JP3957682B2 - スイッチング電源装置及びそれを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関するものであり、特に、過負荷時に出力電流を制限する過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置に関するものである。

スイッチング電源装置の小型化、低コスト化には依然強い要望があり、スイッチング電源装置を構成するコイル・コンデンサのインダクタンス・キャパシタンスを下げることで小型化、低コスト化が図られている。また、コイル・コンデンサのインダクタンス・キャパシタンスを下げるためには、スイッチング周波数を高くすることが必須であり、従来、数十ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度であったスイッチング周波数が最近では１ＭＨｚ〜４ＭＨｚ程度になっている。

また、出力電圧とスイッチング素子を流れるスイッチ電流とを比較してスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ比（デューティ）を決定する構成のスイッチング電源装置は、一般的に電流制御タイプと言われ、この電流制御タイプのスイッチング電源においては、デューティが５０％を越えると安定性が悪くなり、低周波発振が起こることが知られている。そして、低周波発振が起こると、スイッチング周波数は通常の数分の１となり、出力電圧リップルの増大等が発生し好ましくない。そこで、これを対策するため、一般的に電流制御タイプのスイッチング電源には、図６に示すように、電流補償回路が設けられ、デューティが５０％を超えても安定動作するように構成されている。

図６は、従来のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。図６において、ＩＮは図示しない直流電源からの直流電圧が供給される入力端子であり、入力端子ＩＮとグランド間に平滑用の入力コンデンサＣ１が接続されている。また、入力端子ＩＮは電流制御部１を介してトランジスタ等のスイッチング素子２の一端に接続され、スイッチング素子２の他端はダイオードＤ１のカソードとコイルＬ１の一端に接続されている。そして、ダイオードＤ１のアノードはグランドに接続され、コイルＬ１の他端は出力端子ＯＵＴに接続されるとともに、出力コンデンサＣ２を介してグランドに接続されている。更に、コイルＬ１の他端は分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を介してグランドに接続されている。尚、外部で出力端子ＯＵＴとグランド間に負荷９が接続されている。

また、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続ノードは差動増幅器３の反転入力端子（−）に接続され、差動増幅器３の非反転入力端子（＋）は基準電圧源４に接続されている。そして、差動増幅器３の出力端子はコンパレータ５の反転入力端子（−）に接続され、コンパレータ５の非反転入力端子（＋）は電流制御部１に接続されている。更に、コンパレータ５の出力端子はフリップフロップ６のリセット入力端子Ｒに接続され、フリップフロップ６のセット入力端子Ｓは発振器７に接続されている。そして、フリップフロップ６の出力端子Ｑからの出力がドライブ回路８を介してスイッチング素子２に制御信号として与えられることにより、スイッチング素子２がフリップフロップ６のセット／リセット状態に応じてオン／オフする。

また、電流制御部１は、入力端子ＩＮとスイッチング素子２との間に接続されスイッチング素子２に流れるスイッチ電流Ｉｓｗを検出し、スイッチ電流Ｉｓｗに比例して変わる検出電流Ｉｓｅｎｓ（検出信号）を出力する電流検出回路１１と、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓと、過電流検出レベルに相当し予め設定されている設定電流Ｉｏｃｐ（所定の閾値）とを比較してスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出する過電流検出回路１２と、電流補償のための電流補償回路１３とから構成され、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓに電流補償回路１３からの補償電流（第１の電流補償信号）が加算された補償済み電流Ｉｃｃ１（第１の電流補償済み信号）がコンパレータ５の非反転入力端子（＋）に供給される。

次に、このような構成の図６に示すスイッチング電源装置の動作を説明する。入力端子ＩＮに供給される直流電圧は入力コンデンサＣ１で平滑化され入力電圧Ｖｉｎになった後、スイッチング素子２のスイッチング動作によりパルス電圧に変換される。そして、スイッチング素子２がオンのときは、入力端子ＩＮからコイルＬ１に電流が流れ、これにより、コイルＬ１にエネルギーが蓄積され、且つ、負荷９にエネルギーが供給される。一方、スイッチング素子２がオフのときは、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーがダイオードＤ１を通じて負荷９に供給される。尚、出力端子ＯＵＴには出力コンデンサＣ２によって平滑化された出力電圧Ｖｏが供給され、この出力電圧Ｖｏが負荷９に印加されて負荷９に負荷電流Ｉｏが流れる。

スイッチング素子２のオン／オフの切り換えはフリップフロップ６の状態に応じて行われ、スイッチング素子２はフリップフロップ６がセット状態であればオン、リセット状態であればオフになるようにドライブ回路８を介して制御される。図７は図６に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。図７において、（ａ）は発振器７から出力されるパルス信号の波形、（ｂ）はスイッチング素子２をオン(ON)／オフ(OFF)させるフリップフロップ６の出力端子Ｑからの出力信号の波形、（ｃ）は通常時のスイッチ電流Ｉｓｗの波形、（ｄ）は通常時の検出電流Ｉｓｅｎｓ、補償済み電流Ｉｃｃ１、誤差電流Ｉｅ（誤差信号）の波形、（ｄ）は過電流保護動作時のスイッチ電流Ｉｓｗの波形、（ｅ）は過電流保護動作時の検出電流Ｉｓｅｎｓ、設定電流Ｉｏｃｐの波形を示している。

尚、図中の破線は、スイッチング素子２がオンからオフになるときの検出電流Ｉｓｅｎｓの値と前記オフから再びオンになるときの検出電流Ｉｓｅｎｓの値とを結んだものである。

フリップフロップ６は、発振器７からのパルス信号（図７（ａ））を受け、その立ち下がりのタイミングでセットされ、スイッチング素子２をオンにする（図７（ｂ））。一方、コンパレータ５からの信号がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルになるとリセットされ、スイッチング素子２をオフにする（図７（ｂ））。そして、スイッチング素子２のオン／オフによりスイッチング素子２には図７（ｃ）に示すスイッチ電流Ｉｓｗが流れるが、このスイッチング素子２をオフする制御は以下のようにして行われている。

コンパレータ５は、図７（ｄ）に示すように、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓに電流補償回路１３からの補償電流が加算された補償済み電流Ｉｃｃ１と、差動増幅器３からの誤差電流Ｉｅとを比較し、補償済み電流Ｉｃｃ１の方が大きい場合には出力信号をＨレベルにしてフリップフロップ６をリセットする。尚、誤差電流Ｉｅの方が大きい場合には出力信号をＬ（Ｌｏｗ）レベルにしてフリップフロップ６をリセットしないように動作する。

ここで、差動増幅器３からの誤差電流Ｉｅは、出力電圧Ｖｏを分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２で分圧した帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧４からの基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その誤差に応じた電流であり、この誤差電流Ｉｅとスイッチ電流Ｉｓｗとが比較されてスイッチング素子２のスイッチングが行われることにより、出力電圧Ｖｏは基準電圧Ｖｒｅｆに応じた一定の電圧に保たれることになる。また、このような電流制御タイプのスイッチング電源装置において、安定動作を行うためには、スイッチ電流Ｉｓｗに生じた変動が収束されるように、図７（ｄ）に示すように、補償済み電流Ｉｃｃ１の傾きを破線の傾きよりも大きくする必要があり、電流補償回路１３は時間と共に大きくなる補償電流を検出電流Ｉｓｅｎｓに加算することにより補償済み電流Ｉｃｃ１の傾きを大きくしている。

このような動作を行うことにより、負荷９の大きさが変動した場合においても、出力電圧Ｖｏは安定的に保持される。例えば、負荷９が重くなった場合、以下の順に動作し安定する。負荷９大→出力電圧Ｖｏ低下→誤差電流Ｉｅ上昇→補償済み電流Ｉｃｃ１ピーク値が上昇（傾きは一定）、検出電流Ｉｓｅｎｓピーク値が上昇（傾きは一定）するようにスイッチング素子２のスイッチ電流Ｉｓｗが増加する（デューティは一定）。

また、このように負荷に応じてスイッチ電流Ｉｓｗは増加するが、スイッチ電流Ｉｓｗが過大になることを防止するために、過電流検出回路１２による過電流保護動作が行われる。過電流検出回路１２は、図７（ｆ）に示すように、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓと、過電流検出レベルに相当し予め設定されている設定電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチング素子２に流れるスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出する。

即ち、検出電流Ｉｓｅｎｓが設定電流Ｉｏｃｐを超えた場合は、スイッチ電流Ｉｓｗが過電流であると判定し、フリップフロップ６にリセット信号を与えてフリップフロップ６をリセットする。これにより、スイッチング素子２は次に発振器７からのパルス信号でフリップフロップ６がセットされるまでオフになるので、スイッチング素子２に流れるスイッチ電流Ｉｓｗはそのピークを制限されることになり（図７（ｅ））、スイッチング素子２に過電流が流れることが防止される。

また、入力電源と負荷との間に設けられたスイッチを駆動するための容量を備えるＤＣ／ＤＣ変換器において、その容量が放電されない範囲でそのスイッチを連続的に閉状態にできるようにしたものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、電源供給用のスイッチおよびそのスイッチと出力端子との間に設けられるインダクタを含むＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、上記インダクタを介して流れる電流に係わらず上記スイッチのスイッチング間隔が一定となるようにしたものもある（例えば、特許文献２参照）。
特開平１１―３３２２２２号公報 特開２０００―３２７４４号公報

しかしながら、図６に示す従来のスイッチング電源装置は、通常時においては、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓに電流補償回路１３からの補償電流を加算した補償済み電流Ｉｃｃ１と差動増幅回路３からの誤差電流Ｉｅとを比較し、スイッチング素子２をオフするタイミングを決定するが、過電流検出回路１２が過電流保護動作を行っている過電流保護動作時においては、電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓと過電流検出回路１２に設定されている設定電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチング素子２をオフするタイミングを決定する、即ち、電流補償回路１３が働かない状態となる。そのため、スイッチング動作が高デューティとなる場合に低周波発振が発生してスイッチング周波数が通常の数分の１になってしまうという問題があった。

更に、この低周波発振が発生する場合の問題点を図８を参照して説明する。図８は過電流保護動作時の出力電圧Ｖｏ−負荷電流Ｉｏ特性を示す図である。図８において、縦軸は電圧、横軸は電流であり、破線は通常状態の特性を示し、実線は低周波発振状態での特性を示している。例えば、入力電圧Ｖｉｎ＝２０Ｖ、出力電圧Ｖｏ＝１５Ｖ、コイルＬ１のインダクタンスＬ＝１０ｕＨ、発振器７の発振周波数ｆｏ＝１ＭＨｚ、過電流検出回路１２の過電流検出レベルＩｃｌ＝１．３Ａとする時を考えてみる。

負荷電流Ｉｏとスイッチ電流Ｉｓｗとの関係は、
Ｉｏ＝Ｉｓｗ−（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／（２Ｌｆｏ）×Ｖｏ／Ｖｉｎ
となるため、負荷電流Ｉｏの最大値、即ち、過電流保護のかかる負荷電流Ｉｏは、Ｉｓｗ＝Ｉｃｌの関係より、通常状態では１．１１Ａとなる。一方、低周波発振が起きてスイッチング周波数が２５０ｋＨｚとなった時の最大負荷電流は上式でｆｏ＝２５０ｋＨｚとして０．５５Ａとなる。

ここで、負荷電流Ｉｏ＝１Ａで動作している場合を考えてみる。低周波発振が起こらない場合は、例えば起動時の出力コンデンサＣ２への充電電流などの一時的な過電流状態があった場合にもＩｏ＝１Ａとなる動作点は図８において点Ａだけであるので、過電流状態が復帰すれば出力電圧１５Ｖが出力される。一方、低周波発振が発生し得る場合、負過電流Ｉｏ＝１Ａとなる動作点は点Ａと点Ｂがあり、点Ｂで動作した場合には出力電圧が１５Ｖよりも低下してしまう。

そこで、このような不具合を回避するには、スイッチング周波数が１／４に低下することを想定して、コイルインダクタンスを４倍にしておく必要があるが、そのようにすると、コイルサイズ、コストが増大し、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化が出来なくなるという問題があった。

また、特許文献１に記載の従来技術では、供給される入力電圧と保持すべき出力電圧との差が小さい場合においても、その出力電圧を保持することはできるが、スイッチングを行うスイッチの過電流保護機能がなく、大きい負荷が接続された場合等、スイッチにスイッチの電流容量を超える電流が流れ続けた場合には、このスイッチが破損してしまう可能性があるという問題があった。

また、特許文献２には、負過電流の異常（過電流）を検出したときに、スイッチを駆動するフリップフロップを強制的にリセットする回路を設けるようにしてもよいとの記述があるが、そのような回路を設けその回路による過電流保護が行われている時に、低周波発振が発生しスイッチング周波数が低下するという問題を解決するものではない。

本発明は、上記の点に鑑み、小型化、低コスト化を図るとともに、過電流保護動作時においても低周波発振の発生を防止することのできるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明は、直流電圧が与えられる入力端子に一端が接続され前記直流電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の他端と出力端子間に接続され前記パルス電圧を平滑して前記直流電圧とは別の直流電圧にするコイルと、前記出力端子とグランド間に接続され前記コイルからの直流電圧を平滑して出力電圧とする出力コンデンサと、前記スイッチング素子とコイルとの接続点と前記グランド間に接続され前記スイッチング素子のオフ期間に前記コイルに電流を流す整流素子とを備えるスイッチング電源装置において、前記スイッチング素子のオン期間に時間とともに増加する前記スイッチング素子に流れる電流に比例して変わる検出信号を出力する電流検出手段と、前記検出信号に第１の電流補償信号を重畳して第１の電流補償済み信号にする第１の電流補償手段と、前記出力電圧を分圧した帰還電圧と基準電圧との誤差信号と第１の電流補償済み信号とを比較する比較手段と、発振手段からのパルス信号に基づいて前記スイッチング素子をオンにし、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号よりも大きくなったときの前記比較手段の出力に基づいて前記スイッチング素子をオフにするスイッチング制御手段と、前記検出信号に第２の電流補償信号を重畳して第２の電流補償済み信号にする第２の電流補償手段と、第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、過電流を検出した場合には前記スイッチング素子をオフにする過電流保護動作を行う過電流検出手段と、を設け、第１、第２の電流補償済み信号の傾きが、前記スイッチング素子がオンからオフになるときの前記検出信号の値と前記オフから再びオンになるときの前記検出信号の値とを結ぶ直線の傾きよりも大きいことにより、前記スイッチング素子に流れる電流の変動が収束されるようにしたものである。

このようにすると、前記過電流検出手段が過電流保護動作を行っていない通常時において、第１の電流補償手段によって電流補償された第１の電流補償済み信号に基づいて前記スイッチング素子のスイッチング動作が行われるので、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができるとともに、前記過電流検出手段が過電流保護動作を行っている過電流保護動作時においても、第２の電流補償手段によって電流補償された第２の電流補償済み信号により前記過電流検出手段を動作させるため、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができる。即ち、通常時、過電流保護動作時のいずれの場合に前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、スイッチング周波数を安定化できるので、コイル、コンデンサのインダクタンス、キャパシタンスを下げることでスイッチング電源装置の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。

また、例えば、前記過電流検出手段による過電流保護動作が行われている場合に、第２の電流補償手段が動作し、前記過電流検出手段が第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、前記過電流検出手段による過電流保護動作が行われていない場合に、第２の電流補償手段が動作を停止し、前記過電流検出手段が前記検出信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行うようにすることで、デューティの変化による過電流検出レベルの低下を防ぐことができる。

また、例えば、前記過電流検出手段が過電流を検出したときに出力する過電流検出信号によりセットされ、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号より大きくなったときの前記比較手段の出力によりリセットされるラッチ手段を設け、第２の電流補償手段は、前記ラッチ手段がセット状態である場合に動作し、前記ラッチ手段がリセット状態である場合に動作を停止するようにすると、前記ラッチ手段がリセットされているときを通常時と判断し、一方、前記ラッチ手段がセットされているときを過電流保護動作時と判断することができ、通常時には第２の電流補償手段を動作させないようにすることで、デューティの変化による過電流検出レベルの低下を防ぐことができる。

また、例えば、前記スイッチング素子のオン期間が前記発振手段からのパルス信号の周期を超える場合に、第２の電流補償手段が動作し、前記過電流検出手段が第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、前記スイッチング素子のオン期間が前記発振手段からのパルス信号の周期を超えない場合に、第２の電流補償手段が動作を停止し、前記過電流検出手段が前記検出信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行うようにして過電流検出レベルの低下を防ぐことができる。

また、例えば、前記発振手段からのパルス信号と前記スイッチング制御手段が前記スイッチング素子をオンにするために前記スイッチング素子に与える制御信号との論理積をとる論理ゲートと、該論理ゲートの出力によりセットされ、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号より大きくなったときの前記比較手段の出力によりリセットされるラッチ手段とを設け、第２の電流補償手段は、前記ラッチ手段がセット状態である場合に動作し、前記ラッチ手段がリセット状態である場合に動作を停止するようにすると、前記ラッチ手段がリセットされているときを通常時と判断し、一方、前記ラッチ手段がセットされているときを過電流保護動作時と判断することができ、通常時には第２の電流補償手段を動作させないようにすることで、デューティの変化による過電流検出レベルの低下を防ぐことができる。

また、例えば、第２の電流補償手段は、前記検出信号から一定の信号を減算するとともに、前記検出信号に時間とともに上昇する信号を加算すると、過電流検出レベルを変えることなく低周波発振を防止することができる。

また、例えば、第１の電流補償信号の傾きと第２の電流補償信号の傾きとが同一であると、過電流保護動作時の電流補償を通常時と同様に確実に実施することができる。

また、例えば、第２の電流補償手段は、第１の電流補償信号をミラーするカレントミラー回路、または、第１の電流補償信号と同じ電圧を発生する電圧アンプで構成されていると、回路の共通化が図れ、スイッチング電源装置の簡素化、低コスト化をすることができる。

また、例えば、前記スイッチング電源装置を用いた電子機器にすると、過電流保護動作時においても安定して動作するとともに、小型化、低コスト化を図ることが可能な電子機器が実現できる。

本発明によると、過電流検出手段が過電流保護動作を行っていない通常時において、第１の電流補償手段によって電流補償された第１の電流補償済み信号に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作が行われるので、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができるとともに、前記過電流検出手段が過電流保護動作を行っている過電流保護動作時においても、第２の電流補償手段によって電流補償された第２の電流補償済み信号により前記過電流検出手段を動作させるため、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができる。即ち、通常時、過電流保護動作時のいずれの場合に前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、スイッチング周波数を安定化できるので、コイル、コンデンサのインダクタンス、キャパシタンスを下げることでスイッチング電源装置の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。

以下に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。図１において、図６と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図１に示すスイッチング電源装置が図６に示すスイッチング電源装置と相違する点は、電流制御部１内に電流補償回路１３の代わりに第１電流補償回路１４が設けられている点と、第２電流補償回路１５が新たに設けられている点である。

尚、第１電流補償回路１４は、図６に示す電流補償回路１３と同様の動作を行う同様の回路であり、過電流検出回路１２が過電流保護動作を行っていない通常時の図１に示すスイッチング電源装置の動作は、図６に示すスイッチング電源装置の通常時の動作と同様であるので、その説明は省略する。以下に、図１に示すスイッチング電源装置の過電流保護動作時の動作を説明する。

過電流保護動作時においては、出力電圧Ｖｏが低下するためコンパレータ５の非反転入力端子（＋）に入力される誤差電流Ｉｅは増加し、コンパレータ５の出力信号は常にＬレベルとなるので、コンパレータ５からフリップフロップ６をリセットできなくなる。従って、フリップフロップ６は過電流検出回路１２から出力される過電流検出信号であるリセット信号によりリセットされることになる。

また、スイッチング素子２のオン期間に時間とともに増加するスイッチング素子２に流れるスイッチ電流Ｉｓｗに比例して変わる電流検出回路１１からの検出電流Ｉｓｅｎｓは、第２電流補償回路１５からの補償電流（第２の電流補償信号）が重畳されて補償済み電流Ｉｃｃ２（第２の電流補償済み信号）となる。そして、過電流検出回路１２は、この補償済み電流Ｉｃｃ２と過電流検出レベルに相当し予め設定されている設定電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出する。

即ち、補償済み電流Ｉｃｃ２が設定電流Ｉｏｃｐを超えた場合は、スイッチ電流Ｉｓｗが過電流であると判定し、フリップフロップ６にリセット信号を与えてフリップフロップ６をリセットする。これにより、スイッチング素子２は次に発振器７からのパルス信号でフリップフロップ６がセットされるまでオフになるので、スイッチング素子２に流れる電流はそのピークを制限されることになり、スイッチング素子２に過電流が流れることを防止できる。

このようにして、過電流保護動作時において、電流補償された補償済み電流Ｉｃｃ２により過電流検出回路１２を動作させることにより、高デューティ時であっても、スイッチ電流Ｉｓｗに生じた変動が収束されるので、低周波発振の発生を防止することができる。即ち、過電流保護動作時、且つ、高デューティ時においても、スイッチング周波数が安定化できるので、コイルＬ１、コンデンサＣ２のインダクタンス、キャパシタンスを下げることでスイッチング電源装置の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。

図２は、本発明の第２実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。図２において、図１と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図２に示すスイッチング電源装置が図１に示すスイッチング電源装置と相違する点は、電流制御部１内の過電流検出回路１２と第２電流補償回路１５との間にフリップフロップ１６が新たに設けられている点である。

フリップフロップ１６のセット入力端子Ｓには過電流検出回路１２からのセット信号（過電流検出信号）が与えられ、フリップフロップ１６のリセット入力端子Ｒにはコンパレータ５の出力信号が与えられる。また、フリップフロップ１６の出力端子Ｑからの出力信号は第２電流補償回路１５に与えられ、第２電流補償回路１５は、フリップフロップ１６からの出力信号が与えられているとき、即ち、フリップフロップ１６がセットされているときのみ動作するようになっている。

これにより、過電流保護動作時において、過電流検出回路１２は補償済み電流Ｉｃｃ２と過電流検出レベルに相当する設定電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出するが、過電流保護動作時ではない通常時においては、フリップフロップ１６がリセット状態であるため第２電流補償回路１５は動作を停止する。従って、過電流検出回路１２は検出電流Ｉｓｅｎｓと設定電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出するということになる。即ち、検出電流Ｉｓｅｎｓが設定電流Ｉｏｃｐを超えた場合は、スイッチ電流Ｉｓｗが過電流であると判定し、フリップフロップ６にＨレベルのリセット信号を与えてフリップフロップ６をリセットするとともに、フリップフロップ１６にＨレベルのセット信号を与えてフリップフロップ１６をセットする。

そして、フリップフロップ１６がセットされることにより、その出力を受ける第２電流補償回路１５が動作を開始する。即ち、第２電流補償回路１５は検出電流Ｉｓｅｎｓに補償電流を重畳して補償済み電流Ｉｃｃ２にする。これにより、電流補償された補償済み電流Ｉｃｃ２により過電流検出回路１２が動作することになり、過電流保護動作時に高デューティになっても低周波発振の発生を防止することができる。

そして、過電流状態が解消され通常時に戻ったとき、即ち、コンパレータ５からのリセット信号がフリップフロップ１６に入力されたとき、フリップフロップ１６はリセットされ、第２電流補償回路１５は動作を停止する。従って、過電流検出回路１２は電流補償されていない検出電流Ｉｓｅｎｓに基づいて過電流検出を行うことになる。このように、通常時には第２電流補償回路１５を動作させないようにすることで、デューティの変化による過電流検出レベルの低下を防ぐことができる。

図３は、本発明の第３実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。図３において、図２と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。図３に示すスイッチング電源装置が図２に示すスイッチング電源装置と相違する点は、過電流検出回路１２からフリップフロップ１６に与えるセット信号が無くなり、その代わりに、フリップフロップ１６をセットするセット信号を与えるＡＮＤゲート１７が新たに設けられている点である。

ＡＮＤゲート１７は２入力１出力のＡＮＤゲートであり、ＡＮＤゲート１７の一方の入力には発振器７からのパルス信号が与えられ、他方の入力にはフリップフロップ６の出力信号が与えられている。また、ＡＮＤゲート１７の出力信号はフリップフロップ１６のセット信号になっている。

過電流状態においては、スイッチング素子２のオンしている期間が発振器７の発振周期を越える事がある。そこで、この時に過電流状態であると判断し、第２電流補償回路１５を動作させるようにしたものが図３に示すスイッチング電源装置である。フリップフロップ６の出力信号はスイッチング素子２がオンしている間はＨレベルとなっている。また、通常時においては、発振器７からのパルス信号がＨレベルになる、即ち、フリップフロップ６をセットするタイミングではフリップフロップ６の出力信号はＬレベル（スイッチング素子２はオフ）となっている。そこで、フリップフロップ６の出力と発振器７の出力との論理積をとる、即ち、ＡＮＤ演算することにより、スイッチング素子２のオンしている期間が発振器７の発振周期を越えることを検出することができる。

即ち、フリップフロップ６の出力と発振器７の出力とがともにオンとなったときを過電流状態とし、このときにＡＮＤゲート１７の出力信号はＨレベルになりフリップフロップ１６がセットされる。そして、第２電流補償回路１５が動作を開始して検出電流Ｉｓｅｎｓに補償電流を重畳して補償済み電流Ｉｃｃ２とするので、電流補償された補償済み電流Ｉｃｃ２により過電流検出回路１２が動作することになり、過電流保護動作時に高デューティになっても低周波発振の発生を防止することができる。

また、以上説明した実施形態のスイッチング電源装置において、第２電流補償回路１５による電流補償は、検出電流Ｉｓｅｎｓから一定電流の減算を行い、且つ、時間とともに増加する電流を加算するという方法で行われる。以下に、この方法を図４を参照して説明する。

図４は図２に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。図４において、（ａ）は発振器７から出力されるパルス信号の波形、（ｂ）はスイッチング素子２をオン(ON)／オフ(OFF)させるフリップフロップ６の出力端子Ｑからの出力信号の波形、（ｃ）はスイッチ電流Ｉｓｗの波形、（ｄ）は検出電流Ｉｓｅｎｓ、補償済み電流Ｉｃｃ２、設定電流Ｉｏｃｐの波形を示している。尚、図中の破線は、スイッチング素子２がオンからオフになるときの検出電流Ｉｓｅｎｓの値とオフからオンになるときの検出電流Ｉｓｅｎｓの値とを結んだものである。

過電流保護動作時ではない通常時において、フリップフロップ１６はリセット状態であり、第２電流補償回路１５は動作を停止しているので、過電流検出回路１２は検出電流Ｉｓｅｎｓと電流Ｉｏｃｐとを比較してスイッチ電流Ｉｓｗが過電流であるか否かを検出する。

そして、一旦、検出電流Ｉｓｅｎｓが設定電流Ｉｏｃｐに達すると、フリップフロップ１６がセットされ第２電流補償回路１５が動作を開始することにより、過電流検出回路１２に与えられる電流は、検出電流Ｉｓｅｎｓから一定の電流を減算され、且つ、時間とともに増加する電流を加算された補償済み電流Ｉｃｃ２となる。このようにすることにより、過電流検出レベルを変えることなく、補償済み電流Ｉｃｃ２の傾きを図４中の破線の傾きよりも大きくし、スイッチング素子２に流れる電流の変動が収束されるようにしているので、過電流保護動作時に高デューティになっても低周波発振の発生を防止することができる。

また、このような動作を行う第２電流補償回路１５は、例えば、図５に示す回路で構成することができる。図５は、図１〜図３のいずれかに示す第１電流補償回路１４と第２電流補償回路１５の具体的回路を示す回路図である。図５に示す第１電流補償回路１４は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２と、時間と共に増大する電流を流す電流源Ｉ５１とから構成されており、バイポーラトランジスタＱ５１、Ｑ５２の互いのベース同士が接続され、それぞれのエミッタが定電圧が供給される電源端子Ｖｄｄに接続されている。また、バイポーラトランジスタＱ５１のベースとコレクタとは短絡されるとともに、電流源Ｉ５１を介してグランドに接続されている。そして、バイポーラトランジスタＱ５２のコレクタは図１〜図３のいずれかに示すコンパレータ５の非反転入力端子（＋）に接続されることになる。

このように接続された第１電流補償回路１４は、いわゆるカレントミラー回路を構成しており、電流源Ｉ５１によりバイポーラトランジスタＱ５１のエミッタ−コレクタ間を流れる電流をミラーした電流がバイポーラトランジスタＱ５２のエミッタ−コレクタ間を流れるので、この電流、即ち、時間と共に増大する補償電流がバイポーラトランジスタＱ５２のコレクタから供給され、検出電流Ｉｓｅｎｓに加算される。

また、図５に示す第２電流補償回路１５は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ５３と、定電流源Ｉ５２と、スイッチＳＷから構成されており、バイポーラトランジスタＱ５３のベースはバイポーラトランジスタＱ５１のベースに接続され、エミッタは電源端子Ｖｄｄに接続され、コレクタは定電流源Ｉ５２を介してグランドに接続されている。即ち、第２電流補償回路１５は第１電流補償回路１４との間でカレントミラー回路を構成していることになる。そして、バイポーラトランジスタＱ５３のコレクタにスイッチＳＷの一端が接続され、スイッチＳＷの他端は図１〜図３のいずれかに示す過電流検出回路１２の検出電流Ｉｓｅｎｓの入力端子に接続されることになる。

また、スイッチＳＷは、図１〜図３のいずれかに示すフリップフロップ１６がセットされたときにオンし、リセットされたときにオフするようになっており、スイッチＳＷがオンすると、図１〜図３のいずれかに示す過電流検出回路１２の入力端子から定電流源Ｉ５２に流れる電流が引き込まれることになり、検出電流Ｉｓｅｎｓから一定の電流が減算される。即ち、これにより、第２電流補償回路１５の減算機能が実現できている。

一方、電流源Ｉ５１によりバイポーラトランジスタＱ５１のエミッタ−コレクタ間を流れる電流をミラーした電流がバイポーラトランジスタＱ５３のエミッタ−コレクタ間を流れるので、この電流、即ち、時間と共に増大する補償電流がバイポーラトランジスタＱ５３のコレクタからスイッチＳＷを介して図１〜図３のいずれかに示す過電流検出回路１２の検出電流Ｉｓｅｎｓの入力端子に供給され、検出電流Ｉｓｅｎｓに加算される。即ち、これにより、第２電流補償回路１５の加算機能が実現できている。

そして、このように、第１電流補償回路１４の補償電流をミラーした電流を第２電流補償回路１５の補償電流とすることにより、補償済み電流Ｉｃｃ２の傾きと補償済み電流Ｉｃｃ１の傾きとが同一になるので、過電流動作時においても、通常時と同様に低周波発振の発生を確実に抑制することができる。また、回路を共通化することにより、スイッチング電源装置の簡素化、低コスト化を図ることができる。

また、図５に示す第１電流補償回路１４及び第２電流補償回路１５は、構成するトランジスタをバイポーラトランジスタで構成した回路であるが、ＭＯＳトランジスタで構成した回路にしても良い。例えば、５００ｋＨｚ以上の高スイッチング周波数の場合や、スイッチング電源装置のようにロジック回路の多い回路においては、ＭＯＳトランジスタによる構成が便利である。

尚、以上説明した実施形態において、電流制御部１での加算、減算は、電流値により行われ、また、コンパレータ５においても電流値で比較する構成としているが、電圧で加算、減算、及び比較を行う構成としても良い。また、図５に示す第１電流補償回路１４及び第２電流補償回路１５は、電流を加算、減算するように構成された回路であるが、電流を電圧に置き換えた形態、例えば、電圧アンプを用いて電圧を加算、減算するように構成された回路にすることも可能である。

以上説明したように、本実施形態のスイッチング電源装置は、通常時のみならず過電流保護動作時においても、電流補償された補償済み電流Ｉｃｃ２により過電流検出回路１２を動作させるため、高デューティ時であっても低周波発振の発生を防止することができる。即ち、過電流保護動作時、且つ、高デューティ時においても、スイッチング周波数が安定化できるので、コイルＬ１、コンデンサＣ２のインダクタンス、キャパシタンスを下げることでスイッチング電源装置の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。

また、スイッチング電源装置を使用する電子機器や汎用電源に本実施形態のスイッチング電源装置を搭載すると、小型化、低コスト化を図った電子機器や汎用電源が実現できる。そして、特に、小型化、低コスト化を図ることが重要である、カーオーディオ等の車載機器や、テレビ、液晶テレビ、ＤＶＤビデオ等に代表されるＡＶ機器や、ＣＤ−ＲＯＭ、ＣＤ−Ｒ、ＤＶＤ等のパソコン周辺機器等の電子機器に、本実施形態のスイッチング電源装置を搭載することは非常に効果的である。

尚、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において各部の構成等を適宜に変更して実施することも可能である。

以上説明したように、本発明によると、過電流検出手段が過電流保護動作を行っていない通常時において、第１の電流補償手段によって電流補償された第１の電流補償済み信号に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作が行われるので、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができるとともに、前記過電流検出手段が過電流保護動作を行っている過電流保護動作時においても、第２の電流補償手段によって電流補償された第２の電流補償済み信号により前記過電流検出手段を動作させるため、前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、前記スイッチング素子の低周波発振の発生を防止することができる。即ち、通常時、過電流保護動作時のいずれの場合に前記スイッチング素子のスイッチングが高デューティになっても、スイッチング周波数を安定化できるので、コイル、コンデンサのインダクタンス、キャパシタンスを下げることでスイッチング電源装置の小型化、低コスト化を図ることが可能になる。

本発明の第１実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第２実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第３実施形態のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。 図２に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。 図１〜図３のいずれかに示す第１電流補償回路と第２電流補償回路の具体的回路を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の電気的構成を示す回路ブロック図である。 図６に示すスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。 図６に示すスイッチング電源装置の過電流保護動作時の出力電圧−負荷電流特性を示す図である。

符号の説明

１ 電流制御部
２ スイッチング素子
３ 差動増幅器
４ 基準電圧源
５ コンパレータ（比較手段）
６ フリップフロップ（スイッチング制御手段）
７ 発振器（発振手段）
８ ドライブ回路
９ 負荷
１１ 電流検出回路（電流検出手段）
１２ 過電流検出回路（過電流検出手段）
１４ 第１電流補償回路（第１の電流補償手段）
１５ 第２電流補償回路（第２の電流補償手段）
１６ フリップフロップ（ラッチ手段）
１７ ＡＮＤゲート（論理ゲート）
Ｃ１ 入力コンデンサ
Ｃ２ 出力コンデンサ
Ｄ１ ダイオード（整流素子）
ＩＮ 入力端子
Ｌ１ コイル
ＯＵＴ 出力端子
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
ＳＷ スイッチ

Claims (9)

1. 直流電圧が与えられる入力端子に一端が接続され前記直流電圧をスイッチングしてパルス電圧に変換するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の他端と出力端子間に接続され前記パルス電圧を平滑して前記直流電圧とは別の直流電圧にするコイルと、前記出力端子とグランド間に接続され前記コイルからの直流電圧を平滑して出力電圧とする出力コンデンサと、前記スイッチング素子とコイルとの接続点と前記グランド間に接続され前記スイッチング素子のオフ期間に前記コイルに電流を流す整流素子とを備えるスイッチング電源装置において、
   前記スイッチング素子のオン期間に時間とともに増加する前記スイッチング素子に流れる電流に比例して変わる検出信号を出力する電流検出手段と、
   前記検出信号に第１の電流補償信号を重畳して第１の電流補償済み信号にする第１の電流補償手段と、
   前記出力電圧を分圧した帰還電圧と基準電圧との誤差信号と第１の電流補償済み信号とを比較する比較手段と、
   発振手段からのパルス信号に基づいて前記スイッチング素子をオンにし、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号よりも大きくなったときの前記比較手段の出力に基づいて前記スイッチング素子をオフにするスイッチング制御手段と、
   前記検出信号に第２の電流補償信号を重畳して第２の電流補償済み信号にする第２の電流補償手段と、
   第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、過電流を検出した場合には前記スイッチング素子をオフにする過電流保護動作を行う過電流検出手段と、
   を設け、第１、第２の電流補償済み信号の傾きが、前記スイッチング素子がオンからオフになるときの前記検出信号の値と前記オフから再びオンになるときの前記検出信号の値とを結ぶ直線の傾きよりも大きいことにより、前記スイッチング素子に流れる電流の変動が収束されるようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記過電流検出手段による過電流保護動作が行われている場合に、第２の電流補償手段が動作し、前記過電流検出手段が第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、
   前記過電流検出手段による過電流保護動作が行われていない場合に、第２の電流補償手段が動作を停止し、前記過電流検出手段が前記検出信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記過電流検出手段が過電流を検出したときに出力する過電流検出信号によりセットされ、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号より大きくなったときの前記比較手段の出力によりリセットされるラッチ手段を設け、第２の電流補償手段は、前記ラッチ手段がセット状態である場合に動作し、前記ラッチ手段がリセット状態である場合に動作を停止することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記スイッチング素子のオン期間が前記発振手段からのパルス信号の周期を超える場合に、第２の電流補償手段が動作し、前記過電流検出手段が第２の電流補償済み信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行い、
   前記スイッチング素子のオン期間が前記発振手段からのパルス信号の周期を超えない場合に、第２の電流補償手段が動作を停止し、前記過電流検出手段が前記検出信号と所定の閾値とを比較して前記スイッチング素子に流れる電流の過電流検出を行うことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記発振手段からのパルス信号と前記スイッチング制御手段が前記スイッチング素子をオンにするために前記スイッチング素子に与える制御信号との論理積をとる論理ゲートと、
   該論理ゲートの出力によりセットされ、第１の電流補償済み信号が前記誤差信号より大きくなったときの前記比較手段の出力によりリセットされるラッチ手段と、
   を設け、第２の電流補償手段は、前記ラッチ手段がセット状態である場合に動作し、前記ラッチ手段がリセット状態である場合に動作を停止する請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 第２の電流補償手段は、前記検出信号から一定の信号を減算するとともに、前記検出信号に時間とともに上昇する信号を加算することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
7. 第１の電流補償信号の傾きと第２の電流補償信号の傾きとが同一であることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
8. 第２の電流補償手段は、第１の電流補償信号をミラーするカレントミラー回路、または、第１の電流補償信号と同じ電圧を発生する電圧アンプで構成されていることを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電源装置。
9. 請求項１〜請求項８のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用いたことを特徴とする電子機器。

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