CN101930317A - 指示体检测装置和指示体检测方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种指示体检测装置及指示体检测方法，在导体图形上能更高速地检测指示体。指示体检测装置(100)包括导体图形(10)、代码串信号生成电路(21)、信号检测电路(31)、模拟-数字转换电路(32)、相关检测电路(33)和存储电路。相关检测电路(33)求出从模拟-数字转换电路(32)输出的、各个字由多个位构成的字串和代码串之间的相关值。并且，根据所求出的相关值检测指示体。

Description

指示体检测装置和指示体检测方法
技术领域
本发明涉及一种指示体检测装置和指示体检测方法，更详细而言涉及通过静电耦合方式检测指示体的指示体检测装置和指示体检测方法。
背景技术
以往，作为在触摸屏等中使用的指示体的位置检测的方式，例如提出了电阻膜方式、静电耦合方式(静电电容方式)等各种感测方式。其中，近年来积极进行了静电耦合方式的指示体检测装置的开发。
静电耦合方式有表面型(Surface Capacitive Type)和投影型(Projected Capacitive Type)的两种方式。表面型例如应用于ATM(Automated Teller Machine：自动柜员机)等，投影型例如应用于移动电话等中。其中，两种方式都是检测感测电极与指示体(例如手指、静电笔等)之间的静电耦合状态的变化，检测指示体的位置。
投影型静电耦合方式的指示体检测装置例如在玻璃等透明基板、透明薄膜上以预定的图形形成有电极，其检测指示体靠近时的指示体与电极的静电耦合状态。以往，关于这种方式的指示体检测装置，提出了用于优化其结构的各种技术(例如参照专利文献1至3)。其中，在专利文献1中，记载有将使用了正交扩频码的代码分割复用方式应用于多用户触摸系统中的技术。在专利文献2中记载有使用了伪随机信号的坐标输入装置。并且，在专利文献3中记载有在静电电容型坐标装置中使用的笔。
以往，提出了从投影型静电耦合方式发展而来的被称作交叉点静电耦合方式的指示体检测装置，在这里，参照附图简单说明交叉点静电耦合方式的指示体检测装置的动作。图84(a)及图84(b)分别表示交叉点静电耦合方式的指示体检测装置中的感测部附近的简要结构和输出信号波形。
通常，感测部600包括由多个发送导体602构成的发送导体组601和由多个接收导体604构成的接收导体组603。其中，在发送导体组601和接收导体组603之间形成有绝缘层。发送导体602是向预定方向(图84(a)中的X方向)延伸的具有预定形状的导体，多个发送导体602相互分离预定间隔而并列配置。并且，接收导体604是向与发送导体602的延伸方向交叉的方向(图84(a)中的Y方向)延伸的具有预定形状的导体，多个接收导体604相互分离预定间隔而并列配置。
在这种结构的感测部600中，向预定的发送导体602供给预定的信号，在各交叉点检测在该预定的发送导体602和接收导体604的交叉点(下面称作交叉点)流动的电流的变化。感测部600上，在放置有手指等指示体610的位置，电流经由指示体610分流，从而流入接收导体604的电流发生变化。因此，通过检测电流发生变化的交叉点，可检测出指示体610的位置。并且，在交叉点静电耦合方式的指示体检测装置中，如图84(a)及图84(b)所示，由于在感测部600上形成有多个交叉点，因而可同时进行多点检测。
在这里，进一步具体说明交叉点静电耦合方式的位置检测原理。例如，现在考虑如图84(a)所示地向发送导体Y6供给预定的信号，检测指示体610(例如手指)在发送导体Y6上的指示位置的例子。在向发送导体Y6供给信号的状态下，首先，通过差动放大器605检测流经接收导体X1及X2的电流之差。接着，预定时间之后，将接收导体切换为X2及X3，检测两个接收导体之间的电流差。反复该动作直到接收导体XM为止。
此时，求出发送导体Y6上各交叉点的位置处的差动放大器605的输出信号的电平变化。图84(b)表示其特性。图84(b)的特性表示接收导体X1～XM按时间依次被选择并与差动放大器605连接而输出的检测信号。其中，图84(b)中的虚线所示的特性表示从差动放大器605输出的信号的电平变化，实线的特性表示差动放大器605的输出信号的积分值的变化。
在图84(a)及图84(b)所示的例子中，由于在发送导体Y6上与接收导体X5及XM-5的交叉点附近放置有指示体610(手指)，因而流经该交叉点附近的电流发生变化。因此，在图84(b)所示的例子中，在发送导体Y6上的与接收导体X5及XM-5的交叉点附近所对应的位置上，差动放大器605的输出信号发生变化，其积分值发生变化。根据该积分值的变化，可检测指示体610的位置。在现有的指示体检测装置中，对各发送导体602进行切换而进行如上所述的检测。
专利文献1：日本特开2003-022158号公报
专利文献2：日本特开平9-222947号公报
专利文献3：日本特开平10-161795号公报
在如上所述的现有的交叉点静电耦合方式的指示体检测装置中，由于对每个交叉点进行指示体的位置检测处理，因而存在全部交叉点的检测时间变长的问题。例如，在具有64个发送导体和128个接收导体的感测部中，若各交叉点的检测处理时间例如为256μsec时，则全部交叉点(8192个)花约2sec的检测时间，不实用。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种能够更高速地检测指示体的交叉点静电耦合方式的指示体检测装置及指示体检测方法。
为了解决上述问题，本发明的一种指示体检测装置，包括导体图形、代码串信号生成电路、信号检测电路、模拟-数字转换电路、相关检测电路和存储电路，根据存储在存储电路中的相关值，检测导体图形上的指示体。其中，构成本发明的指示体检测装置的各部分的结构及功能如下所述。导体图形由配置于第一方向上的多个第一导体和配置于与上述第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成。代码串信号生成电路用于将分别根据具有正交性且相位相互不同的1个或多个代码串生成的多个信号分别供给到第一导体。信号检测电路与多个第二导体连接，用于检测导体图形与指示体之间的静电电容的变化所对应的信号。模拟-数字转换电路用于将从信号检测电路输出的信号转换成1个字由多个位构成的数字信号。相关检测电路用于求出从模拟-数字转换电路输出的字串和代码串的相关值，所述字串的各个字由多个位构成。并且，存储电路存储从相关检测电路输出的相关值。
其中，在本说明书中所称的“根据具有正交性的代码串生成的信号”，不仅意味着该信号为其代码串本身的情况，而且还意味着包括对代码串实施例如调制等预定处理而得到的信号。
并且，本发明的一种指示体检测方法，以如下所述的步骤进行。首先，向由配置于第一方向上的多个第一导体和配置于与第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成的导体图形中的多个第一导体分别供给根据具有正交性且相位相互不同的1个或多个代码串生成的多个信号。接着，检测导体图形与指示体之间的静电电容的变化所对应的信号。接着，将检测出的信号转换成1个字由多个位构成的数字信号。接着，求出转换而得到的数字信号与代码串的相关值。接着，存储相关值。并且，根据被存储的相关值检测是否存在所述指示体及其指示位置。
在本发明中，向多个发送导体同时分别供给根据具有正交性且相位相互不同的1个或多个代码串生成的多个信号，检测导体图形上是否存在指示体及其指示位置。即，对多个交叉点同时进行指示体的检测处理。因此，根据本发明，在交叉点静电耦合方式的指示体检测装置中，能够更高速地检测是否存在指示体及其指示位置。
附图说明
图1是第一实施方式的指示体检测装置的简要块结构图。
图2是第一实施方式的指示体检测装置的感测部的简要剖视图。
图3是第一实施方式的指示体检测装置的扩频码供给电路的简要结构图。
图4是第一实施方式的指示体检测装置的I/V转换电路及A/D转换器的简要结构图。
图5是第一实施方式的指示体检测装置的信号检测电路的另一结构例。
图6是第一实施方式的指示体检测装置中的相关电路的简要结构图。
图7是第一实施方式的指示体检测装置的相关器的块结构图。
图8是第一实施方式的指示体检测装置的位置检测电路的简要结构图。
图9(a)至图9(g)是用于说明第一实施方式的指示体检测装置的各部分的动作的时序图。
图10是用于说明第一实施方式的指示体检测装置的位置检测原理的图。
图11(a)是由接收导体Y124检测出的信号波形，图11(b)是扩频码的波形，图11(c)是供给到发送导体Y9的扩频码所对应的相关特性。
图12是在感测部上不存在指示体时的相关器的输出信号波形。
图13是用于说明第一实施方式的指示体检测装置的位置检测原理的图。
图14(a)是表示在感测部上不存在指示体时的发送导体及接收导体之间的静电耦合状态的图，图14(b)是表示在感测部上存在指示体时的发送导体及接收导体之间的静电耦合状态的图。
图15是在感测部上存在指示体时的相关器的输出信号波形。
图16是用于说明第一实施方式的指示体检测装置的位置检测原理的图。
图17是在感测部上存在指示体时的相关器的输出信号波形。
图18是表示第一实施方式的指示体检测装置的位置检测处理步骤的流程图。
图19是变形例1的指示体检测装置的简要块结构图。
图20(a)是第二实施方式中的PSK调制前的扩频码的波形，图20(b)是PSK调制后的信号波形。
图21是第二实施方式的扩频码供给电路的简要结构图。
图22是第二实施方式的相关电路的块结构图。
图23是变形例2的扩频码供给电路的简要结构图。
图24(a)是第三实施方式中的FSK调制前的扩频码的波形，图24(b)是FSK调制后的信号波形。
图25是第三实施方式的扩频码供给电路的块结构图。
图26是第三实施方式的相关电路的块结构图。
图27(a)及图27(b)是表示向变形例3的指示体检测装置中的发送导体供给的扩频码的发送序列的图。
图28是变形例3的发送部的块结构图。
图29是变形例4的指示体检测装置中的发送部的简要结构图。
图30是第四实施方式的指示体检测装置的简要块结构图。
图31是第四实施方式的扩频码供给电路的简要结构图。
图32是第四实施方式的发送导体选择电路的简要结构图。
图33是表示第四实施方式的发送导体选择电路中的发送导体的切换动作的图。
图34是表示发送导体选择电路中的发送导体的另一切换动作的图。
图35是第四实施方式的接收导体选择电路及信号检测电路的简要结构图。
图36是表示第四实施方式的接收导体选择电路中的接收导体的切换动作的图。
图37是第四实施方式的指示体检测装置的信号检测电路的另一结构例。
图38是第四实施方式的相关电路的简要结构图。
图39是表示第四实施方式的指示体检测装置的位置检测处理步骤的流程图。
图40是变形例5的指示体检测装置的简要块结构图。
图41是表示变形例6的发送导体选择电路中的发送导体的切换动作的图。
图42是变形例6的发送导体选择电路的简要结构图。
图43是表示变形例6的发送导体选择电路中的发送导体的另一切换动作的图。
图44是表示变形例7的接收导体选择电路中的接收导体的切换动作的图。
图45是变形例7的接收导体选择电路的简要结构图。
图46是变形例8的感测部的简要剖视图。
图47是变形例9的感测部的简要剖视图。
图48是表示变形例10中的发送导体的导体形状的图。
图49是表示变形例11中的发送导体的导体形状的图。
图50是变形例12的感测部的简要结构图。
图51(a)是表示变形例12的感测部中的发送导体侧的透明电极膜的配置的图，图51(b)是表示接收导体侧的透明电极膜的配置的图。
图52是变形例13的感测部的简要结构图。
图53是表示变形例14的接收部中的信号检测方式的图。
图54是表示变形例15的接收部中的信号检测方式的图。
图55是变形例16的扩频码供给电路的简要结构图。
图56是表示变形例16中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图57(a)及图57(b)是表示变形例16中的发送导体的切换动作的图。
图58(a)至图58(c)是表示变形例16中的发送导体的另一切换动作的图。
图59是变形例17的扩频码供给电路的简要结构图。
图60是变形例18的扩频码供给电路的简要结构图。
图61是表示变形例19中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图62是表示变形例20中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图63是表示变形例21中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图64是表示变形例21中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的另一关系的示意图。
图65是表示变形例22中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图66是表示变形例22中的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的另一关系的示意图。
图67是表示在变形例23中指示体没有处于悬停状态时的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图68是表示在变形例23中指示体处于悬停状态时的发送部的扩频码供给方式和接收部的信号检测方式的关系的示意图。
图69(a)及图69(b)是用于说明变形例24中的悬停状态的识别原理的图。
图70(a)及图70(b)是用于说明变形例24中的悬停状态的识别原理的图。
图71是用于说明变形例24中的悬停状态的识别原理的图。
图72是用于说明在变形例26中位置检测时的检测面上的检测电平分布的宽高比的调整方法的图。
图73是用于说明在变形例26中位置检测时的检测面上的检测电平分布的宽高比的调整方法的图。
图74是变形例27的指示体检测装置的简要块结构图。
图75(a)是表示从发送导体的单侧供给扩频码时的情况的图，图75(b)是表示此时的接收导体的位置与检测信号的电平及相位延迟之比(电平/相位)关系的图。
图76(a)是表示在变形例28中从发送导体的两侧供给扩频码时的情况的图，图76(b)是表示此时的接收导体的位置与检测信号的电平及相位延迟之比(电平/相位)关系的图。
图77是变形例29的指示体检测装置中的接收增益值设定电路的块结构图。
图78是变形例29的绝对值检波电路的简要结构图。
图79是用于说明在变形例30中求出指示体的指示压力的原理的图。
图80是用于说明在变形例30中求出指示体的指示压力的原理的图。
图81是用于说明在变形例30中求出指示体的指示压力的原理的图。
图82是变形例31的指示体检测装置的简要结构图。
图83是变形例31的指示体检测装置的另一简要结构图。
图84(a)是现有的交叉点静电耦合方式的指示体检测装置的简要结构图，图84(b)是输出信号波形图。
具体实施方式
下面参照附图，以如下顺序对本发明的指示体检测装置及指示体检测方法的实施方式进行说明。其中，在以下的实施方式中，举例说明指示体检测装置，但本发明不限于该实施方式。
1.第一实施方式：基本结构例
2.第二实施方式：使用进行PSK调制的扩频码(Spread code)的结构例
3.第三实施方式：使用进行FSK调制的扩频码的结构例
4.第四实施方式：将发送导体组和接收导体组进行区域分割的结构例
(1.第一实施方式)
在第一实施方式中，对本发明的指示体检测装置及指示体检测方法的基本结构例进行说明。其中，本发明的位置检测方式采用根据感测部的发送导体和接收导体之间的静电耦合状态的变化来检测指示体的位置的静电耦合方式。并且，在本实施方式中，对同时向全部发送导体供给扩频码(代码串)，在各接收导体上同时进行信号检测的结构例进行说明。
(指示体检测装置的结构)
图1表示第一实施方式的指示体检测装置的简要结构。指示体检测装置100主要由感测部10(导体图形)、发送部20、接收部30、位置检测电路34、扩频码生成电路40和控制电路50构成。下面对各部分的结构进行说明。
首先，参照图1及图2对感测部10的结构进行说明。其中，图2是感测部10的简要剖视图，是图1中的从Y方向观察的剖视图。感测部10包括第一玻璃基板15、由多个发送导体12(第一导体)构成的发送导体组11、由多个接收导体14(第二导体)构成的接收导体组13、垫片16和第二玻璃基板17。并且，发送导体组11(发送导体12)、垫片16、接收导体组13(接收导体14)及第二玻璃基板17配置于第一玻璃基板15上。
其中，在本实施方式中，手指、静电笔等指示体(被检测体)的检测面为第二玻璃基板17一侧的表面。并且，在本实施方式中，代替第一玻璃基板15及第二玻璃基板17，也可以使用由合成树脂等构成的薄片状(薄膜状)基材。
发送导体12及接收导体14，例如通过由ITO(Indium Tin Oxide，铟锡氧化物)膜构成的透明电极膜或铜箔等形成。发送导体12的电极图形，例如可如下所述地形成。首先，例如通过溅射法、蒸镀法、涂敷法等，在第一玻璃基板15上形成由上述材料等形成的电极膜。接着对所形成的电极膜进行蚀刻，以形成预定的电极图形。可同样地在第二玻璃基板17上形成接收导体14的电极图形。
并且，在用铜箔形成发送导体12及接收导体14的情况下，可将包含铜粒子的墨吹付到玻璃板等上而形成预定的电极图形。
其中，关于发送导体12及接收导体14的形状，例如可以由直线状(线形)导体形成。并且，关于发送导体12的形状，有菱形状、直线图形等。另外，发送导体12的宽度优选为大于接收导体14的宽度。
垫片16例如由PVB(PolyVinyl Butyral，聚乙烯醇缩丁醛)、EVA(Ethylene Vinyl Acetate Copolymer，乙烯醋酸乙烯酯)、丙烯酸类树脂等合成树脂形成。并且，垫片16也可由高折射率(高电介质)的硅树脂构成。在这种情况下，能抑制垫片16中的视差(Parallax)，可改善光学特性。
在由合成树脂构成垫片16的情况下，例如如下所述地形成。首先，将塑料薄片夹入发送导体12及接收导体14之间。接着，对导体之间进行抽真空并加压及加热而形成垫片16。并且，例如也可以使液体状的合成树脂流入发送导体12及接收导体14之间，然后通过使合成树脂固化来形成垫片16。
发送导体组11由在预定方向(图1中的X方向)上延伸的多个发送导体12构成。多个发送导体12在图1中的Y方向(第一方向)上相互分隔预定间距而并列配置。并且，接收导体组13由在与发送导体12的延伸方向交叉的方向上延伸的多个接收导体14构成。多个接收导体14在图1中的X方向上相互分隔预定间距而并列配置。
其中，在本实施方式中，说明了发送导体12的延伸方向和接收导体14的延伸方向正交的例子，但本发明不限于此。两个导体的延伸方向不必一定正交，只要以可产生用于位置检测的交叉点的方式使发送导体12的延伸方向和接收导体14的延伸方向交叉即可。
在本实施方式中，将发送导体12的个数设为64个，将接收导体14的个数设为128个。并且，在本实施方式中，发送导体12和接收导体14的配置间隔(间距)都是3.2mm。其中，本发明不限于此，发送导体12及接收导体14的个数以及间距，可根据感测部10的尺寸、所需的检测精度等适当设定。
并且，在图1的例子中，在发送导体组11中，从靠近接收部30一侧的发送导体12设其索引(Index)n为“1”～“64”，在下面将与各索引n对应的发送导体12记为发送导体Yn。并且，在图1的例子中，在接收导体组13中，从相对于连接有发送部20的一侧远离的一侧的接收导体14设其索引m为“1”～“128”，在下面将与各索引m对应的接收导体14记为接收导体Xm。
发送部20主要向发送导体组11供给预定码片长度(Chip length)的正交码(Orthogonal code)。在该例中，作为正交码的一例采用扩频码(代码串)，由供给扩频码(代码串)的扩频码供给电路21(代码串信号生成电路)供给。其中，如后文所述，在本实施方式中，向发送导体组11供给63码片长度的扩频码。
图3表示扩频码供给电路21的简要结构以及扩频码供给电路21与扩频码生成电路40、控制电路50及发送导体组11的连接关系。扩频码供给电路21包括移位寄存器22和补偿信号生成电路23。移位寄存器22为并行(Parallel)输入输出型的移位寄存器，在本实施方式中由63个触发器22a(寄存器)多级连接而构成。
各触发器22a与控制电路50相连接，通过从控制电路50供给的发送负荷信号(Transmission load signal)Stload及时钟信号Sclk控制其动作。发送负荷信号Stload是控制将从扩频码生成电路40输出的63位(码片)的扩频码输入到移位寄存器22的定时的信号，在本实施方式中，如后文所述，63位(码片)的数据根据发送负荷信号Stload的输入，同时输入到各触发器22a。时钟信号Sclk是1码片周期(Chip period)的时钟信号。
各触发器22a将所保存的1码片长度的信号(代码)以时钟信号Sclk为触发而每隔1码片周期移位到下一级的触发器22a。并且，各触发器22a的输出端子与对应的发送导体12相连接，各触发器22a将所保存的1码片长度的信号向下一级触发器22a移位时，将该信号输出到对应的发送导体12。在采用CDMA的无线通信世界中通常出现叫做码片的现象。并且，通过最终级的触发器22a(Dt63)的输出信号具有供给给最初级的触发器22a(Dt1)的结构，可巡回地使用由63位构成的代码串。
其中，在图3的例子中，将分别输入了从扩频码生成电路40输出的扩频码的第1码片的代码PN1～第63码片的代码PN63的触发器22a的索引i分别记为“1”～“63”，下面，将与索引i对应的触发器22a记为Dti。
补偿信号生成电路23，在感测部10上不存在指示体的情况下，产生用于调整以使在各接收导体14检测出的电流均衡(例如零)的补偿信号(补偿用信号)，向预定的发送导体12输出该补偿信号。在本实施方式中，将补偿信号生成电路23的输出端子连接到相对于接收部30的连接位置最远的位置上配置的发送导体12即发送导体Y64。将这种补偿信号向发送导体12中一个导体输出的原因如下所述。
向发送导体12供给的扩频码的码片长度，如后文所述地为奇数(4N-1：N是2以上的整数)，具有使扩频码的每1码片的电平状态(High(高)或Low(低))的信号值相加时成为Low电平状态的信号值的性质。因此，在向与扩频码的代码长度(码片个数)相同个数的各发送导体12供给将相位错开1码片长度的扩频码的情况下，如不供给补偿信号，则从接收导体14输出的电流值成为与Low电平状态的信号值对应的值。
因此，在本实施方式中，向没有供给扩频码的发送导体12(发送导体Y64)，供给从各接收导体14输出的电流值的总和成为零的补偿信号。具体地说，向发送导体Y64供给与High电平状态的信号值对应的补偿信号。由此，能补偿在接收信号时产生的检测电平移位。因此，在感测部10上存在指示体的情况下，能始终如一地检测与指示体位置上的电流的变动量对应的信号，能提高指示体的检测灵敏度。其中，本实施方式的位置检测的详细原理在后文进行说明。
通过将扩频码供给电路21构成为如上所述的结构，从触发器Dt1向Dt63相位各错开1码片长度的扩频码被供给到发送导体Y1～Y63。换言之，向发送导体Y1、Y2、…、Y63分别供给具有相同相位(Ph1)的扩频码、具有1码片的相位差(Ph2)的扩频码、…、具有62码片的相位差(Ph63)的扩频码。
其中，在发送导体12由63个导体构成的情况下，不向发送导体12供给补偿信号，直接向后述的信号检测电路31输入补偿信号。并且，在扩频码的代码长度(码片长度)比发送导体12的个数大的情况下，没有供给到发送导体12的扩频码及补偿信号，直接向后述的信号检测电路31输入。
扩频码生成电路40产生码片长度为4N-1(N为2以上的整数)的扩频码。在本实施方式中，扩频码生成电路40生成码片长度为“63”的扩频码。其中，在扩频码生成电路40产生的扩频码的码片个数，可与发送导体12的个数、后述的发送导体组11的区域分割个数等对应地适当设定。通常，扩频码的码片长度被设定为与供给有扩频码的发送导体12的个数相同的个数或在其以上的值。这是为了在供给有扩频码的发送导体12的各导体之间不存在相位相同的扩频码。
并且，如图3所示，扩频码生成电路40的输出端子与扩频码供给电路21内的各触发器22a相连接。并且，在扩频码生成电路40产生的扩频码的第1码片的代码PN1至第63码片的代码PN63，以发送负荷信号Stload的输入定时分别同时供给给触发器Dt1～Dt63的输入端子。
返回图1，接收部30包括信号检测电路31、A/D(Analog to Digital，模拟到数字)转换电路32(模拟数字转换电路)、相关值计算电路33。
信号检测电路31取得从接收导体14输出的电流信号，将该电流信号转换成电压信号并进行放大。信号检测电路31例如具有与接收导体14相同个数的I/V(电流/电压)转换电路。图4表示I/V转换电路的电路结构。I/V转换电路31a由一输入一输出的放大器31b(运算放大器：Operational Amplifier)、电容器31c、电阻31d串联连接而构成。
其中，在本实施方式中，如上所述，说明了在信号检测电路31内设置与接收导体14相同个数的I/V转换电路31a的例子，但本发明不限于此。图5表示信号检测电路31的另一结构例。在图5所示的例子中，在信号检测电路31内，将由开关等构成的以分时方式动作的接收导体选择电路31f设在I/V转换电路31a和接收导体组13之间。在图5所示的信号检测电路31中，在接收导体选择电路31f每隔预定时间依次切换接收导体14而选择性地连接到I/V转换电路31a。将信号检测电路31构成为这种结构时，在接收部30内可共用I/V转换电路31a以及配置于其后段的后述的电路组。因此，在这种情况下接收部30的电路结构变得更加简单。
图1中的A/D转换电路32与信号检测电路31相连接，将从信号检测电路31输出的模拟信号转换成数字信号。A/D转换电路32例如由与接收导体14相同个数的A/D转换器32a构成。如图4所示，也可以使各A/D转换器32a的输入端子与信号检测电路31内的对应的一个I/V转换电路31a的输出端子相连接。另外，A/D转换器32a的输入端子也可以经由开关等切换电路选择性地与多个I/V转换电路31a的输出端子相连接。根据该结构，通过使A/D转换器32a以分时方式动作，能共用A/D转换器32a。
并且，本实施方式的A/D转换器32a是将从I/V转换电路31a输出的信号转换成1个字由多个位(例如10位等)构成的数字信号的模拟-数字转换器。
图1中的相关值计算电路33与A/D转换电路32相连接，计算出来自A/D转换电路32的输出信号与和在扩频码生成电路40产生的扩频码相同的扩频码的相关值。相关值计算电路33由与接收导体14相同个数的相关电路(相关检测电路)和相关值存储电路(存储电路)构成。如图4或图5所示，各相关电路的输入端子与A/D转换电路32内的对应的一个A/D转换器32a的输出端子相连接。
图6表示相关电路及相关值存储电路的结构以及这些电路与I/V转换电路31a、A/D转换器32a、扩频码生成电路40、控制电路50的连接关系。相关值存储电路33m与相关电路33a的输出端子相连接。
相关电路33a利用从A/D转换器32a输出的数字信号与和扩频码生成电路40输出的扩频码相同的代码计算出相关值，并将其输出。
相关电路33a主要由第一移位寄存器33b、第二移位寄存器33d和相关器33f构成。
其中，在图6的例子中，在第二移位寄存器33d内，将从最靠近A/D转换器32a侧的位置的触发器33e到最远的位置的触发器33e的索引分别设为“1”～“63”。下面，将与索引i对应的触发器33e适当地记为Dri。
第一移位寄存器33b是依次供给从A/D转换器32a输出的1个字由多个位构成的字的、串联(Serial)输入型的移位寄存器，将多个触发器33c多级连接而构成。其中，在本实施方式中，第一移位寄存器33b是将与扩频码的代码长度相同个数即63个触发器33c多级连接而构成的。
并且，各触发器33c使用能保存多位例如1个字由10位构成的信息的触发器。各触发器33c通过从控制电路50供给的1码片周期的时钟信号Sclk控制其动作。然后，各触发器33c将所保存的每1码片的信号每隔1码片周期向下一级触发器33c输出。
第二移位寄存器33d是串联(Serial)输入型的移位寄存器，将多个触发器33e多级连接而构成。其中，在本实施方式中，第二移位寄存器33d是将与扩频码的代码长度相同个数即63个触发器33e多级连接而构成的。
并且，各触发器33e与触发器33c同样，使用能保存多位例如1个字由10位构成的信息的触发器。各触发器33e通过从控制电路50供给的接收负荷信号Srload及时钟信号Sclk控制其动作。接收负荷信号Srload是控制将从第一移位寄存器33b输出的信号向第二移位寄存器33d输入的定时的信号，在本实施方式中，如后文所述地以64码片周期向各触发器33e输入接收负荷信号Srload。即，第二移位寄存器33d与接收负荷信号Srload对应地，将与构成第一移位寄存器33b的各触发器33c所输出的扩频码的代码长度(63码片)对应的63字的数据作为并行数据而接受并保存。并且，时钟信号Sclk是1码片周期的时钟信号。
并且，各触发器33e的输出端子与下一级的触发器33e及后述的相关器33f内的对应的乘法器33g相连接。各触发器33e将所保存的信号每隔1码片周期向下一级触发器33e移位，并且向相关器33f内的对应地乘法器33g输出。并且，具有从构成第二移位寄存器33d的最终级的移位寄存器Dr63输出的信号反馈到初级的移位寄存器Dr1的结构。即，从A/D转换器32a输出的各个字依次供给给第一移位寄存器33b。在第一移位寄存器33b中保存与扩频码的代码长度对应的字数时，与接收负荷信号Srload对应地在第一移位寄存器33b中保存的63字的信号同时发送至第二移位寄存器33d。在第二移位寄存器33d中保存的数据，由相关器33f进行与从扩频码生成电路40输出的扩频码之间的相关处理。其中，根据供给给相关器33f的时钟信号Sclk，在从第二移位寄存器33d供给的扩频码与和从扩频码生成电路40输出的扩频码相同的扩频码之间，彼此的代码图形以1码片单位依次被移位，从而求出两者的相关关系。通过具有该结构，可将从A/D转换器32a输出的各个字依次向第一移位寄存器33b保存，并且第二移位寄存器33d可与向第一移位寄存器33b保存数据的动作独立地进行相关运算。
在本实施方式中，如上所述，将移位寄存器构成为2级。由此，能独立地进行利用第二移位寄存器33d中保存着的信息计算相关值的处理、和将相关值计算中所需的检测信号提供给第一移位寄存器33b的处理。即，通过如上所述地将移位寄存器构成为2级，能高速地进行具有扩展性的位置检测。
并且，图7表示相关器33f的简要结构。相关器33f主要由多个乘法器33g和加法器33h构成。在本实施方式中，使用与扩频码的代码长度相同个数即63个乘法器33g。各乘法器33g与图6所示的第二移位寄存器33d内的对应的各触发器33e的输出端子相连接。另外在图7的例子中，将输入有分别从触发器Dr1～Dr63输出的信号PS1～PS63的乘法器33g分别记为乘法器I1～I63。并且，向乘法器I1～I63分别并行输入有构成在扩频码生成电路40产生的扩频码(PN1～PN63)的第1码片的代码PN1～第63码片的代码PN63。然后，乘法器I1～I63分别对例如从扩频码生成电路40输出的第1码片的代码PN1～第63码片的代码PN63和从第二移位寄存器33d输出的信号PS1～PS63进行乘法运算。
对乘法器33g的动作进行更具体说明的话，例如在第i级的乘法器Ii中，如所输入的扩频码的第i码片的代码PNi为High电平的代码时，在第二移位寄存器33d的输出信号PSi上乘以“+1”。在这种情况下，乘法器Ii直接输出第二移位寄存器33d的输出信号PSi。另一方面，例如在第i级的乘法器Ii中，如所输入的扩频码的第i码片的代码PNi为Low电平的代码时，在第二移位寄存器33d的输出信号PSi上乘以“-1”。在这种情况下，乘法器Ii取第二移位寄存器33d的输出信号PSi的2的补数(Complement)而输出。
加法器33h对来自多个乘法器33g的输出信号进行加法运算，将该值作为相关值而向相关值存储电路33m输出。从第二移位寄存器33d向相关器33f输入的由多个信号PS1～PS63构成的代码串的电平图形与扩频码的代码图形一致时，由于从各乘法器Ii输出相同极性的信号，因而在这种情况下，从加法器33h输出的相关值最大或最小。
另外，在本实施方式中，由于从第二移位寄存器33d向相关器33f输入的各信号是1个字为多位(例如10位)的信号，因而相关值也以多位方式进行处理。因此，不仅求出相关值的最大值及最小值，还能求出其中间值。在这种情况下，通过后述的插值处理，能精确地计算出交叉点以外位置的相关值，可进行更高精度的位置检测。
相关值存储电路33m由RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)等构成，存储从相关电路33a输出的相关值。并且，在相关值存储电路33m中，与感测部10整个面对应地映射(Mapping)所输入的各交叉点的相关值，生成相关值的空间分布(映射数据)。
图8表示图1所示的位置检测电路34的简要结构。位置检测电路34主要由插值处理电路34a和位置计算电路34b构成。
插值处理电路34a从存储于相关值存储电路33m中的各交叉点的相关值，计算出交叉点之间的相关值。由此可得到高分辨率的相关值的映射数据。另外，在本实施方式中，说明了具有插值处理电路34a的例子，但本发明不限于此。例如，在感测部10上的交叉点的间隔充分小的情况、在不需要高分辨率的用途中使用本实施方式的指示体检测装置的情况下，也可以不设置插值处理电路34a。
位置计算电路34b根据由插值处理电路34a计算出的相关值的映射数据求出超出预定阈值的相关值的区域，计算出该区域的例如中心点作为指示体的位置。
图1所示的控制电路50控制构成上述指示体检测装置100的各部分的动作。具体而言，适当产生并输出时钟信号Sclk、发送负荷信号Stload及接收负荷信号Srload，控制上述各部分的动作定时。
(指示体检测装置的动作)
在这里，对构成上述指示体检测装置100的各部分动作的流程进行简单说明。图9(a)至图9(g)表示构成指示体检测装置100的各部分动作的时序图。图9(a)至图9(c)是从控制电路50输出的时钟信号Sclk、发送负荷信号Stload以及接收负荷信号Srload的信号波形。其中，时钟信号Sc1k的周期是扩频码的1码片长度。图9(d)是表示从扩频码供给电路21向发送导体12发送扩频码时的动作的时序图。图9(e)是表示相关值计算电路33内的第一移位寄存器33b的动作的时序图，图9(f)是表示第二移位寄存器33d的动作的时序图。并且，图9(g)是表示相关值计算电路33内的相关器33f的动作的时序图。
向发送导体12供给扩频码时的各部分的动作如下所述。首先，在时钟信号Sclk的预定的上升时间t0，从控制电路50向扩频码供给电路21输入发送负荷信号Stload(参照图9(a)及图9(b))。与发送负荷信号Stload的输入对应地，同时向构成扩频码供给电路21的各触发器22a供给由扩频码生成电路40产生的扩频码(PN1～PN63)(时刻t0)。接着，从该时刻t0起，开始向发送导体12供给扩频码(PN1～PN63)(参照图9(d))。并且，在向发送导体12供给完扩频码(PN1～PN63)之后的时刻t3，再次向扩频码供给电路21输入发送负荷信号Stload，从而反复执行向发送导体12的扩频码(PN1～PN63)的供给。另外，如图3所示，在本发明中，具有来自构成移位寄存器22的各触发器22a的最终段的触发器Dt63的输出反馈至初始段的触发器Dt1的结构，还具有下述的结构：与发送负荷信号Stload对应地同时向扩频码供给电路21供给由扩频码生成电路40产生的扩频码(PN1～PN63)之后，扩频码(PN1～PN63)循环地向发送导体12供给。换言之，具有下述的结构：在变更由扩频码生成电路产生的扩频码的代码图形的情况下，通过发送负荷信号Stload，同时向移位寄存器供给新的代码图形。
并且，从接收导体14检测信号时的各部分的动作如下所述。首先，在时刻t1，控制电路50向图1所示的相关值计算电路33输入接收负荷信号Srload(参照图9(c))。接着，从该时刻t1起，开始从接收导体14检测信号。相关值计算电路33内的第一移位寄存器33b按每1码片周期依次取得从A/D转换器32a供给的检测信号，使各触发器33c依次移位并保存(参照图9(e))。并且，在开始取得信号的时刻t1至经过63码片长度后的时刻t2，在构成第一移位寄存器33b的各触发器33c中，保存与由63码片长度构成的扩频码对应的检测信号。
接着，与在时刻t2经过1码片长度之后的时刻t3的定时输出的接收负荷信号Srload对应地，第一移位寄存器33b向第二移位寄存器33d输出所保存的63码片长度的检测信号。从时刻t3至63码片长度后的时刻t5，第二移位寄存器33d按每1码片周期，在第二移位寄存器33d中依次保存从第一移位寄存器33b输入的检测信号(参照图9(f))。其中，与在图3的说明中描述的结构同样，具有下述的结构：与接收负荷信号Srload的输入对应地，将来自构成第一移位寄存器33b的各触发器33c的各输出信号，同时向构成第二移位寄存器33d的各触发器33e供给。
并且，第二移位寄存器33d在时刻t3的定时，开始向相关器33f输出检测信号，相关器33f开始计算相关值。并且，在从时刻t4至63码片长度后的时刻t6的时间内，从第二移位寄存器33d依次读取的检测信号和从扩频码生成电路40供给的扩频码在相关器33f中依次进行相关运算，并输出其结果。
(位置检测的原理)
接着，参照附图说明本实施方式的指示体检测装置100的指示体的检测原理。如上所述，本实施方式的检测方式是交叉点静电耦合方式，根据感测部的发送导体及接收导体之间的静电耦合状态的变化来检测指示体。
首先，说明在感测部10上不存在手指19(指示体)时由接收导体14得到的检测信号。图10表示在感测部10上不存在手指19的状态的感测部10的情况。其中，在以下的原理说明中，向发送导体Y1～Y63供给相互具有预定的相位差的相同的正交码(在这里以扩频码来例示)。为此，图1中的扩频码生成电路40具有下述结构：不具备直接产生扩频码本身的扩频码产生电路，而在ROM(Read Only Memory，只读存贮器)等中保存根据扩频码产生的数据，通过控制ROM的读取地址来输出用于向发送导体Y1～Y63供给的信号。
为了能容易地理解本发明的动作原理，首先考虑下述情况：仅向发送导体Y9供给从Ph63开始为54码片长度的相位差为Ph9的扩频码，仅在接收导体X124检测信号。即，考虑计算发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点(图10中的空心圆标记的格子点)的相关值的情况。图11(a)至图11(c)表示该状态下的接收导体X124的输出信号、用于相关运算的扩频码及相关值的关系。
图11(b)表示向相关电路33a内的相关器33f供给从扩频码生成电路40输入的用于相关运算的扩频码的波形。其中，图11(b)所示的为了相关运算而供给的扩频码的波形虽然相位不同，但与向各发送导体(Y1～Y63)供给的扩频码的波形相同。并且，图11(c)表示根据来自接收导体X124的信号从相关器33f输出的相关值的时间变化特性(以下称作相关特性)。
在感测部10上不存在手指19的情况下，向发送导体Y9供给的扩频码，相对于为了相关运算而供给的扩频码的相位延迟54码片的量，因而从接收导体X124输出的信号，如图11(a)所示地以为了相关运算而供给的扩频码(图11(b))相同的代码图形变化，并且成为相对于为了相关运算而供给的扩频码的相位延迟54码片的量的信号。
并且，根据来自接收导体X124的信号，在相关器33f求出接收导体X124的输出信号(图11(a))与为了相关运算而供给的扩频码(图11(b))之间的相关时，如图11(c)所示，其相关特性60，在与54码片的相位差对应的延迟时间54τ(τ：与1码片的相位差对应的延迟时间)求出相关值的峰值“+63”，在其以外的时间，求出“-1”的相关值。
图12表示在感测部10上不存在手指19的情况下，分别向发送导体Y1～Y63同时供给具有相位差Ph1～Ph63的扩频码时的从相关器33f输出的相关值的特性。从与接收导体X124相连接的相关器33f得到的相关特性，在时间上重叠了在接收导体X124与各发送导体Y1～Y63之间的交叉点处得到的各相关特性。
图12中的用虚线表示的特性61是在接收导体X124与各发送导体Y1～Y63之间的交叉点处得到的各相关特性。如参照图6进行的说明，从第二移位寄存器33d输出的检测信号(PS1～PS63)和从扩频码生成电路40供给的扩频码的信号(PN1-PN63)供给给相关器33f，相对于一方信号使另一方信号依次移位63次，如图7所示地通过乘法器33g对各信号进行乘法运算。在乘法器33g中得到的结果在加法器33h被相加而供给给相关器存储电路33m作为相关器33f的输出信号。即，虽然得到与各交叉点(扩频码的各相位差)对应的峰值位置不同的相关特性61，但由于在该时间点的其他交叉点处为非相关，因而在图12中的用虚线表示的各相关特性61(例如，在预定的交叉点处的相关值：+63)上合成另一交叉点处的相关特性(例如，在其他62个交叉点处的各相关值：-1以及基于后述的补偿信号的修正值：+1)时，成为图12中的用粗实线表示的特性62，在感测部10上不存在手指19的情况下，从相关器输出的相关值为时间轴上平坦的特性。其中，简单地重叠在接收导体X124与各发送导体Y1～Y63之间的交叉点处得到的各相关特性61时，该特性得到相关值为“-1”的平坦的特性，但在本实施方式中，除了与作为正交码而例示性地使用的扩频码的代码长度(码片长度)：63对应地具备的63个发送导体以外，设置用于供给补偿信号的发送导体Y64。通过具备用于供给该补偿信号的发送导体Y64，并向该发送导体Y64适当地供给补偿信号，如图12所示，从相关器33f实际输出的相关值的相关特性62被调整为相关值：0的平坦的特性。
接着，考虑下述情况：在向发送导体Y1～Y63同时供给分别具有预定的相位差Ph1～Ph63的扩频码的状态下，在发送导体Y9及接收导体X124之间的交叉点上，放置手指19。图13表示这种状态下的感测部10的情况。此时，发送导体Y9及接收导体X124之间的静电耦合状态变化，发生流入接收导体X124的电流减少等变化。该现象的情况如图14(a)及图14(b)。
图14(a)及图14(b)是表示在感测部10上存在手指19的情况和不存在手指19的情况下的发送导体12和接收导体14之间的静电耦合状态的图。在感测部10上不存在手指19的情况下，配置于第一玻璃板15上的发送导体12和配置于第二玻璃板17上的接收导体14之间夹着垫片16电容耦合，从发送导体12输出的电场在接收导体14收敛(参照图14(a))。另一方面，在感测部10上存在手指19的情况下，成为接收导体14不仅与发送导体12电容耦合，还经由手指19与地面电容耦合的状态(参照图14(b))。在这种状态下，从发送导体12输出的电场的一部分在手指19收敛，在发送导体12和接收导体14之间流动的电流的一部分经由手指19向地面分流。其结果，发生流入接收导体14的电流减少的变化。
因此，如图13所示，在发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点上放置有手指19的情况下，发生流经该交叉点的电流减少的变化。在这种情况下，图11(c)所示的发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点上的相关特性60的延迟时间54τ的峰值变小。其结果，在与接收导体X124相连接的相关器33f得到的相关特性，在延迟时间54τ处相关值降低。图15表示在发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点上放置手指19的情况下的、根据来自接收导体X124的信号从相关器33f得到的相关特性63。在这种情况下，相关特性63在延迟时间54τ处出现负的峰值，在除此以外的时间，可得到发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点处变化了的电流值的影响所对应的预定的相关值。
并且，在图15所示的相关特性63中，将为了相关运算而供给的扩频码作为基准时的延迟时间0～62τ处的相关值的值与在接收导体X124与各发送导体Y63～Y1之间的各交叉点处的相关值对应。因此，依据上述原理，可通过在各接收导体14求出相关特性，得到感测部10的全部交叉点的相关值。即，可映射出与感测部10的可检测指示体的区域所对应的相关值，可求出为相关值的空间分布。例如在图13所示的例子中，在发送导体Y9与接收导体X124之间的交叉点附近，产生相关值为负的大峰值区域。并且，在该相关值的空间分布上，通过确定相关值小于预定的阈值的区域，可检测感测部10上的手指19的位置(坐标)。另外，该相关值的映射数据如上所述地由相关值计算电路33内的相关值存储电路33m进行存储。
接着，参照图16及图17说明1根手指19置于感测部10的多个交叉点上时的位置检测的原理。其中，在这里为了简化说明，考虑如图16所示地跨越接收导体X124与发送导体Y1～Y4之间的多个交叉点而放置1根手指19的情况。并且，图17表示在图16的状态下根据来自接收导体X124的信号从相关器33f得到的相关特性65。其中，在图16所示的例子中，同样在将为了相关运算而供给的扩频码为基准时分别同时向发送导体Y1～Y63供给具有0码片长度(相同相位)的相位差Ph1～62码片长度的相位差Ph63的扩频码。
在图16所示的状态下，在接收导体X124与各发送导体Y1～Y4之间形成的多个交叉点，发生流入接收导体X124的电流减少等变化。在这种情况下，在与手指19接触的交叉点中得到的各相关特性的峰值变小。更具体而言，将在从接收导体X124和发送导体Y4之间的交叉点得到的相关特性中出现的相关值的峰值变小的延迟时间作为基准(＝0)时，在从接收导体X124和发送导体Y1之间的交叉点得到的相关特性中，在延迟时间3τ处相关值的峰值变小。并且，在从接收导体X124和发送导体Y2之间的交叉点得到的相关特性中，在延迟时间2τ处相关值的峰值变小。另外，在从接收导体X124和发送导体Y3之间的交叉点得到的相关特性中，在延迟时间τ出现的相关值的峰值变小。图17中的虚线所示的特性表示在所述各交叉点得到的相关特性64。
在图16所示的状态下，跨越延迟时间0～3τ而出现相关值为负值的区域，在3τ以后的时间区域，得到成为与放置手指19的各交叉点中变化了的电流值的影响对应的预定值的相关特性65(图17中的粗实线)。
另外，在图16所示的状态下，与感测部10的可检测指示体的区域对应地映射出相关值，求出相关值的空间分布时，跨越多个交叉点而连续地得到相关值小于预定的阈值的区域。其结果，可检测出放置有手指19的区域。
在这种情况下，由于跨越多个交叉点而连续地形成相关值小于预定的阈值的区域，因而不仅是放置有手指19的位置，还能推定置于感测部10上的手指19的形状。即，在本实施方式中，不仅是配置于感测部10上的指示体19所指示的位置，还能推定指示体19在感测部10上的形状。例如，在感测部10上放置手掌的情况下，可推定手掌的形状。
(位置检测的处理步骤)
接着，参照附图说明本实施方式的指示体检测装置100中的相位多路发送方式的位置检测处理的步骤。图18表示用于说明本实施方式中的指示体的位置检测步骤的流程图。
参照图3，扩频码生成电路40产生预定的代码长度(码片长度)的扩频码(步骤S1)。在本实施方式中，产生63码片长度的扩频码。接着，扩频码生成电路40将所产生的扩频码供给给扩频码供给电路21。扩频码供给电路21，通过由扩频码供给电路21内的彼此并联连接的触发器22a构成的移位寄存器22，产生向各发送导体12供给的具有各相位差Ph1～Ph63的多个扩频码(步骤S2)。扩频码供给电路21同时分别向发送导体Y1～Y63供给相位差Ph1～Ph63的扩频码(步骤S3)。此时，扩频码供给电路21内的补偿信号生成电路23生成补偿信号后供给给发送导体Y64，以使构成扩频码(Ph1～Ph63)的63个的信号上加上预定的补偿信号而得到的结果相同。
接着，参照图1，接收部30检测来自全部接收导体14的各导体的输出电流(步骤S4)。具体而言，首先信号检测电路31将分别从接收导体14得到的电流信号转换成电压信号后进行放大，将该放大信号输出给A/D转换电路32。此时，如图4所示，在与各接收导体14连接的I/V转换电路31a中将电流信号转换成电压信号后进行放大。
接着，A/D转换电路32对所输入的电压信号进行A/D转换(步骤S5)。此时，在与各I/V转换电路31a连接的A/D转换器32a中对从各接收导体14检测出的信号进行A/D转换。并且，此时，A/D转换电路32将从I/V转换电路31a输出的电压信号转换成1个字(1个代码)由多个位(例如10位等)构成的数字信号。然后，A/D转换电路32将转换了的数字信号向相关值计算电路33输出。
接着，相关值计算电路33计算出所输入的数字信号与和向发送导体供给的扩频码相同的扩频码之间的相关值(步骤S6)。具体而言，与各接收导体14经由A/D转换器32a等连接的各相关电路33a内的第一移位寄存器33b、第二移位寄存器33d以及相关器33f，例如根据在图9中说明的时序图进行动作，进行在接收导体14检测出的信号与用于相关运算的扩频码之间的相关运算来求出相关特性。
相关值计算电路33将对各接收导体14计算出的相关特性存储到相关值存储电路33m中(步骤S7)，产生相关值的映射数据(空间分布)。另外，在本实施方式中，由于如上所述地相关电路33a用多位对信息进行保存及处理，因而存储在相关值存储电路33m中的相关值的值也可以不是2值，而是存储为多位(例如10位等)的多值信息。由此，可产生具有高分辨率的相关值的空间分布。
接着，如图8所示，相关值存储电路33m将所存储的相关值的映射数据向位置检测电路34内的插值处理电路34a输出。插值处理电路34a通过插值运算处理从所输入的相关值的映射数据计算出交叉点以外的位置的相关值(步骤S8)。由此，可求出交叉点以外的位置的相关值，可得到具有更高分辨率的相关值的空间分布，由此可进行高精度的位置检测。
并且，位置检测电路34内的位置计算电路34b，从在步骤S8得到的插值处理后的相关值的映射数据，检测出超过预定阈值的相关值的区域，确定指示体的位置(步骤S9)。
在本实施方式中，如上所述地进行配置于感测部10上的指示体的位置检测。如图5所示的例子中的说明，在信号检测电路31内设置接收导体选择电路31f，用接收导体选择电路31f每隔预定时间依次切换接收导体14来检测电流信号的情况下，用接收导体选择电路31f每隔预定时间依次切换接收导体14，并反复上述的步骤S4至S7的处理。
如上所述，在本实施方式中，向全部发送导体12同时供给(多路相位发送)相位差不同的扩频码，用接收导体14检测指示体的位置。即，对在发送导体12及接收导体14上形成的全部交叉点进行位置检测处理。因此，在发送部向各发送导体同时供给扩频信号，在接收部以各接收导体单位接收信号来检测出各交叉点的静电耦合的变化，因而能高速地进行处理。
并且，在本实施方式的接收部30中，能以多位方式进行所检测出的信号的处理。并且，在本实施方式中，可通过插值处理求出交叉点以外的位置的相关值。因此，根据本实施方式，可进行更高精度的位置检测。
并且，在上述实施方式中，说明了检测指示体的位置的例子，但本发明不限于此。本实施方式的指示体检测装置100可用作从相关值的映射数据识别在感测部上是否存在指示体的装置。其中，在这种情况下，也可以不设置位置检测电路34。
(变形例1)
在上述第一实施方式中，说明了利用扩频码生成电路40及扩频码供给电路21内的移位寄存器产生向相关器33f及发送导体12供给的扩频码的例子，但本发明不限于此。也能以下述方式实现：在发送部上设置由组合ROM或AND电路、OR电路、反相器、触发器等逻辑电路而构成预定的逻辑功能的随机逻辑等所构成的存储电路，保存并读取从该存储电路应向发送导体12供给的数据。并且，也可以预先存储相位差相互不同的扩频码，在进行位置检测时，根据预定的序列从存储电路向发送导体或相关器供给基于各扩频码的信号。在变形例1中，说明这种指示体检测装置的一个结构例。
图19表示变形例1的指示体检测装置的简要结构。其中，在图19中，对与第一实施方式的指示体检测装置(图1)相同的结构，以相同的标号进行表示。
在本例的指示体检测装置101中，在发送部102的扩频码供给电路103内设置存储电路104，该存储电路104存储有要向发送导体12供给的代码串。存储电路104由ROM等构成，预先存储有相位差Ph1～Ph63的扩频码以及向相关值计算电路33内的相关器33f供给的相关运算用扩频码。并且，在进行位置检测时，根据预定的序列，从存储电路104向各发送导体Y1～Y63供给相位差Ph1～Ph63的扩频码，相关运算用扩频码供给给相关器33f。其后，可与第一实施方式同样地进行位置检测。这样构成时，不需要在第一实施方式的指示体检测装置100中使用的扩频码生成电路40以及扩频码供给电路21内的移位寄存器22。
其中，在本例的指示体检测装置101中，与第一实施方式不同的结构如下：在扩频码供给电路103内设置存储电路104；没有设置扩频码生成电路40及扩频码供给电路21内的移位寄存器22，除此之外与第一实施方式相同。
如上所述，根据本例，由于不必使用用于产生各种扩频码的扩频码生成电路40以及扩频码供给电路21内的移位寄存器22，因而能使指示体检测装置101的结构变得更加简单。
另外，在本例中，说明了将存储各种扩频码的存储电路104设在扩频码供给电路103的内部的例子，但本发明不限于此，也可以将存储电路104设在扩频码供给电路103的外部。
(2.第二实施方式)
在上述第一实施方式中，说明了将扩频码直接供给给发送导体组11的例子，但本发明不限于此。也可以对扩频码实施预定的调制，将该调制了的信号供给给发送导体组11。在第二实施方式中，说明对供给给发送导体组11的扩频码进行PSK(Phase Shift Keying，相移键控)调制的结构例。
(PSK调制)
图20(a)及图20(b)表示扩频码的PSK调制前后的波形。其中，图20(a)为PSK调制之前的扩频码的波形，图20(b)为PSK调制之后的扩频码的波形。
在本实施方式中，说明用调制之前的扩频码的时钟周期(码片周期)的2倍时钟周期的信号对扩频码进行PSK调制的例子。本发明不限于此，调制时的时钟周期和码片周期之比可根据用途等适当变更。在本例的PSK调制中，在调制之前的扩频码(图20(a))中，当信号电平为High时，以从Low开始的定时使相位反转，当信号电平为Low时，以从High开始的定时使相位反转，从而得到PSK调制信号(图20(b))。
(指示体检测装置的结构)
在本实施方式的指示体检测装置中，在发送部的扩频码供给电路内设置对扩频码实施PSK调制的处理电路，在接收部的相关电路内设置对进行PSK调制的扩频码进行解调的处理电路。除此以外的结构与第一实施方式(图1)相同。因此，在这里，省略对发送部的扩频码供给电路及接收部的相关电路以外结构的说明。
图21表示本实施方式的扩频码供给电路的简要结构以及扩频码供给电路与扩频码生成电路40、控制电路50以及发送导体组11之间的连接关系。其中，在图21中，对与第一实施方式的扩频码供给电路21(图3)相同的结构用相同的标号表示。
扩频码供给电路110包括PSK调制电路111(信号调制电路)、移位寄存器112和补偿信号生成电路23。其中，补偿信号生成电路23为与上述第一实施方式相同的结构。
PSK调制电路111设在扩频码生成电路40和移位寄存器112之间。PSK调制电路111可由在通信技术领域中以往使用的PSK调制电路构成。PSK调制电路111对在扩频码生成电路40产生的63码片长度的扩频码实施相位调制。此时，在本实施方式中，如上所述，由于利用第一实施方式的2倍的时钟信号实施PSK调制，因而PSK调制电路111对每1扩频码(63码片长度)产生126时钟长度的调制信号。并且，PSK调制电路111将构成调制后的信号的各1时钟长度的信号并行输出给移位寄存器112内的对应的触发器。
移位寄存器112为并行(Parallel)输入输出型的移位寄存器，在本实施方式中由126个触发器112a多级连接而构成。并且，移位寄存器112以2个触发器112a为间隔具有输出端子，各输出端子与构成对应的发送导体组11的各发送导体12连接。即，移位寄存器112将每2个触发器112a输出的信号(与1码片长度的信号对应)并行输出给发送导体组11。
各触发器112a与控制电路50相连接，通过从控制电路50供给的发送负荷信号Stload及时钟信号Sclk控制其动作。发送负荷信号Stload是控制将从PSK调制电路111输出的调制信号输入到移位寄存器122的定时的信号，在本实施方式中，以128时钟周期(64码片周期)同时向各触发器112a输入。并且，时钟信号Sclk为1/2码片周期的时钟信号。其中，各移位寄存器112a将所保存的1时钟长度的调制信号每隔1时钟周期依次向下一级的触发器112a移位。
图22表示本实施方式的相关电路及相关值存储电路的结构以及上述电路与I/V转换电路31a、A/D转换器32a以及扩频码生成电路40之间的连接关系。其中，在图22中，对与第一实施方式的相关电路33a及相关值存储电路33m(图6)相同的结构用相同的标号表示。
相关电路115包括PSK解调电路116(信号解调电路)、第一移位寄存器33b、第二移位寄存器33d、相关器33f。PSK解调电路116以外的结构与第一实施方式相同。
PSK解调电路116设在A/D转换器32a与第一移位寄存器33b之间。PSK解调电路116可由在通信技术领域中以往使用的PSK解调电路构成。PSK解调电路116对从A/D转换器32a输出的数字信号实施PSK解调。并且，PSK解调电路116将解调了的信号即原来的扩频码向第一移位寄存器33b输出。其后，相关电路115与第一实施方式相同地，在相关器33f中计算出解调的信号与相关运算用扩频码之间的相关值，将该相关值向相关值存储电路33m输出。
如上所述，在本实施方式中，对相位差相互不同的多个扩频码分别进行PSK调制，将所述调制信号同时供给给(多路相位发送)发送导体组11，在各接收导体14中进行指示体的位置检测。因此，在本实施方式中，可得到与第一实施方式相同的效果。
并且，在本实施方式中，对供给给发送导体12的扩频码进行PSK调制时，使用比扩频码的码片周期短的周期的时钟信号。在这种情况下，在接收部对扩频码进行解调时，能使解调了的扩频码的上升和下降时的信号转变的频度变大。因此，在本实施方式中，能进一步减小指示体的位置检测的误差。并且，通过对扩频码进行PSK调制，可使供给给发送导体组11的信号的带宽变窄，可提高耐噪性。
另外，在上述第二实施方式中，说明了利用扩频码生成电路40、扩频码供给电路110内的PSK调制电路111以及移位寄存器112产生对具有相互不同相位差的扩频码进行PSK调制而得到的多个信号的结构例，但本发明不限于此。并且，在本实施方式的接收部中，说明了对进行A/D转换后的数字信号进行PSK解调(数字处理)的例子，但本发明不限于此。也可以对进行A/D转换之前的模拟信号进行PSK解调。在这种情况下，在A/D转换器32a的前段设有PSK解调电路(模拟处理电路)。
如在上述变形例1(图19)进行的说明，在发送部设置由ROM、随机逻辑等构成的存储电路(信号存储电路)。也可以采用下述结构：在该存储电路中预先存储对具有相互不同的相位差的多个扩频码进行PSK调制而得到的信号，在进行位置检测时，根据预定的序列，读取从存储电路应向各发送导体12供给的调制信号并供给给发送导体12，并将为了PSK调制而供给的扩频码供给给相关器33f。即，可将变形例1的结构应用于第二实施方式中。在这种情况下，由于不必利用扩频码生成电路40以及扩频码供给电路110内的PSK调制电路111及移位寄存器112，因而能进一步简化指示体检测装置的结构。
(变形例2)
在上述第二实施方式中，说明了图21所示的在扩频码供给电路110内，在移位寄存器112的前段设置PSK调制电路111，向移位寄存器112输入进行PSK调制而得到的扩频码的例子，但本发明不限于此。也可以在移位寄存器中保存扩频码，对从移位寄存器输出的信号实施PSK调制。在变形例2中说明这种构成的一例。
图23表示作为变形例2的扩频码供给电路的简要结构以及扩频码供给电路和扩频码生成电路40、控制电路50及发送导体组11之间的连接关系。其中，在图22中，对与第一实施方式的扩频码供给电路21(图3)相同的结构用相同的标号来表示。
本例的扩频码供给电路117包括移位寄存器22、补偿信号生成电路23、PSK调制用信号产生电路118和多个异或电路119(下面称为EXOR电路)。在本例中，由于将在扩频码生成电路40产生的扩频码(PN1～PN63)直接输入到移位寄存器22，因而在本例中，使用与第一实施方式相同的移位寄存器22。
并且，在本例中，设置与移位寄存器22内的触发器22a相同数量的EXOR电路119。并且，还设置用于从补偿信号生成电路23输出的信号的EXOR电路119。将各EXOR电路119的一个输入端子连接到对应的触发器22a的输出端子以及补偿信号生成电路的输出端子。各EXOR电路119的另一个输入端子与PSK调制用信号产生电路118的输出端子连接。
PSK调制用信号产生电路118输出用于对从移位寄存器22并行输出的63个输出信号以及从补偿信号生成电路23输出的信号实施PSK调制的PSK调制用载波信号(Carrier signal)。在本例中，与上述第二实施方式相同地，以调制之前的扩频码的时钟周期(码片周期)的2倍的时钟周期的信号进行PSK调制。因此，在本例中，PSK调制用信号产生电路118以1/2码片周期的时钟信号进行控制。另外，调制时的时钟周期与码片周期之比也可以根据用途等进行适当变更。
各EXOR电路119对来自对应的触发器22a的输出信号和来自补偿信号生成电路23的输出信号、从PSK调制用信号产生电路118输出的PSK调制信号进行逻辑异或运算。通过构成这种结构，与第二实施方式相同地，可对从扩频码生成电路40输出的扩频码实施PSK调制。因此，在本例中也可得到与第二实施方式相同的效果。
(3.第三实施方式)
在第三实施方式中，说明对向发送导体组11供给的扩频码进行FSK(Frequency Shift Keying，移频键控)调制的结构例。
(FSK调制)
图24(a)及图24(b)表示扩频码的FSK调制前后的波形。其中，图24(a)是FSK调制前的扩频码的波形，图24(b)是扩频码的FSK调制后的波形。
在本实施方式中，说明利用调制前扩频码的时钟周期(码片周期)的2倍及4倍的时钟周期的信号进行FSK调制的例子。另外，本发明不限于此，调制时的时钟周期与码片周期之比可根据用途等进行适当变更。在本实施方式的FSK调制中，使调制前的扩频码(图24(a))中的High电平状态的信号与调制前扩频码的4倍的周期信号对应，使Low电平状态的信号与调制前扩频码的2倍的周期信号对应而得到调制信号(图24(b))。
(指示体检测装置的结构)
在本实施方式的指示体检测装置中，在发送部的扩频码供给电路内设置对扩频码进行FSK调制的处理电路，在接收部的相关电路内设置对被FSK调制的信号进行解调的处理电路。除此以外的结构与第一实施方式(图1)相同。因此，在这里省略对发送部的扩频码供给电路以及接收部的相关电路以外的结构的说明。
图25表示本实施方式的扩频码供给电路的简要结构以及扩频码供给电路和扩频码生成电路40及发送导体组11之间的连接关系。其中，在图25中，对与第一实施方式的扩频码供给电路21(图3)相同的结构用相同的标号来表示。
扩频码供给电路120包括FSK调制电路121(信号调制电路)、移位寄存器122和补偿信号生成电路23。其中，补偿信号生成电路23为与上述第一实施方式相同的结构。
FSK调制电路121设在扩频码生成电路40和移位寄存器122之间。FSK调制电路121可由在通信技术领域以往使用的FSK调制电路。FSK调制电路121对在扩频码生成电路40产生的63码片长度的扩频码以及在补偿信号生成电路23产生的信号实施FSK调制。此时，在本实施方式中，由于如上所述地利用最大4倍于第一实施方式的时钟周期的信号实施FSK调制，因而FSK调制电路121对每1个扩频码(63码片长度)产生252时钟长度的调制信号。并且，FSK调制电路121将构成调制后的信号的各1时钟长度的信号并行输出到移位寄存器122内的对应的各触发器。
移位寄存器122是并行输入输出型256级的移位寄存器。即，在本实施方式中，虽然未图示，但在252个触发器上连接多级用于补偿信号的4个触发器而构成。并且，移位寄存器122以4个触发器间隔具有输出端子，各输出端子与对应的发送导体12连接。即，移位寄存器122将每4个触发器输出的信号(与1码片长度的信号对应)并行输出给发送导体组11。
各触发器与控制电路50连接，通过从控制电路50供给的发送负荷信号Stload及时钟信号Sclk控制其动作。发送负荷信号Stload是控制将从FSK调制电路121输出的调制信号输入到移位寄存器122的定时的信号。在本实施方式中，以256时钟周期(64码片周期)向各触发器输入。并且，时钟信号Sclk是1/4码片周期的时钟信号。其中，各触发器将所保存的1码片长度的调制信号每隔1个时钟周期依次移位到下一级的触发器。
图26表示本实施方式的相关电路及相关值存储电路的结构以及所述电路与I/V转换电路31a、A/D转换器32a及扩频码生成电路40之间的连接关系。其中，在图26中，对与第一实施方式的相关电路33a及相关值存储电路33m(图6)的结构以相同的标号来表示。
相关电路125主要包括FSK解调电路126(信号解调电路)、第一移位寄存器33b、第二移位寄存器33d和相关器33f。FSK解调电路126以外的结构与第一实施方式相同。
FSK解调电路126设在A/D转换器32a和第一移位寄存器33b之间。FSK解调电路126可由在通信技术领域中以往使用的FSK解调电路构成。FSK解调电路126对从A/D转换器32a输出的数字信号实施FSK解调。然后，FSK解调电路126将进行解调而得到的信号输出到第一移位寄存器33b。其后，相关电路125与第一实施方式相同地，在相关器33f计算出解调了的信号和供于相关运算的扩频码之间的相关值，将该相关值输出到相关值存储电路33m。
如上所述，在本实施方式中，对相位差相互不同的多个扩频码分别进行FSK调制，将它们的调制信号同时供给给构成发送导体组11的各发送导体12，根据由各接收导体14接收的信号，进行指示体的位置检测。由此，在本实施方式中，可得到与第一实施方式相同的效果。
并且，在本实施方式中，对供给给各发送导体12的扩频码进行FSK调制时，利用周期比扩频码的码片周期短的时钟信号。因此，在本实施方式中，与第二实施方式相同地，可减少指示体位置检测的误差。并且，通过对扩频码进行FSK调制，可减少供给给发送导体组11的信号的带频宽度，从而可提高耐噪性。
其中，在上述第三实施方式中，说明了利用扩频码生成电路40以及扩频码供给电路120内的FSK调制电路121及移位寄存器122产生对具有相互不同相位差的扩频码进行FSK调制而得到的多个信号的结构例，但本发明不限于此。另外，在本实施方式的接收部中，说明了对进行A/D转换后的数字信号进行FSK解调(数字处理)的例子，但本发明不限于此。也可以对进行A/D转换之前的数字信号进行FSK解调。在这种情况下，在A/D转换器32a的前段设有FSK解调电路(模拟处理电路)。
如在上述变形例1(图19)中进行的说明，在发送部上设置由ROM、随机逻辑等构成的存储电路，在该存储电路中预先存储将具有相互不同相位差的多个扩频码进行FSK调制而得到的结果的信号，进行位置检测时，依据预定的序列从存储电路读取FSK调制信号后供给给各发送导体12，并向相关器33f供给与为了进行FSK调制而供给的扩频码相同的扩频码。即，也可以将变形例1的结构适用于第三实施方式。在这种情况下，由于不必使用扩频码生成电路40以及扩频码供给电路120内的FSK调制电路121及移位寄存器122，因而能进一步简化指示体检测装置的结构。
(变形例3)
在上述第一至第三实施方式中，供给给各发送导体12的扩频码的相位差被固定，但本发明不限于此，也可以例如每隔预定时间使向各发送导体12供给的扩频码的相位差发生变化。图27(a)及图27(b)表示用于使该相位差发生变化的发送序列的一例(变形例3)。其中，图27(a)及图27(b)表示了将本例的扩频码的供给方式适用于第一实施方式上的例子，但也可以将本例的扩频码的供给方式同样适用于上述第二及第三实施方式。
图27(a)及图27(b)表示产生向各发送导体12供给的扩频码的相位差的序列的情况。在图27(a)的例子中，首先分别向{Y1、Y2、…、Y29、Y30、…、Y62、Y63}供给相位差{Ph1、Ph2、…、Ph29、Ph30、…、Ph62、Ph63}的扩频码。接着，经过预定时间后，分别向{Y1、Y2、…、Y29、Y30、…、Y62、Y63}供给相位差{Ph2、Ph3、…、Ph30、Ph31、…、Ph63、Ph1}的扩频码。然后，每隔预定时间，将供给预定相位差的扩频码的发送导体12向其索引变小的方向错开并向发送导体组11供给扩频码。即，各发送信号随着时间的经过以预定的序列循环切换要供给发送信号的发送导体。图27(b)表示朝与图27(a)的用于选择发送导体(或发送信号)的选择序列的例子相反方向执行序列的例子。
其中，在本例中，需要每隔预定时间切换供给给各发送导体12的信号的相位差。因此，在本例中，将用于实现产生上述扩频码的相位差的序列的处理电路设在发送部上。
图28表示本例的发送部130的简要结构。其中，在图28中，对与第一实施方式的发送部20(图1)相同的结构以相同的标号来表示。本例的发送部130主要由扩频码供给电路21和选择电路131构成。并且，选择电路131配置于扩频码供给电路21和发送导体组11之间。
选择电路131例如由半导体开关等构成。并且，选择电路131根据选择具有图27(a)或图27(b)所示相位差的扩频信号的序列，每隔预定时间切换发送导体12与扩频码供给电路21的输出端子之间的连接关系。通过控制电路50控制选择电路131的切换动作。
(变形例4)
在上述第一至第三实施方式中，说明了向各发送导体Y1～Y63供给具有预定相位差的扩频码，向发送导体Y64供给与向各发送导体Y1～Y63供给的扩频信号对应的补偿信号的例子。在这里，表示适合于为了提高耐噪性而在接收部用差动放大电路对来自接收导体14的信号进行处理的发送部的结构。在变形例4中，对用于解决这种课题的扩频码的供给方式进行说明。
图29表示本例的发送部的简要结构以及具有各相位差的扩频码的供给方式。其中，图29表示将本例的扩频码的供给方式适用于第一实施方式的例子，但对于上述第二及第三实施方式也可以同样适用本例的扩频码的供给方式。并且，表示适合于后述的实施方式中涉及到的结构的接收部的结构。
在本例中，发送部140具有信号反转电路142，该信号反转电路142用于使从扩频码供给电路141输出的各扩频码(Ph1～Ph63)的信号的相位(或极性)反转。即，扩频码供给电路141并行输出相位差Ph1～Ph63的扩频码，并且各扩频码经过各信号反转电路142，从而产生其相位被反转的扩频码。在构成发送导体组11的发送导体12，在各发送导体(Y1～Y63)之间依次配置有供给相位被反转的扩频信号的其他发送导体(Y1’～Y63’)。因此，在本例的情况下，如代码长度为63，则在感测部10上至少配置有供给原来的扩频码和该扩频码的相位反转了的代码的由63对组成的126个发送导体(Y1、Y1’…Y63、Y63’)。还可以配置用于供给补偿信号的发送导体12。
另外，各信号反转电路142具有相同的结构，将所输入的信号反转。从扩频码供给电路141向信号反转电路142供给扩频码，从信号反转电路142输出的信号也向发送导体12供给。
即，在本例中，产生使相位差Ph1～Ph63的各扩频码的信号反转了的扩频码，并将其供给给构成发送导体组11的各发送导体(Y1、Y1’…Y63、Y63’)。根据该结构，例如在发送导体Y1上的交叉点流动的电流信号与在发送导体Y1’上的交叉点流动的电流信号相互具有相位反转的关系。因此，可采用差动放大电路对接收信号进行处理，由此适合于提高耐噪性。并且，由于原来的扩频信号与其反转信号相互具有互补关系，因而在感测部10上不存在指示体时等情况下其相加的振幅电平为零或非常小，从而可将由同一接收导体14接收多个信号时的各信号的相加值抑制得较小，由此不需要输入信号的动态范围大的接收放大器。
另外，如上所述，对于用于供给补偿信号的发送导体12，可以配置补偿信号用发送导体，也可以采用如后所述地补偿信号不经由发送导体12而直接向接收部供给的结构。
(4.第四实施方式)
在第四实施方式中，分别将发送导体组11及接收导体组13分割成多个块区域。向构成各块的各发送导体12同时供给(多路发送)扩频码。并且，说明使用来自构成各块的各接收导体14的信号进行位置检测的结构例。其中，在本实施方式中，说明了在上述第一实施方式的指示体检测装置中将发送导体组11及接收导体组13分别分割成多个块区域的例子，但也可以同样适用于第二及第三实施方式，可得到相同的效果。并且，也可以将发送导体组11及接收导体组13中的一个作为对象，适用块分割的结构。
(指示体检测装置的结构)
图30表示本实施方式的指示体检测装置的简要结构图。其中，在图30中，对与第一实施方式(图1)相同的结构以相同的标号来表示。指示体检测装置200主要由感测部10、发送部210、接收部230、位置检测电路34、扩频码生成电路220和控制电路50构成。下面对各部分的结构进行说明。其中，由于位置检测电路34为与第一实施方式(图8)相同的结构，因而在这里省略位置检测电路34的说明。
感测部10与第一实施方式相同地具有由64个发送导体12构成的发送导体组11和由128个接收导体14构成的接收导体组13。在本实施方式中，将发送导体组11分割成相邻的(索引连续的)9个发送导体12构成为1个块的7个块。其中，与第一实施方式一样，向剩余的1个发送导体12(Y64)供给补偿信号。并且，在本实施方式中，将接收导体组13分割成16个检测块，由8个相邻的(索引连续的)接收导体14构成1个检测块。其中，发送导体组11及接收导体组13的分割数不限于此，也可以根据用途等进行适当变更。
更具体说明的话，在本实施方式中，将发送导体组11分割成发送块{Y1～Y9}、{Y10～Y18}、…、{Y46～Y54}及{Y55～Y63}的7块。然后，向由选自发送块{Y1～Y9}、{Y10～Y18}、…、{Y46～Y54}及{Y55～Y63}的各发送块的7个发送导体构成的预定的发送导体12，分别同时供给相位差Ph1、Ph2、…、Ph6及Ph7的扩频码。并且，在本实施方式中，将接收导体组13分割成检测块{X1～X8}、{X9～X16}、…、{X113～X120}及{X121～X128}的16块。然后，利用由选自检测块{X1～X8}、{X9～X16}、…、{X113～X120}及{X121～X128}的各检测块的16个接收导体构成的预定的接收导体14进行位置检测。
发送部210具有扩频码供给电路211和发送导体选择电路212。并且，发送导体选择电路212配置于扩频码供给电路211和发送导体组11之间。图31表示扩频码供给电路211的简要结构以及扩频码供给电路211与扩频码生成电路220、控制电路50以及发送导体选择电路212之间的连接关系。其中，在图31中，对与第一实施方式(图3)相同的结构以相同的标号来表示。
扩频码供给电路211具有移位寄存器211a和补偿信号生成电路23。移位寄存器211a是并行输入输出型的移位寄存器，其由7个触发器22a(寄存器)多级连接而构成。在本实施方式中，发送导体组11由发送导体12构成，其中由9个发送导体构成1个发送块。即，被分割成7个发送块，同时向选自各发送块的7个发送导体12供给代码长度(码片长度)为7的扩频码。因此，向各发送块供给的扩频码的相位差的种类，包括相同相位有7种。因此，在本实施方式中，在扩频码生成电路220产生的扩频码的码片长度至少为“7”即可，触发器22a的数量也设为7个即可。
各触发器22a根据从控制电路50供给的7码片周期的发送负荷信号Stload及1码片周期的时钟信号Sclk控制其动作。各触发器22a将所保存的1码片长度的信号(代码)每隔1码片周期依次向下一级的触发器22a以及设在最终级上的补偿信号生成电路移位，并且输出到对应的发送导体选择电路212的输入端子。
通过将扩频码供给电路211形成如上所述的结构，分别向7个触发器Dt1～Dt7输入构成在扩频码生成电路220产生的扩频码的第1码片的代码PN1～第7码片的代码PN7。并且，分别从触发器Dt1～Dt7输出的相位差Ph1(相同相位)～Ph7(6码片长度的相位差)的扩频码输入到对应的发送导体选择电路212的输入端子。
其中，在本例中，扩频码生成电路220产生码片长度为“7”的扩频码。例如，作为7码片长度(N＝2)的扩频码，例如可使用“0001011”的代码串。
并且，表示在扩频码生成电路220产生的扩频码的代码长度的码片长度，可根据构成发送导体组11的发送导体个数及其分割数适当设定。例如，将发送导体组11分割成11个发送块的情况下，扩频码生成电路220产生11码片长度的扩频码。作为11码片长度的扩频码可使用“00010010111”的代码串。另外，例如，将发送导体组11分割成15个发送块的情况下，扩频码生成电路220产生15码片长度的扩频码。作为15码片长度的扩频码可使用“000010100110111”的代码串。另外，例如，将发送导体组11分割成19个发送块的情况下，扩频码生成电路220产生19码片长度的扩频码。作为19码片长度的扩频码可使用“0000101011110010011”的代码串。
发送导体选择电路212包含与发送导体组11的分割块数(在本实施方式中为7个)相同数量的半导体开关等，选择性地切换发送导体。图32表示发送导体选择电路212的内部结构。
在发送导体选择电路212内，在供给扩频码的各发送块214上设有开关213。在各开关213的输出侧设有9个端子213b，各端子213b分别与对应的发送导体12连接。其中，各开关213的输入端子213a与扩频码供给电路211内的对应的触发器22a的输出端子连接。
并且，向构成7个发送块{Y1～Y9}、{Y10～Y18}、…、{Y46～Y54}以及{Y55～Y63}的各输入端子，输入从扩频码供给电路211并行输出的相位差为Ph1、Ph2、…、Ph6、Ph7的扩频码。并且，向发送导体Y64供给从扩频码供给电路211输出的补偿信号。
其中，各发送块214内的开关213以预定时间间隔依次切换被选择的发送导体12与输出对应的预定相位差Phk(k＝1～7)的扩频码的扩频码供给电路211的输出端子之间的连接状态。通过控制电路50控制该开关213的切换动作。
图33表示本实施方式的各发送块214内的发送导体12的切换动作的一例。在本例中，首先考虑在各发送块214内，具有最小索引的发送导体12经由开关213与扩频码供给电路211的对应的输出端子连接的情况。即，经由开关213分别向7个发送导体(Y1、Y10、…、Y55)供给相位差为Ph1、Ph2、…、Ph7的扩频码(图33的状态)。并且，在该状态下，在预定时间的期间内，进行指示体的位置检测。其中，此时优选的是，没被选择的发送导体12与基准电位或地面连接。此时构成为，通过构成发送导体选择电路212的半导体开关213，在发送导体没有被选择时与基准电位或地面连接，在选择所希望的发送导体时，从与基准电位或地面连接的状态起，将该连接切换成与扩频码供给电路211的对应的输出端子连接的状态。通过采用该结构可提高耐噪性。
接着，经过预定时间时，发送导体选择电路212，将所选择的发送导体12例如切换为位于其索引增大的方向的相邻的发送导体12，即发送导体Y2、Y11、…、Y56。并且，切换发送导体后，向该7个发送导体12同时供给相位差相互不同的扩频码而进行位置检测。通过轮换选择构成各发送块214的发送导体12，进行指示体的位置检测。
并且，图34表示有关发送导体12的选择操作的另一例。在图34所示的例子中，首先，发送导体选择电路212，在供给扩频码的发送导体Y1～Y63中，选择以间隔9个发送导体而配置的7个发送导体12。例如，如图34所示，发送导体选择电路212选择发送导体Y1、Y10、…、Y46、Y55。扩频码供给电路211同时向被选择的发送导体Y1、Y10、…、Y46、Y55供给相位差分别为Ph1～Ph7的扩频码。并且，在该状态下，在预定时间的期间内进行位置检测。
然后，发送导体选择电路212选择发送导体12的索引例如增加的方向上的下1个发送导体12。即，相对于上一次选择的7个发送导体Y1、Y10、…、Y46、Y55，选择分别位于其旁边的发送导体Y2、Y11、…、Y47、Y56。扩频码供给电路211同时向重新被选择的发送导体Y2、Y11、…、Y47、Y56供给相位差为Ph1～Ph7的扩频码。通过轮换进行上述发送导体12的选择动作，进行位置检测。
即，在图33所示的例子中，将发送导体组11分割成1个发送块由预定数量的发送导体12构成的多个发送块，从各发送块内轮换选择预定的发送导体12，同时向从各发送块选择的各发送导体12供给扩频码。相对于此，在图34所示的例子中，将构成发送导体组11的除了供给补偿信号的发送导体以外的全部发送导体12设为1个发送块，从该发送块同时选择预定数量的发送导体12，同时向从发送块选择的各发送导体12供给扩频码。并且，根据来自控制电路50的控制信号控制开关213的切换动作，从而轮换进行发送导体12的选择动作。并且在图33及图34中例示的发送导体12的选择动作中，说明了发送导体选择电路212每隔预定时间将所连接的发送导体12在其索引增大的方向上切换的例子，但本发明不限于此。也可以每隔预定时间将所连接的发送导体12在其索引减少的方向上切换。另外，也可以根据预定的选择序列随机选择发送导体12。
接着，对本实施方式的接收部230的结构进行说明。如图30所示，接收部230包括接收导体选择电路231、信号检测电路31、A/D转换电路32和相关值计算电路233。在本实施方式中，与第一实施方式的不同点为，具有接收导体选择电路231；以及相关值计算电路233的内部结构，除此之外与第一实施方式相同。因此，在这里，仅对接收导体选择电路231及相关值计算电路233的结构进行说明。
图35表示接收导体选择电路231的简要结构以及接收导体选择电路231与信号检测电路31及控制电路50之间的连接关系。
接收导体组13(X1～X128)被分割成1个检测块由预定数量的接收导体14构成的多个检测块(在本实施方式中为16块)。各检测块具有半导体开关232，该半导体开关232用于选择构成各检测块的8个接收导体14中的各导体。即，接收导体选择电路231由各检测块236构成，向信号检测电路31供给来自各检测块中所选择的16个接收导体中各导体的信号。在各开关232的输入侧设有8个输入端子232a。各输入端子232a与对应的接收导体14连接。并且，各开关232的输出端子232b与信号检测电路31内的对应的I/V转换电路31a的输入端子连接。
各开关232以预定时间间隔切换I/V转换电路31a与接收导体14之间的连接状态。该开关232的接收导体选择动作，通过从控制电路50输入的开关切换信号Ssw来控制。从各I/V转换电路31a输出电流被转换成电压的信号(S1～S16)。
图36表示各检测块236内的接收导体14的选择动作的一例。在本例中，首先考虑在各检测块236内，最小索引的接收导体14，即接收导体X1、X9、…、X121经由开关232与信号检测电路31内的对应的I/V转换电路31a的输入端子连接的情况(图36的状态)。在该状态下，在预定时间的期间，根据来自被选择的16个接收导体14的信号，进行指示体的位置检测。其中，此时，未被选择的接收导体14优选采用上述的普通电路结构，与基准电位或地面连接。
接着，经过预定时间时，开关232将应连接的接收导体14例如切换为位于其索引增大的方向上的相邻的接收导体14，即接收导体X2、X10、…、X122。并且，根据来自该16个接收导体14的信号进行指示体的位置检测。对构成各检测块236的8个接收导体14轮换进行这种接收导体的选择动作而进行指示体的位置检测。另外，也可以根据预定的选择序列随机选择接收导体14。
其中，在本实施方式中，如上所述，说明了在信号检测电路31内设置与检测块236相同数量的I/V转换电路31a的例子，但本发明不限于此。图37表示信号检测电路31的另一结构例。在图37所示的例子中，在信号检测电路31内，将由半导体开关等构成的信号选择电路31g设在I/V转换电路31a的输出侧上。并且，在图37所示的信号检测电路31中，通过信号选择电路31g，每隔预定时间依次切换与A/D转换器32a连接的I/V转换电路31a而向A/D转换器32a输出电压信号。通过在信号检测电路31上设置信号选择电路31g，可对从I/V转换电路31a输出的各信号进行分时处理，并供给给A/D转换器32a。因此，在接收部230内，A/D转换器32a以及配置于其后段的后述的电路组只要设置一个系统即可。由此，此时可使接收部230的电路结构更加简单。
与第一实施方式一样，相关值计算电路233与A/D转换电路32相连接，其利用来自A/D转换电路32的输出信号和与在扩频码生成电路40产生的扩频码相同的扩频码计算出两者的相关值。相关值计算电路233由与检测块236的数量相同数量的相关电路和相关值存储电路构成。其中，各相关电路的输入端子与A/D转换电路32内的对应的一个A/D转换器32a的输出端子相连接。
图38表示本实施方式的相关电路及相关值存储电路的结构以及所述电路与I/V转换电路31a、A/D转换器32a、扩频码生成电路40以及控制电路50之间的连接关系。其中，在图38中对与第一实施方式(图6)相同的结构用相同的标号来表示。本实施方式的相关值存储电路33m为与第一实施方式的相关值存储电路相同的结构。
相关电路233a主要由第一移位寄存器233b、第二移位寄存器233d和相关器233f构成。即，在本实施方式中，与第一实施方式相同地，在相关电路233a内，移位寄存器也由二级结构构成。
第一移位寄存器233b是串联(Sserial)输入型的移位寄存器，具有与扩频码的代码长度(码片长度)相同数量(在本实施方式中为7个)触发器33c，将所述触发器33c多级连接而构成。其中，各触发器33c为与在第一实施方式的相关电路33a内使用的触发器33c相同的结构。
第二移位寄存器233d为并行(Parallel)输入型的移位寄存器，具有与扩频码的代码长度相同数量(在本实施方式中为7个)的触发器33e，将所述触发器33e多级连接而构成。其中，各触发器33e为与在第一实施方式的相关电路33a内使用的触发器33e相同的结构。第二移位寄存器233d的最终级的触发器33e的输出信号巡回供给给初级的触发器33e的情况也相同。
并且，虽然未图示，但相关器233f如上所述地在本实施方式中由与扩频码的码片长度对应的7个乘法器和加法器构成。除了乘法器的数量不同以外，其为与在第一实施方式的相关电路33a内使用的相关器33f相同的结构(图7)。在相关器233f中，计算出从第二移位寄存器233d并行输出的1码片长度的各信号PS1～PS7与和在扩频码生成电路40产生的扩频码相同的扩频码构成的1码片长度的各信号PN1～PN7之间的相关值。
(位置检测的处理步骤)
接着，参照图39对本实施方式的指示体检测装置200的位置检测步骤进行说明。图39是用于说明本实施方式的指示体检测装置200的指示体的位置检测步骤的流程图。
扩频码生成电路220产生码片长度为“7”的扩频码(步骤S41)。接着，扩频码供给电路211产生用于向各发送块214供给的、具有各种相位差Ph1～Ph7的多个扩频码(步骤S42)。
接收部230的接收导体选择电路231，通过半导体开关232在各检测块236内选择预定的接收导体14，将该选择的接收导体14连接到对应的I/V转换电路31a上(步骤S43)。
发送导体选择电路212，在各发送块214中选择供给扩频码的预定的发送导体12(步骤S44)。接着，扩频码供给电路211向在各发送块214选择的预定的发送导体12在预定的时间期间内同时供给对应的相位差为Phk(k＝1～7)的扩频码(步骤S45)。其中，此时，扩频码供给电路211内的补偿信号生成电路23如上所述地向发送导体Y64供给与扩频码的代码图形对应的预定的补偿信号，从而所计算出的相关值成为适合的值。
在步骤S43，接收部230检测从各检测块236选择的预定的接收导体14所输出的电流信号(步骤S46)。并且，信号检测电路31将从被选择的接收导体14得到的电流信号转换成电压信号并将其放大，将该放大信号向A/D转换电路32输出。此时，从各接收导体14得到的电流信号被I/V转换电路31a转换成电压信号。
A/D转换电路32对所输入的电压信号进行A/D转换(步骤S47)。其中，此时，在与各I/V转换电路31a连接的A/D转换器32a，从各接收导体14检测出的电压信号进行A/D转换。此时，A/D转换电路32将从I/V转换电路31a输出的电压信号转换成1个字(1代码)由多个位构成的数字信号。A/D转换电路32将1个字(1代码)由多个位构成的数字信号输出到相关值计算电路233。
相关值计算电路233计算出所输入的数字信号与扩频码之间的相关值(步骤S48)。具体而言，输入来自被选择的各接收导体14的信号经由A/D转换器32a等转换成数字信号而得到的信号，相关电路33a内的第一移位寄存器233b、第二移位寄存器233d以及相关器233f例如根据在图9说明的时序图动作，从而进行来自所选择的接收导体14的信号与扩频码之间的相关运算，从而求出相关特性。
相关值计算电路233，将对被选择的接收导体14计算出的相关特性存储到相关值存储电路33m中(步骤S49)。其中，在本实施方式中，如上所述，由于相关电路233a能以多位方式保存检测信号并对其进行处理，因而存储在相关值存储电路33m中的相关值的值也不是2值，而是存储为多位(例如10位等)的多位信号。由此，可产生高分辨率的相关值的空间分布。
接着，控制电路50判断在全部发送导体12上位置检测是否结束(步骤S50)。在全部发送导体12没有结束位置检测的情况下，即，在步骤S50中判断为“否(NO)”的情况下，返回步骤S44，切换发送导体选择电路212内的各发送块214内的开关213，选择不同于上一次的发送导体12。然后，直到在全部发送导体12结束位置检测为止，反复进行步骤S44～S50。
在使用全部发送导体12而结束指示体19的位置检测的情况下，即，在步骤S50中判断为“是(YES)”的情况下，控制电路50判断在全部接收导体14上位置检测是否结束(步骤S51)。
在使用全部接收导体14而进行的指示体19的位置检测没有结束的情况下，即，在步骤S51中判断为“否”的情况下，返回步骤S43，切换接收导体选择电路231内的各检测块236内的开关232，选择不同于上一次的接收导体14。然后，直到在全部接收导体14上结束位置检测为止，反复进行步骤S43～S51。
在使用全部接收导体14而结束指示体19的位置检测的情况下，即，在步骤S51中判断为“是”的情况下，插值处理电路34a读取存储在相关值存储电路33m中的相关值的映射数据，通过预定的插值处理计算出交叉点之间的位置上的相关值(步骤S52)。由此，可求出交叉点以外的位置上的相关值，可进行更高精度的位置检测。
并且，位置计算电路34b从在步骤S52得到的插值处理后的相关值的空间分布(映射数据)，检测出超过预定阈值的相关值的区域，或求出空间分布中的峰值电平及其位置，从而确定指示体的位置(步骤S53)。在本实施方式中，如上所述地进行配置于感测部10上的指示体的位置检测。
如上所述，在本实施方式中，向从各发送块214选择的发送导体12同时供给相位差相互不同的扩频码(多路相位发送)，根据来自从各检测块选择的接收导体14的信号，进行指示体的位置检测。即，对发送导体12及接收导体14之间的多个交叉点同时进行位置检测处理。因此，根据本实施方式，可更加高速地进行指示体的位置检测。
更具体而言，在本实施方式中，将发送导体组11分割成7个发送块214，将接收导体组13分割成16个检测块236，对各块进行并行处理。因此，在本实施方式中，例如与现有技术中对全部交叉点进行依次检测处理时的检测时间相比，其检测时间可缩短为1/(7×16)。
并且，在本实施方式的接收部230中，能以多位方式进行所检测出的信号的处理。另外，在本实施方式中，可通过插值处理求出交叉点之间的位置上的相关值。因此，根据本发明，可进行更高精度的位置检测。
并且，在本实施方式中，由于将发送导体组11和接收导体组13分割为多个块区域，因而可减少扩频码供给电路211以及相关电路233a内的触发器的数量。因此，在本实施方式中，与第一实施方式相比，可简化指示体检测装置200的电路结构。
(变形例5)
在上述第四实施方式中，说明了利用扩频码生成电路220及扩频码供给电路211内的移位寄存器211a产生向发送导体选择电路212及相关器233f供给的扩频码的结构例，但本发明不限于此。与上述变形例1相同地，也可以在发送部上设置由ROM等构成的存储电路，在该存储电路中预先存储相位差相互不同的扩频码，在进行位置检测时根据预定的序列从存储电路读取各扩频码，供给给对应的发送导体或相关器。在变形例5中，说明这样的指示体检测装置的一个结构例。
图40表示本例的指示体检测装置的简要结构。其中，在图40，对与第四实施方式的指示体检测装置(图30)相同的结构用相同的标号来表示。
在本例的指示体检测装置201中，在发送部202的扩频码供给电路203内设置存储电路204。存储电路204由ROM等构成，预先存储有相位差为Ph1～Ph7的扩频码以及供给到相关器233f的用于相关运算的扩频码。并且，在进行位置检测时，根据预定的序列，分别从存储电路204读取相位差为Ph1～Ph7的扩频码，将其供给给发送导体选择电路212内的对应的开关213的输入端子213a。所读取的扩频码还供给给相关器23f。然后，可与第四实施方式相同地进行位置检测。构成这种结构时，与变形例1相同地，不需要第四实施方式的指示体检测装置200中使用的扩频码生成电路220以及扩频码供给电路211内的移位寄存器211a。
其中，在本例的指示体检测装置201中，与第四实施方式不同的结构为，在扩频码供给电路203内设置了存储电路204；不需要设置扩频码生成电路220及扩频码供给电路211内的移位寄存器211a，除此之外与第四实施方式相同。
如上所述，根据本例，由于不需要用于产生各种扩频码的扩频码生成电路220及扩频码供给电路211中的移位寄存器211a，因而可简化指示体检测装置201的结构。
在本例中，说明了在扩频码供给电路203内部设置存储各种扩频码的存储电路204以不设置扩频码生成电路220的例子，但本发明不限于此，也可以将存储电路204设在扩频码供给电路203的外部。
(变形例6)
在上述第四实施方式中，说明了从构成发送导体组11的各发送块214每隔预定时间选择发送导体12的例子，但本发明不限于此。例如，也可以向构成各发送块的全部发送导体12分别同时供给相位差相互不同的多个扩频码而进行位置检测。此时，每隔预定时间，切换发送块而反复同样的位置检测。在变形例6中，说明这种发送导体12的切换动作的一例。
其中，在本例的指示体检测装置中，除了发送导体12的切换动作及发送导体选择电路的结构以外，其为与上述第四实施方式相同的动作及结构(图30)。
并且，在本例中，说明构成发送导体组11的1个发送块由相邻的7个发送导体12构成的例子。此时，所供给的扩频码的码片长度为“7”，发送部的扩频码供给电路及接收部的相关电路内的各移位寄存器的触发器数量为7个。
在说明本例的发送导体选择电路的具体结构之前，说明本例的发送导体12的切换动作的一例。图41表示本例的发送导体12的切换动作的一例。
发送导体选择电路，首先从多个发送块例如选择发送块{Y1～Y7}(图41的状态)。接着，扩频码供给电路对构成发送块{Y1～Y7}的发送导体Y1～Y7，分别同时供给相位差Ph1～Ph7的扩频码。在该状态下，在预定时间的期间，进行指示体的位置检测后，发送导体选择电路将发送块250切换为下一个发送块{Y8～Y14}。然后，扩频码供给电路向被选择的发送块Y8～Y14分别同时供给相位差Ph1～Ph7的扩频码而进行位置检测。将该切换动作及位置检测动作每隔预定时间反复进行。然后，如发送块{Y57～Y63}的位置检测结束，则返回发送块{Y1～Y7}而反复进行上述切换动作。
图42表示用于实现上述切换动作的发送导体选择电路的结构例。发送导体选择电路252具有构成各发送块250的半导体开关253，所述各发送块250用于将从扩频码供给电路251供给的扩频码向7个发送导体12供给。其中，进行发送导体12与扩频码供给电路251的输出端子之间的连接的开关253的切换动作，通过控制电路50来控制。并且，在本例中，补偿信号不经由开关253而直接供给给发送导体Y64。
通过具有这种结构的发送导体选择电路252，并根据图41所示的步骤进行发送导体12的选择动作，可得到如下所述的效果。例如，如第四实施方式，从构成发送导体组11的各发送块每隔预定时间ΔT选择1个发送导体12的情况下，位于发送块之间边界上的各发送导体12之间，检测时间之差变大。更具体说明的话，起初，从各发送块{Y1～Y7}、{Y8～Y14}、…、{Y57～Y63}选择发送导体Y1、Y8、…、Y57，并供给扩频码，从而检测指示体的位置，然后，每隔预定时间ΔT例如在索引增加的方向上依次切换发送导体12来检测指示体的位置，此时发送导体Y7及Y8之间的检测时间差成为7ΔT。此时，例如指示体在发送导体Y7及Y8等发送块之间的边界附近移动的情况下，指示体的位置检测的开始定时上产生时间差，由此位置检测处理不能适当地跟随指示体的移动。因此，该指示体的检测精度降低。
相对于此，在本例中，由于对各发送块250，统一切换发送导体12，因而位于发送块250之间的边界上的发送导体12之间的检测时间之差变短(ΔT)。其结果，在本例中，即使指示体在发送块250之间的边界附近移动，指示体的位置检测的开始定时也不会处于待机状态，由此可高精度地检测该指示体。
其中，在变形例6中，发送导体12的切换动作不限于图41的动作例。图43表示本例的发送导体12的切换动作的另一例。
在图43所示的切换动作例中，首先，发送导体选择电路252例如选择发送块{Y1～Y7}(图43的状态)。接着，扩频码供给电路251分别向构成发送块{Y1～Y7}的发送导体Y1～Y7同时供给相位差Ph1～Ph7的扩频码。
在该状态下，在预定时间的期间进行位置检测后，发送导体选择电路252，将选择的发送导体12例如在其索引增大的方向上逐个地错开而切换。即，发送导体选择电路252将上一次选择的7个发送导体Y1～Y7分别切换为发送导体Y2～Y8。并且，扩频码供给电路251分别向重新被选择的发送导体Y2～Y8同时供给相位差Ph1～Ph7的扩频码。然后，依次反复进行上述的发送导体12的切换动作而进行位置检测。
其中，在图41及图43所示的发送导体12的切换动作例中，说明了发送导体选择电路252每隔预定时间将所连接的发送导体12在其索引增加的方向上切换的例子，但本发明不限于此。也可以每隔预定时间将所连接的发送导体12在其索引减少的方向上进行切换。另外，也可以根据预定的选择序列随机地选择发送导体12。
(变形例7)
在上述第四实施方式中，说明了从接收导体组13的各检测块每隔预定时间选择1个接收导体14的例子，但本发明不限于此。例如也可以对每个检测块统一进行位置检测，在预定时间之后，将检测块切换为其他检测块而进行位置检测。图44表示这种接收导体14的切换动作的一例(变形例7)。
其中，在本例的指示体检测装置中，除了接收导体14的切换动作及接收导体选择电路的结构以外，其为与上述第四实施方式(图30)相同的动作及结构。
在本例中，说明1个检测块260由相邻的16个接收导体14构成的例子。起初，接收导体选择电路选择预定的检测块260例如检测块{Y1～Y16}(图44的状态)。并且，信号检测电路利用所选择的检测块{Y1～Y16}内的全部接收导体14，同时进行指示体的位置检测。并且，在该状态下，在预定时间的期间进行位置检测。
接着，预定时间之后，接收导体选择电路将检测块260切换为检测块{Y17～Y32}。并且，信号检测电路利用重新被选择的检测块260内的全部接收导体14同时进行指示体的位置检测。然后，每隔预定时间反复进行上述的切换动作，如检测块{Y113～Y128}的位置检测结束，则返回检测块{Y1～Y16}而进行位置检测。
图45表示用于实现检测块260的切换动作的接收导体选择电路的一个结构例。接收导体选择电路261具有开关263，该开关263用于选择性地连接各检测块260内的16个接收导体14和与其对应的信号检测电路262内的各I/V转换电路262a的输入端子。其中，由控制电路50控制该开关263的切换动作。
其中，在本例中，由于对应于每个检测块260切换接收导体14，因而信号检测电路262内的I/V转换电路262a的数量为与检测块260内的接收导体14的数量相同的数量。即，如本例，在1个检测块260由16个接收导体14构成的情况下，信号检测电路262内的I/V转换电路262a的数量为16个。其中，各I/V转换电路262a与第一实施方式相同地具有并联连接放大器、电容器和电阻的结构。
通过将接收导体选择电路261形成这种结构，并以图44所示的步骤进行接收导体14的切换动作，与变形例6一样，位于检测块260之间的边界上的接收导体14之间的检测时间之差变短。其结果，在本例中，与变形例6一样，即使指示体在检测块之间的边界附近移动，指示体的位置检测的开始定时的待机状态较少，由此可高精度地检测该指示体。
(变形例8)
在上述第一实施方式中，如图2所示，对在第一玻璃基板15的一个表面上夹着垫片16形成接收导体14和发送导体12的结构的感测部10进行了说明，但本发明不限于此。例如，接收导体及发送导体也可以分别形成于一张玻璃基板的双面上。图46表示其一个结构例(变形例8)。
图46是本例的感测部的简要剖视图。本例的感测部300包括玻璃基板301、形成于玻璃基板301的一个表面(图46所示的由手指等指示体19指示的一侧的面)上的多个接收导体304和形成于玻璃基板301的另一个表面(图46的下侧的面)上的多个发送导体302。发送导体302通过第一保护层303进行保护。并且，接收导体304被第二保护层305保护，并且第二保护层还具有保护片306。保护片306进行保护，以防止接收导体304因指示体19的操作而受损伤。
在本例中，玻璃基板301、发送导体302以及接收导体304可由与上述第一实施方式相同的形成材料形成。在本例中，与第一实施方式一样，也可以代替玻璃基板301，使用由合成树脂形成的薄片状(薄膜状)基材。并且，第一保护层303及第二保护层305例如可由SiO2膜、合成树脂膜等形成，作为保护片306例如可使用由合成树脂等构成的薄片部件。
在本例的感测部300中，由于与上述第一实施方式(图2)的感测部10相比，可减少玻璃基板的张数，因而可使感测部300的厚度变得更薄。并且，在本例的感测部300中，由于可减少玻璃基板的张数，因而可提供更廉价的感测部。
(变形例9)
在变形例9中，对不同于变形例8的其他感测部的变形例进行说明。在变形例9中，例如说明在玻璃基板的一个表面上形成发送导体及接收导体的感测部的结构例。图47表示本例的感测部的简要剖面。
在本例的感测部310中，在玻璃基板311的一个面上，由于具有发送导体314和接收导体315交叉的构造，因而在相互交叉的部位夹着用于将彼此电绝缘的绝缘材料而交叉。作为一例，在玻璃基板311的一个面上以预定的图形形成作为跨接(Jumper)部件的金属层312。在金属层312上经由绝缘层313形成有具有预定的导体图形的接收导体315。发送导体314配置成与接收导体315交叉，但构成为在彼此交叉的部位被接收导体315分割的例如面形状的导体图形。因此，被分割的各发送导体314具有由金属层312相互电连接的构造。其中，在上述例子中，具有在玻璃基板311的一侧面与接收导体315之间配置有绝缘层313的结构，但也可以是在玻璃基板311的一个面上形成接收导体315，以覆盖接收导体315的方式形成绝缘层313，由接收导体315分割的各发送导体314经由跨接部件的金属层312相互电连接的构造。另外，发送导体314和接收导体315可相互置换发送与接收的关系。其中，在本例中，在指示体为了进行位置指示而接近玻璃基板311的一个面上配置有发送导体314和接收导体315等，但也可以是在指示体为了进行位置指示而接近玻璃基板311的一个面的相对的另一个面上配置发送导体314和接收导体315等的结构。
在本例中，接收导体315与上述第一实施方式一样以直线状导体形成。另一方面，面(Land)形状的发送导体314与金属层312的未被绝缘层313覆盖的露出部电连接。通过金属层312电连接的、具有面形状的发送导体314以夹着绝缘层313与接收导体315电绝缘的方式进行立体布线。
并且，在本例中，玻璃基板301、发送导体314以及接收导体315可由与上述第一实施方式相同的形成材料形成。其中，在本例中，也可以与第一实施方式一样，代替玻璃基板301而使用由合成树脂形成的薄片状(薄膜状)基材。
金属层312可由具有高导电率的金属材料例如Mo(钼)等形成。由于金属层312与发送导体314之间的接触面积微小，因而为了减少它们的连接部分的电阻，金属层312优选使用具有高导电率的金属材料。并且，绝缘层313例如可由抗蚀剂(Resist)等形成。
在本例的感测部310中，由于与上述第一实施方式(图2)的感测部10相比，可减少玻璃基板的张数，因而可使感测部310的厚度变得更薄。并且，在本例的感测部310中，由于可减少玻璃基板的张数，实质上可由一层构成发送导体314及接收导体315，因而可提供更廉价的感测部。
并且，在本例的感测部310中，与变形例8的感测部300相比，可得到如下所述的优点。在本例的感测部310中，在指示体19为了进行位置指示而接近玻璃基板311的一个面相对的另一面上，配置有发送导体314和接收导体315等的情况下，由于玻璃基板311介于指示体与所述导体之间，因而与变形例8的感测部300的情况相比，指示体及导体之间的距离变宽，可降低来自指示体的噪声的影响。
(变形例10)
在上述第一至第四实施方式中，说明了发送导体及接收导体由在预定方向上延伸的导体形成的情况，但在变形例10中，对发送导体的形状说明更具体的结构例。
图48表示本例的感测部中的发送导体及接收导体的简要结构。在本例中，接收导体324设为直线形状的导体。发送导体321配置在与配置有接收导体324的方向交叉的方向上。发送导体具有与接收导体324交叉的例如线形状导体部322和比其宽的面导体部323电连接的结构。通过接收导体324和线形状的导体部322之间夹着绝缘层而相互被电绝缘。
其中，图48表示接收导体324的延伸方向和发送导体321的延伸方向正交的例子，但本发明不限于此。两个导体的延伸方向不必正交，只要以产生用于检测位置的交叉点的方式使发送导体321的延伸方向和接收导体324的延伸方向交叉即可。
构成发送导体321的面导体部323的中央部沿着接收导体324的延伸方向形成凹形状。即，面导体部323具有大致呈H字形的形状。并且，面导体部323的线形状的导体部322侧的端边部呈朝向线形状的导体部322侧其宽度连续变窄的凸形状。
通过将发送导体321的面导体部323的形状形成为如上所述的大致呈H字形，可得到如下所述的效果。
在上述实施方式及变形例中，对静电耦合方式的指示体检测装置进行了说明，但本发明也可以适用于与电磁感应方式组合的指示体检测装置。此时，在电磁感应方式中，在指示体与指示体检测装置之间收发电磁波而检测指示体的位置。因此，感测部上的面导体部的形状为其宽度均匀的宽导体的情况下，经由感测部进行电磁波的收发时，在该面导体部内产生涡电流，对电磁感应方式的位置检测产生不良影响。相对于此，通过如本例一样将面导体部323形成为大致H字形或凹形状，即使在同时使用电磁感应方式进行位置检测的情况下，也可抑制在面导体部323内产生涡电流，可消除如上所述的问题。
其中，本例的结构不限于交叉点静电耦合方式的指示体检测装置的感测部，也可以适用于如下的投影型静电耦合方式的指示体检测装置的感测部等：具有与交叉点静电耦合方式相同的导电图形，即由配置于第一方向上的多个第一导体和配置于与上述第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成的导体图形，不是求出交叉点静电耦合方式的与交叉点对应的指示位置，而是根据从配置于各方向上各导体得到的检测信号，确定配置于各方向上的导体中的与指示位置对应的各导体，从确定所配置的位置的所述各导体交叉的位置求出指示体所指示的位置。并且，在本例中，说明了发送导体由线形状的导体部和在面中央部具有凹部的大致呈H字形的面导体部构成的例子，但接收导体也可以是具有预定形状的导体图形。
并且，本例的发送导体312及接收导体324的结构可适用于在第一实施方式(图2)、变形例8(图46)以及变形例9(图47)中说明的感测部。并且，在指示体检测装置为与液晶面板等显示装置一体构成的结构的情况下，为了抑制从液晶面板受到的影响，优选的是，通过将接收导体324配置于与液晶面板的像素扫描方向交叉的方向上，使接收导体324不接收由像素扫描引起的信号。
(变形例11)
发送导体的面导体部的形状不限于图48所示的例子。图49表示面导体部的形状的另一例子(变形例11)。其中，在图49中，对与图48所示的例子相同的结构，用相同的标号来表示。
从变形例10的感测部320与本例的感测部325的比较可知，在本例中，变更了发送导体326的面导体部327的形状。除此以外的结构与变形例10的感测部320相同。因此，在本例中，仅对面导体部327的结构进行说明。
本例的发送导体326的面导体部327与变形例10相同地是在其中央部具有凹部的大致呈H字形的形状。但是，在变形例10的面导体部323中，其线形状的导体部322侧的端边部呈尖锐的角形状，但在本例中，通过使面导体部327的线形状的导体部322侧的端边部平坦，或使其具有未图示的圆形，可增大与端边部的导体部322接合的接合面。
通过使面导体部327的线形状的导体部323侧的端边部平坦或使其具有圆形，形成不易在与导体部322之间产生电流集中的结构。通过具有这种结构，与在面导体部327的线形状的导体部322侧的端边部具有尖锐部的变形例10相比，可将面导体部327的线形状导体部322侧的端边部中的电流的流路确保得较宽，从而可减少面导体部327和线形状导体部322的接合部分中的电流集中。即，可抑制面导体部327与线形状导体部322的接合部分中的电阻值增大，与变形例10相比，可进一步提高电导特性。
其中，本例的结构不限于交叉点静电耦合方式的指示体检测装置的感测部，也可以适用于投影型静电耦合方式的指示体检测装置的感测部等。并且，在本例中，说明了发送导体由线形状的导体部和在其中央部具有凹部的大致呈H字形的面导体部构成的例子，但也可以使接收导体形成为与发送导体相同的结构。
并且，本例的发送导体326及接收导体324的结构也可以适用于在第一实施方式(图2)、变形例8(图46)以及变形例9(图47)中说明的感测部。并且，在指示体检测装置为与液晶面板等显示装置一体构成的结构的情况下，为了抑制从液晶面板受到的影响，优选的是，如上所述地将接收导体324配置于与液晶面板的像素扫描方向交叉的方向上。
(变形例12)
在采用交叉点静电耦合方式的指示体检测装置中，从操作指示体的一面侧，即从上方观察感测部的情况下，多个接收导体与发送导体交叉，有存在导体图形的区域和不存在导体图形的区域。各导体由ITO膜等透明电极膜形成，存在导体图形的区域的透射率与不存在导体图形的区域的透射率相比更低。其结果，在感测部上产生透射率不均匀。根据不同用户可能会觉察到该透射率不均匀。因此，在变形例12中，说明解除这种感测部上的透射率不均匀的结构。
图50表示本例的感测部的简要结构。其中，在这里说明在变形例8(图46)的感测部300上应用本例的结构的例子。在本例的感测部330中，在不存在发送导体331及接收导体332的区域，设置例如由与导体相同的材料构成的第一透明电极膜333及第二透明电极膜334。除此以外的结构为与变形例8(图46)的感测部300相同的结构。
图51(a)表示形成于感测部330的玻璃基板一面(下表面)上的发送导体331及第一透明电极膜333的结构。在本例中，在与发送导体331相同的面、且相互靠近配置的2个发送导体331之间配置矩形状的第一透明电极膜333。第一透明电极膜333具有比发送导体之间的尺寸稍微小的尺寸，并与发送导体331夹着一些空隙而分离，以防止其与发送导体331接触。另一方面，对于第一透明电极膜333在发送导体331的长度方向上的尺寸，将其设定得比在相互靠近配置的接收导体332之间的尺寸加上1个接收导体332的导体宽度尺寸稍微小，在相互靠近配置的2个接收导体332之间被配置成延伸至各接收导体332的导体宽度的大致1/2位置为止的位置关系。
并且，图51(b)表示形成于感测部330的玻璃基板的另一面(上表面)上的接收导体332及第二透明电极膜334的结构。在本例中，第二透明电极膜334配置于与配置有接收导体332的面相同的面上，对于其尺寸可应用与规定第一透明电极膜333的尺寸的情况相同的方法。即，第二透明电极膜334具有比接收导体之间的尺寸稍微小的尺寸，并与接收导体332夹着一些空隙而分离，以防止其与接收导体332接触。另一方面，对于第二透明电极膜334在接收导体332的长度方向上的尺寸，将其设定得可部分覆盖相互靠近配置的发送导体331。对于第一透明电极膜333及第二透明电极膜334的尺寸和配置，关键是如下配置即可：从操作指示体的一面(上方侧)观察感测部30时，使发送导体331、接收导体332、第一透明电极膜333、第二透明电极膜334的重叠关系维持电绝缘，并尽可能形成均质的结构，从而对于感测部330整体，能保持抑制透射率不均匀的均质的光学特性。
将形成于感测部330的玻璃基板的各面上的导体及透明电极膜分别如图51(a)及图51(b)一样地进行配置时，从上方观察感测部330时，如图50所示，即使在不存在导体图形的区域，也形成由与导体相同的材料构成的第一透明电极膜333及第二透明电极膜334。其结果，可抑制感测部330上的透射率不均匀。
其中，用于抑制透射率不均匀的第一透明电极膜333及第二透明电极膜334的形状不限于矩形。从上方观察感测部330时，由各透明电极膜构成的导体图形与第一透明电极膜333及第二透明电极膜334之间的重叠关系在光学上均质即可，第一透明电极膜333及第二透明电极膜334的形状可根据由各透明电极膜构成的导体图形的形状而适当决定。例如，在本例中，说明了将矩形的多个透明电极膜沿着发送导体或接收导体延伸的方向以预定间隔配置的例子，但也可以将该多个透明电极膜形成为一张电极膜。
并且，本例的结构可适用于在第一实施方式(图2)及变形例9至变形例11(图47至图49)中说明的感测部上。并且，例如也可以另行准备在预定区域形成有用于防止透射率不均匀的透明电极膜的玻璃基板，并将该玻璃基板增设于感测部上。并且，如上所述，替换为玻璃基板，采用薄膜上的基材也能同样适用。
(变形例13)
在上述第一至第四实施方式中，说明了发送导体及接收导体均为线形状的导体的例子，但本发明不限于此。例如，发送导体及接收导体中至少一方也可以由曲线状或同心圆状的导体构成。图52表示该一例(变形例13)。
图52是表示本例的感测部340的发送导体341和接收导体342的配置图形的图。在本例中，发送导体组由多个直径不同的同心圆状的发送导体341构成。并且，各同心圆状的发送导体341构成为配置有多个，且在半径方向上相邻的发送导体341之间的间隔为等间隔。其中，本发明不限于此，发送导体341之间的间隔也可以不是等间隔。
另一方面，接收导体组由从发送导体组的中心以放射状延伸的多个例如直线形状的接收导体342构成。并且，多个接收导体342在圆周方向上以等间隔进行配置。其中，本发明不限于此，接收导体342之间的间隔也可以不是等间隔。通过这样构成，使发送导体341和接收导体342的延伸方向交叉，从而产生位置检测的交叉点。
图52所示的感测部340例如适合感测部340的位置检测区域为圆形状的情况。
并且，在本发明中，例如发送导体及接收导体中至少一方可以是在其延伸方向上波纹形弯曲的之字形导体。
(变形例14)
在上述第一至第四实施方式中，例如图4所示，说明了作为信号检测电路31内的放大器31b使用1输入1输出的放大器的例子，但本发明不限于此。例如，作为放大器也可以使用差动放大器。图53表示其一例(变形例14)。
图53是本例的放大器的简要结构图。本例的放大器350是2输入1输出的差动放大器。在本例中，与差动放大器350的各输入端子连接的接收导体14分别为1个，在感测部中相互相邻而配置的接收导体14为1对，被依次选择。在图53中，来自被选择的接收导体(Xm、Xm+1)的信号经由I/V转换电路31a，电流信号转换成电压信号后向差动放大器350的各输入端子供给，在以下说明的利用差动放大器的实施例中，为了避免附图复杂，省略I/V转换电路31a而进行说明。
在接收侧使用差动放大器350的情况下，由于可通过用差动放大器350进行差动放大而除去各接收导体14上重叠的噪声，因而可提高耐噪性。
(变形例15)
在上述变形例14中，说明了与差动放大器连接的接收导体14的个数为2个的情况，但也可以增加与差动放大器连接的接收导体14的个数。图54表示其一例(变形例15)。
图54是本例的差动放大器的简要结构图。在本例的差动放大器351中，实质上连接的接收导体14为5个。并且，在本例中作为与差动放大器351连接的接收导体14，使用相互相邻的5个接收导体14。其中，在图54的例子中，将与差动放大器351连接的5个接收导体14分别标记为接收导体Xm-2～Xm+2。
在本例中，将接收导体Xm-2及Xm-1连接到差动放大器351的极性为“-”的输入端子，将接收导体Xm+2及Xm+1连接到差动放大器351的极性为“+”的输入端子。并且，将配置于中央的接收导体Xm连接到在差动放大器351的内部被设定为预定的基准电压电平(例如地面电平或供给电压电平：Vcc)的输入端子上。其中，在差动放大器351为单电源的情况下，接收导体Xm的电压电平被设定为预定的基准电压电平，在差动放大器351为由正电压及负电压构成的双电源的情况下，接收导体Xm的电压电平一般成为零，即被设定为地面电平。通过使用具有预定的输入端子被设定为地面电平或预定的基准电压的多个输入端子的差动放大器，如上所述，通过用于选择接收导体的接收导体选择电路实现的接收导体的选择、不用于接收信号的接收导体接地或与预定的基准电压连接的功能，可通过选择该差动放大器的输入端子这样的方法来代替。
如此，通过同时使用多个接收导体，由于从差动放大器351输出的差分信号增大，因而可提高检测灵敏度。并且，还能扩大指示体的检测区域。并且在本例中，由于使用差动放大器351，因而可与变形例14相同地提高耐噪性。
另外，在本例中，将连接到差动放大器351的配置于中央的接收导体Xm设定为预定的基准电压电平的原因如下。如在上述第一实施方式中进行的说明，在交叉点静电耦合方式中，在配置有指示体的交叉点中，电流例如经由指示体向地面分流，检测出流入交叉点的电流降低的电流变化。但是，如果指示体没有充分被接地，则交叉点中电流的分流不充分。在这种情况下，交叉点中的电流变化变小，位置检测的灵敏度降低。
相对于此，如本例一样，连接到差动放大器351的多个接收导体14中、配置于中央的接收导体Xm成为基准电压电平(例如预定的基准电压或地面接地电压)时，即使在指示体没有被充分接地的情况下，当指示体配置于接收导体Xm上时，电流的一部分也能经由指示体和接收导体Xm分流。其结果，可抑制上述的灵敏度降低。
(变形例16)
在上述第一至第三实施方式中，说明了设供给给发送导体组11的扩频码的码片长度为“63”，对应每个发送导体12供给偏离1码片量的相位的扩频码的例子，但本发明不限于此。例如也可以向多个发送导体12供给具有相同相位差的扩频码。
在变形例16中，表示向相邻的2个发送导体12供给具有相同相位差的扩频码的例子。其中，在本例中，发送导体12的个数，与第一实施方式相同地，包括用于供给补偿信号的例如2个发送导体在内为64个。
在本例中，由于将2个发送导体12作为一对，供给相同相位差的扩频码，因而向发送导体组11供给的扩频码的相位差的种类包含相同相位为31即可。因此，在本例中，可使用码片长度至少为“31”的扩频码。因此，在本例中，使用码片长度为“31”的扩频码。其中，在这种情况下，由于64个发送导体12中的、供给扩频码的发送导体12为62个，因而向剩余的2个发送导体12供给补偿信号。
图55表示用于实现上述扩频码的供给方式的指示体检测装置的扩频码供给电路的简要结构。并且，在图55的例子中，向位于发送导体组11的两端的发送导体Y1及Y64供给补偿信号，向剩余的发送导体Y2～Y63供给相位差相互不同的扩频码。其中，在以下说明中，将每2个相邻成对的发送导体12的组合表示为发送导体[Yk、Yk+1](k＝2～62)。
本例的扩频码供给电路360具有移位寄存器361和补偿信号生成电路362。其中，扩频码生成电路364产生码片长度为“31”的扩频码，向移位寄存器361并行输出构成扩频码的分别为1码片长度的代码。
移位寄存器361为并行输入输出型的移位寄存器，具有与在扩频码生成电路364产生的扩频码的码片长度相同数量即31个触发器361a，由所述触发器361a多级连接而构成。触发器Dt1～Dt31的输入端子分别与输出构成扩频码的第1码片的代码PN1～第31码片的代码PN31的扩频码生成电路364的输出端子连接。并且，触发器DtL(L：整数1～31)的输出端子与1组发送导体[Y2L、Y2L+1]连接。
各触发器361a同时保存从扩频码生成电路364并行输出的1码片长度的代码，并且将该被保存的1码片长度的信号(代码)每隔1码片周期向下一级的触发器361a移位。并且，此时，各触发器361a将所保存的信号向对应的一组发送导体[Yk、Yk+1]输出。并且，构成移位寄存器361的最终级的触发器Dt31的输出信号巡回供给给触发器Dt1。
通过将扩频码供给电路360形成为如上所述的结构，从触发器Dt1、…、DtL、…、Dt31分别输出相位差为Ph1(相同相位)、…、PhL、…、Ph31(30码片长度的相位差)的扩频码。并且，从扩频码供给电路360输出的相位差为Ph1、…、PhL、…、Ph31的扩频码分别向发送导体[Y2、Y3]、…、[Y2L、Y2L+1]、…、[Y62、Y63]输出。
其中，本例的指示体检测装置的接收部的相关值计算电路的结构只要是能计算出31码片长度的检测信号与从扩频码生成电路364输出的31码片长度的扩频码之间的相关值的结构即可。具体而言，将构成相关电路内的各移位寄存器的触发器的数量设为31，将相关器内的乘法器的个数也设为31即可(参照图6及图7)。
如本例一样，通过将多个发送导体12设为1对，并供给相同相位差的扩频码，增加被检测出的输出信号的电平，因而可提高检测灵敏度。并且，如本例一样，向多个发送导体12供给相同相位差的扩频码的情况下，由于可缩短扩频码的码片长度，因而可进一步缩短检测时间。并且，在本例中，由于能缩短扩频码的码片长度，因而如上所述，可减少构成相关电路内的各移位寄存器的触发器的个数、相关器内的乘法器的个数，能进一步简化接收部的结构。
并且，如本例一样，对应每2个发送导体12，供给相同相位差的扩频码的情况下，在接收部的信号检测电路中使用的放大器也优选为对应每2个接收导体14检测输出电流的结构。图56表示其一个结构例。
通过图56示意性地说明本例的扩频信号的供给方式与检测信号的检测方式之间的关系。如本例一样，在对应每2个发送导体12供给相同相位差的扩频码的情况下，接收部的放大器365优选使用2个输入端子都是相同极性的、例如“+”端子的2输入1输出的放大器365。并且，在如图56所示的例子一样向相邻的2个发送导体12(Yn、Yn+1)供给相同相位差的扩频码的情况下，优选的是根据其供给方式，接收部的放大器365的2个输入端子也分别连接到相邻的2个接收导体14(Xm、Xm+1)。
其中，在本例中，说明了将供给相同相位差的扩频码的发送导体12设为以2个发送导体为一个单位，在接收侧相加2个接收导体14的输出信号的例子，但本发明不限于此。也可以将供给相同相位差的扩频码的发送导体12的单位设为3个发送导体以上，与此对应地，在接收侧的放大器所相加的接收导体14的个数也设为3个以上。其中，成对的发送导体12的个数与成对的接收导体的个数不必是相同数量。
如上所述，在将多个发送导体12作为1对，并供给相同相位差的扩频码，相加来自多个接收导体14的输出信号的情况下，不仅能增大检测出的信号的电平，还能扩大指示体的检测范围，从而适合于感测部10上的位置检测区域较大的情况。
另外，如上所述地，将发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的检测方式相同的结构例如应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，可得到如下所述的优点。
发送相同相位差的扩频码的发送导体的个数与在放大器所相加的接收导体14的个数不同的情况下，感测部上的最小的检测区域成为长方形，灵敏度分布上产生各向异性。此时，例如检测与感测部相对的面(下面简称为相对面)为圆形状的指示体时，有时该指示体的相对面被检测为不是圆形而变形为椭圆形等。相对于此，如本例一样，发送相同相位差的扩频码的发送导体12的个数与在放大器所相加的接收导体14的个数相同的情况下，如图56所示，感测部上的最小的检测区域Smin为正方形，可得到各向同性的灵敏度分布。此时，即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
并且，在图55所示的例子中，向各发送导体12供给的扩频码的相位差被固定，但本发明不限于此，例如也可以每隔预定时间，使向各发送导体12供给的扩频码的相位差发生变化。图57及图58表示该例子。
在图57(a)及图57(b)所示的发送导体选择序列的例子中，首先在某个时刻向发送导体Y2及Y3供给相位差为Ph1(相同相位)的扩频码(图57(a)的状态)。接着，在预定时间后，向Y4及Y5供给相位差为Ph1的扩频码(图57(b)的状态)。即，在图57(a)及图57(b)所示的发送导体选择序列的例子中，每隔预定时间，将预定的个数(在本例中为2个)的发送导体作为单位而选择供给相同相位差的扩频码的发送导体12。
并且，在图58(a)至图58(c)所示的发送导体选择序列的例子中，首先在某个时刻向发送导体Y2及Y3供给相位差为Ph1的扩频码(图58(a)的状态)。接着，在预定时间后，向Y3及Y4供给相位差为Ph1的扩频码(图58(b)的状态)。接着，又经过预定时间后，向Y4及Y5供给相位差为Ph1的扩频码(图58(c)的状态)。即，在图58(a)至图58(c)的发送导体选择序列的例子中，每隔预定时间，将预定的个数(在本例中为2个)的发送导体作为单位而选择供给相同相位差的扩频码的发送导体12，并且在前一个选择动作中被选择的构成多个发送导体12的一部分发送导体12被选择控制成包含在下一个选择动作中被选择的多个发送导体12中。
其中，在进行如图57及图58所示的发送导体12的切换动作的情况下，如在变形例3、第四实施方式中说明的指示体检测装置一样，在发送部上设置发送导体选择电路而进行上述切换动作。
(变形例17)
在变形例16(图55)中说明了对应每2个发送导体供给相同相位的扩频码的例子，但此时，位置检测的分辨率降低。在变形例17中，说明可解决这种问题的结构例。
在本例中，发送导体12的个数设为与第一实施方式一样的64个，所发送的扩频码的代码长度为“62”。其中，在本例中供给的扩频码中，将代码长度“31”的扩频码扩张成代码长度“62”来使用。具体而言，在本实施方式中，将代码长度“31”的扩频码“PN1、PN2、…、PN30、PN31”以“PN1、PN1、PN2、PN2、…、PN30、PN30、PN31、PN31”这样的代码串的扩频码供给到发送导体12。在本例中，连续2码片供给1代码长度的相同的代码PNi(i＝1～31)。
图59表示本例的扩频码供给电路370的简要结构。扩频码供给电路370具有由与扩频码的码片长度相同数量(62个)的触发器371a(图59中的Dt1～Dt62)构成的移位寄存器371。并且，各触发器Dt1～Dt62分别与发送导体Y1～Y63连接。并且，扩频码供给电路370具有补偿信号生成电路372，补偿信号生成电路372的输出端子与相互靠近配置的发送导体Y63及Y64连接。
并且，在本例中，如图59所示，将构成在扩频码生成电路373产生的扩频码的各代码PN1、PN2、…、PN30、PN31分别供给给相邻的触发器371a的成对的[Dt1、Dt2]、[Dt3、Dt4]、[Dt2i-1、Dt2i]、…、[Dt61、Dt62]。接着，各触发器371a将所保存的信号以1代码长度周期依次向下一级的触发器371a移位。
在本例的扩频码的供给方式中，由于向各发送导体12供给的扩频码相互具有1代码长度的相位差，因而不降低分辨率就能进行指示体的位置检测。
并且，在本例的供给方式中，虽然根据代码的供给定时成对的发送导体12会不同，但向相邻的发送导体12供给相同的代码。例如参照向发送导体Y60～Y62供给的扩频码串具体说明这个事情。向发送导体Y62～Y60供给的扩频码的代码串以时间序列对应每1代码长度列举如下：
发送导体Y62：“PN31、PN31、PN30、PN30、…”
发送导体Y61：“PN31、PN30、PN30、PN29、…”
发送导体Y60：“PN30、PN30、PN29、PN29、…”
在这里，着眼于发送导体Y61的扩频码的代码串，在第1码片下向发送导体Y61供给代码PN31时，在相同的定时向发送导体Y62供给代码PN31。在第2码片下向发送导体Y61供给代码PN30时，在相同的定时向发送导体Y60供给代码PN30。在第3码片下向发送导体Y61供给代码PN30时，在相同的定时向发送导体Y62供给代码PN30。并且，在第4码片下向发送导体Y61供给代码PN29时，在相同的定时向发送导体Y60供给代码PN29。在第5码片以后，同样根据代码的供给定时成对的发送导体12会不同，但向相邻的发送导体12供给相同的代码。在这种供给方式中，可增大发送电平，从而可提高检测灵敏度。
并且，在图55所示的例子(变形例16)中，从补偿信号生成电路362输出的信号供给给配置于构成发送导体组11的各发送导体12两端的发送导体Y1和Y64，即供给给相互经由其他预定数量的发送导体12分离的发送导体12。相对于此，在本例中，从补偿信号生成电路362输出的信号供给给相互靠近配置的发送导体Y63和Y64。
在图55所示的例子中，由于从补偿信号生成电路362输出的信号供给给相互经由其他预定数量的发送导体12分离的发送导体12，因而具有如下的优点：即使在一个发送导体上存在外部噪声等引起的影响的情况下，也能利用供给给另一个发送导体的补偿信号。相对于此，在图59所示的例子中，从补偿信号生成电路372输出的信号由于供给给相互靠近配置的发送导体Y63和Y64，因而与图55所示的例子不同，具有用于选择相互的发送导体的布线简单的优点。
其中，在本例中，也可以如在变形例16(图57及图58)中进行的说明，例如每隔预定时间使供给给各发送导体12的扩频码的相位差发生变化。
(变形例18)
在变形例17中，说明了将1代码长度的相同的代码PNi(i＝1～31)连续2码片以相同相位供给给发送导体12的供给方式，在变形例18中，说明将1代码长度的相同的代码PNi连续2码片供给时使其中一个代码反转而供给的结构例。
在本例中，设发送导体12的个数为62个，设所发送的扩频码的代码长度为“62”。其中，在本例供给的扩频码中，与变形例17相同地，将代码长度“31”的扩频码扩张为代码长度“62”而使用，但使连续2码片排列的2个代码PNi中的一个代码反转。具体而言，在本实施方式中，使用代码串为“-PN1、PN1、-PN2、PN2、…、-PN30、PN30、-PN31、PN31”的扩频码。
图60表示本例的扩频码供给电路375的简要结构。扩频码供给电路375具有由与扩频码的码片长度相同数量(62个)的触发器371a(图60中的Dt1～Dt62)构成的移位寄存器371。并且，各触发器Dt1～Dt62分别与发送导体Y1～Y62连接。
在本例中，在扩频码生成电路376中，产生构成扩频码的非反转代码PN1、PN2、…、PNi、…、PN31和其反转代码-PN1、-PN2、…、-PNi、…、-PN31。并且，将非反转代码PN1、PN2、…、PNi、…、PN31分别供给给触发器Dt2、Dt4、…、Dt2i、…、Dt62，将反转代码-PN1、-PN2、…、-PNi、…、-PN31分别供给给触发器Dt1、Dt3、…、Dt2i-1、…、Dt61。接着，各触发器371a将所保存的信号以1代码长度周期依次向下一级的触发器371a移位。
其中，在图60所示的例子中，说明了将非反转代码供给给偶数索引的触发器371a，将反转代码供给给奇数索引的触发器371a的例子，但本发明不限于此。也可以将非反转代码供给给奇数索引的触发器371a，将反转代码供给给偶数索引的触发器371a。
在本例的供给方式中，与变形例17相同地，由于供给给各发送导体12的扩频码相互具有1代码长度的相位差，因而不降低分辨率就能进行指示体的位置检测。
并且，在本例的供给方式中，虽然根据代码的供给定时成对的发送导体12会不同，但在相邻的发送导体12之间相位反转(或极性反转)而供给。例如参照向发送导体Y60～Y62供给的扩频码串具体说明这个事情。将向发送导体Y62～Y60供给的扩频码的代码串以时间序列对应每1代码长度列举如下：
发送导体Y62：“PN31、-PN31、PN30、-PN30、…”
发送导体Y61：“-PN31、PN30、-PN30、PN29、…”
发送导体Y60：“PN30、-PN30、PN29、-PN29、…”
在这里，着眼于发送导体Y61的扩频码串，在第1码片下向发送导体Y61供给反转代码-PN31时，在相同的定时向发送导体Y62供给非反转代码PN31。在第2码片下向发送导体Y61供给非反转代码PN30时，在相同的定时向发送导体Y60供给反转代码-PN30。在第3码片下向发送导体Y61供给反转代码-PN30时，在相同的定时向发送导体Y62供给非反转代码PN30。并且，在第4码片下向发送导体Y61供给非反转代码PN29时，在相同的定时向发送导体Y60供给反转代码-PN29。在第5码片以后，同样根据代码的供给定时成对的发送导体12会不同，但在相邻的发送导体12之间相位反转而供给。此时，在相邻的发送导体12之间，由于流入交叉点的电流被相互抵消，因而可抵消从各接收导体14输出的电流信号。此时，可提高接收(检测)灵敏度。
并且，在本例的供给方式中，在指示体不存在于感测部上的情况下，由于由各接收导体14检测出的电流信号成为零，因而不必设置供给补偿信号的补偿信号生成电路。
其中，在本例中，也可以如在变形例16(图57及图58)中进行的说明，例如每隔预定时间使供给给各发送导体12的扩频码的相位差发生变化。
(变形例19)
在变形例16中，说明了向相邻的多个发送导体12供给相同相位差的扩频码，并用放大器对相邻的多个接收导体14的检测信号进行相加的结构例，但本发明不限于此。例如，也可以在发送部向以预定个数间隔配置的多个发送导体12供给相同相位差的扩频码，在接收部也同样用放大器对以预定个数间隔配置的多个接收导体14所检测出的信号进行相加。图61表示其一例(变形例19)。
图61示意性地表示在成对的发送导体12之间配置其他发送导体的结构。作为具体的例子，使1个发送导体12介于被选择的2个发送导体12之间，对被选择的每2个发送导体12供给相同相位差的扩频码。不向已供给扩频码的发送导体12之间所配置的发送导体12供给扩频码。具体而言，向发送导体Yn+1及Yn+3供给相位差为Phk的扩频码，而配置于发送导体Yn+1及Yn+3之间的发送导体Yn+2以及配置于发送导体Yn+1及Yn-1(未图示)之间的发送导体Yn与地面连接。例如，也可以配置128个发送导体12，其中的64个用于供给扩频码和补偿信号，其余的64个与地面连接。另外，也可以与预定的基准电压连接。
并且，如图61所示的例子一样对夹着1个发送导体12而分离的每2个相邻的发送导体12供给相同相位差的扩频码的情况下，用于接收部的信号检测电路的放大器，也优选使用对夹着1个接收导体14而分离的每2个相邻的接收导体14所得到的输出电流进行相加的放大器。图61表示这种放大器的一例。
在图61所示的例子中，作为接收部的放大器378，使用4输入1输出的放大器378。该放大器378的4个输入端子中，相同极性例如“+”端子和被接地或与基准电压(例如驱动电压)连接的端子(下面表示为“0”端子，并且在本例中，该端子在内部被接地，但也可以是在内部供给基准电压的情况)交替地配置而构成。并且，在图61所示的例子中，接收导体Xm及Xm+2与“+”端子连接，配置于接收导体Xm及Xm+2之间的接收导体Xm+1以及配置于接收导体Xm+2及Xm+4(未图示)之间的接收导体Xm+3与“0”端子连接。其中，本发明不限于此，也可以是接收导体Xm及Xm+2与“0”端子连接，接收导体Xm+1、Xm+3与“+”端子连接的结构。
在本例中，与变形例16相同地，向多个发送导体12供给相同相位差的扩频码，并用放大器对来自多个接收导体14的输出信号进行相加。因此，能够扩大检测范围，且能增大被检测出的信号电平，从而可提高检测灵敏度。并且，在本例中，由于可扩大最小的检测范围Smin，因而适合于感测部上的位置检测区域较大的情况。
并且，在本例中，如上所述，与变形例16相同地，成为发送部的扩频码的供给方式和接收部的1个放大器进行相加的信号的检测方式相同的图形。其结果，在本例的结构中，感测部上的最小的检测区域Smin为正方形。因此，例如将本例的结构应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，可与变形例16相同地，在感测部上的最小检测区域中可得到各向同性的灵敏度分布。此时，即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
(变形例20)
在变形例20中，说明特别适合应用于图33或图34的、利用差动放大器集中对相邻的多个(在本例中为4个)接收导体14进行信号检测的结构例。
图62表示本例的差动放大器的结构例。在本例中，用实线表示的指示体19位于配置于Yn+2～Yn+3的发送导体12和配置于Xm+1～Xm+2的接收导体14的附近。差动放大器380的4个输入端子中的左侧2个输入端子的极性与右侧2个输入端子的极性不同。在本例中，从接收导体14的索引小的一侧起以“++--”的顺序配置差动放大器380的4个输入端子的极性。并且，将相邻的4个接收导体Xm～Xm+3中的接收导体Xm及Xm+1连接到极性为“+”的端子上，将接收导体Xm+2及Xm+3连接到极性为“-”的端子上。其中，在以下说明中，将图62所示的差动放大器380的信号的检测方式(检测图形)表示为“++--”。
并且，如本例一样将接收部的信号检测方式设为“++--”的情况下，优选的是使发送部的信号供给方式与接收部的信号检测方式对应。具体而言，例如，向4个相邻的发送导体Yn～Yn+3集中供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“反相位、反相位、相同相位、相同相位”而供给。为了实现该供给，如图62所示，不改变相位差Phk的扩频码的相位而供给给发送导体Yn+2及Yn+3。另一方面，经由反相器381将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn及Yn+1。另外，以下将图62所示的扩频码的供给方式(供给图形)表示为“++--”。
将信号的供给方式及检测方式都设为“++--”的情况下，从差动放大器380输出的信号的电平变化会根据指示体19的存在，如用虚线表示的曲线383一样成为S字形，对该信号进行积分时，其积分值的变化成为用实线表示的曲线383X。在本例中，计算出曲线383X的凹陷部分的中心，进行指示体的位置检测。并且，当用波纹线表示的指示体19位于配置于Yn～Yn+1的发送导体12和配置于Xm+1～Xm+2的接收导体14的附近时，通过反相器381，从差动放大器380输出的信号的电平变化成为与曲线383相位反转的波形，其积分值也同样成为相位反转的波形。图62(b)是图62(a)所示的用于选择发送导体的发送导体选择电路382的结构例。在图62(b)中，表示将相位差Phk和相位差Phk+1的信号及其相位反转信号选择性地供给给用Yn～Yn+20表示的预定的发送导体12的例子。向发送导体选择电路382被供给相位差Phk及相位差Phk+1的信号和它们的相位反转了的4个信号。开关SW0、SW1分别由半导体开关构成，具有4个输入端子。对于供给到各输入端子的信号，通过依次选择12个输出端子中的4个输出端子，将供给到4个输入端子的信号依次供给给被选择的4个发送导体12。并且，开关SW0、SW1同步进行动作。即，通过开关SW0、SW1分别选择发送导体12中的Yn～Yn+3和Yn+9～Yn+12时，下一次分别选择Yn+1～Yn+4和Yn+10～Yn+13。反复执行这种发送导体选择序列。并且如图62(b)所示，由开关SW0选择的一部分输出端子(在本例中为3个)不与发送导体12连接，而与开关SW1的一部分输入端子连接。因此，在发送导体12的总数为66个时，发送导体选择电路382具有7个开关(SW0～SW6)。其中，构成发送导体选择电路382的开关的数量取决于供给给发送导体选择电路382的输入信号Ph的数量以及发送导体12的数量。
在利用该结构例的情况下，由于使用多个发送导体12或多个接收导体14，因而从差动放大器380输出的差分信号增大，并且同时检测的范围变宽，因而可提高检测灵敏度。并且，在本例中，具有预定的信号与其相位反转信号成对而供给给发送导体12的结构，在不存在指示体19的情况下，由于消除了彼此的信号，因而可抑制差动放大器380的输入信号的动态范围，另外由于噪声被消除，因而可提高耐噪性。
并且，在本例中，如上所述，与变形例16相同地，成为发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式相同的图形。其结果，在本例的结构中，感测部上的最小的检测区域Smin为正方形。因此，例如将本例的结构应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，可与变形例16相同地，在感测部上的最小检测区域中可得到各向同性的灵敏度分布。此时，即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
另外，检测对象的导体不限于4个(偶数)，也可以将3个、5个(奇数)作为单位。此时，虽然未图示，但如以上说明，优选的是将检测对象的导体中的、配置于中央的发送导体连接到地面或基准电压上。
并且，在本例中，说明了在接收部中的信号的供给方式及发送部中的信号的检测方式都进行相位反转(或极性反转)的例子，但也可以仅在接收部及发送部中任一方进行相位反转。并且，在本例中将信号的供给方式及检测方式设为“++--”，但也可以设为“--++”。
(变形例21)
在变形例21中，说明集中对相邻的4个接收导体14进行信号检测时的结构例。
图63表示本例的差动放大器的结构例。本例也同样特别适合应用于图33或图34。通过采用本例的接收部的结构，与图62的情况不同，使其具有对来自差动放大器的输出信号进行积分的功能。即，例如使用4输入1输出的差动放大器390，将差动放大器390的4个输入端子的极性以从接收导体14的索引小的一侧起以“-++-”的顺序配置。即，在本例中，在4输入1输出的差动放大器390中，左侧2个输入端子的极性与右侧2个输入端子的极性对称。并且，将相邻的4个接收导体Xm～Xm+3中的接收导体Xm+1及Xm+2连接到“+”端子，将接收导体Xm及Xm+3连接到“-”端子。
并且，如本例一样将接收部的信号检测方式设为“-++-”的情况下，优选的是使发送部的信号供给方式与接收部的信号检测方式一致。具体而言，例如向4个相邻的发送导体Yn～Yn+3集中供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“反相位、相同相位、相同相位、反相位”而供给。为了实现该供给，如图63所示，向发送导体Yn+1及Yn+2供给相位差Phk的扩频码。另一方面，将经由反相器391相位反转了的相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn及Yn+3。
与图62(变形例20)中的曲线383X同样地，在信号的供给方式及检测方式都设为“-++-”的情况下，图63所示的曲线393表示从4个发送导体12经由差动放大器390输出的信号的电平变化，输出与对图62(变形例20)中的差动放大器380的输出信号进行积分的值相同特性的信号。即，通过如本例一样将信号的检测方式设为“-++-”(左右对称)，可得到与进行积分处理时相同的输出。因此，在采用本例的检测方式的情况下，可得到与进行积分处理时相同的输出，并且在进行积分处理的情况下产生的噪声积累消失。并且，由于进行差动放大处理，因而可进一步提高耐噪性。另外，在本例中，执行用于依次选择发送导体12的发送导体选择序列的发送导体选择电路392可适用图62中的发送导体选择电路382，因而省略其动作的详情。
并且，在本例中，如上所述，与变形例16相同地，成为发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式相同的图形。其结果，在本例的结构中，感测部上的最小的检测区域Smin为正方形。因此，例如将本例的结构应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，可与变形例16相同地，在感测部上的最小检测区域中可得到各向同性的灵敏度分布。此时，例如即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
另外，检测对象的导体不限于4个(偶数)，也可以将3个、5个(奇数)作为单位。此时，优选的是将检测对象的导体中的、配置于中央的发送导体连接到地面或基准电压上。
并且，在本例中，说明了在接收部中的信号的供给方式及发送部中的信号的检测方式都进行相位反转的例子，但也可以仅在接收部及发送部中任一方进行相位反转。
并且，在图63所示的例子中将信号的供给方式及检测方式设为“-++-”，但也可以设为“+--+”。图64表示该结构例。
在图64所示的例子中，将差动放大器395的4个输入端子的极性以从接收导体14的索引小的一侧起以“+--+”的顺序配置。并且，将相邻的4个接收导体Xm～Xm+3中的接收导体Xm+1及Xm+2连接到“-”端子，将接收导体Xm及Xm+3连接到“+”端子。
并且，如本例一样将接收部的信号检测方式设为“+--+”的情况下，优选的是使发送部的信号供给方式与接收部的信号检测方式一致。具体而言，例如向4个相邻的发送导体Yn～Yn+1集中供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“相同相位、反相位、反相位、相同相位”而供给。为了实现该供给，如图64所示，不改变相位而向发送导体Yn及Yn+3供给相位差Phk的扩频码。另一方面，经由反相器396将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn+1及Yn+2。
在图64所示的例子中，同样差动放大器395的4个输入端子中的左侧2个输入端子的极性与右侧2个输入端子的极性对称。因此，可得到与图63所示的例子相同的效果。
(变形例22)
在变形例22中说明集中对相邻的3个接收导体14进行信号检测时的结构例。
图65(a)表示本例的结构。本例也同样特别适合应用于图33或图34。在本例的接收部中，例如使用3输入1输出的差动放大器400，将差动放大器400的3个输入端子的极性以从接收导体14的索引小的一侧起以“+-+”的顺序配置。即，在本例的差动放大器400中，相对于中央的输入端子的极性，在其两侧相邻的输入端子的极性左右对称。并且，将相邻的3个接收导体Xm～Xm+2中的接收导体Xm及Xm+2连接到“+”端子，将接收导体Xm+1连接到“-”端子。
并且，在本例的差动放大器400中，“-”端子为1个，而“+”端子为2个，因而考虑到输入各端子的信号电平的平衡，为了对输入“-”端子的信号进行信号电平的修正，例如将电平在差动放大器400的内部放大为2倍。其中，输入到少数派的极性的输入端子(在图65中为“-”端子)的信号的电平的倍率，可考虑少数派极性的输入端子的数量和多数派极性的输入端子(在图65中为“+”端子)的数量而适当决定。
并且，如本例一样将接收部的信号检测方式设为“+-+”的情况下，优选的是使发送部的信号供给方式与接收部的信号检测方式一致。具体而言，例如向3个相邻的发送导体Yn～Yn+2集中供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“相同相位、反相位、相同相位”而供给。为了实现该供给，如图65所示，不改变相位而向发送导体Yn及Yn+2供给相位差Phk的扩频码。另一方面，经由反相器401将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn+1。图65(b)是图65(a)所示的用于选择发送导体的发送导体选择电路402的结构例。在图65(b)中，表示将相位差Phk和相位差Phk+1的信号及其相位反转信号选择性地供给给用Yn～Yn+19表示的预定的发送导体12的例子。向发送导体选择电路402供给相位差Phk及相位差Phk+1的信号和它们的相位反转了的3个信号。开关SW10、SW11分别由半导体开关构成，具有3个输入端子。对于供给给各输入端子的信号，通过依次选择11个输出端子中的3个输出端子，将供给给3个输入端子的信号依次供给给被选择的3个发送导体12。并且，开关SW10、SW11同步进行动作。即，通过开关SW10、SW11分别选择发送导体12中的Yn～Yn+2和Yn+9～Yn+11时，下一次分别选择Yn+1～Yn+3和Yn+10～Yn+12。反复执行这种发送导体选择序列。并且如图65(b)所示，由开关SW10选择的一部分输出端子(在本例中为2个)不与发送导体12连接，而与开关SW11的一部分输入端子连接。因此，在发送导体12的总数为65个时，发送导体选择电路402具有7个开关(SW10～SW16)。其中，构成发送导体选择电路402的开关的数量取决于供给给发送导体选择电路402的输入信号Ph的数量以及发送导体12的数量。
通过如本例一样将信号的检测方式设为“+-+”，差动放大器400的3个输入端子的极性的配置为相对于中央的输入端子的极性左右对称。因此，在本例中，与变形例21同样，可得到与进行位置检测时的积分处理相同的结果。并且，在本例中，与变形例21同样，在进行积分处理的情况下产生的噪声积累消失，由于进行差动放大处理，因而可进一步提高耐噪性。
并且，在本例中，如上所述，与变形例16相同地，成为发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式相同的图形。其结果，在本例的结构中，感测部上的最小的检测区域Smin为正方形。因此，例如将本例的结构应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，可与变形例16相同地，在感测部上的最小检测区域中可得到各向同性的灵敏度分布。此时，例如即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
并且，在本例中说明了在接收部中的信号的供给方式及发送部中的信号的检测方式都进行相位反转的例子，但也可以仅在接收部及发送部中任一方进行相位反转。
并且，在图65所示的例子中将信号的供给方式及检测方式设为“+-+”，但也可以设为“-+-”。图66表示该结构例。
在图66所示的例子中，将差动放大器405的3个输入端子的极性以从接收导体14的索引小的一侧起以“-+-”的顺序配置。并且，将相邻的3个接收导体Xm～Xm+2中的接收导体Xm及Xm+2连接到“-”端子，将接收导体Xm+1连接到“+”端子。其中，在图66所示的差动放大器405中，考虑输入给各输入端子的信号电平的平衡，使输入给中央的“+”端子的信号的电平成为2倍。
并且，如本例一样将接收部的信号检测方式设为“-+-”的情况下，优选的是使发送部的信号供给方式与接收部的信号检测方式一致。具体而言，例如向3个相邻的发送导体Yn～Yn+2集中供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“反相位、相同相位、反相位”而供给。为了实现该供给，如图66所示，不改变相位而向发送导体Yn+1供给相位差Phk的扩频码。另一方面，经由反相器406将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn及Yn+2。
图66所示的例子中，差动放大器405的3个输入端子的极性的配置也相对于中央的输入端子的极性为左右对称。因此，可得到与图65所示的例子相同的效果。其中，在本例中，执行用于依次选择发送导体12的发送导体选择序列的发送导体选择电路402可适用图65中的发送导体选择电路402，因而省略其动作的详情。
(变形例23)
在上述第一至第四实施方式及各种变形例中，以静态方式选择感测部的发送导体及接收导体的数量。即，一旦选择了在最小检测区域中使用的发送导体及接收导体的数量，则此后各导体的数量不会变更。但是，在这种结构中，当手指等指示体处于悬停(Hovering)状态时，即指示体从感测部10稍微悬浮的状态下，位置检测时的检测灵敏度降低，噪声的影响也变大，因而难以可靠地进行悬停状态时的位置检测。
因此，在变形例23中，对即使在指示体处于悬停状态时也能可靠地进行指示体的位置检测的结构例进行说明。
在本例中，为了即使在指示体处于悬停状态的情况下，即指示体从感测部10分离预定距离的状态下，也能可靠地进行指示体的位置检测，在进行位置检测时，以动态方式选择在最小检测区域中使用的发送导体及接收导体的数量。参照图67及图68对该动作进行说明。
图67是表示指示体位于感测部附近时的最小检测区域Smin的扩频码的供给方式及输出信号的检测方式的关系的图。并且，图68是表示指示体位于距感测部较远处时的最小检测区域Smin的扩频码的供给方式及输出信号的检测方式的关系的图。
在指示体位于感测部附近的情况下，如图67所示，在发送部中对每2个发送导体12供给相同相位差Phk的扩频码，在接收部中集中检测来自2个接收导体14的输出信号。其中，此时，发送部中的扩频码的供给方式及接收部中的信号的检测方式例如可设为“++”或“+-”。
相对于此，在指示体位于距感测部较远处的情况下，如图68所示，在发送部中，使供给相同相位差Phk的扩频码的发送导体12的数量增加，例如设为4个。另一方面，在接收部中，将作为检测对象的接收导体14的数量例如增加为4个，集中检测来自4个接收导体14的输出信号。其中，此时，发送部中的扩频码的供给方式及接收部中的信号的检测方式例如可设为“++++”或“++--”。
其中，上述动作中的发送导体12及接收导体14的选择数的切换动作例如如下所述地进行。首先，感测部与指示体的距离的信息是在控制电路中根据从信号检测电路输出的信号的电平进行判断的。接着，控制电路根据该判断结果向发送导体选择电路及接收导体选择电路指示选择的导体的位置和数量。
如上所述，在本例中，当判断为指示体处于悬停状态时，控制成增加发送导体12及接收导体14的数量，进行维持或提高检测灵敏度等变更，从而能可靠地进行悬停状态的指示体的位置检测。
另外，在本例中，将所选择的导体设为2个或4个，但所选择的导体的数量不限于此，可任意设定。例如，也可以设定为随着感测部和指示体的距离变远而逐渐增加所选择的数量。并且，也可以选择性地控制发送导体的增加或接收导体的增加。
(变形例24)
在变形例24中，参照图69至图71对用于更高精度地识别指示体是否处于悬停状态的方法进行说明。
图69(a)表示手指19接触到感测部10上的状态，图69(b)表示在该状态下由接收部得到的检测信号(相关值)的电平曲线。在手指19接触到感测部10上的状态下，在电平曲线420中，在手指19所接触的区域可得到急剧变化的峰值。
此外，图70(a)表示手指19在感测部10上悬浮的状态(悬停状态)，图70(b)表示在该状态下由接收部得到的检测信号的电平曲线。在手指19处于悬停状态的情况下，在电平曲线421中，在手指19所接触的区域可得到峰值，但该峰值形状与手指19接触到感测部10上的状态的峰值(图69(b))相比平缓，峰值也降低。
在图69及图70所示的电平曲线的变化中，也可以检测电平曲线中的峰值部的上升时的倾斜度，从而判断指示体是否为悬停状态。在该方法中，例如，当峰值部的倾斜度在预定值以上时，判断为手指19等指示体与感测部接触，当峰值部的倾斜度小于预定值时，判断为指示体从感测部悬浮。但是，在该方法中，存在如下所述的问题。
例如，因指示体移动等而得到的输出信号的强度发生变化时，难以准确地识别悬停状态。并且，因放大器的增益等变化而难以准确地识别悬停状态。并且，如在上述变形例等中说明的结构一样，在接收部中改变信号的检测方式的情况下，输出信号的电平曲线平缓。此时，会发生如下现象：即使指示体在感测部上的接触状态相同，峰值部的边缘的倾斜度也发生变化；或者相反地，即使峰值部的边缘的倾斜度相同，但由于接触状态、感测部与指示体之间的距离等而输出信号的电平不同等现象。此时，指示体的接触状况的准确识别变得困难。
因此，在本例中，为了解决上述问题，根据由接收部检测出的检测信号(相关值)的电平曲线421中的峰值曲线部边缘的倾斜度(图70(b)的虚线)和峰值(图70(b)中的黑色箭头的长度)之比(边缘的倾斜度/峰值)，用该最大振幅值对检测信号的倾斜度进行标准化，从而识别指示体是处于悬停状态还是处于接触到感测部10的状态。
因此，在本例中，为了实现上述识别方法，虽然未图示，但在接收部上设置比计算电路和悬停识别电路，所述比计算电路从所检测出的电平曲线计算出峰值部边缘的倾斜度与峰值之比，所述悬停识别电路比较由比计算电路计算出的比与预定的阈值，从而识别指示体是否处于悬停状态。其中，比计算电路和悬停识别电路例如也可以设在位置检测电路上。
并且，当由比计算电路求出的比在预定的阈值以上时，悬停识别电路识别为指示体处于非悬停状态，即处于接触到感测部上的状态，当所求出的比小于预定的阈值时，识别为指示体处于悬停状态。并且，也可以设置比用于识别是否为悬停状态的预定的阈值小的第二阈值，通过将由比计算电路求出的比与该第二阈值进行比较，能更详细地识别悬停状态的程度(感测部与指示体之间的距离等)。
在这里，利用图71说明由接收部检测出的信号(相关值)的电平曲线峰值部的边缘的倾斜度及峰值、以及两者之比(边缘的倾斜度/峰值)的求解方法的具体例。
图71映射出在指示体即手指19所在的交叉点附近的区域，某一时刻得到的检测信号(相关值)的电平值。图71表示3×3的交叉点中得到的电平值，该电平值被标准化。
在如图71所示的电平值的空间分布中，在中央的交叉点可得到电平的最大值“100”，在位于其上下左右的交叉点可检测出电平值“50”。此时，电平曲线的峰值为中央方格的“100”，边缘的倾斜度为100-50＝50。因此，在图71所示的例子中，电平曲线的峰值部边缘的倾斜度与峰值之比为(边缘的倾斜度/峰值)＝(50/100)＝0.5。
在本例的悬停状态的识别方法中，如上所述，利用电平曲线的峰值部边缘的倾斜度和最大值来进行识别。因此，可解决上述问题，可进行更稳定的悬停状态的识别。
另外，在上述例子中，说明了根据检测信号的电平曲线(电平值的映射数据)直接进行悬停状态的识别的例子，但本发明不限于此。也可以对检测信号的电平曲线进行非线性处理，根据非线性处理后的特性识别悬停状态。在这里，说明对检测信号(相关值)的电平曲线进行作为非线性处理的对数变换的例子。
在进行非线性处理的情况下，通过指示体的接触得到的检测信号的电平，在指示体与感测部10的接触部中极大，在指示体从感测部10悬浮的区域极小。因此，即使包含指示体从感测部10稍微悬浮的状态进行识别处理，由于检测信号的电平在上述2个情况下大不相同，因而难以进行准确的识别。
相对于此，对检测信号(相关值)的电平曲线进行预定的信号变换处理例如对数变换时，检测信号中的较小电平的信号部分显现，可抑制电平较大的信号部分。即，在对数变换后的电平曲线中，峰值部的形状平缓，可抑制其最大值。此时，指示体的接触状态和非接触状态的边界附近的电平值的变化变得连续，即使在指示体从感测部10稍微悬浮的状态下也能容易地识别悬停状态，从而提高识别特性。
并且，在本例的识别方法中，由于在感测部10上指示体接触的区域和非接触的区域的边界，检测信号的电平值的变化也变得连续，因而指示体的边界部的识别也变得容易。这种包含指示体的边界部的接触面积的提取，在后述的指示体的坐标或对感测部10的按压等的识别中是重要的。特别是，可减少指示体在感测部上移动并转换接收导体时产生的坐标误差，即转换前后的接收导体的选择错误等。
并且，设置未图示的对数变换电路对检测信号(相关值)的电平曲线进行对数变换的方法中，对于上述电平曲线的峰值部边缘的倾斜度与峰值之比(边缘的倾斜度/峰值)，可通过减法进行计算，而不用除法，比(边缘的倾斜度/峰值)的计算也变得容易。
(变形例25)
在变形例25中，说明在本发明中以更高灵敏度且高速进行全扫描的结构。即，说明与由感测部检测出的检测信号的信号电平对应地大致或细致地进行指示体检测的动作。
全扫描是指为了检测指示体，对感测部上的全部交叉点随时进行电流变化的检测处理(扫描)的情况。优选的是，全扫描能提高灵敏度且高速地进行。但是，按每个或按少数几个发送导体及接收导体分别进行全扫描时，要扫描的点变多，全扫描结束为止的时间也变长。
因此，在本例中，在没有从感测部检测到输出信号时，增加一次检测处理(最小检测区域)中使用的发送导体及接收导体的数量，使扫描点粗糙(下面称为“跳跃扫描”)。在跳跃扫描中，增大最小检测区域，以该最小检测区域作为移动的最小单位来进行电流变化的检测处理。
执行该跳跃扫描的目的在于，确认在感测部上是否存在指示体。其中，该处理在位置检测部进行。并且，在全扫描中选择的导体的数量，可根据感测部的尺寸、所需灵敏度等而任意地设定。
其中，增减数量的导体也可以是发送导体及接收导体双方，也可以是任一方。其中，在增减发送导体及接收导体双方的数量时，两者的数量可以不同。在本发明中，只要是实际上增减信号检测的有效面积(最小检测区域)的方法，可适用各种方法。
另外，也可以与检测信号的有无无关地，根据该检测信号的电平，变更所使用的发送导体及接收导体的数量。例如当检测信号的电平比预先设定的预定阈值大时使数量减少，当该检测信号的电平比预定阈值小时使数量增加。并且，该预定阈值不仅可以是1个，也可以设定2个以上。作为检测出检测信号的电平的方法，可使用在变形例24(图70、图71)中说明的方法。
在本例中，从感测部没有得到检测信号时，通过增加在最小检测区域使用的发送导体及接收导体的数量来提高检测灵敏度，且使扫描点粗糙。由此，可高灵敏度且高速地实现全扫描。
(变形例26)
在上述变形例16(图56)、变形例19(图61)、变形例20(图62)、变形例21(图63及图64)以及变形例22(图65及图66)中，说明了供给相同相位差的扩频码的发送导体12的供给方式和由1个放大器进行相加的接收导体14的检测方式为相同图形的例子，但本发明不限于此。
如在上述各种变形例进行的说明，通过发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式为相同的图形，感测部上的最小的检测区域成为正方形。因此，例如将本例的结构应用于具有在变形例9(图47)中说明的感测部310的指示体检测装置的情况下，在感测部上的最小检测区域中可得到各向同性的灵敏度分布。此时，即使相对面为圆形的指示体配置于感测部上，也能以圆形检测出该指示体的相对面。
但是，将发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式相同的图形的结构例如应用于在第一实施方式中说明的感测部10(图2)时，如果设在发送导体组11与接收导体组13之间的垫片16的厚度较厚，则产生如下所述的问题。
在第一实施方式的感测部10中，在发送导体组11上经由垫片16配置有接收导体组13。此时，由于发送导体组11配置于相比接收导体组13更远离指示体的检测面的位置上，因而在检测面与发送导体12之间发挥作用的电场的强度与在检测面与接收导体14之间发挥作用的电场不同。基于更远离检测面的位置上所配置的发送导体12的输出信号的电平曲线，与基于检测面侧所配置的接收导体14的输出信号的电平曲线相比平滑。即，基于更远离检测面的位置上所配置的发送导体12的输出信号的电平曲线边缘的倾斜度变小，基于更靠近检测面的接收导体14的输出信号的电平曲线边缘的倾斜度变大。
在这里，图72表示将发送部中的扩频码的供给方式和接收部中的信号的检测方式相同的图形的结构例如适用于在第一实施方式中说明的感测部10(图2)时的结构。
在图72所示的例子中，接收部的差动放大器430使用5输入1输出的差动放大器430，将差动放大器430的5个输入端子的极性以从接收导体Xm～Xm+4的索引小的一侧起以“--0++”的顺序配置。其中，检测方式“--0++”中的“0”是指连接到地面或基准电压。即，差动放大器430的中央的输入端子在差动放大器430的内部被连接到地面或基准电压。其中，在图72中，表示发送导体Yn+2及接收导体Xm+2被连接到地面的结构，但也可以通过上述的发送导体选择电路及接收导体选择电路进行将所述导体连接到地面的控制。
另一方面，在图72所示的例子中，实际上集中向5个相邻的发送导体Yn～Yn+4供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“相同相位、相同相位、地面、反相位、反相位”而供给。为了实现该供给，如图72所示，不改变相位而向发送导体Yn及Yn+1供给相位差Phk的扩频码。中央的发送导体Yn+2被连接到地面。并且，经由反相器431将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn+3及Yn+4。
在图72所示的结构中，如上所述，基于发送导体12的输出信号的电平曲线的宽度比基于接收导体14的输出信号的电平曲线宽。其结果，在感测部10上配置有相对面为圆形的指示体的情况下，如在图72中用虚线表示，有时被检测出为椭圆形等。
因此，在本例中，为了解决上述问题，将配置于远离感测部10的检测面的发送导体组11侧的检测宽度变窄，靠近检测面的接收导体组13侧的检测宽度变宽，从而在检测面上不会在基于接收侧的输出信号的电平曲线的宽度(检测宽度)与基于接收侧的输出信号的电平曲线的宽度之间产生差异。图73表示用于实现这种情况的一个结构例。
图73是表示本例中的发送部的扩频码的供给方式和接收部的信号的检测方式之间关系的图。
在图73所示的例子中，接收部的结构与图72所示的例子相同，另一方面，在发送部中，实际上集中向3个相邻的发送导体Yn+1～Yn+3供给相同相位差Phk的扩频码，此时，从发送导体12的索引小的一侧起将扩频码的相位设为“相同相位、地面、反相位”而供给。为了实现该供给，如图73所示，不改变相位而向发送导体Yn+1供给相位差Phk的扩频码，中央的发送导体Yn+2被连接到地面。并且，经由反相器431将相位差Phk的扩频码供给给发送导体Yn+3。
如此，在配置于远离检测面的位置上的发送导体组11内，通过将供给相同相位差Phk的扩频码的发送导体12的数量少于在接收部集中检测的接收导体14的数量，可使检测面中的基于接收侧的输出信号的电平曲线的宽度与基于接收侧的输出信号的电平曲线的宽度大致相同。即，可使基于发送侧及接收侧的电平曲线的宽度的宽高比(纵横比)接近1。其结果，即使在感测部10上配置有相对面为圆形的指示体的情况下，如在图73中用虚线表示，能以圆形检测出指示体，而不是椭圆形。
其中，在本例中，说明了改变在最小检测区域中选择的发送导体及接收导体的数量的例子，但本发明不限于此。例如，也可以变更发送导体及接收导体的形状(宽度等)、其配置图形(圆形或龟甲形等)、各导体之间的间距来调整基于发送侧及接收侧的电平曲线的宽度的宽高比(纵横比)。并且，在图73中，表示了作为接收部的放大器而使用差动放大器的例子，但也可以使用单端输入的放大器。并且，在本例中，说明了将集中供给扩频码的多个发送导体12内的中央的发送导体12以及集中连接到1个差动放大器的多个接收导体14内的中央的接收导体14连接到地面的例子，但也可以不将所述中央的发送导体12和/或中央的接收导体14连接到地面。例如，也可以将中央的发送导体12和/或中央的接收导体14连接到预定的基准电压端子。
(变形例27)
在上述变形例14至变形例26中，说明了分别单独实施扩频码的各种供给方式和检测信号的各种检测方式的例子，但本发明不限于此。也可以将在上述变形例14至变形例26中说明的结构根据用途、所需要的灵敏度等而在一台指示体检测装置中适当切换适用。
图74表示具有上述功能的指示体检测装置的结构例(变形例27)。在图74中，对与第一实施方式(图1)相同的结构用相同的标号来表示。
本例的指示体检测装置450由感测部10、发送部460、接收部470、扩频码生成电路40和控制所述各部分的动作的控制电路50构成。感测部10、位置检测电路34、扩频码生成电路40和控制电路50为与第一实施方式相同的结构。
发送部460具有扩频码供给电路21和发送导体选择电路462。发送导体选择电路462配置于扩频码供给电路21的输出侧。其中，扩频码供给电路21为与第一实施方式相同的结构。
设置发送导体选择电路462的目的在于，将从扩频码供给电路21供给的扩频码向预定的发送导体12供给。具体而言，在发送导体选择电路462中，根据用途等而适当选择供给相同相位差的扩频码的发送导体12的数量、供给位置、所供给的扩频码的相位关系、连续供给1代码长度的代码PNi的码片数量等。例如发送导体选择电路462与在上述变形例14至变形例26中说明的扩频码的供给方式等中任一供给方式对应地选择预定的发送导体12。其中，发送导体选择电路462中的供给方式的选择及切换动作通过控制电路50来控制。
并且，接收部470具有接收导体选择电路471、信号检测电路31、A/D转换电路32、相关值计算电路33和位置检测电路34。来自由接收导体选择电路471选择的接收导体14的信号供给给信号检测电路31。从信号检测电路31输出的信号，由A/D转换电路32从模拟信号转换成数字信号后，供给给相关值计算电路33。其中，信号检测电路31、A/D转换电路32以及相关值计算电路33为与第一实施方式相同的结构。
接收导体选择电路471例如根据向发送导体12供给的扩频码的供给方式，选择并切换来自接收导体组13的输出信号的检测方式。具体而言，在接收导体选择电路471中，根据扩频码的供给方式、用途等适当选择与设在信号检测电路31内的I/V转换电路的输入端子连接的接收导体14的数量、位置关系、差动放大器中的处理(相加或相减)等。例如，接收导体选择电路471选择在上述变形例14至变形例26中说明的输出信号的检测方式等中任一检测方式。其中，接收导体选择电路471中的供给方式的选择及切换动作通过控制电路50来控制。
通过构成上述的结构，在一台指示体检测装置450中，可根据用途、所需要的灵敏度等，适当设定向发送导体组11供给的扩频码的供给方式以及来自接收导体组13的输出信号的检测方式。因此，在本例的指示体检测装置450中，一台指示体检测装置可适用于各种用途。
其中，在这里，说明了在第一实施方式中适用本例的结构的例子，但本发明不限于此。本例的结构也可以同样适用于上述第二至第四实施方式，可得到相同的效果。
(变形例28)
在上述实施方式及各种变形例中，说明了从发送导体12的一方端部供给扩频码的结构例。但是，在这种结构中，产生扩频码的传送路径的悬浮电容引起的检测信号的电平降低、检测信号的相位延迟等问题。参照图75(a)及图75(b)更具体地说明该问题。
图75(a)是表示向预定的发送导体Yk供给相位差Phk的扩频码时的情况的图，图75(b)是表示向发送导体Yk供给相位差Phk的扩频码时，在各接收导体14得到的检测信号的电平与相位延迟之比的变化的图。其中，在图75(b)中，横轴为接收导体14的位置，纵轴为检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)。并且，在图75(b)中，为了简化说明，表示来自接收导体Xm、Xm+2、Xm+4、Xm+6及Xm+8的5个接收导体14的检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)。
如图75(a)所示，从发送导体Yk的一方端部(在图75(a)的例子中为发送导体12的右端)供给扩频码(供给信号)时，因传送路径的悬浮电容对供给信号的影响，位置越远离扩频码的供给侧，即从接近供给侧的接收导体Xm+8朝向远离供给侧的接收导体Xm，来自接收导体14的检测信号的电平越降低。并且，此时，位置越远离扩频码的供给侧，检测信号的相位延迟也变得越大。其结果，如图75(b)所示，从接收导体Xm+8朝向接收导体Xm，检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)直线降低。如此，在接近扩频码的供给侧的接收导体Xm+8和远离供给侧的接收导体Xm之间产生的检测信号的电平差、相位差，成为进行位置检测时的坐标偏离的原因之一。特别是，在发送导体12及接收导体14使用ITO膜的感测部中，所述导体的电阻值变高，传送路径对扩频码的影响变大。
因此，在变形例28中，对能解决上述问题的结构进行说明。图76(a)及图76(b)分别表示本例的扩频码的供给方式及检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)的变化特性。
在本例中，如图76(a)所示，从发送导体12的两端同时供给相同相位差Phk的扩频码。为了实现该供给方式，例如在第一至第三实施方式的结构中，也可以将扩频码供给电路的各输出端子与对应的发送导体12的两端连接。并且，在第四实施方式中，也可以将发送导体选择电路的各输出端子与对应的发送导体12的两端连接。
此时，如图76(b)所示，在距扩频码的供给侧(发送导体12的两端)最远的例如接收导体Xm+4中，检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)最小。但是，从扩频码的供给端至最远的接收导体Xm+4的距离与图75(a)及图75(b)所示的单侧供给的情况相比为大致一半，因而可改善检测信号的电平与相位延迟之比(电平/相位)的降低量。
如上所述，在本例中，通过从发送导体12的两端同时供给扩频码，与现有的单侧供给相比可改善检测信号的电平降低、相位延迟。因此，在本例中，可大幅度减少接收导体14之间的电平差、相位差，可抑制检测灵敏度降低。
另外，在本例中，说明了从1个发送导体12的两端同时供给扩频码的例子，但本发明不限于此。如在上述变形例14至变形例26中说明的向多个发送导体供给相同相位的扩频码的方式中也同样适用，可得到相同的效果。
(变形例29)
在第一实施方式的指示体检测装置100中，可以参照相关值计算电路33的输出信号(相关值)的电平确定接收增益值，将该值反馈给信号检测电路31而设定接收增益值。但是，在这种接收增益值的设定方法中，在信号检测电路31接收的信号中重叠有噪声等时，有时检测信号的电平会超出设定的接收增益值。此时，在信号检测电路31中检测信号饱和，其结果，存在要检测的信号成分的电平也降低的可能性。
因此，在变形例29中，对解决上述问题，并能良好地控制接收增益值的结构进行说明。其中，在这里说明了将本例的结构适用于第一实施方式的指示体检测装置100的例子，但本发明不限于此，对上述第二至第四实施方式的指示体检测装置也同样适用，可同样得到效果。
图77表示本例的接收增益值设定电路附近的块结构。本例的接收增益值设定电路480具有绝对值检波电路481、配置于其输出侧的自动增益控制电路482。接收增益值设定电路480与A/D转换器32a的输出端子连接，例如控制来自由图74所示的接收导体选择电路471选择的接收导体14的信号的接收增益。并且，接收增益值设定电路480内的绝对值检波电路481的输入端子与A/D转换器32a的输出端子连接，自动增益控制电路482的输出端子与信号检测电路31连接，控制设在信号检测电路31的I/V转换电器31a等放大器的增益。
绝对值检波电路481检测从A/D转换器32a输出的信号的能量成分的信号强度。其中，在从A/D转换器32a输出的信号中，不仅包含要检测的信号(扩频码)成分，而且还包含噪声等的不需要的信号成分，因而在绝对值检波电路481中，检测出包含噪声等不需要的信号成分的检测信号整体的能量成分的信号强度。
图78表示绝对值检波电路481的内部结构。绝对值检波电路481具有乘法器483和与乘法器483的输出端子连接的积分器484。
乘法器483对A/D转换器32a的输出信号进行二次幂运算，将运算后的信号向积分器484输出。其中，向乘法器483的2个输入端子分支而输入A/D转换器32a的输出信号，彼此的信号进行乘法运算。并且，积分器484按时间对乘法器483的输出信号进行积分，将该积分信号向自动增益控制电路482输出而用于增益控制。
自动增益控制电路482参照从绝对值检波电路481输出的能量成分的信号强度设定接收增益值。此时，在绝对值检波电路481的能量成分的信号强度中，不仅包含要检测的信号(扩频码)成分，而且还包含噪声等，因而自动增益控制电路482根据由信号检测电路31检测的信号整体的能量成分的信号强度来设定接收增益值。另外，自动增益控制电路482将该设定的接收增益值向信号检测电路31输出。
如上所述，在本例的接收增益值的设定方法中，检测不仅包含要检测的信号(扩频码)成分还包含噪声等的信号的能量成分的信号强度，根据该信号强度设定接收增益值。此时，即使在由信号检测电路31接收的信号中重叠有噪声等，也能适当地设定接收增益值。
其中，作为绝对值检波的方法，只要是能检测包含要检测的信号成分及噪声的信号的电平的方法，则可使用任意方法。例如在上述方法以外，还可以使用对输出信号的电平的绝对值进行积分的方法等。并且，在绝对值检波处理中，也可以使用数字信号处理及模拟信号处理中任一处理。
(变形例30)
在变形例30中，说明本发明的指示体检测装置中检测手指等指示体接触到感测部的检测面时的按压力(下面称为指示压力)的优选方法。
在现有的方法中，根据指示体在感测部的检测面上的接触面积来计算指示压力。但是，在该方法中，例如即使手指细的用户强烈触摸感测部的检测面，此时的接触面积也小，因而产生识别为较轻的触摸的问题。
因此，在本例中，为了解决上述问题，利用进行指示体的位置检测时得到的各交叉点的检测信号(相关值)的电平的空间分布(映射数据)检测指示压力。下面，参照图79及图80具体说明该方法。其中，该指示压力的检测通过接收部的位置检测电路来进行。
图79表示指示体触摸感测部的检测面时在相关值存储电路产生的信号(相关值)的电平的空间分布的示意图。其中，图79中的横轴表示接收导体14的位置，图上从近前侧朝向里侧的方向的轴表示发送导体12的位置，并且图79中的纵轴表示检测信号(相关值)的电平。其中，纵轴的电平是标准化的值。并且，在图79所示的例子中，其是指示体触摸发送导体Yn和接收导体Xm的交叉点时的检测信号的电平的空间分布。并且，在图79上，为了简化说明，仅表示由发送导体Yn-4～Yn+4、接收导体Xm-4～Xm+4包围的区域的电平的空间分布。
首先，位置检测电路读取存储在相关值存储电路中的检测信号的映射数据，对各交叉点的检测信号的信号电平实施插值处理等，从而对各交叉点之间的信号电平进行插值处理，计算指示体触摸的交叉点[Xm、Yn]上形成顶点(或极点)的山形的电平曲面490。在位置检测电路中解析检测信号而计算出该电平曲面490。
其中，在图79所示的例子中，对各交叉点的相关值实施插值处理而产生了电平曲面490，但本发明不限于此。即，可以将对每个交叉点求出的相关值保存为映射数据，然后对该映射数据实施插值处理而产生电平曲面490。或也可以对在每个交叉点求出的相关值实施插值处理而保存为映射数据，然后从进行了插值处理的映射数据产生电平曲面490。
接着，进行将电平曲面490用预定的电平面490a(图79中的斜线区域)切取的信号处理。另外，进行求出电平面490a以上的电平曲面490所包围的区域的体积的信号处理。其中，在这里，将预定的电平面490a的面积设为指示体的接触面积。
在这里，参照图80说明简单地求出由电平面490a以上的电平曲面490包围的区域的体积的方法。首先，将电平曲面490分割成沿着发送导体12的延伸方向的方向的平面(图80的状态)。由此，如图80所示，例如沿着发送导体Yn-4～Yn+4的延伸方向分别产生分割平面491～499。
接着，分别求出分割平面491～499的面积Sa1～Sa9。其中，此时，作为分割平面491～499的面积Sa1～Sa9，优选由预定的电平值(电平面490a的值)以上区域的平面求出面积。并且，将计算出的面积Sa1～Sa9相加，并将该相加值作为被电平曲面490包围的区域的体积的近似值。由该电平曲面490包围的区域的体积为与指示压力对应的值，指示压力变大时，该体积也增加。因此，可根据该由电平曲面490包围的区域的体积求出指示压力。在本例中，通过进行这种信号处理，求出指示体的指示压力。
另外，也可以将如上所述地求出的由电平曲面490包围的区域的体积进一步除以接触面积。此时，求出与接触区域的每单位面积的指示压力对应的值。
如上所述，在本例中，当指示体触摸感测部的检测面时，在位置检测电路中计算出检测信号(相关值)的三维的电平曲面，计算出由该电平曲面包围的区域的体积而确定指示压力。因此，可解除上述的现有的指示压力检测方法中产生的问题，可进行具有用户的触摸感的指示压力的检测。
另外，在上述的指示压力的检测方法中，将电平曲面490分割成多个平面，将该多个分割平面的面积的相加值即积分值作为该电平曲面490的体积，但本发明不限于此。为了更高精度地计算出电平曲面490的体积，也可以通过数值解析方式对分割平面的面积进行加权相加。并且，体积的计算方法不限于相加分割的平面的面积，也可以应用多维曲面近似(例如梯形近似、二乘近似(Square approximation)等)计算出体积。
在这里，在对分割平面的面积进行加权相加的方法中，参照图81说明利用梯形近似求出由电平曲面490包围的区域的体积的步骤。
图81是表示发送导体12的位置与通过在图80说明的方法求出的分割平面491～499的面积Sa1～Sa9之间关系的图表。其中，在图81中，横轴为发送导体12的位置，纵轴为分割平面的面积。图81中的曲线500是将面积Sa1～Sa9的数据点之间连接的曲线。
由电平曲面490包围的区域的体积相当于由图81中的横轴与曲线500包围的部分的面积。并且，在图81的特性中，用直线连接面积Sa1～Sa9的数据点之间时，在发送导体Yn-2～Yn+2之间的区域形成4个梯形区域。在梯形近似中，将由图81中的横轴和曲线500包围的部分的面积近似为在图81中的发送导体Yn-2～Yn+2之间产生的4个梯形区域的面积相加值(图81中的斜线部的面积)。具体如下所述地求出体积。
首先，根据梯形近似向构成图81中的斜线部区域的数据点Sa3～Sa7赋予加权值。例如赋予数据点Sa3加权1，同样赋予数据点Sa4加权2，赋予数据点Sa5加权2，赋予数据点Sa6加权2，赋予数据点Sa7加权1。并且，将“加权的分割平面的面积相加值”除以“各梯形所包含的加权值的平均值”而求出电平曲面490的体积V1。即，可由体积V1＝(1×Sa3+2×Sa4+2×Sa5+2×Sa6+1×Sa7)/2求出电平曲面490的体积V1。在这里，“加权值的平均值”(上述公式的分母值)可通过将“各数据点的加权值的相加值”除以“梯形的数量”而求出，在本例中为(1+2+2+2+1)/4＝2。
使用上述的梯形近似的方法时，由于构成图81中的4个梯形的斜边与曲线500之间的误差小，因而使用梯形近似得到的计算结果(斜线部的面积)与实际的电平曲面490的体积之间的误差变小。因此，通过使用该方法，可比较准确地求出电平曲面490的体积。并且，通过使用这种近似计算来求出电平曲面490的体积，可减轻施加在位置检测电路上的负荷。
并且，在上述的对分割平面进行加权相加的方法中，代替梯形近似也可以使用二乘近似。此时，根据二乘近似向构成图81中的斜线部区域的数据点Sa3～Sa7赋予加权值。例如赋予数据点Sa3加权1，同样赋予数据点Sa4加权4，赋予数据点Sa5加权2，赋予数据点Sa6加权4，赋予数据点Sa7加权1。此时，可由体积V2＝(1×Sa3+4×Sa4+2×Sa5+4×Sa6+1×Sa7)/3求出电平曲面490的体积V2。在这里，“加权值的平均值”(上述公式的分母值)可通过将“各数据点的加权值的相加值”除以“梯形的数量”而求出，为(1+4+2+4+1)/4＝3。
(变形例31)
在上述第一实施方式中，例如在图16及图17进行的说明，沿着预定的接收导体14用手掌等触摸同一接收导体14的情况下，有时由接收部计算出的相关特性的基准电平(例如是图17中的时刻0～3τ以外的时间范围的电平，是指没有发生指示体19与感测部10之间的相互作用的状态下得到的电平)发生变动，难以准确地检测触摸位置。
在变形例31中，说明用于解决如上所述的问题的一个结构例。其中，在这里说明了在第一实施方式的指示体检测装置中应用本例结构的例子，但本发明不限于此，对第二至第四实施方式的指示体检测装置也同样适用，可得到相同的效果。
在上述第一实施方式中，将在扩频码供给电路21产生的相位差相互不同的多个扩频码供给给分别对应的发送导体21。但是，在本例中，多个扩频码中的预定(例如1个)的扩频码也可以不经由发送导体12而直接供给给接收部，将该扩频码用作相关特性的基准电平的校准信号(基准信号)。
图82表示本例的指示体检测装置中的扩频码的供给方式和接收部的检测方式之间的关系。其中，在图82中，对与第一实施方式的指示体检测装置的各结构(图1至图8)相同的结构用相同的标号来表示。并且，在图82中，详细说明变形例31的一个结构例的特征部分，对与已经说明过的电路结构相同的电路结构部分简化其说明。具体而言，仅表示感测部10上的发送导体Y1～Y6和接收导体X123～X128交叉的区域。并且，在图82中，为了简化与已经说明的电路结构相同的部分的说明，作为信号检测电路31的内部结构仅例示性地表示放大器31b。
在图82所示的例子中，将扩频码供给电路的相位差Ph1的扩频码的输出端子，经由电容器510连接到信号检测电路31的各输出端子，而不是连接到发送导体12。即，在图82所示的例子中，作为相关特性的基准电平的校准信号而使用相位差Ph1的扩频码。其中，在扩频码供给电路的相位差Ph1的扩频码的输出端子和信号检测电路31的各输出端子之间，代替电容器510，也可以使用电阻。
在本例的结构中，由于与第一实施方式一样从各接收导体14输出与相位差Ph2～Ph7的扩频码的合成信号对应的电流，因而能与第一实施方式相同地进行指示体的位置检测。
并且，在图82所示的例子中，由于相位差Ph1的扩频码(与相位差Ph1的扩频码对应的电流信号)不通过发送导体12及接收导体14而输入到接收部，因而相位差Ph1的扩频码的信号成分不会受到指示体19的影响、噪声对构成感测部10的发送导体12及接收导体14的影响。因此，对于相位差Ph1的扩频码，可得到稳定的相关特性。即，相位差Ph1的扩频码的相关特性的基准电平不变动而成为稳定的值。相位差Ph1的扩频码是与扩频码相同相位(或最近的相位)的扩频码，因而在图82所示的例子中，刚开始位置检测后检测出的相关特性的基准电平被用作相位差Ph1的扩频码的相关特性的基准电平。
因此，在图82所示的例子中，检测刚开始位置检测处理后的基准电平。并且，作为该基准电平基准，修正此后的相关特性的基准电平。通过这样考虑相关特性的基准电平，可抑制相关特性的基准电平变动。其结果，即使在用手掌等触摸到同一接收导体14上方的情况下，通过具有将供给给发送导体12的扩频码不向发送导体12供给而向信号检测电路31供给并进行相关处理的信号路径，抑制对相关特性的影响，并由此能准确地检测触摸位置。
并且，没有指示体触摸感测部的情况下，原理上相关特性成为预定的值(例如产生、供给补偿信号而成为零)，但此时也因感测部10受到的噪声等，相关特性的电平发生变动。但是，在本例中，由于作为不受感测部10的影响的校准信号而使用相位差Ph1的扩频码，因而即使在指示体没有触摸感测部的情况下，也能根据基准电平，将相关特性调整(NULL调整)为一定的特性(例如零)。
因此，在本例的结构中，在指示体没有触摸感测部的情况下，通过预先使用相位差Ph1的扩频码来进行NULL调整，能够不受感测部10的噪声的影响，以修正的状态设定位置检测及相关特性的基准电平。此时，即使在用手掌等触摸到相同接收导体14上方的情况下，也能进一步准确地检测触摸位置。
并且，在图82的例子中，说明了将相位差Ph1的扩频码(与相位差Ph1的扩频码对应的电流信号)经由电容器510等向信号检测电路31的各输出端子输入的例子，但本发明不限于此。例如也可以将相位差Ph1的扩频码经由电容器510等与A/D转换电路内的A/D转换器32a的输出信号合成。图83表示其一个结构例。
在图83所示的例子中，与图82所示的在模拟信号的阶段进行相关特性的基准电平的修正的结构不同，其将模拟信号转换成数字信号后进行相关特性的基准电平的修正。在图83中，在信号检测电路511内设置I/V转换电路(对信号检测电路已经说明，在图83中仅例示构成该电路的放大器511b)，该I/V转换电路用于对与相位差Ph1的扩频码对应的电流信号进行放大，并且将其转换成电压信号。并且，在A/D转换电路512内设置A/D转换器512a，A/D转换器512a用于对未经构成感测部10的发送导体12而供给的相位差Ph1的扩频码进行模拟-数字转换。在从A/D转换器512a输出的信号与用于对来自接收导体14的接收信号进行模拟-数字转换的构成A/D转换器32a的其他A/D转换器512a输出的信号之间，执行进行基准电平的修正的数字运算处理。执行进行基准电平的修正的数字运算处理而得到的、来自各接收导体的信号供给给相关值计算电路而进行相关值的计算。
在图83所示的结构例中，与图82所示的例子同样，可进行位置检测、NULL调整以及相关特性的基准电平调整。
其中，在本例中说明了作为用于调整相关特性的基准电平的校准信号而使用1个扩频码的例子，但本发明不限于此，也可以将由扩频码供给电路产生的多个扩频码用作校准信号。
(变形例32)
在上述第一至第四实施方式及变形例1至变形例31中，说明了向1个发送导体12供给1种扩频码(具有正交性的代码)的例子，但本发明不限于此。也可以向1个发送导体12供给不同种类的多个具有正交性的代码(下面称为正交性代码)。在变形例32中，对未图示的上述结构进行说明。
在本例的位置检测器的发送部中，设置产生不同种类的多个正交性代码的正交性代码产生电路。或者，不设置正交性代码产生电路，而是将供给给发送导体12的信号预先存储在存储电路中，进行存储电路的读取控制，也可以实现上述发送部。并且，也可以采用如下的结构：在该存储电路上预先存储供给给发送导体12的不同种类的多个正交性代码，进行读取控制来向发送导体12供给不同种类的多个正交性代码。
并且，在本例的位置检测器的接收部中，分别设置与多个正交性代码的各代码对应的未图示的相关电路，对各正交性代码分别计算相关特性。并且，在本例的接收部中，设置根据检测出的相关特性选择并使用可得到噪声少的相关特性的电路等。
通过形成上述的结构，即使在对特定的正交性代码噪声较大的情况下，也可以采用其他正交性代码，并使用该正交性代码的相关特性来进行位置检测，因而可降低噪声的影响，能良好地进行指示体的位置检测。
(变形例33)
在上述第一至第四实施方式及变形例1至变形例31中，说明了作为具有正交性的代码使用扩频码的例子，但本发明不限于此。只要是与扩频码相同地能实现相位复用的代码，则可使用任意的代码。例如也可以使用被称作补码的代码、阿达玛代码(Hadamard code)等。
在上述变形例1至变形例33中，说明了将各变形例分别应用于第一至第四实施方式中任一个实施方式的例子，但也可以将上述变形例1至变形例33适当组合而应用于第一至第四实施方式中任一个实施方式。

Claims (28)

1.一种指示体检测装置，其特征在于，
包括：导体图形，由配置于第一方向上的多个第一导体和配置于与所述第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成；
代码串信号生成电路，用于将根据具有正交性且相位相互不同的多个代码串分别生成的多个信号供给到所述第一导体；
信号检测电路，与所述多个第二导体连接，用于检测所述导体图形与指示体之间的静电电容的变化所对应的信号；
模拟-数字转换电路，用于将从所述信号检测电路输出的信号转换成1个字由多个位构成的数字信号；
相关检测电路，用于求出从所述模拟-数字转换电路输出的字串和所述代码串的相关值，所述字串的各个字由多个位构成；和
存储电路，用于存储从所述相关检测电路输出的所述相关值，
所述指示体检测装置根据所述相关值检测所述指示体。
2.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路具有移位寄存器，该移位寄存器由多个寄存器构成，并且将所供给的输入信号的相位与时钟信号对应地依次移位并输出，该移位寄存器保存所述具有正交性的代码串，从而生成根据所述相位不同的多个代码串分别生成的多个信号。
3.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路具有代码串存储电路，该代码串存储电路存储所述具有正交性的代码串，所述代码串信号生成电路按预定的序列从该代码串存储电路读取所述代码串，从而生成根据所述相位不同的多个代码串分别生成的多个信号。
4.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路具有信号调制电路，该信号调制电路用于对所述具有正交性且相位相互不同的多个代码串进行预定的调制，所述代码串信号生成电路根据来自该信号调制电路的输出信号，生成根据所述相位不同的多个代码串分别生成的多个信号并供给到所述多个第一导体，并且，
所述信号检测电路具有信号解调电路，该信号解调电路用于对从所述多个第二导体输出的信号进行与所述信号调制电路所进行的信号调制对应的信号解调。
5.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路通过对所述具有正交性且相位相互不同的多个代码串进行预定的调制而生成多个信号，该生成的多个信号被供给到所述多个第一导体，并且，
所述信号检测电路具有信号解调电路，该信号解调电路用于对从所述多个第二导体输出的信号进行与所述预定的调制对应的信号解调。
6.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路具有信号存储电路，该信号存储电路存储通过对所述具有正交性且相位相互不同的多个代码串进行预定的调制而得到的多个信号，按预定的序列从该信号存储电路读取的多个信号被供给到所述多个第一导体，并且，
所述信号检测电路具有信号解调电路，该信号解调电路用于对从所述多个第二导体输出的信号进行与所述预定的调制对应的信号解调。
7.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路生成具有4N-1代码串长度的信号，并且在所述第一方向上配置有至少2×(4N-1)个第一导体，其中N为≥2的整数，
将根据相位相互不同且代码长度为4N-1的代码串生成的各信号供给到相互相邻的多个第一导体，此时将相互相邻的多个第一导体的一部分依次搭接，并将所述各信号供给到各第一导体。
8.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路生成4N-1个信号，并且生成预定数量的补偿用信号，所述补偿用信号的数量被设定为所述4N-1与所述补偿用信号的数量之和为偶数，其中N为≥2的整数。
9.如权利要求8所述的指示体检测装置，其特征在于，
由所述代码串信号生成电路生成的所述补偿用信号被供给到与供给有所述4N-1个信号的多个第一导体中的端部的第一导体相邻而配置的导体。
10.如权利要求8所述的指示体检测装置，其特征在于，
由所述代码串信号生成电路生成的所述补偿用信号不被供给到所述第一导体，而是直接被供给到所述信号检测电路。
11.如权利要求8所述的指示体检测装置，其特征在于，
在所述第一方向上配置有至少2×(4N-1)个第一导体，根据相位相互不同的数量为4N-1的多个代码串生成的多个信号分别被供给到相互相邻的一对第一导体。
12.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在根据来自所述相关检测电路的输出信号识别出所述导体图形没有被所述指示体进行位置指示的情况下，所述多个第二导体与预定的序列对应地被选择性地跳过而连接到信号检测电路。
13.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在所述代码串信号生成电路中生成的多个信号被分支为供给到所述第一导体的信号和不供给到所述第一导体而作为基准信号供给到所述信号检测电路的信号。
14.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述代码串信号生成电路还生成与所述具有正交性的代码串具有不同的正交性的代码串，根据所述具有正交性的代码串生成的信号与根据所述具有不同的正交性的代码串生成的信号组合而被供给到所述第一导体。
15.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
由所述代码串信号生成电路生成具有正交性且相位相互不同的多个代码串，对所述第一方向上所配置的多个第一导体进行区域划分，根据所述多个代码串生成的多个信号被供给到对应的区域。
16.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在基板的一个面上配置有由配置于所述第一方向上的多个第一导体和配置于与所述第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成的导体图形，并且，
在所述多个第一导体和所述多个第二导体交叉的区域上配置有用于使所述多个第一导体和所述多个第二导体相互电绝缘的绝缘材料，另外，所述多个第二导体分别由线形状的图形构成，所述多个第一导体分别由相互被电连接的多个面形状的图形构成，向所述面形状的图形供给信号。
17.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在基板的一个面上配置有被配置于所述第一方向上的多个第一导体，在所述基板的另一个面上配置有被配置于与所述第一方向交叉的方向上的多个第二导体，并且，
所述多个第二导体分别由线形状的图形构成，所述多个第一导体分别由相互被电连接的多个面形状的图形构成，向所述面形状的图形供给信号。
18.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
由所述代码串信号生成电路生成的信号被供给到所述第一导体的两端。
19.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
根据从所述第二导体输出的信号的电平，设定供给由所述代码串信号生成电路生成的所述多个信号中的各信号的所述第一导体的个数和为了得到1个所述相关值而选择的所述第二导体的个数。
20.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在所述第一方向上配置有至少2×(4N-1)个第一导体，向2×(4N-1)个第一导体中的4N-1个第一导体供给由所述代码串信号生成电路生成的4N-1个信号，从用于进行所述4N-1个信号的波形反转的波形反转电路输出的信号被供给到剩余的4N-1个第一导体，其中N为≥2的整数。
21.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述信号检测电路具有差动放大电路，该差动放大电路上选择性地连接被配置于相互靠近的位置上的多个第二导体。
22.如权利要求21所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述差动放大电路上选择性地连接夹着1个以上的第二导体配置于相互靠近的位置上的多个第二导体。
23.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
所述指示体检测装置还包括位置计算电路，根据所述相关值计算出所述指示体所指示的所述导体图形上的位置。
24.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
根据所述相关值的三维状的空间分布求出由所述指示体指示时的指示压力。
25.如权利要求24所述的指示体检测装置，其特征在于，
根据所述相关值的三维状的空间分布和所述指示体的接触面积求出由所述指示体指示时的指示压力。
26.如权利要求1所述的指示体检测装置，其特征在于，
在导体图形上，在由所述第一导体和第二导体构成的导体图形的区域以外的区域，形成有由与所述第一导体及第二导体相同的材料构成的导体膜。
27.一种指示体检测方法，其特征在于，包括下述步骤：
向由配置于第一方向上的多个第一导体和配置于与所述第一方向交叉的方向上的多个第二导体构成的导体图形中的多个第一导体供给多个信号，所述多个信号根据具有正交性且相位相互不同的多个代码串分别生成；
检测所述导体图形与指示体之间的静电电容的变化所对应的信号；
将检测出的所述信号转换成1个字由多个位构成的数字信号；
求出转换而得到的所述数字信号与所述代码串的相关值；
存储所述相关值；和
根据被存储的所述相关值检测所述指示体。
28.如权利要求27所述的指示体检测方法，其特征在于，
根据被存储的所述相关值计算出由所示指示体指示的所述导体图形上的位置。
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