Ｎ改善手法と
の併用も可能となる。
【図１】 この発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】 この発明のＬＳＳ波の波形図である。
【図３】 この発明のＬＳＳ波のスペクトラムである。
【図４】 この発明の逆たたみ込み処理のブロック図で
ある。
ある。
【図５】 この発明のＬＳＳ波の逆フィルタ特性図であ
る。
る。
【図６】 ＬＳＳの逆たたみ込み誤差を時間軸で示す特
性図である。
性図である。
【図７】 ＬＳＳの逆たたみ込み誤差を周波数軸で示す
特性図である。
特性図である。
【図８】 ＴＳＰの逆たたみ込み誤差を時間軸で示す特
性図である。
性図である。
【図９】 ＴＳＰの逆たたみ込み誤差を周波数軸で示す
特性図である。
特性図である。
【図１０】 スタジオ内の暗雑音の周波数特性図であ
る。
る。
【図１１】 インパルス方式のインパルス応答特性図で
ある。
ある。
【図１２】 インパルス方式のインパルス応答尾部の拡
大図である。
大図である。
【図１３】 インパルス方式のスペクトラムである。
【図１４】 ＴＳＰ方式のインパルス応答特性図であ
る。
る。
【図１５】 ＴＳＰ方式のインパルス応答尾部の拡大図
である。
である。
【図１６】 ＴＳＰ方式のスペクトラムである。
【図１７】 ＬＳＳ方式のインパルス応答特性図であ
る。
る。
【図１８】 ＬＳＳ方式のインパルス応答尾部の拡大図
である。
である。
【図１９】 ＬＳＳ方式のスペクトラムである。
【図２０】 チャープ信号の波形図である。
【図２１】 チャープ信号のスペクトラムである。
【図２２】 ＴＳＰの波形図である。
【図２３】 ＴＳＰのスペクトラムである。
【図２４】 ＴＳＰの逆フィルタの特性図である。
【図２５】 この発明のＬＳＳ発生器の他の例を示す構
成図である。
成図である。
１０…ＬＳＳ発生器、１１…波形メモリ、１２…波形デ
ータ読み出し回路、２０…Ｄ／Ａ変換器、３０…被測定
物、４０…Ａ／Ｄ変換器、５０…ＬＳＳ逆フィルタ、５
１，５２…ＦＦＴ、５３…複素共役演算部、５４，５５
…掛け算部、５６…割り算部、５７…逆ＦＦＴ。
ータ読み出し回路、２０…Ｄ／Ａ変換器、３０…被測定
物、４０…Ａ／Ｄ変換器、５０…ＬＳＳ逆フィルタ、５
１，５２…ＦＦＴ、５３…複素共役演算部、５４，５５
…掛け算部、５６…割り算部、５７…逆ＦＦＴ。
Claims (2)
- 【請求項１】 線形、時間不変、因果性を有する被測定
系に対して非インパルスの測定用信号と、この測定用信
号をインパルス化する逆たたみ込み処理とを用いて前記
被測定系のインパルス応答或いは伝達関数を測定する音
響測定方法において、 前記非インパルスの測定用信号として、周波数を低周波
数側では緩やかな変化、高周波数側では急激な変化とな
るように非線形に掃引した正弦波信号を用いたことを特
徴とする音響測定方法。 - 【請求項２】 線形、時間不変、因果性を有する被測定
系に対して非インパルスの測定用信号と、この測定用信
号をインパルス化する逆たたみ込み処理とを用いて前記
被測定系のインパルス応答或いは伝達関数を測定する音
響測定であって、周波数を低周波数側では緩やかな変化、高周波数側では
急激な変化となるように非線形に掃引した正弦波の 測定
用信号をディジタル的に作成して出力する測定用信号発
生手段と、 この測定用信号をアナログ信号に変換して前記被測定系
に供給し、また、その応答を取り込んでディジタル信号
に変換してから出力する被測定系入出力手段と、 この被測定系入出力手段から得られたディジタル応答信
号に対して前記測定用信号をインパルス化するための逆
たたみ込み処理を行う逆たたみ込み手段とを具備し、 この逆たたみ込み手段の出力から前記被測定系のインパ
ルス応答或いは伝達関数を求めるようにしたことを特徴
とする音響測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3305267A JP2867769B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | 音響測定方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3305267A JP2867769B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | 音響測定方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05118906A JPH05118906A (ja) | 1993-05-14 |
| JP2867769B2 true JP2867769B2 (ja) | 1999-03-10 |
Family
ID=17943049
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3305267A Expired - Lifetime JP2867769B2 (ja) | 1991-10-24 | 1991-10-24 | 音響測定方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2867769B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006035776A1 (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 音場測定方法および音場測定装置 |
| WO2011007706A1 (ja) | 2009-07-17 | 2011-01-20 | エタニ電機株式会社 | インパルス応答測定方法およびインパルス応答測定装置 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0996310B1 (de) * | 1998-10-19 | 2004-04-14 | Sulzer Markets and Technology AG | Verfahren zur Bestimmung des Ortes und der Schalleistung von Ersatzschallquellen |
| WO2006011356A1 (ja) * | 2004-07-29 | 2006-02-02 | Wakayama University | インパルス応答測定方法及び装置 |
| JP5247322B2 (ja) * | 2008-09-12 | 2013-07-24 | 株式会社日立メディコ | 超音波撮像装置 |
| JP2009080511A (ja) * | 2009-01-22 | 2009-04-16 | Clarion Co Ltd | インパルス応答測定装置及びインパルス応答測定方法 |
| JP5205526B1 (ja) * | 2012-02-29 | 2013-06-05 | 株式会社東芝 | 測定装置および測定方法 |
| JP5714039B2 (ja) * | 2013-02-15 | 2015-05-07 | 株式会社東芝 | 測定装置および測定方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2725838B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1998-03-11 | 株式会社小野測器 | インパルス応答の測定方法 |
-
1991
- 1991-10-24 JP JP3305267A patent/JP2867769B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006035776A1 (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 音場測定方法および音場測定装置 |
| JPWO2006035776A1 (ja) * | 2004-09-29 | 2008-05-15 | 松下電器産業株式会社 | 音場測定方法および音場測定装置 |
| US7831413B2 (en) | 2004-09-29 | 2010-11-09 | Panasonic Corporation | Sound field measuring method and sound field measuring device |
| WO2011007706A1 (ja) | 2009-07-17 | 2011-01-20 | エタニ電機株式会社 | インパルス応答測定方法およびインパルス応答測定装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05118906A (ja) | 1993-05-14 |
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