CN102148570B - 开关电源装置、电源系统和图像形成设备 - Google Patents

Abstract

本发明公开了开关电源装置、电源系统和图像形成设备。电源装置包括例如开关元件、具有第一整流元件的整流电路、和控制整流电路的输出的控制电路。特别地，电源装置包括检测流过第一整流元件的电流的检测单元、以及降低作为开关电源装置的输出的整流电路的输出的输出降低单元。当检测单元的检测结果超过预定值时，输出降低单元改变开关元件的开关状态。

Description

开关电源装置、电源系统和图像形成设备

技术领域

本发明涉及开关电源装置、电源系统和图像形成设备。

背景技术

诸如DC/DC转换器的包括开关调节器的开关电源装置已经普遍作为用于例如图像形成设备的电源装置。在这类电源装置中，需要大容量电容器以对于负载变化实现缓慢的电压和电流改变。日本专利公开No.2000-023355提出了基于通知负载阻抗中的突变的通知信号来抑制输出电压变化的手段。

开关调节器一般包括过载保护电路。然而，取决于过载保护电路的布置，开关调节器的输出电压相对于输出电流的特性(下垂(drooping)特性)不希望地变为[\(反斜杠)]型特性。根据图4A，当输出电流Iout超过作为下垂起点的Ia时，输出电压Vout开始下垂。当输出电流Iout达到作为负载短路点的Ib时，输出电压Vout变成零。在具有这种[\(反斜杠)]型下垂特性的开关电源装置中，例如当发生了负载短路时，具有大的峰值的电流不希望地流过开关元件和整流元件。这导致了开关元件和整流元件的低可靠性和损坏(depletion)。

发明内容

因此，本发明解决这些问题和其它问题中的至少一个。例如，本发明提供一种过载保护电路，即使在例如发生了负载短路时该过载保护电路也能够保持开关电源电路中所使用的诸如开关元件和整流元件的元件的可靠性。应注意，通过该说明书将理解其它问题。

本发明提供一种开关电源装置，所述开关电源装置包括：开关元件；整流电路，该整流电路包括电感器和第一整流元件，并且用于对该开关元件的输出进行整流；和控制电路，该控制电路通过根据该整流电路的输出和预定的目标值改变该开关元件的开关状态，控制该整流电路的输出；检测单元，该检测单元检测流过第一整流元件的电流；以及输出降低单元，该输出降低单元在该检测单元的检测结果超过预定值时，通过改变该开关元件的开关状态来降低作为该开关电源装置的输出的该整流电路的输出。

本发明还提供一种电源系统，包括：第一转换器，该第一转换器对输入电压进行变压和输出；第二转换器，该第二转换器对第一转换器的输出电压进一步变压以获得第二输出电压；切换电路，该切换电路根据被提供第二输出电压的电子装置的状态将第一转换器的输出电压切换到高电压和低电压之一；并且，上述的开关电源装置被用作第二转换器。

本发明还提供一种图像形成设备，包括：图像形成单元，该图像形成单元在印刷材料上形成图像；控制单元，该控制单元控制该图像形成单元的操作；以及开关电源，该开关电源向该控制单元提供电力，该开关电源包括：开关元件；电感器和第一整流元件；整流电路，该整流电路用于对该开关元件的输出进行整流；控制电路，该控制电路通过根据该整流电路的输出和预定的目标值改变该开关元件的开关状态来控制该整流电路的输出；检测单元，该检测单元检测流过第一整流元件的电流；以及输出降低单元，该输出降低单元在该检测单元的检测结果超过预定值时，通过改变该开关元件的开关状态来降低作为该开关电源的输出的该整流电路的输出。

根据本发明，当流过包括在整流电路中的第一整流元件的电流超过预定值时，降低开关电源装置的输出，该预定值被预先确定以辨别整流电路的输出电压是否开始下垂。因而，由于过载时的下垂特性变为[/(斜杠)]型特性，即使当例如发生负载短路时，也可保持开关电源装置中使用的诸如开关元件和整流元件的元件的可靠性。

从下面对示例性实施例的描述(参考附图)，本发明的更多的特征将变得清楚。

附图说明

图1是示出作为基础的DC/DC转换器的示例的电路图；

图2是示出DC/DC转换器的基本操作示例的图；

图3A和图3B是示出当输出电流Iout表现为过大值(过载状态)时的DC/DC转换器的操作的图；

图4A是解释输出电压Vout和输出电流Iout之间的关系(下垂特性)的曲线图；

图4B是解释流过电感器L1的电流的随时间流逝的改变的曲线图；

图5是示出根据第一实施例的DC/DC转换器的电路图；

图6是示出当输出电流Iout表现为正常值时的操作示例的图；

图7A和图7B是示出当输出电流Iout表现为过大值(过载状态)时的DC/DC转换器的操作的图；

图8A是解释输出电压Vout和输出电流Iout之间的关系的曲线图；

图8B是解释流过电感器L1的电流的随时间流逝的改变的曲线图；

图9是示出根据第二实施例的开关电源装置的电路图；

图10是示出当输出电流Iout表现为正常值时的操作示例的图；

图11A和图11B是示出当输出电流Iout表现为过大值(过载状态)时的DC/DC转换器的操作的图；

图12是示出根据第三实施例的电源装置和用作负载的装置的框图；

图13是示出根据第三实施例的电源装置和用作负载的装置的框图；

图14是示出比较示例的电路图；

图15A是示出包括开关电源装置的图像形成设备的视图；以及

图15B是示出开关电源装置的应用示例的框图。

具体实施方式

[基本布置]

图1是示出作为本发明的基础的DC/DC转换器的示例的电路图。图2是示出DC/DC转换器的基本操作示例的图。DC/DC转换器100的主要组件是过载保护电路101、误差放大器102、脉宽调制(PWM)电路103、推挽电路104、作为开关元件的FET1、和整流电路105。整流电路105包括电感器和第一整流元件，并且用于对开关元件的输出进行整流。输入电压Vin通过电阻器Ris被提供给FET1。包括晶体管Q3和Q4的推挽电路104通过电阻器R6连接到FET1的栅极端子。推挽电路104根据来自脉宽调制电路的脉宽调制信号执行推挽操作。包括电阻器R5、比较器PWM Amp和三角波发生器OSC的PWM电路103连接到推挽电路104。PWM电路103根据来自误差放大器102的输出而输出用于改变开关元件的接通率(ON duty)的脉宽调制信号。包括电阻器R3和R4、晶体管Q2、比较器Err Amp和恒压电源Vref2的误差放大器102连接到比较器PWM Amp的反相输入端子Vp-。误差放大器102用作如下这样的控制电路的一部分，该控制电路根据来自整流电路的输出和预定目标值改变开关元件的开关状态以便控制和/或稳定整流电路的输出。注意，该控制电路包括误差放大器102、PWM电路103和推挽电路。

当FET1执行开关时，从FET1提供脉冲电压到电感器L1和作为整流元件的二极管D1。该脉冲电压被电感器L1、二极管D1和电解电容器C1整流为DC输出电压Vout。输出电压Vout被由电阻器R7和R8配置成的分压电路分压，并且被提供给比较器Err Amp的非反相输入端子Ve+。另一方面，参考电压Vref2被提供给比较器Err Amp的反相输入端子Ve-。因此，比较器ErrAmp基于输出电压Vout的误差信息而增大/减小晶体管Q2的基极电流，并且控制比较器PWM Amp的反相输入端子电压Vp-。从而，FET1基于输出电压Vout的误差信息执行PWM开关，从而输出电压Vout被转换成恒定电压。

开关调节器一般包括过载保护电路。图1所示的DC/DC转换器100也包括过载保护电路101。过载保护电路101由电阻器Ris、R1和R2，电容器C2、恒压电源Vref1、比较器CS Amp和晶体管Q1配置成。电阻器Ris将FET1的漏极电流Id转变为电压Vis。电压Vis被包括电阻器R1和电容器C2的滤波器电路平均化，并且被提供给比较器CS Amp的反相输入端子Vc-。另一方面，输入电压和来自恒压电源Vref1的电压之间的差电压Vin-Vref1被提供给比较器CS Amp的非反相输入端子Vc+。图2示出沿着时间轴的比较器Err Amp、CS Amp和PWM Amp的电压、FET1的栅极-源极电压Vgs，FET1的漏极电流Id、以及输出电流Iout之间的关系。当输出电流Iout表现为正常值时，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+满足Vc-＞Vc+。在该条件下，比较器CS Amp使晶体管Q1停用(disable)。因此，比较器CS Amp不干预PWM电路103的任何操作。

图3A和图3B示出当输出电流Iout表现为过大值时比较器ErrAmp、CS Amp和PWMAmp的电压、FET1的栅极-源极电压Vgs、FET1的漏极电流Id、以及输出电流Iout之间的关系。简言之，图3A和3B是示出当输出电流Iout增大时(过载状态)的操作的图。在这种情况下，漏极电流Id的峰值升高。从而，Vis的振幅增大。在该情况下，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-变得稍低于非反相输入端子电压Vc+(＝Vin-Vref1)。然后，比较器CS Amp增大晶体管Q1的基极电流以降低比较器PWM Amp的反相输入端子电压Vp-。结果，由于FET1的接通率(占空比)降低，Vis的脉冲宽度减小，并且比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-升高。在前述的闭环控制情况下，FET1执行PWM开关，从而比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+(＝Vin-Vref1)变得几乎彼此相等。应注意，当FET1的接通率降低时，输出电压Vout也降低。

如图3A和图3B所示的，当输出电流Iout进一步增大时，比较器CS Amp进一步增大晶体管Q1的基极电流。响应于此，比较器PWM Amp进一步降低FET1的接通率。从而，输出电压Vout进一步降低。

图4A示出输出电压Vout和输出电流Iout之间的关系(下垂特性)。在利用图2描述的比较器Err Amp的控制区域401中，无论输出电流Iout如何，输出电压Vout都为几乎恒定的电压Va。电压Va由下式表示：

$V_a\≅\frac{R_7+R_8}{R_8}\·V_{\mathrm{ref}2}...\left(1\right)$

当输出电流Iout升高并达到下垂开始电流Ia时，输出电压Vout开始下垂。然后，该控制进入利用图3A和3B描述的比较器CS Amp的控制区域402。由电阻器Ris检测的电压Vis被包括电阻器R1和电容器C2的滤波器电路平均化，并且被提供给比较器CS Amp的反相输入端子Vc-。比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+被控制为大致彼此相等。从而，假设t_on为FET1的接通时间并且Tsw为开关周期，则Vref1、Ris和Ia满足：

$V_{\mathrm{ref}1}\≅R_{\mathrm{is}}\·I_a\·\frac{t_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{SW}}}...\left(2\right)$

如图4B所示，假设ΔI为FET1的漏极电流Id的改变量，L1为电感器L1的电感，并且Vfd1为二极管D1两端的正向电压降，则得到：

$V_{\mathrm{in}}-V_a\≅L_1\·\frac{\mathrm{\ΔI}}{t_{\mathrm{on}}}...\left(3\right)$

$V_a+V_{\mathrm{fd}1}\≅L_1\·\frac{\mathrm{\ΔI}}{T_{\mathrm{SW}}-t_{\mathrm{on}}}...\left(4\right)$

由上面的表达式(2)、(3)和(4)，下垂开始电流Ia由下式给出：

$I_a\≅\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\·\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_a+V_{\mathrm{fd}1}}...\left(5\right)$

由上面的表达式(5)计算当输出电压Vout下垂并最后达到零时的输出电流Ib。

在表达式(5)中，当Va渐近地减小到零时，得到：

$I_b\≅\underset{V_a\→0}{\lim }{I}_a\≅\underset{V_a\→0}{\lim }(\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\·\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_a+V_{\mathrm{fd}1}})\≅\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_{\mathrm{fd}1}}...\left(6\right)$

这时，假定Vin＞Vfd1，得到：

$V_{\mathrm{in}}>V_{\mathrm{fd}1}\&DoubleRightArrow;\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_a+V_{\mathrm{fd}1}}<\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_{\mathrm{fd}1}}...\left(7\right)$

从而，下垂开始电流Ia和当输出电压Vout达到零时的输出电流Ib满足：

I_a＜I_b    ...(8)

如从不等式(8)可以看到的，输出电压Vout的下垂特性变为[\(反斜杠)]型特性，如图4A所示。当输出电压Vout的下垂特性变成[\(反斜杠)]型特性时，当例如发生负载短路时，具有大峰值的电流流过FET1和二极管D1。即，这些器件的可靠性降低或这些器件被损坏。

[第一实施例]

图5是示出根据本发明的第一实施例的DC/DC转换器的电路图。该实施例将说明作为开关电源装置的例子的DC/DC转换器500。第一实施例的特征在于，利用过载保护电路501通过检测流过作为对于DC/DC转换器500中的环流(circulate current)的整流元件的二极管D1的电流来执行过载保护。对于与使用图1到4B描述的那些项共同的项，将通过用相同的附图标记来指示它们以简化下面的描述。

参考图5，电感器L1的第一端子和作为第一整流元件的二极管D1的第一端子连接到作为开关元件的FET1的第一端子。用于连接负载的第一输出端子和电容器C1的第一端子连接到电感器L1的第二端子。用作检测单元的检测电阻器Ris的第一端子连接到作为第一整流元件的二极管D1的第二端子。电容器C1的第二端子和用于连接负载的第二端子连接到检测电阻器Ris的第二端子。

如从图1和图5之间的对比可见，过载保护电路101被过载保护电路501替代。通过采用此过载保护电路501，[\(反斜杠)]型的下垂特性可被改变为[/(斜杠)]型的下垂特性。即，可保持诸如FET1和二极管D1的器件的可靠性，并且可抑制由于过载导致的损坏。图6是示出当输出电流Iout表现为正常值时的操作的图。DC/DC转换器500的输入电压Vin被提供给FET1。如与图2的对比可见，只有比较器CS Amp的操作由于过载保护电路的不同布置而不同。

下面将描述过载保护电路501的操作。过载保护电路501用作输出降低单元，该输出降低单元在检测单元的检测结果超过预定值时通过改变开关元件的开关状态来降低作为开关电源装置的输出的整流电路的输出。过载保护电路501由电阻器Ris、R1和R2、电容器C2、恒压电源Vref1、比较器CS Amp和晶体管Q1配置成。电阻器Ris用作检测流过第一整流元件的电流的检测单元，并且将二极管D1的正向电流If转换为电压Vis。即，电阻器Ris配置为正向电流If的检测电路。电压Vis被包括电阻器R1和电容器C2的滤波器电路502平均化，并且被提供给比较器CS Amp的反相输入端子Vc-。滤波器电路502用作对检测单元的检测结果进行平均的平均化单元。即，滤波器电路502包括用作平均化电阻器的电阻器R1和用作平均化电容器的电容器C2。二极管D1的第二端子和电阻器Ris的第一端子连接到电阻器R1的第一端子。电阻器R1的第二端子连接到电容器C2的第一端子。电阻器Ris的第二端子连接到电容器C2的第二端子。另一方面，电压-Vref1被提供到比较器CSAmp的非反相输入端子Vc+。如图6所示，当输出电流Iout表现为正常值时，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+满足Vc-＞Vc+。从而，比较器CS Amp使晶体管Q1停用。因此，比较器CS Amp不干预PWM电路的操作。这样，在平均化单元的输出指示开关电源装置的输出开始下垂之前，过载保护电路501不干预控制电路的控制。

另一方面，如图7A和图7B所示，当输出电流Iout表现为过大值时，正向电流If的峰值升高。从而，Vis的振幅增大。然后，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-稍低于非反相输入端子电压Vc+(＝-Vref1)。在该状态下，比较器CS Amp增大晶体管Q1的基极电流，并降低比较器PWM Amp的反相输入端子电压Vp-。结果，FET1的接通率降低。由于FET1的接通率降低，输出电压Vout降低。

当FET1的接通率降低时，二极管D1的导通率(conduction duty)相反地增大。从而，Vis的脉冲宽度也增大。Vis的增大的脉冲宽度使得比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-进一步降低。然后，如图7B所示，比较器CS Amp进一步增大晶体管Q1的基极电流，并降低比较器PWMAmp的反相输入端子电压Vp-。作为响应，比较器PWMAmp进一步降低FET1的接通率。即，控制进入以下正反馈环：

[FET1的接通率降低->D1的导通率增大->CS Amp的反相输入端子电压Vc-降低->FET1的接通率降低->...]

这样，过载保护电路501通过在平均化单元的输出指示开关电源装置的输出开始下垂时干预控制电路的控制来降低整流电路的输出。

图8A示出在前述正反馈环中的输出电压Vout和输出电流Iout之间的关系。如上所述的，在比较器Err Amp的控制区域401中，无论输出电流Iout如何，输出电压Vout都为几乎恒定的电压Va。Va为如上文使用表达式(1)描述的。当输出电流Iout升高并达到下垂开始电流Ia时，输出电压Vout开始下垂。然后，该控制进入比较器CS Amp的控制区域802。由电阻器Ris检测的电压Vis由滤波器电路502平均化，并且被提供给比较器CS Amp的反相输入端子Vc-。比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+被控制为大致彼此相等。假设toff为二极管D1的导通时间，并且Tsw为开关周期，则Vref1、Ris和Ia满足：

$V_{\mathrm{ref}1}\&cong;R_{\mathrm{is}}\&CenterDot;I_a\&CenterDot;\frac{t_{\mathrm{off}}}{T_{\mathrm{SW}}}...\left(9\right)$

如图8B所示，假设ΔI为二极管D1的正向电流If的改变量，L1为电感器L1的电感，并且Vfd1为二极管D1两端的正向电压降，则得到：

$V_{\mathrm{in}}-V_a\&cong;L_1\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;I}}{T_{\mathrm{SW}}-t_{\mathrm{off}}}...\left(10\right)$

$V_a-V_{\mathrm{fd}1}\&cong;L_1\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&Delta;I}}{t_{\mathrm{off}}}...\left(11\right)$

由上面的表达式(9)到(11)，Ia由下式给出：

$I_a\&cong;\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_{\mathrm{in}}-V_a}...\left(12\right)$

通过上面的表达式(12)计算当Vout下垂并达到零时的输出电流Ib。在表达式(12)中，当Va渐近地减小到零时，得到：

$I_b\&cong;\underset{V_a\&RightArrow;0}{\lim }{I}_a\&cong;\underset{V_a\&RightArrow;0}{\lim }(\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_{\mathrm{in}}-V_a})\&cong;\frac{V_{\mathrm{ref}1}}{R_{\mathrm{is}}}\&CenterDot;\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{fd}1}}{V_{\mathrm{in}}}...\left(13\right)$

这时，假定Vin＞Vfd1，并且Vin＞Va，得到：

V_in＞V_fd1并且

从而，当输出电压Vout开始下垂时的下垂开始电流Ia和当输出电压Vout达到零时的输出电流Ib满足：

I_a＞I_b ...(15)

即，与输出电压Vout相关联的下垂特性变为[/(斜杠)]型特性，如图8A所示。当下垂特性变为[/(斜杠)]型特性时，可保持FET1和二极管D1的可靠性，并且还可抑制由于过载导致的损坏。这种效果是预期的，这是因为在例如负载短路时流过FET1和二极管D1的电流与下垂开始时相比减小。

[第二实施例]

图9是示出第二实施例的开关电源装置的电路图。DC/DC转换器900是前向隔离(forward isolation)型DC/DC转换器。DC/DC转换器900的特征在于，通过检测流过用于环流的二极管D1的电流来执行过载保护。应注意，通过用相同的附图标记表示与第一实施例共同的部件，以下的描述将被简化。

参考图9，作为开关元件的FET21连接到变压器T21的一次线圈。用作第二整流元件的二极管D21的另一端子连接到变压器T21的二次线圈。二极管D21的一个端子连接到电感器L1。DC/DC转换器900是隔离型DC/DC转换器，其在由二极管D1使开关元件停用时使流过电感器L1的电流循环。

提供给DC/DC转换器900的商用电源(未示出)的AC电压被二极管桥(未示出)和一次电解电容器C21整流和平滑化，以获得DC输入电压Vin。输入电压Vin经由变压器T21的一次线圈被提供给用作开关元件的FET21。PWM电路903经由电阻器R22连接到FET21的栅极端子。PWM电路903是这样的脉宽调制电路，该脉宽调制电路根据来自误差放大器的输出而输出用于改变开关元件的接通率的脉宽调制信号。PWM电路903包括电阻器R21、恒压电源Vref21、比较器PWM Amp和三角波发生器OSC。放大误差的误差放大器902经由光耦合器PC21连接到比较器PWM Amp的非反相输入端子Vp+。误差放大器902包括电阻器R24、晶体管Q2、比较器Err Amp和恒压电源Vref2。应注意，控制电路包括误差放大器902、PWM电路903和用于传递误差的光耦合器PC21。

当FET21执行开关时，在变压器T21的二次线圈中感应出脉冲电压。该脉冲电压被整流电路905转换为DC电压，从而获得输出电压Vout，该整流电路905由二极管D1和D21、电感器L1和电解电容器C1配置成。输出电压Vout被电阻器R7和R8分压，并且被提供给比较器ErrAmp的非反相输入端子Ve+。另一方面，来自恒压电源Vref2的基准电压Vref2被提供给比较器Err Amp的反相输入端子Ve-。比较器Err Amp基于输出电压Vout的误差信息增大/减小晶体管Q2的基极电流，由此控制比较器PWM Amp的非反相输入端子电压Vp+。FET21基于输出电压Vout的误差信息执行PWM开关，从而输出电压Vout被转换成恒定电压。

如同在第一实施例的过载保护电路501中一样，过载保护电路901由电阻器Ris、R1和R2、电容器C1、恒压电源Vref1、比较器CS Amp和晶体管Q1配置成。因此，该过载保护电路901的操作与过载保护电路501相同。

如图10所示，当输出电流Iout表现为正常值时，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-和非反相输入端子电压Vc+满足Vc-＞Vc+。因而，比较器CS Amp使晶体管Q1停用。因此，比较器CS Amp不影响PWM电路的操作。

另一方面，如图11A所示，当输出电流Iout表现为过大值时，正向电流If的峰值升高。从而，Vis的振幅增大。然后，比较器CS Amp的反相输入端子电压Vc-变得稍低于非反相输入端子电压Vc+(＝-Vref1)。比较器CS Amp增大晶体管Q1的基极电流，并降低比较器PWM Amp的非反相输入端子电压Vp+。结果，FET21的接通率降低。由于FET21的接通率降低，输出电压Vout降低。当FET21的接通率降低时，D1的导通率相反地增大，并且Vis的脉冲宽度也增大。从而，比较器CS Amp反相输入端子电压Vc-进一步降低。然后，如图11B所示，比较器CS Amp进一步增大晶体管Q1的基极电流，并降低比较器PWM Amp的非反相输入端子电压Vp+。作为响应，比较器PWM Amp进一步降低FET21的接通率。即，控制进入以下正反馈环：

[FET21的接通率降低->D1的导通率增大->CS Amp的反相输入端子电压Vc-降低->FET21的接通率降低->...]

这样，在第二实施例中，如同第一实施例中一样，输出电压Vout的下垂特性变为[/(斜杠)]型特性。因而，例如，即使当发生了负载短路时，由于与下垂开始时相比，流过FET21和二极管D1以及D21的电流被过载保护电路901降低，因此这些器件的可靠性可被保持，并且这些器件可被保护以免于损坏。

[第三实施例]

第三实施例将说明通过将第一实施例中描述的DC/DC转换器500布置在隔离型DC/DC转换器900之后而配置成的电源系统。图12和图13是示出根据第三实施例的电源装置和用作负载的装置的框图。AC/DC转换器1201是对输入电压进行变压和输出的第一转换器。DC/DC转换器500是进一步对AC/DC转换器1201的输出电压进行变压以获得第二输出电压的第二转换器。控制单元1202用作切换电路，其根据被提供第二输出电压的电子装置的状态将第一转换器的输出电压切换到高电压和低电压之一。

AC/DC转换器1201包括隔离型DC/DC转换器900，并且将商用电源AC的AC电压变压成DC电压Vout2。DC输出电压Vout2被提供给诸如马达的致动器M。另一方面，DC输出电压Vout2也被提供给DC/DC转换器500。DC/DC转换器500将作为输入电压Vin的DC电压Vout2变压为DC输出电压Vout1。输出电压Vout1被提供给对装置进行控制的控制单元1202。通常，致动器M的电源电压被设定为高于控制单元1202的电源电压。DC/DC转换器500的输出电压Vout1被控制为Va，如第一实施例中所描述的。另一方面，AC/DC转换器1201的输出电压Vout2被设定为高于Va。

现今，由于环境问题，非常需要降低电子装置的待机功率(standbypower)。假定在该实施例中描述的装置具有正常模式和节电模式，并且开关电源的操作状态在节电模式下被改变以降低待机功率。

在图12中，从控制单元1202向AC/DC转换器1201提供节电信号/PSAVE。控制单元1202利用信号/PSAVE将装置转变到节电模式。例如，当控制单元1202将装置设定在正常模式下时，它将信号/PSAVE设定为H电平。当控制单元1202将装置设定在节电模式下时，它将信号/PSAVE设定为L电平。在正常模式下，DC/DC转换器500的输出电压Vout1为Va。AC/DC转换器1201的输出电压Vout2被设定为高于Va。因此，DC/DC转换器执行如第一实施例中所描述的开关操作。

在节电模式下，控制单元1202通过改变AC/DC转换器1201的操作，将输出电压Vout2设定为低于Va并且落入控制单元1202可操作的电源电压范围内。然后，停止DC/DC转换器500的开关，以将FET1设定在常接通(normally ON)状态。从而，FET1消耗的开关损耗变为零，因而降低了装置的待机功率。

在节电模式下的DC/DC转换器500的输出电流Iload经由图13中的箭头1301所示的路线成环路。应当注意，输出电流Iload的环路中不包括电流检测电阻器Ris。因此，电阻器Ris不消耗功率。

另一方面，图14是示出其中DC/DC转换器500被图1中所示的DC/DC转换器100所替代的比较示例的电路图。在图14所示的布置中，输出电流Iload的环路1401中包括了电流检测电阻器Ris。因此，电流检测电阻器Ris消耗浪费的功率。

这样，第一实施例中描述的DC/DC转换器500在功率消耗方面也是优秀的。即，由于在变换到节电模式之后DC/DC转换器500的FET1被设定在常接通状态，因此在需要降低待机功率的电子装置中在节电模式下可抑制浪费的功率消耗。

<开关电源的应用示例>

上述第一到第三实施例的开关电源可被应用为诸如打印机、复印机和传真机的图像形成设备的低电压电源。另外，该开关电源可被应用为向作为图像形成设备中的控制单元的控制器提供电力所需的电源、以及向作为用于传送纸张的传送辊的驱动单元的马达提供电力所需的电源。

图15A示出作为图像形成设备的例子的激光束打印机的示意结构。作为图像形成单元211，激光束打印机200包括作为在其上形成潜像的图像载体的感光鼓213、和利用调色剂显影在感光鼓上形成的潜像的显影单元212。在感光鼓213上显影的调色剂图像被转印到从盒216之一提供的作为打印介质的片材(未示出)上，并且转印到片材上的调色剂图像通过定影装置214被定影，从而将片材排出到托盘215上。图15B示出从电源到作为图像形成设备的控制单元的控制器以及到作为驱动单元的马达的供电布置。开关电源被应用为这样的低电压电源，该低电压电源向控制图像形成设备的图像形成操作的具有CPU 310的控制器300供电，并且还向作为形成图像所需的驱动单元的马达312和313供电。作为被提供的电压的示例，3.3V的电压被提供给控制器300，并且24V的电压被提供给马达。例如，马达312对应于用于驱动被用来传送片材的辊的马达，而马达313对应于用于驱动定影装置214的马达。

在该布置中，假定例如图像形成设备的马达达到过载状态。如前述的第一和第二实施例中所描述的，开关电源的输出电压Vout的下垂特性变为[/(斜杠)]型特性。因此，通过过载保护电路使流过FET和二极管的电流降低到低于在下垂开始时的电流。结果，配置成电源电路的器件的可靠性可被保持，并且这些器件可被保护以免于损坏。在图像形成设备不执行任何图像形成操作的待机状态下，图像形成设备可被转变到节能模式(电源的节电模式)。如第三实施例所描述的，在节能模式下，开关电源降低输出电压以转变到轻负载状态，从而在节能模式下抑制浪费的功率消耗。应注意，开关电源的该布置也可应用为如上所述的图像形成设备以外的其它电子装置的低电压电源。

虽然已经参考示例性实施例描述了本发明，但是应当理解本发明不限于所公开的示例性实施例。所附权利要求的范围要被赋予最宽泛的解释，从而包括所有这样的修改以及等同的结构和功能。

Claims (7)

1.一种开关电源装置，所述开关电源装置包括：

开关元件；

整流电路，所述整流电路包括电感器和第一整流元件，并且用于对所述开关元件的输出进行整流；

控制电路，所述控制电路根据所述整流电路的输出和预定目标值控制所述开关元件的开关状态；

检测电路，所述检测电路检测与流过第一整流元件的电流对应的值；以及

过载保护电路，所述过载保护电路在通过所述检测电路检测的与电流对应的值超过预定值时，控制所述控制电路的操作以减小所述开关元件的接通率，其中所述整流电路的第一整流元件的导通率根据所述开关元件的接通率的减小而延长，继而通过所述过载保护电路使得所述开关元件的接通率减小，从而所述与流过第一整流元件的电流对应的值减小。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，还包括：

平均化单元，所述平均化单元对所述检测电路的检测结果进行平均，

其中，所述过载保护电路在所述平均化单元的输出指示所述开关电源装置的输出开始下垂之前不干预所述控制电路的控制，并且在所述平均化单元的输出指示所述开关电源装置的输出开始下垂之后通过干预所述控制电路的控制来降低所述整流电路的输出。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其中，所述电感器的第一端子和第一整流元件的第一端子连接到所述开关元件的第一端子，

用于连接负载的第一输出端子和电容器的第一端子连接到所述电感器的第二端子，

用作所述检测电路的检测电阻器的第一端子连接到第一整流元件的第二端子，

所述电容器的第二端子和用于连接负载的第二端子连接到所述检测电阻器的第二端子，

所述平均化单元包括平均化电阻器和平均化电容器，

第一整流元件的第二端子和所述检测电阻器的第一端子连接到所述平均化电阻器的第一端子，并且

所述平均化电阻器的第二端子连接到所述平均化电容器的第一端子，并且所述检测电阻器的第二端子连接到所述平均化电容器的第二端子。

4.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中所述控制电路包括：

误差放大器，所述误差放大器放大误差；

脉宽调制电路，所述脉宽调制电路根据来自所述误差放大器的输出，输出改变所述开关元件的接通率所需的脉宽调制信号；以及

推挽电路，所述推挽电路根据来自所述脉宽调制电路的脉宽调制信号执行推挽操作，

其中，所述过载保护电路控制所述误差放大器的操作。

5.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中，所述开关电源装置是包括变压器的隔离型DC/DC转换器，所述变压器的一次线圈连接到所述开关元件，所述变压器的二次线圈连接到第二整流元件的另一端子，第二整流元件的一个端子连接到所述电感器，并且当通过第一整流元件使所述开关元件停用时，所述隔离型DC/DC转换器使流过所述电感器的电流循环。

6.一种电源系统，包括：

第一转换器，所述第一转换器对输入电压进行变压和输出；

第二转换器，所述第二转换器对第一转换器的输出电压进一步变压以获得第二输出电压；以及

切换电路，所述切换电路根据被提供第二输出电压的电子装置的状态将第一转换器的输出电压切换到高电压和低电压之一；

其中，根据权利要求1所述的开关电源装置被用作第二转换器。

7.一种图像形成设备，包括：

图像形成单元，所述图像形成单元在印刷材料上形成图像；

控制单元，所述控制单元控制所述图像形成单元的操作；以及

开关电源，所述开关电源向所述控制单元提供电力，

所述开关电源包括：

开关元件；

整流电路，所述整流电路包括电感器和第一整流元件，并且用于对所述开关元件的输出进行整流；

控制电路，所述控制电路根据所述整流电路的输出和预定目标值控制所述开关元件的开关状态；

检测电路，所述检测电路检测与流过第一整流元件的电流对应的值；以及

过载保护电路，所述过载保护电路在通过所述检测电路检测的与电流对应的值超过预定值时，控制所述控制电路的操作以减小所述开关元件的接通率，其中所述整流电路的第一整流元件的导通率根据所述开关元件的接通率的减小而延长，继而通过所述过载保护电路使得所述开关元件的接通率减小，从而所述与流过第一整流元件的电流对应的值减小。