JP2011003036A - 指示体検出装置及び指示体検出方法 - Google Patents

指示体検出装置及び指示体検出方法 Download PDF

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Abstract

【課題】導体パターン上で、より高速に指示体の検出が可能となる指示体検出装置及び指示体検出方法を提供する。
【解決手段】指示体検出装置１００は、導体パターン１０と、符号列信号生成回路２１と、信号検出回路３１と、アナログ・デジタル変換回路３２と、相関検出回路３３と、メモリ回路とを備える構成とする。相関検出回路３３は、アナログ・デジタル変換回路３２から出力された、各ワードが複数ビットから成るワード列と符号列との相関値を求める。そして、求められた相関値に基づいて、指示体を検出するようにする。
【選択図】図１

Description

本発明は、指示体検出装置及び指示体検出方法に関し、より詳細には、静電結合方式により指示体を検出する指示体検出装置及び指示体検出方法に関する。
従来、タッチパネル等に用いられる指示体の位置検出の方式として、例えば、抵抗膜方式、静電結合方式（静電容量方式）等の種々のセンサー方式が提案されている。そのなかで、近年、静電結合方式の指示体検出装置の開発が盛んに行われている。
静電結合方式には、表面型（Surface Capacitive Type）と投影型（Projected Capacitive Type）の２種類の方式がある。表面型は、例えばＡＴＭ（Automated Teller Machine：現金自動預入支払機）等に適用されており、投影型は、例えば携帯電話機等に適用されている。なお、両方式ともセンサー電極と指示体（例えば、指、静電ペン等）との間の静電結合状態の変化を検出して、指示体の位置を検出する。
投影型静電結合方式の指示体検出装置は、例えばガラスなどの透明基板や透明フィルム上に電極を所定パターンで形成して構成し、指示体が接近した際の指示体と電極との静電結合状態の変化を検出する。従来、このような方式の指示体検出装置に関しては、その構成を最適化するための様々な技術が提案されている（例えば、特許文献１−３を参照のこと）。なお、特許文献１には、直交拡散符号を用いた符号分割多重化方式を、マルチユーザタッチシステムに適用する技術が記載されている。特許文献２には、疑似ランダム信号を使用した座標入力装置が記載されている。また、特許文献３には、静電容量型座標装置で使用されるペンが記載されている。
さらに、従来、投影型静電結合方式を発展させたクロスポイント静電結合方式と呼ばれる方式の指示体検出装置が提案されている。ここで、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置の動作を、図面を参照しながら簡単に説明する。図８４（ａ）及び（ｂ）に、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置におけるセンサ部近傍の概略構成及び出力信号波形をそれぞれ示す。
一般に、センサ部６００は、複数の送信導体６０２からなる送信導体群６０１と、複数の受信導体６０４からなる受信導体群６０３とを備える。なお、送信導体群６０１と、受信導体群６０３との間には絶縁層が形成される。送信導体６０２は、所定方向（図８４（ａ）中のＸ方向）に延在した所定の形状を有する導体であり、複数の送信導体６０２は、互いに所定間隔離して並列配置される。また、受信導体６０４は、送信導体６０２の延在方向に交差する方向（図８４（ａ）中のＹ方向）に延在した所定の形状を有する導体であり、複数の受信導体６０４は、互いに所定間隔離して並列配置される。
このような構成のセンサ部６００では、所定の送信導体６０２に所定の信号を供給し、その所定の送信導体６０２と、受信導体６０４との交差点（以下、クロスポイントという）に流れる電流の変化を各クロスポイントで検出する。センサ部６００上において、指等の指示体６１０が置かれている位置では、電流が指示体６１０を介して分流され、受信導体６０４に流入する電流が変化する。それゆえ、電流が変化するクロスポイントを検出することにより、指示体６１０の位置を検出することができる。また、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置では、図８４（ａ）及び（ｂ）に示すように、センサ部６００上に複数のクロスポイントが形成されるので、同時的に指示体の多点検出が可能になる。
ここで、より具体的に、クロスポイント静電結合方式の位置検出の原理を説明する。例えば、いま、図８４（ａ）に示すように、送信導体Ｙ６に所定の信号を供給し、送信導体Ｙ６上での指示体６１０（例えば指）の指示位置を検出する例を考える。送信導体Ｙ６に信号を供給した状態で、まず、受信導体Ｘ１及びＸ２に流れる電流の差を差動増幅器６０５を介して検出する。次いで、所定時間経過後、受信導体をＸ２及びＸ３に切替えて、両受信導体間の電流差を検出する。この動作を受信導体ＸＭまで繰り返す。
この際、送信導体Ｙ６上の各クロスポイントの位置における差動増幅器６０５の出力信号のレベル変化を求める。その特性を示したのが図８４（ｂ）である。図８４（ｂ）の特性は、受信導体Ｘ１〜ＸＭが時間的に順次選択されて差動増幅器６０５に接続されて出力された検出信号を示す。なお、図８４（ｂ）中の破線で示す特性は、差動増幅器６０５から出力される信号のレベル変化を示しており、実線の特性は差動増幅器６０５の出力信号の積分値の変化を示している。
図８４（ａ）及び（ｂ）に示す例において、送信導体Ｙ６上では受信導体Ｘ５及びＸＭ−５とのクロスポイント付近に指示体６１０（指）が置かれているので、このクロスポイント付近に流れる電流が変化する。それゆえ、図８４（ｂ）に示す例では、送信導体Ｙ６上の受信導体Ｘ５及びＸＭ−５のクロスポイント付近に対応する位置で、差動増幅器６０５の出力信号が変化し、その積分値が変化する。この積分値の変化に基づいて、指示体６１０の位置を検出することができる。従来の指示体検出装置では、上述のような検出を送信導体６０２を１本毎に切り替えながら行う。
特開２００３−２２１５８号公報 特開平９−２２２９４７号公報 特開平１０−１６１７９５号公報
上述のような従来のクロスポイント静電結合方式の指示体検出装置では、各クロスポイント毎に指示体の位置検出処理を行うので、全クロスポイントに対する検出時間が長くなるという問題がある。例えば、６４本の送信導体及び１２８本の受信導体を備えるセンサ部において、各クロスポイントでの検出処理時間を２５６μｓｅｃとすると、全クロスポイント（８１９２個）で約２ｓｅｃの検出時間がかかることとなり実用的ではない。
上記問題に鑑み、本発明は、指示体をより高速に検出することができるクロスポイント静電結合方式の指示体検出装置及び指示体検出方法を提供することを目的とする。
上記問題を解決するために、本発明の指示体検出装置は、導体パターンと、符号列信号生成回路と、信号検出回路と、アナログ・デジタル変換回路と、相関検出回路と、メモリ回路とを備え、メモリ回路に記憶された相関値に基づいて、導体パターン上の指示体を検出するようにした。なお、本発明の指示体検出装置を構成する各部の構成及び機能は次の通りとした。導体パターンは、第１の方向に配置された複数の第１導体と、第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる。符号列信号生成回路は、直交性を備え且つ互いに位相の異なる１あるいは複数の符号列に基づいて生成された複数の信号のそれぞれを、第１導体に供給する。信号検出回路は、複数の第２導体に接続され、導体パターンと指示体との間の静電容量の変化に対応した信号を検出する。アナログ・デジタル変換回路は、信号検出回路から出力された信号を１ワードが複数ビットから成るデジタル信号に変換する。相関検出回路は、アナログ・デジタル変換回路から出力された、各ワードが複数ビットから成るワード列と符号列との相関値を求める。そして、メモリ回路は、相関検出回路から出力された相関値を記憶する。
なお、本明細書でいう「直交性を備える符号列に基づいて生成された信号」とは、該信号が、符号列そのものである場合だけでなく、符号列に対して例えば変調等の所定の処理を施した信号も含む意味である。
また、本発明の指示体検出方法は、次のような手順で行う。まず、第１の方向に配置された複数の第１導体と、第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる導体パターンにおける、複数の第１導体に直交性を備え且つ互いに位相の異なる１あるいは複数の符号列に基づいて生成された複数の信号のそれぞれを供給する。次いで、導体パターンと指示体との間の静電容量の変化に対応した信号を検出する。次いで、検出した信号を１ワードが複数ビットから成るデジタル信号に変換する。次いで、変換されたデジタル信号と、符号列との相関値を求める。次いで、相関値を記憶する。そして、記憶された相関値に基づいて指示体の存在およびその指示位置を検出する。
本発明では、直交性を備え且つ互いに位相の異なる１あるいは複数の符号列に基づいて生成された複数の信号を複数の送信導体のそれぞれに同時に供給して、導体パターン上の指示体の存在およびその指示位置を検出する。すなわち、複数のクロスポイントに対して同時に指示体の検出処理を行うことができる。それゆえ、本発明によれば、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置において、より高速に指示体の存在およびその指示位置を検出することができる。
第１の実施形態に係る指示体検出装置の概略ブロック構成図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置のセンサ部の概略断面図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置の拡散符号供給回路の概略構成図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置のＩ／Ｖ変換回路及びＡ／Ｄ変換器の概略構成図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置の信号検出回路の別の構成例である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置における相関回路の概略構成図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置の相関器のブロック構成図である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置の位置検出回路の概略構成図である。 図９（ａ）〜（ｇ）は、第１の実施形態に係る指示体検出装置の各部の動作を説明するためのタイムチャートである。 第１の実施形態に係る指示体検出装置における位置検出の原理を説明するための図である。 図１１（ａ）は、受信導体Ｙ１２４で検出される信号波形であり、図１１（ｂ）は、拡散符号の波形であり、図１１（ｃ）は、送信導体Ｙ９に供給される拡散符号に対する相関特性である。 センサ部上に指示体が存在しない場合の相関器の出力信号波形である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置における位置検出の原理を説明するための図である。 図１４（ａ）は、センサ部上に指示体が存在しない場合の送信導体及び受信導体間の静電結合状態を示す図であり、図１４（ｂ）は、センサ部上に指示体が存在する場合の送信導体及び受信導体間の静電結合状態を示す図である。 センサ部上に指示体が存在する場合の相関器の出力信号波形である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置における位置検出の原理を説明するための図である。 センサ部上に指示体が存在する場合の相関器の出力信号波形である。 第１の実施形態に係る指示体検出装置における位置検出の処理手順を示すフローチャートである。 変形例１の指示体検出装置の概略ブロック構成図である。 図２０（ａ）は、第２の実施形態におけるＰＳＫ変調前の拡散符号の波形であり、図２０（ｂ）は、ＰＳＫ変調後の信号波形である。 第２の実施形態の拡散符号供給回路の概略構成図である。 第２の実施形態の相関回路のブロック構成図である。 変形例２の拡散符号供給回路の概略構成図である。 図２４（ａ）は、第３の実施形態におけるＦＳＫ変調前の拡散符号の波形であり、図２４（ｂ）は、ＦＳＫ変調後の信号波形である。 第３の実施形態に係る拡散符号供給回路のブロック構成図である。 第３の実施形態の相関回路のブロック構成図である。 図２７（ａ）及び（ｂ）は、変形例３の指示体検出装置における送信導体に供給する拡散符号の送信シーケンスの様子を示す図である。 変形例３の送信部のブロック構成図である。 変形例４の指示体検出装置における送信部の概略構成図である。 第４の実施形態の指示体検出装置の概略ブロック構成図である。 第４の実施形態の拡散符号供給回路の概略構成図である。 第４の実施形態の送信導体選択回路の概略構成図である。 第４の実施形態の送信導体選択回路における送信導体の切替え動作の様子を示す図である。 送信導体選択回路における送信導体の別の切替え動作の様子を示す図である。 第４の実施形態の受信導体選択回路及び信号検出回路の概略構成図である。 第４の実施形態の受信導体選択回路における受信導体の切替え動作の様子を示す図である。 第４の実施形態に係る指示体検出装置の信号検出回路の別の構成例である。 第４の実施形態の相関回路の概略構成図である。 第４の実施形態に係る指示体検出装置における位置検出の処理手順を示すフローチャートである。 変形例５の指示体検出装置の概略ブロック構成図である。 変形例６の送信導体選択回路における送信導体の切替え動作の様子を示す図である。 変形例６の送信導体選択回路の概略構成図である。 変形例６の送信導体選択回路における送信導体の別の切替え動作の様子を示す図である。 変形例７の受信導体選択回路における受信導体の切替え動作の様子を示す図である。 変形例７の受信導体選択回路の概略構成図である。 変形例８のセンサ部の概略断面図である。 変形例９のセンサ部の概略断面図である。 変形例１０における送信導体の導体形状を示す図である。 変形例１１における送信導体の導体形状を示す図である。 変形例１２のセンサ部の概略構成図である。 図５１（ａ）は、変形例１２のセンサ部における送信導体側の透明電極膜の配置を示す図であり、図５１（ｂ）は、受信導体側の透明電極膜の配置を示す図である。 変形例１３のセンサ部の概略構成図である。 変形例１４の受信部における信号の検出形態を示す図である。 変形例１５の受信部における信号の検出形態を示す図である。 変形例１６の拡散符号供給回路の概略構成図である。 変形例１６における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 図５７（ａ）及び（ｂ）は、変形例１６における送信導体の切替え動作の様子を示す図である。 図５８（ａ）〜（ｃ）は、変形例１６における送信導体の別の切替え動作の様子を示す図である。 変形例１７の拡散符号供給回路の概略構成図である。 変形例１８の拡散符号供給回路の概略構成図である。 変形例１９における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 変形例２０における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 変形例２１における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 変形例２１における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との別の関係を示す模式図である。 変形例２２における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 変形例２２における送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との別の関係を示す模式図である。 変形例２３において、指示体がホバーリング状態にない場合の送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 変形例２３において、指示体がホバーリング状態にある場合の送信部の拡散符号の供給形態と受信部の信号の検出形態との関係を示す模式図である。 図６９（ａ）及び（ｂ）は、変形例２４におけるホバーリング状態の識別原理を説明するための図である。 図７０（ａ）及び（ｂ）は、変形例２４におけるホバーリング状態の識別原理を説明するための図である。 変形例２４におけるホバーリング状態の識別原理を説明するための図である。 変形例２６において、位置検出時の検出面における検出レベル分布のアパーチャ比の調整方法を説明するための図である。 変形例２６において、位置検出時の検出面における検出レベル分布のアパーチャ比の調整方法を説明するための図である。 変形例２７の指示体検出装置の概略ブロック構成図である。 図７５（ａ）は、拡散符号を送信導体の片側から供給した場合の様子を示す図であり、図７５（ｂ）は、その場合における受信導体の位置と、検出信号のレベル及び位相遅れの比（レベル／位相）との関係を示す図である。 図７６（ａ）は、変形例２８において、拡散符号を送信導体の両側から供給した場合の様子を示す図であり、図７６（ｂ）は、その場合における受信導体の位置と、検出信号のレベル及び位相遅れの比（レベル／位相）との関係を示す図である。 変形例２９の指示体検出装置における受信ゲイン値設定回路のブロック構成図である。 変形例２９の絶対値検波回路の概略構成図である。 変形例３０において、指示体の指示圧を求める原理を説明するための図である。 変形例３０において、指示体の指示圧を求める原理を説明するための図である。 変形例３０において、指示体の指示圧を求める原理を説明するための図である。 変形例３１の指示体検出装置の概略構成図である。 変形例３１の指示体検出装置の別の概略構成図である。 図８４（ａ）は、従来のクロスポイント静電結合方式の指示体検出装置の概略構成図であり、図８４（ｂ）は、出力信号波形図である。
以下、本発明の指示体検出装置及び指示体検出方法の実施形態を、図面を参照しながら、以下の順で説明する。なお、以下の実施形態では、指示体検出装置を例に挙げて説明するが、本発明はこの実施形態に限定されるものではない。
１．第１の実施形態：基本構成例
２．第２の実施形態：ＰＳＫ変調された拡散符号を用いる構成例
３．第３の実施形態：ＦＳＫ変調された拡散符号を用いる構成例
４．第４の実施形態：送信導体群及び受信導体群をエリア分割する構成例
＜１．第１の実施形態＞
第１の実施形態では、本発明の指示体検出装置及び指示体検出方法の基本構成例を説明する。なお、本発明の位置検出方式は、センサ部の送信導体及び受信導体間の静電結合状態の変化に基づいて指示体の位置を検出する静電結合方式を採用する。また、本実施形態では、全ての送信導体に拡散符号（符号列）を同時に供給し、それぞれの受信導体で同時に信号検出を行う構成例について説明する。
［指示体検出装置の構成］
図１に、第１の実施形態に係る指示体検出装置の概略構成を示す。指示体検出装置１００は、主に、センサ部１０（導体パターン）と、送信部２０と、受信部３０と、位置検出回路３４と、拡散符号生成回路４０と、制御回路５０とで構成される。以下、各部の構成について説明する。
まず、センサ部１０の構成を図１及び２を参照しながら説明する。なお、図２は、センサ部１０の概略断面図であり、図１中センサ部１０のＸ方向から見た断面図である。センサ部１０は、第１ガラス基板１５と、複数の送信導体１２（第１導体）からなる送信導体群１１と、複数の受信導体１４（第２導体）からなる受信導体群１３と、スペーサ１６と、第２ガラス基板１７とを備える。そして、送信導体群１１（送信導体１２）、スペーサ１６、受信導体群１３（受信導体１４）及び第２ガラス基板１７が、第１ガラス基板１５上に配置される。
なお、本実施形態では、指や静電ペン等の指示体（被検出体）の検出面は、第２ガラス基板１７側の表面になる。また、本実施形態では、第１ガラス基板１５及び第２ガラス基板１７の代わりに、合成樹脂等からなるシート状（フィルム状）基材を用いてもよい。
送信導体１２及び受信導体１４は、例えば、ＩＴＯ（Indium Tin Oxide）膜からなる透明電極膜、あるいは銅箔等で形成される。送信導体１２の電極パターンは、例えば、次のように形成することができる。まず、上述した材料等で形成された電極膜を、例えば、スパッタ法、蒸着法、塗布法等により第１ガラス基板１５上に形成する。次いで、形成した電極膜をエッチングして、所定の電極パターンを形成する。受信導体１４の電極パターンも同様にして第２ガラス基板１７上に形成することができる。
また、送信導体１２及び受信導体１４を銅箔で形成する場合には、銅粒子を含むインクをガラス板等上に吹き付けて所定の電極パターンを形成することもできる。
なお、送信導体１２及び受信導体１４の形状に関しては、例えば直線状（ライン形状）導体で形成することができる。また、送信導体１２の形状に関してはダイヤモンド形状、直線パターンなどがある。なお、受信導体１４の幅より広くすることが好ましい。
スペーサ１６は、例えば、ＰＶＢ（ポリビニルブチラール）、ＥＶＡ（エチレン酢酸ビニルコポリマー）、アクリル系樹脂等の合成樹脂で形成することができる。また、スペーサ１６は、高屈折率（高誘電率）のシリコン樹脂等で構成することもできる。この場合、スペーサ１６での視差を抑制することができ光学特性が改善される。
スペーサ１６を合成樹脂で形成する場合、例えば、次のようにして形成することができる。まず、プラスチックシートを送信導体１２及び受信導体１４間を挟み込む。次いで、導体間を真空引きしながら加圧及び加熱してスペーサ１６を形成する。また、例えば、液体状の合成樹脂を送信導体１２及び受信導体１４間に流し込み、その後、合成樹脂を固化してスペーサ１６を形成してもよい。
送信導体群１１は、所定方向（図１中のＸ方向）に延在した複数の送信導体１２から構成される。そして、複数の送信導体１２は、図１中のＹ方向（第１の方向）に、互いに所定間隔離して並列配置される。また、受信導体群１３は、送信導体１２の延在方向に交差する方向に延在した複数の受信導体１４から構成される。そして、複数の受信導体１４は、図１中のＸ方向に、互いに所定間隔離して並列配置される。
なお、本実施形態では、送信導体１２の延在方向と受信導体１４の延在方向とが直交する例を説明するが、本発明はこれに限定されない。両導体の延在方向が必ずしも直交する必要はなく、位置検出のためのクロスポイントが生成されるように、送信導体１２の延在方向と受信導体１４の延在方向とが交差していればよい。
本実施形態では、送信導体１２の本数を６４本とし、受信導体１４の本数を１２８本とする。また、本実施形態では、送信導体１２及び受信導体１４の配置間隔（ピッチ）は、ともに３．２ｍｍとする。ただし、本発明はこれに限定されず、送信導体１２及び受信導体１４の本数及びピッチは、センサ部１０のサイズや必要とする検出精度等に応じて適宜設定される。
また、図１の例では、送信導体群１１において、受信部３０が接続される側の送信導体１２からそのインデックスｎを「１」〜「６４」とし、以下では、適宜、各インデックスｎに対応する送信導体１２を送信導体Ｙｎとも記す。また、図１の例では、受信導体群１３において、送信部２０が接続される側に対して遠い側の受信導体１４からそのインデックスｍを「１」〜「１２８」とし、以下では、適宜、各インデックスｍに対応する受信導体１４を受信導体Ｘｍとも記す。
送信部２０は、主に、送信導体群１１に所定チップ長の直交符号を供給する。この例では、直交符号の一例として拡散符号（符号列）が採用されており、拡散符号（符号列）を供給する拡散符号供給回路２１（符号列信号生成回路）で構成される。なお、後述するように、本実施形態では、６３チップ長の拡散符号を送信導体群１１に供給する。
図３に、拡散符号供給回路２１の概略構成、並びに、拡散符号供給回路２１と拡散符号生成回路４０、制御回路５０及び送信導体群１１との接続関係を示す。拡散符号供給回路２１は、シフトレジスタ２２と、補償信号生成回路２３とを備える。シフトレジスタ２２は、並列（パラレル）入出力型のシフトレジスタであり、本実施形態では６３個のフリップフロップ２２ａ（レジスタ）が多段接続されて構成される。
各フリップフロップ２２ａは、制御回路５０に接続され、制御回路５０から供給される送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及びクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄは、拡散符号生成回路４０から出力される６３ビット（チップ）の拡散符号をシフトレジスタ２２に入力するタイミングを制御する信号であり、本実施形態では、後述するように、６３ビット（チップ）のデータが、送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄの入力に基づいて、各フリップフロップ２２ａに同時に入力される。クロック信号Ｓｃｌｋは、１チップ周期のクロック信号である。
各フリップフロップ２２ａは、保持された１チップ長の信号（符号）をクロック信号Ｓｃｌｋをトリガーとして１チップ周期毎に次段のフリップフロップ２２ａにシフトする。また、各フリップフロップ２２ａの出力端子は対応する送信導体１２に接続されており、各フリップフロップ２２ａが保持した１チップ長の信号を次段のフリップフロップ２２ａにシフトする際に、その信号を対応する送信導体１２に出力する。なお、ＣＤＭＡを採用した無線通信世界では一般的にはチップという表現が見受けられる。また、最終段のフリップフロップ２２ａ（Ｄｔ６３）の出力信号は、初段のフリップフロップ２２ａ（Ｄｔ１）に供給される構成を備えることで、６３ビットから成る符号列が巡回的に使用される。
なお、図３の例では、拡散符号生成回路４０から出力される拡散符号の１チップ目の符号ＰＮ１〜６３チップ目の符号ＰＮ６３がそれぞれ入力されるフリップフロップ２２ａのインデックスｉをそれぞれ「１」〜「６３」とし、以下では、適宜、インデックスｉに対応するフリップフロップ２２ａをＤｔｉとも記す。
補償信号生成回路２３は、指示体がセンサ部１０上に存在しない場合に、各受信導体１４で検出される電流が均衡（例えば零）するように調整するための補償信号（補償用信号）を生成し、所定の送信導体１２にその補償信号を出力する。本実施形態では、補償信号生成回路２３の出力端子を受信部３０の接続位置に対し最も遠い位置に配置された送信導体１２、すなわち、送信導体Ｙ６４に接続する。このような補償信号を送信導体１２の一つに出力する理由は、次の通りである。
送信導体１２に供給される拡散符号のチップ長は、後述するように、奇数（４Ｎ−１：Ｎは２以上の整数）であり、拡散符号の１チップ毎のレベル状態（ＨｉｇｈまたはＬｏｗ）の信号値を足し合わせると、Ｌｏｗレベル状態の信号値になるという性質を有する。それゆえ、拡散符号の符号長（チップ数）と同じ本数の送信導体１２のそれぞれに、位相を１チップ長分ずらした拡散符号を供給した場合、補償信号を供給しないとすれば受信導体１４から出力される電流値は、Ｌｏｗレベル状態の信号値に対応した値となる。
そこで、本実施形態では、拡散符号が供給されない送信導体１２（送信導体Ｙ６４）に、各受信導体１４から出力される電流値の総和が零となるような補償信号を送信導体Ｙ６４に供給する。具体的には、Ｈｉｇｈレベル状態の信号値に対応した補償信号を送信導体Ｙ６４に供給する。これにより、受信の際に生じ得る検出レベルのオフセットを補償することができる。従って、指示体がセンサ部１０上に存在する場合、指示体の位置における電流の変動量に対応した信号を首尾良く検出することができ、指示体の検出感度が高くすることができる。なお、本実施形態の位置検出の詳細な原理は後で詳述する。
拡散符号供給回路２１を上述のような構成にすることにより、フリップフロップＤｔ１からＤｔ６３に向かって１チップ長ずつ位相のずれた拡散符号が送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に供給される。換言すれば、送信導体Ｙ１、Ｙ２、…、Ｙ６３には、それぞれ、同位相（Ｐｈ１）、１チップの位相差（Ｐｈ２）、…、６２チップの位相差（Ｐｈ６３）有する拡散符号が供給される。
なお、送信導体１２が６３本で構成されている場合には、補償信号を送信導体１２に供給せず、後述する信号検出回路３１に直接入力する。また、拡散符号の符号長（チップ長）が送信導体１２の本数より大きい場合には、送信導体１２に供給されない拡散符号及び補償信号は、後述する信号検出回路３１に直接入力する。
拡散符号生成回路４０は、チップ長が４Ｎ−１（Ｎは２以上の整数）の拡散符号を生成する。本実施形態では、拡散符号生成回路４０は、チップ長が「６３」の拡散符号を生成する。なお、拡散符号生成回路４０で生成する拡散符号のチップ数は、送信導体１２の本数や、後述する送信導体群１１のエリア分割数等に応じて適宜設定される。なお、通常は、拡散符号のチップ長は、拡散符号が供給される送信導体１２の本数と同数あるいはそれ以上の値に設定される。これは、拡散符号が供給される送信導体１２のそれぞれの導体間で位相が同じ拡散符号が存在しないようにするためである。
また、拡散符号生成回路４０の出力端子は、図３に示すように、拡散符号供給回路２１内の各フリップフロップ２２ａに接続される。そして、拡散符号生成回路４０で生成した拡散符号の１チップ目の符号ＰＮ１から６３チップ目の符号ＰＮ６３が送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄの入力タイミングにてそれぞれフリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ６３の入力端子にそれぞれ同時的に供給される。
図１に戻り、受信部３０は、信号検出回路３１と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換回路３２（アナログ・デジタル変換回路）と、相関値算出回路３３とを備える。
信号検出回路３１は、受信導体１４から出力された電流信号を取得し、その電流信号を電圧信号に変換するとともに増幅する。信号検出回路３１は、例えば受信導体１４と同数のＩ／Ｖ（電流／電圧）変換回路を備える。図４に、Ｉ／Ｖ変換回路の回路構成を示す。Ｉ／Ｖ変換回路３１ａは、１入力１出力の増幅器３１ｂ（オペアンプ：Operational Amplifier）と、コンデンサ３１ｃと、抵抗３１ｄとを並列接続して構成する。
なお、本実施形態では、上述のように、信号検出回路３１内に受信導体１４と同数のＩ／Ｖ変換回路３１ａを設ける例を説明したが、本発明はこれに限定されない。図５に、信号検出回路３１の別の構成例を示す。図５に示す例では、信号検出回路３１内に、スイッチ等からなる時分割動作する受信導体選択回路３１ｆをＩ／Ｖ変換回路３１ａと受信導体群１３との間に設ける。図５に示す信号検出回路３１では、受信導体選択回路３１ｆで所定時間毎に受信導体１４を順次切替えてＩ／Ｖ変換回路３１ａに選択的に接続する。信号検出回路３１を、このような構成にすると、受信部３０内には、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａ及びそれより後段に配置される後述の回路群を共有できる。それゆえ、この場合には受信部３０の回路構成がより簡易になる。
図１におけるＡ／Ｄ変換回路３２は、信号検出回路３１に接続され、信号検出回路３１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路３２は、例えば受信導体１４と同数のＡ／Ｄ変換器３２ａで構成される。図４に示すように、各Ａ／Ｄ変換器３２ａの入力端子は信号検出回路３１内の対応する一つのＩ／Ｖ変換回路３１ａの出力端子に接続される。なお、Ａ／Ｄ変換器３２ａの入力端子は、複数のＩ／Ｖ変換回路３１ａの出力端子にスイッチなどの切替回路を介して選択的に接続されてもよい。この構成によれば、Ａ／Ｄ変換器３２ａを時分割動作させることで、Ａ／Ｄ変換器３２ａを共用することもできる。
また、本実施形態のＡ／Ｄ変換器３２ａは、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａから出力された信号を１ワードが複数ビット（例えば１０ビット等）から成るデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換器である。
図１における相関値算出回路３３は、Ａ／Ｄ変換回路３２に接続され、Ａ／Ｄ変換回路３２からの出力信号と、拡散符号生成回路４０で生成される拡散符号と同じ拡散符号の相関値を算出する。相関値算出回路３３は、受信導体１４と同数の相関回路（相関検出回路）と、相関値記憶回路（メモリ回路）とで構成される。そして、図４あるいは図５に示すように、各相関回路の入力端子は、Ａ／Ｄ変換回路３２内の対応する一つのＡ／Ｄ変換器３２ａの出力端子に接続される。
図６に、相関回路及び相関値記憶回路の構成、並びに、それらの回路とＩ／Ｖ変換回路３１ａ、Ａ／Ｄ変換器３２ａ、拡散符号生成回路４０、制御回路５０との接続関係を示す。相関値記憶回路３３ｍは、相関回路３３ａの出力端子に接続される。
相関回路３３ａは、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力されたデジタル信号と、拡散符号生成回路４０から出力される拡散符号と同じ符号を用いて相関値を算出して出力する。
相関回路３３ａは、主に、第１のシフトレジスタ３３ｂと、第２のシフトレジスタ３３ｄと、相関器３３ｆとで構成される。
なお、図６の例では、第２のシフトレジスタ３３ｄ内において、Ａ／Ｄ変換器３２ａ側に最も近い位置のフリップフロップ３３ｅから最も遠い位置のフリップフロップ３３ｅのインデックスをそれぞれ「１」〜「６３」する。そして、以下では、適宜、インデックスｉに対応するフリップフロップ３３ｅをＤｒｉとも記す。
第１のシフトレジスタ３３ｂは、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力される１ワードが複数ビットから構成されているワードが順次供給される、直列（シリアル）入力型のシフトレジスタであり、複数のフリップフロップ３３ｃを多段接続して構成される。なお、本実施形態では、第１のシフトレジスタ３３ｂは、拡散符号の符号長と同数、すなわち６３個のフリップフロップ３３ｃを多段接続して構成される。
また、各フリップフロップ３３ｃには、マルチビット、例えば１ワードが１０ビットで構成される情報を保持できるフリップフロップを用いる。各フリップフロップ３３ｃは、制御回路５０から供給される１チップ周期のクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。そして、各フリップフロップ３３ｃは、保持する１チップ毎の信号を１チップ周期毎に、次段のフリップフロップ３３ｃに出力する。
第２のシフトレジスタ３３ｄは、並列（パラレル）入力型のシフトレジスタであり、複数のフリップフロップ３３ｅを多段接続して構成される。なお、本実施形態では、第２のシフトレジスタ３３ｄを、拡散符号の符号長と同数、すなわち６３個のフリップフロップ３３ｅを多段接続して構成する。
また、各フリップフロップ３３ｅには、フリップフロップ３３ｃと同様に、マルチビット、例えば１ワードが１０ビットで構成される情報を保持できるフリップフロップを用いる。各フリップフロップ３３ｅは、制御回路５０から供給される受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄ及びクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄは、第１のシフトレジスタ３３ｂから出力される信号を第２のシフトレジスタ３３ｄに入力するタイミングを制御する信号であり、本実施形態では、後述するように６４チップ周期で受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄが各フリップフロップ３３ｅに入力される。すなわち、第２のシフトレジスタ３３ｄは、受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄに対応して、第１のシフトレジスタ３３ｂを構成する各フリップフロップ３３ｃの出力される拡散符号の符号長（６３チップ）に対応した６３ワードのデータを並列データとして受信し保持する。また、クロック信号Ｓｃｌｋは、１チップ周期のクロック信号である。
また、各フリップフロップ３３ｅの出力端子は、次段のフリップフロップ３３ｅ及び後述する相関器３３ｆ内の対応する積算器３３ｇに接続されている。各フリップフロップ３３ｅは、保持した信号を１チップ周期毎に次段のフリップフロップ３３ｅにシフトすると共に、相関器３３ｆ内の対応する積算器３３ｇに出力する。また、第２のシフトレジスタ３３ｄを構成する最終段のシフトレジスタＤｒ６３から出力される信号は初段のシフトレジスタＤｒ１に帰還する構成を有している。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力される各ワードが順次第１のシフトレジスタ３３ｂに供給される。拡散符号の符号長に対応したワード数が第１のシフトレジスタ３３ｂに保持されると、受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄに対応して第１のシフトレジスタ３３ｂに保持された６３ワードの信号が第２のシフトレジスタ３３ｄに同時的に転送される。第２のシフトレジスタ３３ｄに保持されたデータは、相関器３３ｆにて、拡散符号生成回路４０から出力される拡散符号との相関処理が行われる。なお、相関器３３ｆに供給されたクロック信号Ｓｃｌｋに基づいて、第２のシフトレジスタ３３ｄから供給される拡散符号と拡散符号生成回路４０から出力される拡散符号と同じ拡散符号との間で互いの符号パターンが１チップ単位で順次シフトされることで両者の相関が求められる。この構成を備えることで、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力される各ワードを順次第１のシフトレジスタ３３ｂへ保持できるとともに、第２のシフトレジスタ３３ｄは第１のシフトレジスタ３３ｂへのデータ保持動作とは独立して相関演算を行うことができる。
本実施形態では、上述のように、シフトレジスタを２段構成にする。これにより、第２のシフトレジスタ３３ｄに保持された情報を用いて相関値を算出する処理と、相関値算出に必要な検出信号を第１のシフトレジスタ３３ｂに取り込む処理を独立させることができる。すなわち、上述のようにシフトレジスタを２段構成にすることにより、高速に、かつ拡張性を備えた位置検出が可能になる。
また、図７に、相関器３３ｆの概略構成を示す。相関器３３ｆは、主に、複数の積算器３３ｇと、加算器３３ｈとで構成される。本実施形態では、拡散符号の符号長と同数、すなわち、６３個の積算器３３ｇを用いる。そして、各積算器３３ｇは、図６に示す第２のシフトレジスタ３３ｄ内の対応する各フリップフロップ３３ｅの出力端子に接続される。なお図７の例では、フリップフロップＤｒ１〜Ｄｒ６３からそれぞれ出力される信号ＰＳ１〜ＰＳ６３が入力される積算器３３ｇをそれぞれ、積算器Ｉ１〜Ｉ６３と記す。また、積算器Ｉ１〜Ｉ６３には、拡散符号生成回路４０で生成された拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）を構成する１チップ目の符号ＰＮ１〜６３チップ目の符号ＰＮ６３がそれぞれ並列入力される。そして、積算器Ｉ１〜Ｉ６３は、例えば拡散符号生成回路４０から出力される１チップ目の符号ＰＮ１〜６３チップ目の符号ＰＮ６３と、第２のシフトレジスタ３３ｄから出力される信号ＰＳ１〜ＰＳ６３とをそれぞれ積算する。
積算器３３ｇの動作をより具体的にすると、例えばｉ段目の積算器Ｉｉにおいて、入力される拡散符号のｉチップ目の符号ＰＮｉがＨｉｇｈレベルの符号であれば、第２のシフトレジスタ３３ｄの出力信号ＰＳｉに「＋１」を掛け合わせる。この場合、積算器Ｉｉは、第２のシフトレジスタ３３ｄの出力信号ＰＳｉをそのまま出力する。一方、ｉ段目の積算器Ｉｉにおいて、入力される拡散符号のｉチップ目の符号ＰＮｉがＬｏｗレベルの符号であれば、第２のシフトレジスタ３３ｄの出力信号ＰＳｉに「−１」を掛け合わせる。この場合、積算器Ｉｉは、第２のシフトレジスタ３３ｄの出力信号ＰＳｉの２の補数を取って出力する。
加算器３３ｈは、複数の積算器３３ｇからの出力信号を加算して、その値を相関値として相関値記憶回路３３ｍに出力する。第２のシフトレジスタ３３ｄから相関器３３ｆに入力される複数の信号ＰＳ１〜ＰＳ６３からなる信号列のレベルパターンが、拡散符号の符号パターンと一致した際には、各積算器Ｉｉから同じ極性の信号が出力されるので、この場合に加算器３３ｈから出力される相関値が最大あるいは最小となる。
なお、本実施形態では、第２のシフトレジスタ３３ｄから相関器３３ｆに入力される各信号は１ワードがマルチビット（例えば１０ビット）である信号であるため、相関値もマルチビットで処理される。従って、相関値の最大値及び最小値だけでなく、その中間値を求めることができる。この場合、後述する補間処理により、クロスポイント以外の位置での相関値を精緻に計算することができ、より精度の高い位置検出が可能になる。
相関値記憶回路３３ｍは、ＲＡＭ（Random Access Memory）等で構成され、相関回路３３ａから出力された相関値を記憶する。また、相関値記憶回路３３ｍでは、入力された各クロスポイントにおける相関値がセンサ部１０全面に対応してマッピングされ、相関値の空間分布（マッピングデータ）が生成される。
図８に、図１に示す位置検出回路３４の概略構成を示す。位置検出回路３４は、主に、補間処理回路３４ａと、位置算出回路３４ｂとで構成される。
補間処理回路３４ａは、相関値記憶回路３３ｍに記憶された各クロスポイントにおける相関値から、クロスポイント間の相関値を算出する。これにより高解像度の相関値のマッピングデータが得られる。なお、本実施形態では、補間処理回路３４ａを備える例を説明するが、本発明はこれに限定されない。例えば、センサ部１０上のクロスポイントの間隔が十分に小さい場合や、高解像度を必要としない用途に本実施形態の指示体検出装置を用いる場合には、補間処理回路３４ａを設けなくてもよい。
位置算出回路３４ｂは、補間処理回路３４ａで算出された相関値のマッピングデータから、所定の閾値を超える相関値の領域を求め、その領域の例えば中心点を指示体の位置として算出する。
図１に示す制御回路５０は、上述した指示体検出装置１００を構成する各部の動作を制御する。具体的には、クロック信号Ｓｃｌｋ、送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及び受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄを適宜生成及び出力して、上記各部の動作タイミングを制御する。
［指示体検出装置の動作］
ここで、上述した指示体検出装置１００を構成する各部の動作の流れを簡単に説明する。図９（ａ）〜（ｇ）に、指示体検出装置１００を構成する各部の動作のタイミングチャートを示す。図９（ａ）〜（ｃ）は、制御回路５０から出力される、クロック信号Ｓｃｌｋ、送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及び受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄの信号波形である。なお、クロック信号Ｓｃｌｋの周期は、拡散符号の１チップ長である。図９（ｄ）は、拡散符号供給回路２１から送信導体１２に拡散符号を送信する際の動作を示すタイミングチャートである。図９（ｅ）は、相関値算出回路３３内の第１のシフトレジスタ３３ｂの動作を示すタイミングチャートであり、図９（ｆ）は、第２のシフトレジスタ３３ｄの動作を示すタイミングチャートである。そして、図９（ｇ）は、相関値算出回路３３内の相関器３３ｆの動作を示すタイミングチャートである。
拡散符号を送信導体１２に供給する際の各部の動作は次の通りである。まず、クロック信号Ｓｃｌｋの所定の立ち上がり時間ｔ０で、制御回路５０から拡散符号供給回路２１に送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄが入力される（図９（ａ）及び（ｂ）参照）。送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄの入力に対応して、拡散符号生成回路４０によって生成された拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）が同時的に拡散符号供給回路２１を構成する各フリップフロップ２２ａに供給される（時刻ｔ０）。次いで、この時刻ｔ０から、送信導体１２への拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）の供給が開始される（図９（ｄ）参照）。そして、送信導体１２への拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）の供給が完了した後の時刻ｔ３にて再度、拡散符号供給回路２１に送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄが入力されることで、送信導体１２への拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）の供給が繰り返し実行される。なお、図３に示すように、本発明においては、シフトレジスタ２２を構成する各フリップフロップ２２ａの最終段のフリップフロップＤｔ６３からの出力を初段のフリップフロップＤｔ１に帰還させる構成を備えており、送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄに対応して散符号生成回路４０によって生成された拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）が同時的に拡散符号供給回路２１に供給された以降においては、拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）が循環的に送信導体１２へ供給される構成を備える。換言すれば、拡散符号生成回路で生成される拡散符号の符号パターンを変更する場合には、送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄによって新たな符号パターンが同時的にシフトレジスタに供給される構成を有している。
また、受信導体１４から信号を検出する際の各部の動作は次の通りである。まず、時刻ｔ１に、制御回路５０は、図１に示す相関値算出回路３３に受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄを入力する（図９（ｃ）参照）。次いで、この時刻ｔ１から、受信導体１４からの信号検出が開始される。相関値算出回路３３内の第１のシフトレジスタ３３ｂはＡ／Ｄ変換器３２ａから供給される検出信号を１チップ周期毎に順次取得し、各フリップフロップ３３ｃを順次シフトさせて保持する（図９（ｅ）参照）。そして、信号の取得開始時刻ｔ１から６３チップ長経過後の時刻ｔ２において、第１のシフトレジスタ３３ｂを構成する各フリップフロップ３３ｃには、６３チップ長から成る拡散符号に対応した検出信号が保持される。
次いで、時刻ｔ２から１チップ長後の時刻ｔ３のタイミングで出力された受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄに対応して、第１のシフトレジスタ３３ｂは、保持した６３チップ長の検出信号を第２のシフトレジスタ３３ｄへ出力する。時刻ｔ３から６３チップ長後の時刻ｔ５まで、第２のシフトレジスタ３３ｄは、第１のシフトレジスタ３３ｂから入力される検出信号を１チップ毎に第２のシフトレジスタ３３ｄに順次保持する（図９（ｆ）参照）。なお、図３の説明で述べた構成と同様に、受信ロード信号Ｓｒｌｏａｄの入力に対応して、第１のシフトレジスタ３３ｂを構成する各フリップフロップ３３ｃからの各出力信号を第２のシフトレジスタ３３ｄを構成する各フリップフロップ３３ｅに同時的に供給する構成を有することもできる。
また、第２のシフトレジスタ３３ｄは、時刻ｔ３のタイミングで、相関器３３ｆへの検出信号の出力を開始し、相関器３３ｆは相関値の算出を開始する。そして、時刻ｔ４から６３チップ長後の時刻ｔ６までの時間では、第２のシフトレジスタ３３ｄから順次読み出された検出信号と拡散符号生成回路４０から供給された拡散符号とがは相関器３３ｆにて順次相関演算されて、その結果が出力される。
［位置検出の原理］
次に、本実施形態の指示体検出装置１００における指示体の検出原理を、図面を参照しながら説明する。上述のように、本実施形態の検出方式はクロスポイント静電結合方式であり、センサ部の送信導体及び受信導体間の静電結合状態の変化に基づいて指示体を検出する。
まず、指１９（指示体）がセンサ部１０上に存在しない場合に受信導体１４で得られる検出信号について説明する。図１０に、指１９がセンサ部１０上に存在しない状態のセンサ部１０の様子を示す。なお、以下の原理説明では、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に、互いが所定の位相差を有する同一の直交符号（ここでは拡散符号で例示する）を供給するものである。このために、図１における拡散符号生成回路４０は、拡散符号そのものを直接に発生させる拡散符号発生回路を備えておらず、ＲＯＭ（Read-Only Memory）などに拡散符号に基づいて生成されたデータを保持しておき、ＲＯＭの読み出しアドレスを制御することで送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に供給するための信号を出力する構成を備えている。
本発明の動作原理を容易に理解できるように、まずは送信導体Ｙ９のみにＰｈ６３から５４チップ長の位相差Ｐｈ９の拡散符号を供給し、受信導体Ｘ１２４のみで、信号を検出する場合を考える。すなわち、送信導体Ｙ９と受信導体Ｘ１２４とのクロスポイント（図１０中の白丸印の格子点）での相関値を算出する場合を考える。図１１（ａ）〜（ｃ）に、この状態における受信導体Ｘ１２４の出力信号、相関演算のために供させる拡散符号及び相関値の関係を示す。
図１１（ｂ）は、相関回路３３ａ内の相関器３３ｆに、拡散符号生成回路４０から入力される相関演算のために供させる拡散符号の波形を示す。なお、図１１（ｂ）に示す相関演算のために供させる拡散符号の波形は、位相に違いはあるものの、各送信導体（Ｙ１〜Ｙ６３）に供給される拡散符号と同じ波形である。また、図１１（ｃ）は、受信導体Ｘ１２４からの信号に基づいて、相関器３３ｆから出力される相関値の時間変化特性（以下、相関特性という）を示す。
指１９がセンサ部１０上に存在しない場合、送信導体Ｙ９に供給される拡散符号は、相関演算のために供させる拡散符号に対して５４チップ分だけ位相が遅れているので、受信導体Ｘ１２４から出力される信号は、図１１（ａ）に示すように、相関演算のために供させる拡散符号（図１１（ｂ））と同様の符号パターンで変化し、且つ、相関演算のために供させる拡散符号に対して５４チップ分だけ位相が遅れた信号となる。
そして、受信導体Ｘ１２４からの信号に基づいて相関器３３ｆで、受信導体Ｘ１２４の出力信号（図１１（ａ））と、相関演算のために供させる拡散符号（図１１（ｂ））との相関をとると、図１１（ｃ）に示すように、その相関特性６０は、５４チップの位相差に対応する遅延時間５４τ（τ：１チップ分の位相差に対応する遅延時間）で相関値のピーク「＋６３」が求められ、それ以外の時間では、相関値は「−１」として求められる。
図１２は、指１９がセンサ部１０上に存在しない場合において、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に、それぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３を有する拡散符号が同時に供給された場合の相関器３３ｆから出力される相関値の特性を示す。受信導体Ｘ１２４に接続された相関器３３ｆから得られる相関特性は、受信導体Ｘ１２４と、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３のそれぞれとの間のクロスポイントで得られる各相関特性を時間的に重ね合わせたものとなる。
図１２中の破線で示した特性６１が、受信導体Ｘ１２４と、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３のそれぞれとの間のクロスポイントで得られる各相関特性である。図６を参照して説明したように、第２のシフトレジスタ３３ｄから出力される検出信号（ＰＳ１〜ＰＳ６３）と拡散符号生成回路４０から供給される拡散符号の信号（ＰＮ１−ＰＮ６３）とが相関器３３ｆに供給されて、一方の信号に対し他方の信号を６３回、順次シフトさせ図７に示すように積算器３３ｇにて各信号を積算する。積算器３３ｇで得られた結果は加算器３３ｈにて加算されて相関器３３ｆの出力信号として相関器記憶回路３３ｍに供給される。すなわち、各クロスポイント（拡散符号の各位相差）に対応したピーク位置の異なる相関特性６１が得られるが、その時点における他のクロスポイントにおいては非相関であるため、図１２中の破線で示す各相関特性６１（例えば、所定のクロスポイントにおいて相関値：＋６３）に他のクロスポイントにおける相関特性（例えば、他の６２クロスポイントの各々において相関値：−１及び後述する補償信号に基づく補正値：＋１）を合成すると、図１２中の太実線で示す特性６２となり、指１９がセンサ部１０上に存在しない場合においては、相関器から出力される相関値は時間軸上平坦な特性となる。なお、単純に、受信導体Ｘ１２４と、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３のそれぞれとの間のクロスポイントで得られる各相関特性６１を重ね合わると、その特性は相関値が「−１」とされる平坦な特性が得られるが、本実施形態では、直交符号として例示的に使用した拡散符号の符号長（チップ長）：６３に対応して備えられた６３本の送信導体とは別に、補償信号を供給するための送信導体Ｙ６４を設けている。この補償信号を供給するための送信導体Ｙ６４を備え、この送信導体にＹ６４に適宜補償信号を供給することで、図１２に示すように、相関器３３ｆから実際に出力される相関値の相関特性６２は、相関値：０の平坦な特性に調整されている。
次に、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に、それぞれ所定の位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３を有する拡散符号が同時に供給された状態で、送信導体Ｙ９及び受信導体Ｘ１２４間のクロスポイント上に、指１９が置かれた場合を考える。図１３に、そのような状態におけるセンサ部１０の様子を示す。この場合、送信導体Ｙ９及び受信導体Ｘ１２４間の静電結合状態が変化し、受信導体Ｘ１２４に流れる電流が減少するなどの変化が生じる。この現象の様子を図１４（ａ）及び（ｂ）に示す。
図１４（ａ）及び（ｂ）は、センサ部１０上に指１９が存在する場合及びしない場合における送信導体１２及び受信導体１４間の静電結合状態を示す図である。センサ部１０上に指１９が存在しない場合には、第１ガラス板１５に配置された送信導体１２及び第２ガラス板１７に配置された受信導体１４間はスペーサ１６を介して容量結合しており、送信導体１２から出た電界は受信導体１４に収束する（図１４（ａ）参照）。一方、センサ部１０上に指１９が存在する場合には、受信導体１４は、送信導体１２だけでなく、指１９を介してグラウンドと容量結合した状態となる（図１４（ｂ）参照）。このような状態では、送信導体１２から出た電界の一部は、指１９に収束し、送信導体１２及び受信導体１４間に流れる電流の一部が指１９を介してグラウンドに分流する。その結果、受信導体１４に流入する電流が減少するといった変化が生じる。
それゆえ、図１３に示すように、送信導体Ｙ９と受信導体Ｘ１２４との間のクロスポイント上に、指１９が置かれた場合には、そのクロスポイントを流れる電流が少なくなるといった変化が生じる。この場合、図１１（ｃ）に示す、送信導体Ｙ９と受信導体Ｘ１２４とのクロスポイントにおける相関特性６０の遅延時間５４τでのピーク値が小さくなる。その結果、受信導体Ｘ１２４に接続された相関器３３ｆで得られる相関特性は、遅延時間５４τで相関値が低下する。図１５に、送信導体Ｙ９及び受信導体Ｘ１２４間のクロスポイント上に指１９が置かれた場合における、受信導体Ｘ１２４からの信号に基づいて相関器３３ｆから得られる相関特性６３を示す。この場合、相関特性６３は、遅延時間５４τにおいてマイナスのピーク値が現れ、それ以外の時間では、送信導体Ｙ９及び受信導体Ｘ１２４間のクロスポイントで変化した電流値の影響に対応した所定の相関値が得られる。
また、図１５に示す相関特性６３において、相関演算のために供させる拡散符号を基準とした場合の遅延時間０〜６２τにおける相関値の値が、受信導体Ｘ１２４と、送信導体Ｙ６３〜Ｙ１のそれぞれとの間の各クロスポイントにおける相関値に対応する。従って、上記原理に従って、各受信導体１４で相関特性を求めることで、センサ部１０の全クロスポイントにおける相関値を得ることができる。すなわち、センサ部１０の指示体の検出可能領域に対応した相関値をマッピングすることができ、相関値の空間分布として求めることができる。例えば図１３に示す例では、送信導体Ｙ９と受信導体Ｘ１２４とのクロスポイント付近において、相関値がマイナスの大きなピーク領域が生成される。そして、その相関値の空間分布において、所定の閾値より相関値が小さい領域を特定することにより、センサ部１０上の指１９の位置（座標）を検出することができる。なお、この相関値のマッピングデータは、上述したように、相関値算出回路３３内の相関値記憶回路３３ｍにて記憶される。
次に、１本の指１９がセンサ部１０の複数のクロスポイント上に置かれている場合の位置検出の原理を図１６及び１７を参照しながら説明する。なお、ここでは、説明を簡略化するため、図１６に示すように、受信導体Ｘ１２４と送信導体Ｙ１〜Ｙ４との間の複数のクロスポイントに渡って１本の指１９が置かれている場合を考える。また、図１７には、図１６の状態において受信導体Ｘ１２４からの信号に基づいて相関器３３ｆから得られる相関特性６５を示す。なお、図１６に示す例においても、相関演算に供せられる拡散符号を基準とした場合に０チップ長（同位相）の位相差Ｐｈ１〜６２チップ長の位相差Ｐｈ６３を有する拡散符号をそれぞれ送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に同時供給するものとする。
図１６に示す状態では、受信導体Ｘ１２４と、送信導体Ｙ１〜Ｙ４のそれぞれとの間に形成される複数のクロスポイントにおいて、受信導体Ｘ１２４に流入する電流が減少するなどの変化が生じる。この場合、指１９が接触しているクロスポイントで得られる各相関特性のピーク値が小さくなる。より具体的には、受信導体Ｘ１２４及び送信導体Ｙ４間のクロスポイントから得られる相関特性で現れる相関値のピーク値が小さくなる遅延時間を基準（＝０）とすると、受信導体Ｘ１２４及び送信導体Ｙ１間のクロスポイントから得られる相関特性では、遅延時間３τで相関値のピーク値が小さくなる。また、受信導体Ｘ１２４及び送信導体Ｙ２間のクロスポイントから得られる相関特性では、遅延時間２τで現れる相関値のピーク値が小さくなる。さらに、受信導体Ｘ１２４及び送信導体Ｙ３間のクロスポイントから得られる相関特性では、遅延時間τで現れる相関値のピーク値が小さくなる。図１７中の破線に示す特性はこれらの各クロスポイントで得られる相関特性６４を示す。
図１６に示す状態では、遅延時間０〜３τに渡って相関値がマイナスになる領域が現れ、３τ以降の時間領域では、指１９が置かれた各クロスポイントで変化した電流値の影響に対応した所定の値となるような相関特性６５（図１７中の太実線）が得られる。
そして、図１６に示す状態において、相関値をセンサ部１０の指示体の検出可能領域に対応してマッピングして、相関値の空間分布を求めると、所定の閾値より相関値が小さくなる領域が複数のクロスポイントに渡って連続的に得られる。その結果、指１９が置かれている領域を検出することができる。
この場合、所定の閾値より相関値が小さい領域が複数のクロスポイントに渡って連続的に形成されるので、指１９が置かれている位置だけでなく、センサ部１０上の置かれている指１９の形状を推定することも可能になる。すなわち、本実施形態では、センサ部１０上に配置された指示体１９が指示する位置だけでなく、指示体１９のセンサ部１０上での形状を推定することができる。例えば、センサ部１０上、手のひらを載せた場合には、手のひらの形状を推定することが可能になる。
［位置検出の処理手順］
次に、本実施形態の指示体検出装置１００における位相多重送信方式の位置検出処理の手順を、図面を参照しながら説明する。図１８に、本実施形態における指示体の位置検出の手順を説明するためのフローチャートを示す。
図３を参照し、拡散符号生成回路４０は、所定の符号長（チップ長）の拡散符号を生成する（ステップＳ１）。本実施形態では、６３チップ長の拡散符号を生成する。次いで、拡散符号生成回路４０は、生成した拡散符号を拡散符号供給回路２１に供給する。拡散符号供給回路２１は、拡散符号供給回路２１内の互いがパラレル接続されたフリップフロップ２２ａから構成されるシフトレジスタ２２により、各送信導体１２に供給する種々の位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３を有する複数の拡散符号を生成する（ステップＳ２）。拡散符号供給回路２１は、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３にそれぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３の拡散符号を同時に供給する（ステップＳ３）。この際、拡散符号供給回路２１内の補償信号生成回路２３は、拡散符号（Ｐｈ１〜Ｐｈ６３）を構成する６３の信号に所定の補償信号を加算した結果が同一となるように補償信号が生成されて送信導体Ｙ６４に供給される。
次いで、図１を参照し、受信部３０は、全受信導体１４のそれぞれからの出力電流を検出する（ステップＳ４）。具体的には、まず、信号検出回路３１は、受信導体１４のそれぞれから得られる電流信号を電圧信号に変換して増幅し、その増幅信号をＡ／Ｄ変換回路３２に出力する。この際、図４に示すように、各受信導体１４に接続されたＩ／Ｖ変換回路３１ａで電流信号を電圧信号に変換して増幅する。
次いで、Ａ／Ｄ変換回路３２は、入力された電圧信号をＡ／Ｄ変換する（ステップＳ５）。この際、受信導体１４のそれぞれから検出した信号を各Ｉ／Ｖ変換回路３１ａに接続されたＡ／Ｄ変換器３２ａで、Ａ／Ｄ変換する。また、この際、Ａ／Ｄ変換回路３２は、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａから出力された電圧信号を１ワード（１符号）が複数ビット（例えば１０ビット等）から成るデジタル信号に変換する。そして、Ａ／Ｄ変換回路３２は、変換したデジタル信号を相関値算出回路３３に出力する。
次いで、相関値算出回路３３は、入力されたデジタル信号と、送信導体に供給する拡散符号と同じ拡散符号との相関値を算出する（ステップＳ６）。具体的には、各受信導体１４にＡ／Ｄ変換器３２ａ等を介して接続された各相関回路３３ａ内の第１のシフトレジスタ３３ｂ、第２のシフトレジスタ３３ｄ及び相関器３３ｆが、例えば図９で説明したタイミングチャートに従って動作し、受信導体１４で検出した信号と相関演算のための拡散符号との相関演算が行われることで、相関特性が求められる。
相関値算出回路３３は、受信導体１４のそれぞれに対して算出した相関特性を相関器記憶回路３３ｍに記憶し（ステップＳ７）、相関値のマッピングデータ（空間分布）を生成する。なお、本実施形態では、上述のように相関回路３３ａは、マルチビットで情報を保持及び処理を行うことができるので、相関値記憶回路３３ｍに記憶される相関値の値も２値ではなく、マルチビット（例えば１０ビット等）の多値情報として記憶される。これにより、高解像度を備えた相関値の空間分布を生成することができる。
次いで、図８に示されるように、相関値記憶回路３３ｍは、記憶された相関値のマッピングデータを位置検出回路３４内の補間処理回路３４ａに出力する。補間処理回路３４ａは、入力された相関値のマッピングデータからクロスポイント以外の位置における相関値を補間演算処理により算出する（ステップＳ８）。これにより、クロスポイント以外の位置での相関値を求めることができ、一層の高解像度を備えた相関値の空間分布が得られ、これにより高精度の位置検出が可能になる。
そして、位置検出回路３４内の位置算出回路３４ｂは、ステップＳ８で得られた補間処理後の相関値のマッピングデータから、所定の閾値を超える相関値の領域を検出し、指示体の位置を特定する（ステップＳ９）。
本実施形態では、このようにしてセンサ部１０上に配置された指示体の位置検出を行う。なお、図５に示す例で説明したように、信号検出回路３１内に受信導体選択回路３１ｆを設け、受信導体選択回路３１ｆで所定時間毎に受信導体１４を順次切替えて電流信号を検出する場合には、受信導体選択回路３１ｆで所定時間毎に受信導体１４を順次切替えながら、上述したステップＳ４〜Ｓ７の処理を繰り返す。
上述のように、本実施形態では、全ての送信導体１２に互いに位相差の異なる拡散符号を同時供給（多重位相送信）し、受信導体１４で指示体の位置を検出する。すなわち、送信導体１２及び受信導体１４で形成される全てのクロスポイントに対して位置検出処理を行う。それゆえ、送信部ではそれぞれの送信導体に同時的に拡散信号を供給し、受信部では各受信導体単位で信号を受信することで各クロスポイントにおける静電結合の変化を検出することができるために高速に処理できる。
また、本実施形態の受信部３０では、検出した信号の処理をマルチビットで処理できる。さらに、本実施形態では、補間処理によりクロスポイント以外の位置での相関値を求めることができる。それゆえ、本実施形態によれば、より高精度の位置検出が可能になる。
また、上記実施形態では、指示体の位置を検出する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。本実施形態の指示体検出装置１００を、相関値のマッピングデータから指示体がセンサ部上に存在するか否かを認識する装置として用いることができる。なお、この場合には、位置検出回路３４を設けなくてよい。
［変形例１］
上記第１の実施形態では、相関器３３ｆ及び送信導体１２に供給する拡散符号は、拡散符号生成回路４０及び拡散符号供給回路２１内のシフトレジスタを用いて生成する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。送信部に、ＲＯＭ、あるいはＡＮＤ回路、ＯＲ回路、インバータ、フリップフロップなどの論理回路を組み合わせて所定の論理機能を構成したランダムロジック等からなる記憶回路を設け、その記憶回路から送信導体１２に供給すべきデータを保持し、読み出すようにすることで実現できる。また、互いに位相差の異なる拡散符号を予め記憶しておき、位置検出時に、所定のシーケンスに従って記憶回路から各拡散符号に基づいた信号を送信導体または相関器に供給してもよい。変形例１では、そのような指示体検出装置の一構成例を説明する。
図１９に、変形例１の指示体検出装置の概略構成を示す。なお、図１９において、第１の実施形態の指示体検出装置（図１）と同じ構成には、同じ符号で示す。
この例の指示体検出装置１０１では、送信部１０２の拡散符号供給回路１０３内に送信導体１２に供給すべき符号列が記憶された記憶回路１０４を設ける。記憶回路１０４は、ＲＯＭ等から構成され、予め、位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３の拡散符号、及び、相関値算出回路３３内の相関器３３ｆに供給する相関演算用拡散符号が記憶される。そして、位置検出時には、所定のシーケンスに従って、記憶回路１０４から位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３の拡散符号が、それぞれの送信導体Ｙ１〜Ｙ６３に供給され、相関演算用拡散符号が相関器３３ｆに供給される。その後は、第１の実施形態と同様にして位置検出を行うことができる。このような構成にすると、第１の実施形態の指示体検出装置１００で用いられていた拡散符号生成回路４０及び拡散符号供給回路２１内のシフトレジスタ２２が必要なくなる。
なお、この例の指示体検出装置１０１では、拡散符号供給回路１０３内に記憶回路１０４を設けたこと、拡散符号生成回路４０及び拡散符号供給回路２１内のシフトレジスタ２２を設けないこと以外は、第１の実施形態と同様の構成である。
上述のように、この例によれば、種々の拡散符号を生成するための拡散符号生成回路４０及び拡散符号供給回路２１内のシフトレジスタ２２を用いる必要がなくなるので、指示体検出装置１０１の構成をより簡易にすることができる。
なお、この例では、種々の拡散符号を記憶する記憶回路１０４を拡散符号供給回路１０３の内部に設ける例を説明したが、本発明はこれに限定されず、記憶回路１０４を拡散符号供給回路１０３の外部に設けてもよい。
＜２．第２の実施形態＞
上記第１の実施形態では、拡散符号を直接、送信導体群１１に供給する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。拡散符号に対して所定の変調を施し、その変調した信号を送信導体群１１に供給してもよい。第２の実施形態では、送信導体群１１に供給する拡散符号をＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調する構成例を説明する。
［ＰＳＫ変調］
図２０（ａ）及び（ｂ）に、拡散符号のＰＳＫ変調前後の波形を示す。なお、図２０（ａ）がＰＳＫ変調前の拡散符号の波形であり、図２０（ｂ）がＰＳＫ変調後の拡散符号の波形である。
本実施形態では、変調前の拡散符号のクロック周期（チップ周期）の２倍のクロック周期の信号で、拡散符号をＰＳＫ変調する例を説明する。なお、本発明は、これに限定されず、変調時のクロック周期とチップ周期との比は用途等に応じて適宜変更可能である。この例のＰＳＫ変調では、変調前の拡散符号（図２０（ａ））において、信号レベルがＨｉｇｈのときは、Ｌｏｗから始まるタイミングで位相を反転させ、信号レベルがＬｏｗのときは、Ｈｉｇｈから始まるタイミングで位相を反転させることによりＰＳＫ変調信号（図２０（ｂ））を得る。
［指示体検出装置の構成］
本実施形態の指示体検出装置では、送信部の拡散符号供給回路内に拡散符号に対してＰＳＫ変調を施す処理回路を設け、受信部の相関回路内にＰＳＫ変調された拡散符号を復調する処理回路を設ける。それ以外の構成は、第１の実施形態（図１）と同様である。それゆえ、ここでは、送信部の拡散符号供給回路及び受信部の相関回路以外の構成についての説明は省略する。
図２１に、本実施形態の拡散符号供給回路の概略構成、並びに、拡散符号供給回路と拡散符号生成回路４０、制御回路５０及び送信導体群１１との接続関係を示す。なお、図２１において、第１の実施形態の拡散符号供給回路２１（図３）と同じ構成には、同じ符号で示す。
拡散符号供給回路１１０は、ＰＳＫ変調回路１１１（信号変調回路）と、シフトレジスタ１１２と、補償信号生成回路２３とを備える。なお、補償信号生成回路２３は、上記第１の実施形態と同様の構成である。
ＰＳＫ変調回路１１１は、拡散符号生成回路４０と、シフトレジスタ１１２との間に設けられる。ＰＳＫ変調回路１１１は、通信技術の分野で従来用いられているＰＳＫ変調回路で構成することができる。ＰＳＫ変調回路１１１は、拡散符号生成回路４０で生成された６３チップ長の拡散符号に対して位相変調を施す。この際、本実施形態では、上述のように、第１実施形態の２倍のクロック信号を用いてＰＳＫ変調を施すので、ＰＳＫ変調回路１１１は、１拡散符号（６３チップ長）当たり１２６クロック長の変調信号を生成する。そして、ＰＳＫ変調回路１１１は、変調後の信号を構成する各１クロック長の信号をシフトレジスタ１１２内の対応するフリップフロップに並列出力する。
シフトレジスタ１１２は、並列（パラレル）入出力型のシフトレジスタであり、本実施形態では、１２６個のフリップフロップ１１２ａが多段接続されて構成される。また、シフトレジスタ１１２は、２つのフリップフロップ１１２ａ間隔に出力端子を備え、各出力端子は対応する送信導体群１１を構成する送信導体１２のそれぞれに接続される。すなわち、シフトレジスタ１１２は、２つのフリップフロップ１１２ａ毎に出力される信号（１チップ長の信号に対応）を送信導体群１１に並列出力する。
各フリップフロップ１１２ａは、制御回路５０に接続され、制御回路５０から供給される送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及びクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄは、ＰＳＫ変調回路１１１から出力される変調信号をシフトレジスタ１２２に入力するタイミングを制御する信号である。本実施形態では、１２８クロック周期（６４チップ周期）で各フリップフロップ１１２ａに同時的に入力される。また、クロック信号Ｓｃｌｋは、１／２チップ周期のクロック信号である。なお、各フリップフロップ１１２ａは、保持された１クロック長の変調信号を１クロック周期毎に次段のフリップフロップ１１２ａに順次シフトする。
図２２に、本実施形態の相関回路及び相関値記憶回路の構成、並びに、それらの回路と、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａ、Ａ／Ｄ変換器３２ａ及び拡散符号生成回路４０との接続関係を示す。なお、図２２において、第１の実施形態の相関回路３３ａ及び相関値記憶回路３３ｍ（図６）と同じ構成には、同じ符号で示す。
相関回路１１５は、主に、ＰＳＫ復調回路１１６（信号復調回路）と、第１のシフトレジスタ３３ｂと、第２のシフトレジスタ３３ｄと、相関器３３ｆとを備える。ＰＳＫ復調回路１１６以外の構成は、第１の実施形態と同様である。
ＰＳＫ復調回路１１６は、Ａ／Ｄ変換器３２ａと、第１のシフトレジスタ３３ｂとの間に設けられる。ＰＳＫ復調回路１１６は、通信技術の分野で従来用いられているＰＳＫ復調回路で構成することができる。ＰＳＫ復調回路１１６は、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力されたデジタル信号に対してＰＳＫ復調を施す。そして、ＰＳＫ復調回路１１６は、復調した信号、すなわち、元の拡散符号を第１のシフトレジスタ３３ｂに出力する。その後は、相関回路１１５は、第１の実施形態と同様に、相関器３３ｆで復調した信号と相関演算用拡散符号との相関値を算出し、その相関値を相関値記憶回路３３ｍに出力する。
上述のように、本実施形態では、互いに位相差の異なる複数の拡散符号をそれぞれＰＳＫ変調し、それらの変調信号を送信導体群１１に同時的に供給（多重位相送信）し、受信導体１４のそれぞれにて指示体の位置検出を行う。それゆえ、本実施形態では、第１の実施形態と同様の効果が得られる。
さらに、本実施形態では、送信導体１２に供給する拡散符号をＰＳＫ変調する際、拡散符号のチップ周期より短い周期のクロック信号を用いる。この場合、受信部で拡散符号を復調した際、復調した拡散符号の立ち上がり及び立ち下がり時の信号遷移の頻度をより大きくすることができる。それゆえ、本実施形態では、指示体の位置検出の誤差をより小さくすることができる。また、拡散符号をＰＳＫ変調することにより、送信導体群１１に供給する信号の帯域幅を狭くすることができ、ノイズ耐性を向上させることができる。
なお、上記第２の実施形態では、互いに異なる位相差を有する拡散符号をＰＳＫ変調した複数の信号を、拡散符号生成回路４０、並びに、拡散符号供給回路１１０内のＰＳＫ変調回路１１１及びシフトレジスタ１１２を用いて生成する構成例を説明したが、本発明はこれに限定されない。また、本実施形態の受信部では、Ａ／Ｄ変換した後のデジタル信号に対してＰＳＫ復調する（デジタル処理する）例を説明したが、本発明はこれに限定されない。Ａ／Ｄ変換する前のアナログ信号に対してＰＳＫ復調を行ってもよい。この場合には、Ａ／Ｄ変換器３２ａの前段にＰＳＫ復調回路（アナログ処理回路）が設けられる。
上記変形例１（図１９）で説明したように、送信部に、ＲＯＭ、ランダムロジック等からなる記憶回路（信号記憶回路）を設ける。その記憶回路に予め、互いに異なる位相差を有する複数の拡散符号をＰＳＫ変調した信号を記憶しておき、位置検出時に、所定のシーケンスに従って、記憶回路から送信導体１２のそれぞれに供給すべき変調信号を読み出して信導体１２に供給し、及びＰＳＫ変調に供された拡散符号を相関器３３ｆに供給する構成を採用してもよい。すなわち、変形例１の構成を第２の実施形態に適用してもよい。この場合、拡散符号生成回路４０、並びに、拡散符号供給回路１１０内のＰＳＫ変調回路１１１及びシフトレジスタ１１２を用いる必要がなくなるので、指示体検出装置の構成をより簡易にすることができる。
［変形例２］
上記第２の実施形態では、図２１に示される、拡散符号供給回路１１０内において、シフトレジスタ１１２の前段にＰＳＫ変調回路１１１を設け、ＰＳＫ変調された拡散符号をシフトレジスタ１１２に入力する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。拡散符号をシフトレジスタで保持し、シフトレジスタから出力される信号に対してＰＳＫ変調を施してもよい。変形例２では、そのような構成の一例を説明する。
図２３に、変形例２としての拡散符号供給回路の概略構成、並びに、拡散符号供給回路と拡散符号生成回路４０、制御回路５０及び送信導体群１１との接続関係を示す。なお、図２２において、第１の実施形態の拡散符号供給回路２１（図３）と同じ構成には、同じ符号で示す。
この例の拡散符号供給回路１１７は、シフトレジスタ２２と、補償信号生成回路２３と、ＰＳＫ変調用信号生成回路１１８と、複数の排他的論理和回路１１９（以下、ＥＸＯＲ回路という）とを備える。この例では、拡散符号生成回路４０で生成された拡散符号（ＰＮ１〜ＰＮ６３）を直接シフトレジスタ２２に入力するので、この例では、第１の実施形態と同様のシフトレジスタ２２を用いる。
また、この例では、シフトレジスタ２２内のフリップフロップ２２ａと同数のＥＸＯＲ回路１１９を設ける。また、補償信号生成回路２３から出力される信号のためのＥＸＯＲ回路１１９もまた設ける。そして、各ＥＸＯＲ回路１１９の一方の入力端子を対応するフリップフロップ２２ａの出力端子、および補償信号生成回路の出力端子に接続する。各ＥＸＯＲ回路１１９の他方の入力端子は、ＰＳＫ変調用信号生成回路１１８の出力端子に接続される。
ＰＳＫ変調用信号生成回路１１８は、シフトレジスタ２２から並列出力される６３の出力信号および補償信号生成回路２３から出力される信号に対してＰＳＫ変調を施すためのＰＳＫ変調用のキャリア信号を出力する。なお、この例では、上記第２の実施形態と同様に、変調前の拡散符号のクロック周期（チップ周期）の２倍のクロック周期の信号でＰＳＫ変調するものとする。それゆえ、この例では、ＰＳＫ変調用信号生成回路１１８は、１／２チップ周期のクロック信号で制御される。なお、変調時のクロック周期とチップ周期との比は用途等に応じて適宜変更可能である。
各ＥＸＯＲ回路１１９は、対応するフリップフロップ２２ａからの出力信号と補償信号生成回路２３からの出力信号、ＰＳＫ変調用信号生成回路１１８から出力されるＰＳＫ変調信号との排他的論理和を算出する。このような構成にすることにより、第２の実施形態と同様に、拡散符号生成回路４０から出力される拡散符号に対してＰＳＫ変調を施すことができる。それゆえ、この例においても、第２の実施形態と同様の効果が得られる。
＜３．第３の実施形態＞
第３の実施形態では、送信導体群１１に供給する拡散符号をＦＳＫ（Frequency Shift Keying）変調する構成例を説明する。
［ＦＳＫ変調］
図２４（ａ）及び（ｂ）に、拡散符号のＦＳＫ変調前後の波形を示す。なお、図２４（ａ）はＦＳＫ変調前の拡散符号の波形であり、図２４（ｂ）が拡散符号のＦＳＫ変調後の信号波形である。
本実施形態では、変調前の拡散符号のクロック周期（チップ周期）の２倍及び４倍のクロック周期の信号を用いてＦＳＫ変調する例を説明する。なお、本発明は、これに限定されず、変調時のクロック周期とチップ周期との比は用途等に応じて適宜変更可能である。本実施形態のＦＳＫ変調では、変調前の拡散符号（図２４（ａ））中のＨｉｇｈレベル状態の信号を、変調前の拡散符号の４倍の周期信号に対応させ、Ｌｏｗレベル状態の信号を変調前の拡散符号の２倍の周期信号に対応させて変調信号（図２４（ｂ））を得る。
［指示体検出装置の構成］
本実施形態の指示体検出装置では、送信部の拡散符号供給回路内に拡散符号に対してＦＳＫ変調を施す処理回路を設け、受信部の相関回路内にＦＳＫ変調された信号を復調する処理回路を設ける。それ以外の構成は、第１の実施形態（図１）と同様である。それゆえ、ここでは、送信部の拡散符号供給回路及び受信部の相関回路以外の構成についての説明は省略する。
図２５に、本実施形態の拡散符号供給回路の概略構成、並びに、拡散符号供給回路と拡散符号生成回路４０及び送信導体群１１との接続関係を示す。なお、図２５において、第１の実施形態の拡散符号供給回路２１（図３）と同じ構成には、同じ符号で示す。
拡散符号供給回路１２０は、ＦＳＫ変調回路１２１（信号変調回路）と、シフトレジスタ１２２と、補償信号生成回路２３とを備える。なお、補償信号生成回路２３は、上記第１の実施形態と同様の構成である。
ＦＳＫ変調回路１２１は、拡散符号生成回路４０と、シフトレジスタ１２２との間に設けられる。ＦＳＫ変調回路１２１は、通信技術の分野で従来用いられているＦＳＫ変調回路で構成することができる。ＦＳＫ変調回路１２１は、拡散符号生成回路４０で生成された６３チップ長の拡散符号および補償信号生成回路２３で生成された信号に対してＦＳＫ変調を施す。この際、本実施形態では、上述のように、第１実施形態の最大４倍のクロック周期の信号を用いてＦＳＫ変調を施すので、ＦＳＫ変調回路１２１は、１拡散符号（６３チップ長）当たり２５２クロック長の変調信号を生成する。そして、ＦＳＫ変調回路１２１は、変調後の信号を構成する各１クロック長の信号をシフトレジスタ１２２内の対応する各フリップフロップに並列出力する。
シフトレジスタ１２２は、並列入出力型の２５６段のシフトレジスタである。すなわち、本実施形態では、図示しないが、２５２個のフリップフロップに補償信号のための４個のフリップフロップを多段接続して構成する。また、シフトレジスタ１２２は、４つのフリップフロップ間隔で出力端子を備え、各出力端子は対応する送信導体１２に接続される。すなわち、シフトレジスタ１２２は、４つのフリップフロップ毎に出力される信号（１チップ長の信号に対応）を送信導体群１１に並列出力する。
各フリップフロップは、制御回路５０に接続され、制御回路５０から供給される送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及びクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄは、ＦＳＫ変調回路１２１から出力される変調信号をシフトレジスタ１２２に入力するタイミングを制御する信号である。本実施形態では、２５６クロック周期（６４チップ周期）で各フリップフロップに入力される。また、クロック信号Ｓｃｌｋは、１／４チップ周期のクロック信号である。なお、各フリップフロップは、保持された１クロック長の変調信号を１クロック周期毎に次段のフリップフロップに順次シフトする。
図２６に、本実施形態の相関回路及び相関値記憶回路の構成、並びに、それらの回路とＩ／Ｖ変換回路３１ａ、Ａ／Ｄ変換器３２ａ及び拡散符号生成回路４０との接続関係を示す。なお、図２６において、第１の実施形態の相関回路３３ａ及び相関値記憶回路３３ｍ（図６）と同じ構成には、同じ符号で示す。
相関回路１２５は、主に、ＦＳＫ復調回路１２６（信号復調回路）と、第１のシフトレジスタ３３ｂと、第２のシフトレジスタ３３ｄと、相関器３３ｆとを備える。ＦＳＫ復調回路１２６以外の構成は、第１の実施形態と同様である。
ＦＳＫ復調回路１２６は、Ａ／Ｄ変換器３２ａと、第１のシフトレジスタ３３ｂとの間に設けられる。ＦＳＫ復調回路１２６は、通信技術の分野で従来用いられているＦＳＫ復調回路で構成することができる。ＦＳＫ復調回路１２６は、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力されたデジタル信号に対してＦＳＫ復調を施す。そして、ＦＳＫ復調回路１２６は、復調した信号を第１のシフトレジスタ３３ｂに出力する。その後、相関回路１２５は、第１の実施形態と同様にして、相関器３３ｆで復調した信号と相関演算に供せられる拡散符号との相関値を算出し、その相関値を相関値記憶回路３３ｍに出力する。
上述のように、本実施形態では、互いに位相差の異なる複数の拡散符号をそれぞれＦＳＫ変調し、それらの変調信号を送信導体群１１を構成する送信導体１２のそれぞれに同時的に供給し、受信導体１４のそれぞれにて受信された信号に基づいて、指示体の位置検出を行う。それゆえ、本実施形態では、第１の実施形態と同様の効果が得られる。
さらに、本実施形態では、送信導体１２のそれぞれに供給する拡散符号をＦＳＫ変調する際、拡散符号のチップ周期より短い周期のクロック信号を用いる。それゆえ、本実施形態では、第２の実施形態と同様に、指示体の位置検出の誤差を低減させることができる。また、拡散符号をＦＳＫ変調することにより、送信導体群１１に供給する信号の帯域幅を狭くすることができ、ノイズ耐性を向上させることができる。
なお、上記第３の実施形態では、互いに異なる位相差を有する拡散符号をＦＳＫ変調した複数の信号を、拡散符号生成回路４０、並びに、拡散符号供給回路１２０内のＦＳＫ変調回路１２１及びシフトレジスタ１２２を用いて生成する構成例を説明したが、本発明はこれに限定されない。また、本実施形態の受信部では、Ａ／Ｄ変換した後のデジタル信号に対してＦＳＫ復調する（デジタル処理する）例を説明したが、本発明はこれに限定されない。Ａ／Ｄ変換する前のアナログ信号に対してＦＳＫ復調を行ってもよい。この場合には、Ａ／Ｄ変換器３２ａの前段にＦＳＫ復調回路（アナログ処理回路）が設けられる。
上記変形例１（図１９）で説明したように、送信部に、ＲＯＭ、ランダムロジック等からなる記憶回路を設け、その記憶回路に予め、互いに異なる位相差を有する複数の拡散符号をＦＳＫ変調した結果として得られる信号を記憶しておき、位置検出時に、所定のシーケンスに従って、記憶回路からＦＳＫ変調信号を読み出して送信導体１２のそれぞれに供給し、及び相関器３３ｆには、ＦＳＫ変調のために供せられた拡散符号と同じ拡散符号を供給する構成でもよい。すなわち、変形例１の構成を第３の実施形態に適用してもよい。この場合、拡散符号生成回路４０、並びに、拡散符号供給回路１２０内のＦＳＫ変調回路１２１及びシフトレジスタ１２２を用いる必要がなくなるので、指示体検出装置の構成をより簡易にすることができる。
［変形例３］
上記第１〜第３の実施形態では、送信導体１２のそれぞれに供給する拡散符号の位相差は固定されているが、本発明はこれに限定されず、例えば所定時間毎に、送信導体１２のそれぞれに供給する拡散符号の位相差を変化させてもよい。図２７（ａ）及び（ｂ）に、その位相差を変化させるためのシーケンスの一例（変形例３）を示す。なお、図２７（ａ）及び（ｂ）には、この例の拡散符号の供給形態を第１の実施形態に適用した例を示すが、この例の拡散符号の供給形態を上記第２及び第３の実施形態に対しても同様に適用可能である。
図２７（ａ）及び（ｂ）は、送信導体１２のそれぞれに供給する拡散符号の位相差を生成するシーケンスの様子を示す。図２７（ａ）の例では、まず、送信導体｛Ｙ１，Ｙ２，…，Ｙ２９，Ｙ３０，…Ｙ６２，Ｙ６３｝にそれぞれ位相差｛Ｐｈ１，Ｐｈ２，…，Ｐｈ２９，Ｐｈ３０，…Ｐｈ６２，Ｐｈ６３｝の拡散符号を供給する。次いで、所定の時間後、送信導体｛Ｙ１，Ｙ２，…，Ｙ２９，Ｙ３０，…Ｙ６２，Ｙ６３｝には、それぞれ位相差｛Ｐｈ２，Ｐｈ３，…，Ｐｈ３０，Ｐｈ３１，…Ｐｈ６３，Ｐｈ１｝の拡散符号を供給する。そして、その後も、所定時間毎に、所定位相差の拡散符号を供給する送信導体１２をそのインデックスが小さくなる方向にずらしながら送信導体群１１に拡散符号を供給する。すなわち、送信信号のそれぞれは時間の経緯とともに送信信号が供給されるべき送信導体を所定のシーケンスにて循環的に切り換える。なお、図２７（ｂ）は、図２７（ａ）の送信導体（あるいは送信信号）を選択するための選択シーケンスの例とは逆の方向にシーケンスが実行される例を示している。
ただし、この例では、所定時間毎に、送信導体１２のそれぞれに供給する信号の位相差を切替える必要がある。それゆえ、この例では、上述した拡散符号の位相差を生成するシーケンスを実現するための処理回路を送信部に設ける。
図２８に、この例の送信部１３０の概略構成を示す。なお、図２８において、第１の実施形態の送信部２０（図１）と同じ構成には、同じ符号で示す。この例の送信部１３０は、主に、拡散符号供給回路２１と、選択回路１３１とで構成される。そして、選択回路１３１は、拡散符号供給回路２１と送信導体群１１との間に配置される。
選択回路１３１は、例えば半導体スイッチ等により構成される。そして、選択回路１３１は、図２７（ａ）または（ｂ）に示す位相差を有する拡散信号を選択するシーケンスに従って、所定時間毎に、送信導体１２と拡散符号供給回路２１の出力端子との接続関係を切り替える。選択回路１３１の切換動作は、制御回路５０により制御される。
［変形例４］
上記第１〜第３の実施形態では、送信導体Ｙ１〜Ｙ６３のそれぞれに、所定の位相差を有する拡散符号を供給し、送信導体Ｙ６４には送信導体Ｙ１〜Ｙ６３のそれぞれに供給される拡散信号に応じた補償信号を供給する例を説明した。ここでは、ノイズ耐性を向上させるために、受信部において受信導体１４からの信号を差動増幅回路で処理するに好適な送信部の構成を示す。変形例４では、このような課題を解消するための拡散符号の供給形態について説明する。
図２９に、この例の送信部の概略構成及び、各位相差を有する拡散符号の供給形態を示す。なお、図２９には、この例の拡散符号の供給形態を第１の実施形態に適用した例を示すが、この例の拡散符号の供給形態を上記第２及び第３の実施形態に対しても同様に適用可能である。また、後述する実施形態で斯かる構成に好適な受信部の構成を示す。
この例において、送信部１４０は、拡散符号供給回路１４１から出力される拡散符号（Ｐｈ１〜Ｐｈ６３）のそれぞれの信号の位相（あるいは極性）を反転させるための信号反転回路１４２を備える。すなわち、拡散符号供給回路１４１は、位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３の拡散符号を並列に出力するとともに、それぞれの拡散符号は信号反転回路１４２のそれぞれを介することでその位相が反転された拡散符号が生成される。送信導体群１１を構成する送信導体１２には位相が反転された拡散信号が供給される更なる送信導体（Ｙ１’〜Ｙ６３’）が送信導体（Ｙ１〜Ｙ６３）のそれぞれの導体間に順次配置される。従って、この例の場合には、符号長が６３である場合には、本来の拡散符号と、この拡散符号の位相が反転した符号が供給される６３ペアからなる１２６本の送信導体（Ｙ１、Ｙ１’・・・Ｙ６３、Ｙ６３’）が少なくともセンサ部１０に配置される。補償信号を供給するための送信導体１２を更を配置しても良い。
なお、反転器１４２のそれぞれは同じ構成を備えており、入力された信号を反転する。反転器１４２へは、拡散符号供給回路１４１から拡散符号が供給され、反転器１４２から出力される信号もまた送信導体１２に供給される。
すなわち、この例では、位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ６３の拡散符号のそれぞれを信号反転させた拡散符号を生成し、送信導体群１１を構成する送信導体（Ｙ１、Ｙ１’・・・Ｙ６３、Ｙ６３’）のそれぞれに供給する。この構成によれば、例えば送信導体Ｙ１上のクロスポイントに流れる電流信号と、送信導体Ｙ１’上のクロスポイントに流れる電流信号とが互いに位相反転の関係を有している。従って、受信信号を差動増幅回路を採用して処理することができ、これによって、耐ノイズ性を向上に好適である。また、元の拡散信号とその反転信号とは互いに相補関係を有するため、指示体がセンサ部１０に存在しない場合等ではその合算した振幅レベルはゼロあるいは極めて小さくなるため、複数の信号が同一の受信導体１４で受信される場合の、各信号の加算値を小さく抑えることができ、よって、入力信号のダイナミックレンジが大きな受信アンプを必要としない。
なお、既述したように、補償信号を供給するための送信導体１２に関しては、補償信号用の送信導体を配置してもよいし、後述するように、補償信号は、送信導体１２を介さず、直接に受信部に供給するような構成を採用することもできる。
＜４．第４の実施形態＞
第４の実施形態では、送信導体群１１及び受信導体群１３をそれぞれ複数のブロックにエリア分割する。各ブロックを構成する送信導体１２のそれぞれに拡散符号を同時供給（多重送信）する。また、各ブロックを構成する受信導体１４のそれぞれからの信号を使用して位置検出を行う構成例を説明する。なお、本実施形態では、上記第１の実施形態の指示体検出装置において、送信導体群１１及び受信導体群１３のそれぞれを複数のブロックにエリア分割する例を説明するが、第２及び第３の実施形態に対しても同様に適用することができ、同様の効果が得られる。また、送信導体群１１及び受信導体群１３の一方を対象として、ブロック分割の構成を適用できることはいうまでもない。
［指示体検出装置の構成］
図３０に、本実施形態の指示体検出装置の概略構成図を示す。なお、図３０において、第１の実施形態（図１）と同じ構成には、同じ符号で示す。指示体検出装置２００は、主に、センサ部１０と、送信部２１０と、受信部２３０と、位置検出回路３４と、拡散符号生成回路２２０と、制御回路５０とで構成される。以下、各部の構成について説明する。なお、位置検出回路３４は、第１の実施形態（図８）と同様の構成であるので、ここでは位置検出回路３４の説明は省略する。
センサ部１０は、第１の実施形態と同様に、６４本の送信導体１２からなる送信導体群１１と、１２８本の受信導体１４からなる受信導体群１３とを備える。そして、本実施形態では、送信導体群１１を、隣り合う（インデックスが連続する）９本の送信導体１２が１個のブロックとして構成された、７個のブロックに分割する。なお、残りの１本の送信導体１２（Ｙ６４）には、第１の実施形態と同様に、補償信号を供給する。また、本実施形態では、受信導体群１３を１６個の検出ブロックに分割し、８本の隣り合う（インデックスが連続する）受信導体１４で１個の検出ブロックを構成する。なお、送信導体群１１及び受信導体群１３の分割数はこれに限定されず、用途等に応じて適宜変更できる。
より具体的には、本実施形態では、送信導体群１１を、送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ９｝、｛Ｙ１０〜Ｙ１８｝、…、｛Ｙ４６〜Ｙ５４｝及び｛Ｙ５５〜Ｙ６３｝に７分割する。そして、送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ９｝、｛Ｙ１０〜Ｙ１８｝、…、｛Ｙ４６〜Ｙ５４｝及び｛Ｙ５５〜Ｙ６３｝のそれぞれの送信ブロックから選択された７本から成る所定の送信導体１２に、位相差Ｐｈ１、Ｐｈ２、…、Ｐｈ６及びＰｈ７の拡散符号をそれぞれ同時的に供給する。また、本実施形態では、受信導体群１３を検出ブロック｛Ｘ１〜Ｘ８｝、｛Ｘ９〜Ｘ１６｝、…、｛Ｘ１１３〜Ｘ１２０｝及び｛Ｘ１２１〜Ｘ１２８｝に１６分割する。そして、検出ブロック｛Ｘ１〜Ｘ８｝、｛Ｘ９〜Ｘ１６｝、…、｛Ｘ１１３〜Ｘ１２０｝及び｛Ｘ１２１〜Ｘ１２８｝のそれぞれの検出ブロックから選択された１６本から成る所定の受信導体１４を用いて位置検出を行う。
送信部２１０は、拡散符号供給回路２１１と、送信導体選択回路２１２とを備える。また、送信導体選択回路２１２は、拡散符号供給回路２１１と送信導体群１１との間に配置される。図３１に、拡散符号供給回路２１１の概略構成、並びに、拡散符号供給回路２１１と拡散符号生成回路２２０、制御回路５０及び送信導体選択回路２１２との接続関係を示す。なお、図３１において、第１の実施形態（図３）と同じ構成には、同じ符号で示す。
拡散符号供給回路２１１は、シフトレジスタ２１１ａと、補償信号生成回路２３とを備える。シフトレジスタ２１１ａは、並列入出力型のシフトレジスタであり、７個のフリップフロップ２２ａ（レジスタ）が多段接続されて構成される。本実施形態では、送信導体群１１は、１送信ブロックが９本から成る送信導体１２で構成される。すなわち、７個の送信ブロックに分割されており、それぞれの送信ブロックから選択された７本の送信導体１２に対して符号長（チップ長）７の拡散符号が同時的に供給される。従って、各送信ブロックに供給する拡散符号の位相差の種類は、同位相も含めて７種類となる。それゆえ、本実施形態では、拡散符号生成回路２２０で生成する拡散符号のチップ長は少なくとも「７」であればよく、フリップフロップ２２ａの数も７個設ければよい。
各フリップフロップ２２ａは、制御回路５０から供給される７チップ周期の送信ロード信号Ｓｔｌｏａｄ及び１チップ周期のクロック信号Ｓｃｌｋによりその動作が制御される。そして、各フリップフロップ２２ａは、保持された１チップ長の信号（符号）を１チップ周期毎に次段のフリップフロップ２２ａ、及び最終段に設けられた補償信号生成回路に順次シフトするとともに、対応する送信導体選択回路２１２の入力端子に出力する。
拡散符号供給回路２１１を上述のような構成にすることにより、７個のフリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ７には、拡散符号生成回路４０で生成された拡散符号を構成する１チップ目の符号ＰＮ１〜７チップ目の符号ＰＮ７がそれぞれ入力される。そして、フリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ７からそれぞれ出力される位相差Ｐｈ１（同位相）〜Ｐｈ７（６チップ長の位相差）の拡散符号は、対応する送信導体選択回路２１２の入力端子に入力される。
なお、この例では、拡散符号生成回路２２０は、チップ長が「７」の拡散符号を生成する。例えば、７チップ長（Ｎ＝２）の拡散符号としては例えば「０００１０１１」の符号列を用いることができる。
また、拡散符号生成回路４０で生成する拡散符号の符号長を示すチップ長は、送信導体群１１を構成する送信導体の数およびその分割数に応じて適宜設定される。例えば、送信導体群１１を１１個の送信ブロックに分割する場合、拡散符号生成回路４０は、１１チップ長の拡散符号を生成する。１１チップ長の拡散符号としては「０００１００１０１１１」の符号列を用いることができる。また、例えば、送信導体群１１を１５個の送信ブロックに分割する場合、拡散符号生成回路４０は、１５チップ長の拡散符号を生成する。１５チップ長の拡散符号としては「００００１０１００１１０１１１」の符号列を用いることができる。さらに、例えば、送信導体群１１を１９個の送信ブロックに分割する場合、拡散符号生成回路４０は、１９チップ長の拡散符号を生成する。１９チップ長の拡散符号としては「００００１０１０１１１１００１００１１」の符号列を用いることができる。
送信導体選択回路２１２は、送信導体群１１の分割ブロック数（本実施形態では７個）と同数の半導体スイッチ等を含み、送信導体を選択的に切り換える。図３２に、送信導体選択回路２１２の内部構成を示す。
送信導体選択回路２１２内では、拡散符号を供給する各送信ブロック２１４にスイッチ２１３が設けられる。各スイッチ２１３の出力側には９つの端子２１３ｂが設けられ、各端子２１３ｂは、それぞれ対応する送信導体１２に接続される。なお、各スイッチ２１３の入力端子２１３ａは拡散符号供給回路２１１内の対応するフリップフロップ２２ａの出力端子に接続される。
そして、７個の送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ９｝、｛Ｙ１０〜Ｙ１８｝、…、｛Ｙ４６〜Ｙ５４｝及び｛Ｙ５５〜Ｙ６３｝を構成するそれぞれの入力端子には、拡散符号供給回路２１１から並列出力された位相差Ｐｈ１、Ｐｈ２、…、Ｐｈ６、Ｐｈ７の拡散符号が入力される。また、拡散符号供給回路２１１から出力された補償信号は、送信導体Ｙ６４に供給される。
なお、各送信ブロック２１４内のスイッチ２１３は、所定時間間隔で、選択された送信導体１２と、対応する所定の位相差Ｐｈｋの（ｋ＝１〜７）の拡散符号を出力する拡散符号供給回路２１１の出力端子との接続状態を順次切替える。このスイッチ２１３の切替え動作は制御回路５０により制御される。
図３３に、本実施形態における各送信ブロック２１４内における送信導体１２の切替え動作の一例を示す。この例では、まず、各送信ブロック２１４内において、最小インデックスを備えた送信導体１２が、スイッチ２１３を介して拡散符号供給回路２１１の対応する出力端子に接続されている場合を考える。すなわち、７本の送信導体（Ｙ１、Ｙ１０、…、Ｙ５５）に、スイッチ２１３を介してそれぞれ位相差Ｐｈ１、Ｐｈ２、…、Ｐｈ７の拡散符号が供給されている（図３３の状態）。そして、この状態で、所定時間の間、指示体の位置検出を行う。なお、この際、選択されていない送信導体１２は、基準電位またはグラウンドに接続することが好ましい。この場合には、送信導体選択回路２１２を構成する半導体スイッチ２１３によって、送信導体非選択時には基準電位またはグラウンドに接続されるように成し、所望の送信導体を選択する際には、基準電位またはグラウンドに接続された状態から、拡散符号供給回路２１１の対応する出力端子と接続する状態へとその接続を切り換えるように構成される。この構成を採用することによりノイズ耐性が向上する。
次いで、所定時間が経過すると、送信導体選択回路２１２は、選択する送信導体１２を、例えばそのインデックスが増大する方向に位置する隣の送信導体１２、すなわち、送信導体Ｙ２、Ｙ１１、…、Ｙ５６に切替える。そして、送信導体を切替え後、その７本の送信導体１２に同時に互いに位相差の異なる拡散符号を供給して位置検出を行う。各送信ブロック２１４を構成する送信導体１２を巡回的に選択することで、指示体の位置検出が行われる。
また、図３４に、送信導体１２の選択操作に関し別の例を説明する。図３４に示す例では、まず、送信導体選択回路２１２は、拡散符号を供給する送信導体Ｙ１〜Ｙ６３において、９本間隔で配置された７本の送信導体１２を選択する。例えば、図３４に示すように、送信導体選択回路２１２は、送信導体Ｙ１、Ｙ１０、…、Ｙ４６、Ｙ５５を選択する。拡散符号供給回路２１１は選択された送信導体Ｙ１、Ｙ１０、…、Ｙ４６、Ｙ５５に、それぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号を同時に供給する。そして、この状態で、所定時間の間、位置検出を行う。
その後、送信導体選択回路２１２は、送信導体１２のインデックスが例えば増大する方向に１本だけずらした送信導体１２を選択する。すなわち、前回選択した７本の送信導体Ｙ１、Ｙ１０、…、Ｙ４６、Ｙ５５を対し、それぞれの近傍に位置する送信導体Ｙ２、Ｙ１１、…、Ｙ４７、Ｙ５６を選択する。拡散符号供給回路２１１はあらたに選択された送信導体Ｙ２、Ｙ１１、…、Ｙ４７、Ｙ５６にそれぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号を同時に供給する。その後は、上述した送信導体１２の選択動作を巡回的に行うことで、位置検出を行う。
すなわち、図３３に示す例では、送信導体群１１を、１送信ブロックが所定数の送信導体１２から構成される、複数の送信ブロックに分割し、それぞれの送信ブロック内から巡回的に所定の送信導体１２を選択し、各送信ブロックから選択された送信導体１２のそれぞれに拡散符号を同時的に供給する。これに対し、図３４に示す例では、送信導体群１１を構成する、補償信号が供給される送信導体を除いた全ての送信導体１２を１つの送信ブロックとして、この送信ブロックから同時的に所定数の送信導体１２を選択し、各送信ブロックから選択された送信導体１２のそれぞれに拡散符号を同時的に供給する。また、制御回路５０からの制御信号に基づいてスイッチ２１３の切換動作を制御することで、送信導体１２の選択動作は巡回的に行われる。また、図３３及び３４に例示する送信導体１２の選択動作では、送信導体選択回路２１２は、所定時間毎に、接続する送信導体１２を、そのインデックスが増大する方向に切替える例を説明したが、本発明はこれに限定されない。所定時間毎に、接続する送信導体１２を、そのインデックスが減少する方向に切替えてもよい。さらには、送信導体１２を所定の選択シーケンスに従いランダムに選択してもよい。
次に、本実施形態の受信部２３０の構成について説明する。受信部２３０は、図３０に示すように、受信導体選択回路２３１と、信号検出回路３１と、Ａ／Ｄ変換回路３２と、相関値算出回路２３３とを備える。本実施形態では、受信導体選択回路２３１を備えること、及び、相関値算出回路２３３の内部構成が異なること以外は、第１の実施形態と同様の構成である。それゆえ、ここでは、受信導体選択回路２３１及び相関値算出回路２３３の構成についてのみ説明する。
図３５に、受信導体選択回路２３１の概略構成、並びに、受信導体選択回路２３１と信号検出回路３１及び制御回路５０との接続関係を示す。
受信導体群１３（Ｘ１〜Ｘ１２８）は、１検出ブロックが所定数の受信導体１４から構成された、複数の検出ブロック（本実施形態では１６ブロック）に分割されている。各検出ブロックは、各検出ブロックを構成する８本の受信導体１４のそれぞれを選択するための、半導体スイッチ２３２を備える。すなわち、受信導体選択回路２３１は、各検出ブロック２３６から構成されており、各検出ブロックにて選択された１６本の受信導体のそれぞれからの信号を信号検出回路３１に供給する。各スイッチ２３２の入力側には８つの入力端子２３２ａが設けられる。各入力端子２３２ａは、対応する受信導体１４に接続される。また、各スイッチ２３２の出力端子２３２ｂは、信号検出回路３１内の対応するＩ／Ｖ変換回路３１ａの入力端子に接続される。
各スイッチ２３２は、所定時間間隔で、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａと受信導体１４との接続状態を切り替える。このスイッチ２３２による受信導体選択動作は、制御回路５０から入力されるスイッチ切替信号Ｓｓｗにより制御される。各Ｉ／Ｖ変換回路３１ａからは、電流が電圧に変換された信号（Ｓ１〜Ｓ１６）が出力される。
図３６は、各検出ブロック２３６内における受信導体１４の選択動作の一例を示す。この例では、まず、各検出ブロック２３６において、最小インデックスの受信導体１４、すなわち、受信導体Ｘ１、Ｘ９、…、Ｘ１２１が、スイッチ２３２を介して信号検出回路３１内の対応するＩ／Ｖ変換回路３１ａの入力端子に接続されている場合を考える（図３６の状態）。この状態で所定時間の間、選択されている１６本の受信導体１４からの信号に基づいて、指示体の位置検出を行う。なお、この際、選択されていない受信導体１４は、既述した一般的回路構成を採用して、基準電位またはグラウンドに接続することが好ましい。
次いで、所定時間が経過すると、スイッチ２３２は、接続すべき受信導体１４を、そのインデックスが例えば増大する方向に位置する隣の受信導体１４、すなわち、受信導体Ｘ２、Ｘ１０、…、Ｘ１２２に切替える。そして、その１６本の受信導体１４からの信号にもとづいて指示体の位置検出を行う。このような受信導体の選択動作を、各検出ブロック２３６を構成する８本の受信導体１４に対して巡回的に行うことで指示体の位置検出を行う。さらには、受信導体１４を所定の選択シーケンスに従いランダムに選択してもよい。
なお、本実施形態では、上述のように、信号検出回路３１内に検出ブロック２３６と同数のＩ／Ｖ変換回路３１ａを設ける例を説明したが、本発明はこれに限定されない。図３７に、信号検出回路３１の別の構成例を示す。図３７に示す例では、信号検出回路３１内に、半導体スイッチ等から構成される信号選択回路３１ｇをＩ／Ｖ変換回路３１ａの出力側に設ける。そして、図３７に示す信号検出回路３１では、信号選択回路３１ｇで所定時間毎に、Ａ／Ｄ変換器３２ａと接続するＩ／Ｖ変換回路３１ａを順次切替えて電圧信号をＡ／Ｄ変換器３２ａに出力する。信号検出回路３１に信号選択回路３１ｇを備えることで、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａから出力されるそれぞれの信号を時分割処理し、Ａ／Ｄ変換器３２ａに供給することができる。従って、受信部２３０内には、Ａ／Ｄ変換器３２ａ及びそれより後段に配置される後述の回路群を１系統設ければよい。それゆえ、この場合には受信部２３０の回路構成がより簡易になる。
相関値算出回路２３３は、第１の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換回路３２に接続され、Ａ／Ｄ変換回路３２からの出力信号と、拡散符号生成回路４０で生成される拡散符号と同じ拡散符号を用いて両者の相関値を算出する。相関値算出回路２３３は、検出ブロック２３６の数と同数の相関回路と、相関値記憶回路とで構成される。なお、各相関回路の入力端子は、Ａ／Ｄ変換回路３２内の対応する一つのＡ／Ｄ変換器３２ａの出力端子に接続される。
図３８に、本実施形態の相関回路及び相関値記憶回路の構成、並びに、それらの回路と、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａ、Ａ／Ｄ変換器３２ａ、拡散符号生成回路４０及び制御回路５０との接続関係を示す。なお、図３８において、第１の実施形態（図６）と同じ構成には、同じ符号で示す。本実施形態の相関値記憶回路３３ｍは、第１の実施形態のそれと同様の構成である。
相関回路２３３ａは、主に、第１のシフトレジスタ２３３ｂと、第２のシフトレジスタ２３３ｄと、相関器２３３ｆとで構成される。すなわち、本実施形態においても、第１の実施形態と同様に、相関回路２３３ａ内では、シフトレジスタを２段構成にする。
第１のシフトレジスタ２３３ｂは、直列（シリアル）入力型のシフトレジスタであり、拡散符号の符号長（チップ長）と同数（本実施形態では７個）のフリップフロップ３３ｃを備え、それらのフリップフロップ３３ｃを多段接続して構成される。なお、各フリップフロップ３３ｃは、第１の実施形態の相関回路３３ａ内で用いたフリップフロップ３３ｃと同様の構成である。
第２のシフトレジスタ２３３ｄは、並列（パラレル）入力型のシフトレジスタであり、拡散符号のチップ長と同数（本実施形態では７個）のフリップフロップ３３ｅを備え、それらのフリップフロップ３３ｅを多段接続して構成される。なお、各フリップフロップ３３ｅは、第１の実施形態の相関回路３３ａ内で用いたフリップフロップ３３ｅと同様の構成である。第２のシフトレジスタ２３３ｄの最終段のフリップフロップ３３ｅの出力信号が初段のフリップフロップ３３ｅに巡回的に供給されることに関しても同様である。
また、相関器２３３ｆは、図示しないが、既述したように、本実施形態では拡散符号のチップ長に対応した７個の積算器と、加算器とで構成される。積算器の個数が異なること以外は、第１の実施形態の相関回路３３ａ内で用いた相関器３３ｆと同様の構成（図７）である。相関器２３３ｆでは、第２のシフトレジスタ２３３ｄから並列出力される１チップ長の各信号ＰＳ１〜ＰＳ７と、拡散符号生成回路４０で生成された拡散符号と同じ拡散符号で構成される１チップ長の各符号ＰＮ１〜ＰＮ７との相関値を算出する。
［位置検出の処理手順］
次に、本実施形態の指示体検出装置２００における位置検出の手順を、図３９を参照しながら説明する。図３９は、本実施形態の指示体検出装置２００における指示体の位置検出の手順を説明するためのフローチャートである。
拡散符号生成回路２２０は、チップ長「７」の拡散符号を生成する（ステップＳ４１）。次いで、拡散符号供給回路２１１は、各送信ブロック２１４に供給するための、種々の位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７を有する複数の拡散符号を生成する（ステップＳ４２）。
受信部２３０の受信導体選択回路２３１は、半導体スイッチ２３２により、各検出ブロック２３６内で所定の受信導体１４を選択し、その選択した受信導体１４を対応するＩ／Ｖ変換回路３１ａに接続する（ステップＳ４３）。
送信導体選択回路２１２は、送信ブロック２１４のそれぞれにおいて、拡散符号を供給する所定の送信導体１２を選択する（ステップＳ４４）。次いで、拡散符号供給回路２１１は、送信ブロック２１４のそれぞれにおいて選択された所定の送信導体１２に対応する位相差Ｐｈｋ（ｋ＝１〜７）の拡散符号を、所定時間の間、同時に供給する（ステップＳ４５）。なお、この際、拡散符号供給回路２１１内の補償信号生成回路２３は、既述したように、拡散符号の符号パターンに対応した、所定の補償信号を送信導体Ｙ６４に供給することで、算出される相関値が好適な値となるようにされる。
受信部２３０は、ステップＳ４３において、検出ブロック２３６のそれぞれから選択された所定の受信導体１４から出力される電流信号を検出する（ステップＳ４６）。そして、信号検出回路３１は、選択された受信導体１４から得られた電流信号を電圧信号に変換して増幅し、その増幅信号をＡ／Ｄ変換回路３２に出力する。この際、各受信導体１４から得られた電流信号は、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａで電圧信号に変換される。
Ａ／Ｄ変換回路３２は、入力された電圧信号をＡ／Ｄ変換する（ステップＳ４７）。なお、この際、各Ｉ／Ｖ変換回路３１ａに接続されたＡ／Ｄ変換器３２ａで、各受信導体１４から検出した電圧信号がＡ／Ｄ変換される。この際、Ａ／Ｄ変換回路３２は、Ｉ／Ｖ変換回路３１ａから出力された電圧信号を１ワード（１符号）が複数ビットから成るデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換回路３２は、１ワードがマルチビットから成るデジタル信号を相関値算出回路２３３に出力する。
相関値算出回路２３３は、入力されたデジタル信号と、拡散符号との相関値を算出する（ステップＳ４８）。具体的には、選択された各受信導体１４からの信号がＡ／Ｄ変換器３２ａ等を介してデジタル信号に変換された信号が入力され、相関回路３３ａ内の第１のシフトレジスタ２３３ｂ、第２のシフトレジスタ２３３ｄ及び相関器２３３ｆが、例えば図９で説明したタイミングチャートに従って動作することで、選択した受信導体１４からの信号と拡散符号との相関演算が行われ相関特性を求められる。
相関値算出回路２３３は、選択された受信導体１４に対して算出した相関特性を相関値記憶回路３３ｍに記憶する（ステップＳ４９）。なお、本実施形態では、上述のように相関回路２３３ａは、マルチビットで検出信号を保持及び処理を行うことができるので、相関値記憶回路３３ｍに記憶される相関値の値も２値ではなく、マルチビット（例えば１０ビット等）の多値信号として記憶される。これにより、高解像度の相関値の空間分布を生成することができる。
次いで、制御回路５０は、全ての送信導体１２で位置検出が終了したか否かを判定する（ステップＳ５０）。全ての送信導体１２で位置検出が終了していない場合、すなわち、ステップＳ５０がＮＯ判定となった場合には、ステップＳ４４に戻り、送信導体選択回路２１２内の各送信ブロック２１４内のスイッチ２１３を切り替えて、前回とは異なる送信導体１２を選択する。その後は、全ての送信導体１２で位置検出が終了するまで、ステップＳ４４〜Ｓ５０を繰り返す。
全ての送信導体１２が使用されて指示体１９の位置検出が終了した場合、すなわち、ステップＳ５０でＹＥＳ判定となった場合には、制御回路５０は、全ての受信導体１４で位置検出が終了したか否かを判定する（ステップＳ５１）。
全ての受信導体１４が使用されての指示体１９の位置検出が終了していない場合、すなわち、ステップＳ５１がＮＯ判定となった場合には、ステップＳ４３に戻り、受信導体選択回路２３１内の各検出ブロック２３６内のスイッチ２３２を切り替えて、前回とは異なる受信導体１４を選択する。その後は、全ての受信導体１４で位置検出が終了するまで、ステップＳ４３〜Ｓ５１を繰り返す。
全ての受信導体１４を使用して指示体１９の位置検出が終了した場合、すなわち、ステップＳ５１でＹＥＳ判定となった場合には、補間処理回路３４ａは、相関値記憶回路３３ｍに記憶された相関値のマッピングデータを読み出し、クロスポイントの間の位置における相関値を所定の補間処理により算出する（ステップＳ５２）。これにより、クロスポイント以外の位置での相関値を求めることができ、より高精度の位置検出が可能になる。
そして、位置算出回路３４ｂは、ステップＳ５２で得られた補間処理後の相関値の空間分布（マッピングデータ）から、所定の閾値を超える相関値の領域を検出し、あるいは空間分布におけるピークレベル及びその位置を求めることで、指示体の位置を特定する（ステップＳ５３）。本実施形態では、このようにしてセンサ部１０上に配置された指示体の位置検出を行う。
上述のように、本実施形態では、送信ブロック２１４のそれぞれから選択された送信導体１２に互いに位相差の異なる拡散符号を同時的に供給（多重位相送信）し、検出ブロックのそれぞれから選択された受信導体１４からの信号に基づいて指示体の位置検出を行う。すなわち、送信導体１２及び受信導体１４間の複数のクロスポイントに対して同時に位置検出処理を行う。それゆえ、本実施形態によれば、より高速に指示体の位置検出が可能となる。
より具体的には、本実施形態では、送信導体群１１を７個の送信ブロック２１４に分割し、受信導体群１３を１６個の検出ブロック２３６に分割し、各ブロックを並列処理する。それゆえ、本実施形態では、例えば、従来のように全クロスポイントを順次検出処理を行う場合の検出時間に比べて、その検出時間は、１／（７×１６）に短縮することができる。
また、本実施形態の受信部２３０では、検出した信号の処理をマルチビットで処理できる。さらに、本実施形態では、補間処理によりクロスポイントの間の位置での相関値を求めることができる。それゆえ、本実施形態によれば、より高精度の位置検出が可能になる。
さらに、本実施形態では、送信導体群１１及び受信導体群１３を複数のブロックにエリア分割するので、拡散符号供給回路２１１及び相関回路２３３ａ内のフリップフロップの数を減らすことができる。それゆえ、本実施形態では、第１の実施形態に比べて、指示体検出装置２００の回路構成をより簡易にすることができる。
［変形例５］
上記第４の実施形態では、送信導体選択回路２１２及び相関器２３３ｆに供給する拡散符号を、拡散符号生成回路２２０及び拡散符号供給回路２１１内のシフトレジスタ２１１ａを用いて生成する構成例を説明したが、本発明はこれに限定されない。上述した変形例１と同様に、送信部に、ＲＯＭ等からなる記憶回路を設け、その記憶回路に予め、互いに位相差の異なる拡散符号を記憶しておき、位置検出時に所定のシーケンスに従って、記憶回路から各拡散符号を読み出して、対応する送信導体または相関器に供給してもよい。変形例５では、そのような指示体検出装置の一構成例を説明する。
図４０に、この例の指示体検出装置の概略構成を示す。なお、図４０において、第４の実施形態の指示体検出装置（図３０）と同じ構成には、同じ符号で示す。
この例の指示体検出装置２０１では、送信部２０２の拡散符号供給回路２０３内に記憶回路２０４を設ける。記憶回路２０４は、ＲＯＭ等から構成され、予め、位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号、及び、相関器２３３ｆに供給する相関演算に供される拡散符号が記憶される。そして、位置検出時には、所定のシーケンスに従って、記憶回路２０４から位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号がそれぞれ読み出され、送信導体選択回路２１２内の対応するスイッチ２１３の入力端子２１３ａに供給される。読み出された拡散符号は相関器２３ｆにも供給される。その後は、第４の実施形態と同様にして位置検出を行うことができる。このような構成にすると、変形例１と同様に、第４の実施形態の指示体検出装置２００で用いられていた拡散符号生成回路２２０及び拡散符号供給回路２１１内のシフトレジスタ２１１ａは必要なくなる。
なお、この例の指示体検出装置２０１では、拡散符号供給回路２０３内に記憶回路２０４を設けたこと、拡散符号生成回路２２０及び拡散符号供給回路２１１内にシフトレジスタ２１１ａを設けることが必要なくなること以外は、第４の実施形態と同様の構成である。
上述のように、この例によれば、種々の拡散符号を生成するための拡散符号生成回路２２０及び拡散符号供給回路２１１にシフトレジスタ２１１ａを用いる必要がなくなるので、指示体検出装置２０１の構成をより簡易にすることができる。
この例では、拡散符号生成回路２２０を不要とすべく、種々の拡散符号を記憶する記憶回路２０４を拡散符号供給回路２０３の内部に設ける例を説明したが、本発明はこれに限定されず、記憶回路２０４を拡散符号供給回路２０３の外部に設けてもよい。
［変形例６］
上記第４の実施形態では、送信導体群１１を構成する送信ブロック２１４のそれぞれから所定時間毎に送信導体１２を選択する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、各送信ブロックを構成する全ての送信導体１２にそれぞれ互いに位相差の異なる複数の拡散符号をまとめて供給して位置検出を行ってもよい。この場合には、所定時間毎に、送信ブロックを切り替えて同様の位置検出を繰り返す。変形例６では、そのような送信導体１２の切替え動作の一例を説明する。
なお、この例の指示体検出装置では、送信導体１２の切替え動作及び送信導体選択回路の構成以外は、上記第４の実施形態と同様の動作及び構成（図３０）である。
また、この例では、送信導体群１１を構成する１つの送信ブロックが、隣り合う７本の送信導体１２で構成されている例を説明する。この場合、供給する拡散符号のチップ長は「７」であり、送信部の拡散符号供給回路及び受信部の相関回路内の各シフトレジスタのフリップフロップの数は７個となる。
この例の送信導体選択回路の具体的な構成を説明する前に、この例における送信導体１２の切替え動作の一例を説明する。図４１に、この例の送信導体１２の切替え動作の一例を示す。
送信導体選択回路は、複数の送信ブロックから、まずは、例えば送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝を選択する（図４１の状態）。次いで、拡散符号供給回路は送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝を構成する送信導体Ｙ１〜Ｙ７に対し、位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号をそれぞれ同時に供給する。この状態で所定時間の間、指示体の位置検出を行った後、送信導体選択回路は、送信ブロック２５０を次の送信ブロック｛Ｙ８〜Ｙ１４｝に切替える。そして、選択された送信導体Ｙ８〜Ｙ１４に、拡散符号供給回路は位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号をそれぞれ同時供給して指示体の位置検出を行う。この切替え動作及び位置検出動作を所定時間毎に繰り返して行う。そして、送信ブロック｛Ｙ５７〜Ｙ６３｝での位置検出が終了すれば、送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝に戻って上記切替え動作を繰り返す。
図４２に、上述の切替え動作を実現するための送信導体選択回路の構成例を示す。送信導体選択回路２５２は、拡散符号供給回路２５１から供給された拡散符号を７本の送信導体１２へ供給するための各送信ブロック２５０を構成する半導体スイッチ２５３を備える。なお、送信導体１２と、拡散符号供給回路２５１の出力端子との間の接続を行うスイッチ２５３の切替え動作は、制御回路５０により制御される。また、この例では、補償信号は、スイッチ２５３を介さず、直接送信導体Ｙ６４に供給される。
このような構成の送信導体選択回路２５２を備え、送信導体１２の選択動作を図４１に示す手順で行うことにより、次のような効果が得られる。例えば、第４の実施形態のように、送信導体群１１を構成する各送信ブロックから所定時間ΔＴ毎に１本の送信導体１２を選択した場合、送信ブロック間の境界に位置する送信導体１２のそれぞれの間で検出時間の差が大きくなる。より具体的に説明すると、最初、送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝、｛Ｙ８〜Ｙ１４｝、…、｛Ｙ５７〜Ｙ６３｝のそれぞれから送信導体Ｙ１、Ｙ８、…、Ｙ５７を選択し、拡散符号を供給することで指示体の位置を検出し、その後、所定時間ΔＴ毎にインデックスが例えば増える方向に順次送信導体１２を切替えて指示体の位置を検出すると、送信導体Ｙ７及びＹ８との間での検出時間差は７ΔＴとなる。この場合、例えば、送信導体Ｙ７及びＹ８といった、送信ブロック間の境界付近で指示体が移動した場合には、指示体の位置検出の開始タイミングに時間差が生じることになり、指示体の移動に対して位置検出処理が適切に追随できなくなることが起こり得る。従って、その指示体の検出精度が低下する。
それに対して、この例では、送信ブロック２５０毎に、送信導体１２をまとめて切替えるので、送信ブロック２５０間の境界に位置する送信導体１２間での検出時間の差が短く（ΔＴ）なる。その結果、この例では、送信ブロック２５０間の境界付近で指示体が移動していても、指示体の位置検出の開始タイミングが待機状態になることがなく、これによってより精度良く、その指示体を検出することができる。
なお、変形例６において、送信導体１２の切替え動作は、図４１の動作例に限定されない。図４３に、この例における送信導体１２の切替え動作の別の例を示す。
図４３に示す切替え動作例では、まず、送信導体選択回路２５２は、例えば送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝を選択する（図４３の状態）。次いで、拡散符号供給回路２５１は送信ブロック｛Ｙ１〜Ｙ７｝を構成する送信導体Ｙ１〜Ｙ７にそれぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号を同時に供給する。
この状態で所定時間の間、位置検出を行った後、送信導体選択回路２５２は、選択する送信導体１２を、例えばそのインデックスが増大する方向に１本だけずらして切り替える。すなわち、送信導体選択回路２５２は、前回選択した７本の送信導体Ｙ１〜Ｙ７をそれぞれ送信導体Ｙ２〜Ｙ８に切り替える。そして、拡散符号供給回路２５１は、あらたに選択された送信導体Ｙ２〜Ｙ８にそれぞれ位相差Ｐｈ１〜Ｐｈ７の拡散符号を同時に供給する。その後は、上述した送信導体１２の切替え動作を順次繰り返し、位置検出を行う。
なお、図４１及び４３に示す送信導体１２の切替え動作例において、送信導体選択回路２５２は、所定時間毎に、接続する送信導体１２を、そのインデックスが増大する方向に切替える例を説明したが、本発明はこれに限定されない。所定時間毎に、接続する送信導体１２を、そのインデックスが減少する方向に切替えてもよい。さらには、送信導体１２を所定の選択シーケンスに従いランダムに選択してもよい。
［変形例７］
上記第４の実施形態では、受信導体群１３の各検出ブロックから所定時間毎に１本の受信導体１４を選択する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、検出ブロック毎にまとめて位置検出を行い、所定時間後は、検出ブロックを別の検出ブロックに切替えて位置検出を行うようにしてもよい。図４４に、そのような受信導体１４の切替え動作の一例（変形例７）を示す。
なお、この例の指示体検出装置では、受信導体１４の切替え動作及び受信導体選択回路の構成以外は、上記第４の実施形態（図３０）と同様の動作及び構成である。
この例では、１つの検出ブロック２６０が隣り合う１６本の受信導体１４で構成されている例を説明する。最初、受信導体選択回路は、所定の検出ブロック２６０、例えば検出ブロック｛Ｘ１〜Ｘ１６｝を選択する（図４４の状態）。そして、信号検出回路は、選択した検出ブロック｛Ｘ１〜Ｘ１６｝内の全ての受信導体１４を用いて、同時に指示体の位置検出を行う。そして、この状態で、所定時間の間、位置検出を行う。
次いで、所定時間後、受信導体選択回路は、検出ブロック２６０を検出ブロック｛Ｘ１７〜Ｘ３２｝に切替える。そして、信号検出回路は、あらたに選択された検出ブロック２６０内の全ての受信導体１４を用いて同時に指示体の位置検出を行う。その後は、上述した切替え動作を所定時間毎に繰り返して行い、検出ブロック｛Ｘ１１３〜Ｘ１２８｝での位置検出が終了すれば、検出ブロック｛Ｘ１〜Ｘ１６｝に戻って、位置検出を行う。
図４５に、上述した検出ブロック２６０の切替え動作を実現するための受信導体選択回路の一構成例を示す。受信導体選択回路２６１は、各検出ブロック２６０内の１６本の受信導体１４と、それらに対応する信号検出回路２６２内の各Ｉ／Ｖ変換回路２６２ａの入力端子とを選択的に接続するためのスイッチ２６３を備える。なお、このスイッチ２６３の切替え動作は制御回路５０により制御される。
なお、この例では、検出ブロック２６０毎に受信導体１４を切替えるので、信号検出回路２６２内のＩ／Ｖ変換回路２６２ａの数は、検出ブロック２６０内の受信導体１４の本数と同数とされる。すなわち、この例のように、１つの検出ブロック２６０が１６本の受信導体１４で構成される場合には、信号検出回路２６２内のＩ／Ｖ変換回路２６２ａの数は１６個になる。なお、各Ｉ／Ｖ変換回路２６２ａは、第１の実施形態と同様に、例えば増幅器と、コンデンサと、抵抗とを並列接続した構成を備える。
受信導体選択回路２６１をこのような構成にし、受信導体１４の切替え動作を図４４に示す手順で行うことにより、変形例６と同様に、検出ブロック２６０間の境界に位置する受信導体１４間での検出時間の差が短くなる。その結果、この例では、変形例６と同様に、検出ブロック間の境界付近で指示体が移動していても、指示体の位置検出の開始タイミングが待機状態が少なく、これによってより精度良く、その指示体を検出することができる。
［変形例８］
上記第１の実施形態では、図２に示すように、第１ガラス基板１５の一方の表面上に、受信導体１４と送信導体１２とがスペーサ１６を介して形成される構成のセンサ部１０について説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、受信導体及び送信導体を一枚のガラス基板の両面にそれぞれ形成しても良い。図４６に、その一構成例（変形例８）を示す。
図４６は、この例のセンサ部の概略断面図である。この例のセンサ部３００は、ガラス基板３０１と、ガラス基板３０１の一方の表面（図４６に示される、指等の指示体１９によって指示される側の面）上に形成された複数の受信導体３０４と、ガラス基板３０１の他方の表面（図４６における下側の面）上に形成された複数の送信導体３０２を備える。送信導体３０２は第１保護層３０３によって保護される。さらに、受信導体３０４は、第２保護層３０５に保護されるとともに、第２保護層３０５はさらに保護シート３０６が備えられている。保護シート３０６は、指示体１９による操作に対して受信導体３０４が損傷を受けないように保護するものである。
この例では、ガラス基板３０１、送信導体３０２及び受信導体３０４は、上記第１の実施形態と同様の形成材料で形成することができる。この例では、第１の実施形態と同様に、ガラス基板３０１の代わりに合成樹脂で形成されたシート状（フィルム状）基材を用いてもよい。また、第１保護層３０３及び第２保護層３０５は、例えば、ＳｉＯ２膜や合成樹脂膜等で形成することができ、保護シート３０６としては、例えば、合成樹脂等からなるシート部材を用いることができる。
この例のセンサ部３００では、上記第１の実施形態（図２）のセンサ部１０に比べて、ガラス基板の枚数を減らすことができるので、センサ部３００の厚さをより薄くすることができる。また、この例のセンサ部３００では、ガラス基板の枚数を減らすことができるので、より安価なセンサ部を提供することできる。
［変形例９］
変形例９では、変形例８とは別のセンサ部の変形例を説明する。変形例９では、例えば、ガラス基板の一面の表面上に送信導体及び受信導体を形成するセンサ部の構成例を説明する。図４７に、この例のセンサ部の概略断面を示す。
この例のセンサ部３１０では、ガラス基板３１１の一面において、送信導体３１４と受信導体３１５が交差する構造を備えるため、互いが交差する箇所においては互いを電気的に絶縁するための絶縁材を介して交差させる。一例としては、ガラス基板３１１の一面上にジャンパー部材としての金属層３１２が所定のパターンで形成されている。金属層３１２上には絶縁層３１３を介して所定の導体パターンを備えた受信導体３１５が形成される。送信導体３１４は、受信導体３１５と交差するように配置されるが、互いが交差する箇所においては受信導体３１５によって分断された例えばランド形状の導体パターンで構成されている。このため、分断された送信導体３１４のそれぞれは、金属層３１２によって互いが電気的に接続される構造を備える。なお、上記の例では、ガラス基板３１１の一面と受信導体３１５の間に絶縁層３１３が配置された構造を備えているが、ガラス基板３１１の一面に受信導体３１５を形成し、受信導体３１５を覆うように絶縁層３１３を形成し、受信導体３１５によって分断された送信導体３１４のそれぞれがジャンパー部材としての金属層３１２を介して互いが電気的に接続される構造であってもよい。更には、送信導体３１４と受信導体３１５とは、送信と受信の関係が互いに置換可能である。なお、この例では、指示体が位置指示のためにガラス基板３１１に接近する一面に送信導体３１４と受信導体３１５等が配置されているが、指示体が位置指示のためにガラス基板３１１に接近する一面に対向する他面に、送信導体３１４と受信導体３１５等が配置されている構成でも良い。
この例では、受信導体３１５は、上記第１の実施形態と同様に、直線状導体で形成する。一方、ランド形状の送信導体３１４は、金属層３１２の絶縁層３１３にて覆われていない露出部と、電気的に接続されている。金属層３１２によって電気的に接続された、ランド形状を備えた送信導体３１４は、絶縁層３１３を介して受信導体３１５とは電気的に絶縁されるように、立体的に配線される。
また、この例では、ガラス基板３０１、送信導体３１４及び受信導体３１５は、上記第１の実施形態と同様の形成材料で形成することができる。なお、この例においても、第１の実施形態と同様に、ガラス基板３０１の代わりに合成樹脂で形成されたシート状（フィルム状）基材を用いてもよい。
金属層３１２は、高導電率を有する金属材料、例えば、Ｍｏ（モリブデン）等で形成することができる。金属層３１２と送信導体３１４との接触面積は微小であるので、これらの接続部分での電気抵抗を小さくするため、金属層３１２には高導電率を有する金属材料を用いることが好ましい。また、絶縁層３１３は、例えば、レジスト等で形成することができる。
この例のセンサ部３１０では、上記第１の実施形態（図２）のセンサ部１０に比べて、ガラス基板の枚数を減らすことができるので、センサ部３１０の厚さをより薄くすることができる。また、この例のセンサ部３１０では、ガラス基板の枚数を減らすことができ、送信導体３１４及び受信導体３１５を実質的に一層で構成することができるので、より安価なセンサ部を提供することできる。
さらに、この例のセンサ部３１０では、変形例８のセンサ部３００に比べて、次のような利点が得られる。この例のセンサ部３１０において、指示体１９が位置指示のためにガラス基板３１１に接近する一面に対向する他面に、送信導体３１４と受信導体３１５等が配置されている場合には、指示体とこれらの導体との間にガラス基板３１１が介在することになるので、変形例８のセンサ部３００の場合に比べて、指示体及び導体間の距離が広がり、指示体からのノイズの影響が低減される。
［変形例１０］
上記第１〜４の実施形態では、送信導体及び受信導体が所定方向に延在した導体で形成することができることを説明したが、変形例１０では、送信導体の形状に関しより具体的な構成例を説明する。
図４８に、この例のセンサ部における送信導体及び受信導体の概略構成を示す。この例では、受信導体３２４は直線形状の導体とする。送信導体３２１は、受信導体３２４が配置された方向に対し交差する方向に配置されている。送信導体は、受信導体３２４を交差する例えば線形状の導体部３２２と、それより幅広のランド導体部３２３とが電気的に接続された構成を有している。受信導体３２４と線形状の導体部３２２との間には絶縁層が介在することで互いが電気的に絶縁されている。
なお、図４８には、受信導体３２４の延在方向と、送信導体３２１の延在方向とが直交する例を示すが、本発明はこれに限定されない。両導体の延在方向が必ずしも直交する必要はなく、位置検出のためのクロスポイントが生成されるように、送信導体３２１の延在方向と受信導体３２４の延在方向とが交差していればよい。
送信導体３２１を構成するランド導体部３２３の中央部は、受信導体３２４の延在方向に沿って凹形状に形成されている。すなわち、ランド導体部３２３は、略Ｈ字状の形状を有する。また、ランド導体部３２３の線形状の導体部３２２側の端辺部は線形状の導体部３２２側に向かってその幅が連続的に狭くなる凸形状になっている。
送信導体３２１のランド導体部３２３の形状を上述のような略Ｈ字状にすることにより、次のような効果が得られる。
上記実施形態及び変形例では、静電結合方式の指示体検出装置について説明しているが、本発明は、電磁誘導方式と組み合わせた指示体検出装置にも適用可能である。この場合、電磁誘導方式では、指示体と指示体検出装置との間で電磁波を送受信して、指示体の位置を検出する。そこで、センサ部上のランド導体部の形状に関し、その幅が均一の幅広導体である場合には、センサ部を介して電磁波の送受信を行う時にそのランド導体部内に渦電流が発生し、電磁誘導方式での位置検出に悪影響を与える。それに対して、この例のようにランド導体部３２３を略Ｈ字状あるいは凹形状にすることにより、電磁誘導方式を用いての位置検出を併用した場合でも、ランド導体部３２３内での渦電流の発生を抑制することができ、上述のような問題を解消することができる。
なお、この例の構成は、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置のセンサ部に限られるものではなく、クロスポイント静電結合方式と同様の導電パターン、すなわち、第１の方向に配置された複数の第１導体と、前記第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる導体パターンを備え、クロスポイント静電結合方式におけるクロスポイントに対応した指示位置を求めるのではなく、各方向に配設されたそれぞれの導体から得られた検出信号に基づいて各方向に配設された導体における、指示位置に対応したそれぞれの導体を特定し、配設された位置が特定されたこれらの導体のそれぞれが交差する位置から指示体の指示する位置を求める投影型静電結合方式の指示体検出装置のセンサ部などにも適用できる。また、この例では、送信導体を線形状の導体部とランド中央部に凹部を有する、略Ｈ字状のランド導体部とで構成する例を説明したが、受信導体についても所定の形状を有する導体パターンであってもよい。
また、この例の送信導体３２１及び受信導体３２４の構成は、第１の実施形態（図２）、変形例８（図４６）及び変形例９（図４７）で説明したセンサ部に適用することができる。さらに、指示体検出装置が液晶パネル等の表示装置と一体構成の場合は、液晶パネルから受ける影響を抑制するため、受信導体３２４を液晶パネルの画素走査方向と交差する方向に配置することで、受信導体３２４が画素走査に起因する信号を受信しない構成とすることが好ましい。
［変形例１１］
送信導体のランド導体部の形状は、図４８に示す例に限定されない。図４９に、ランド導体部の形状の他の例（変形例１１）を示す。なお、図４９において、図４８に示す例と同じ構成には、同じ符号で示す。
変形例１０のセンサ部３２０と、この例のセンサ部３２５との比較から明らかなように、この例では、送信導体３２６のランド導体部３２７の形状が変更されている。それ以外の構成は、変形例１０のセンサ部３２０と同様である。それゆえ、この例では、ランド導体部３２７の構成についてのみ説明する。
この例の送信導体３２６のランド導体部３２７は、変形例１０と同様に、ランド導体部３２７は、その中央部に凹部を備えた、すなわち、略Ｈ字状の形状を有する。しかしながら、変形例１０のランド導体部３２３では、その線形状の導体部３２２側の端辺部が鋭角形状であったが、この例では、ランド導体部３２７の線形状の導体部３２２側の端辺部を平坦に、あるいは図示せずも丸みを持たせることで、端辺部の導体部３２２との接合面を大きくする。
ランド導体部３２７の線形状の導体部３２２側の端辺部を平坦にしあるいは丸みをもたせることで、導体部３２２との間で電流集中が生じにくい構造とされる。このような構造を備えることで、ランド導体部３２７の線形状の導体部３２２側の端辺部に鋭部を備えた変形例１０に比べて、ランド導体部３２７の線形状の導体部３２２側の端辺部における電流の流路を広く確保することができ、よって、ランド導体部３２７と線形状の導体部３２２との接合部分での電流集中が低減される。すなわち、ランド導体部３２７と線形状の導体部３２２との接合部分における抵抗値の増大を抑制することができ、変形例１０に比べて、さらに電気伝導特性を向上させることができる。
なお、この例の構成は、クロスポイント静電結合方式の指示体検出装置のセンサ部に限られるものではなく、投影型静電結合方式の指示体検出装置のセンサ部などにも適用できる。また、この例では、送信導体を線形状の導体部と、その中央部に凹部を備えた略Ｈ字状のランド導体部とで構成する例を説明したが、受信導体を送信導体と同様の構成にしてもよい。
また、この例の送信導体３２６及び受信導体３２４の構成は、第１の実施形態（図２）、変形例８（図４６）及び変形例９（図４７）で説明したセンサ部に適用することができる。さらに、指示体検出装置が液晶パネル等の表示装置と一体構成の場合は、液晶パネルから受ける影響を抑制するため、既述したように、受信導体３２４を液晶パネルの走査方向と交差する方向に配置することが好ましい。
［変形例１２］
クロスポイント静電結合方式を採用した指示体検出装置では、センサ部を指示体を操作する面側、すなわち上方から見た場合、複数の受信導体と送信導体が交差し、導体パターンが存在する領域と存在しない領域がある。各導体はＩＴＯ膜等の透明電極膜で形成されるが、導体パターンが存在する領域の透過率は、導体パターンが存在しない領域のそれに比べて低下する。その結果、センサ部上では透過率のむらが生じる。利用者によってはこの透過率のむらが気になることがある。そこで、変形例１２では、このようなセンサ部上での透過率のむらを解消する構成を説明する。
図５０に、この例のセンサ部の概略構成を示す。なお、ここでは、変形例８（図４６）のセンサ部３００に、この例の構成を適用した例を説明する。この例のセンサ部３３０では、送信導体３３１及び受信導体３３２が存在しない領域に、例えば導体と同じ材料からなる第１透明電極膜３３３及び第２透明電極膜３３４を設ける。それ以外の構成は、変形例８（図４６）のセンサ部３００と同様の構成である。
図５１（ａ）に、センサ部３３０のガラス基板の一面（下面）に形成される送信導体３３１及び第１透明電極膜３３３の構成を示す。この例では、送信導体３３１と同じ面であって、互いが近傍に配置された２つの送信導体３３１の間に矩形状の第１透明電極膜３３３を配置する。第１透明電極膜３３３は送信導体３３１と接触しないように送信導体間の寸法よりも多少小さな寸法を有しており、送信導体３３１とは多少の空隙を介して離間されている。一方、第１透明電極膜３３３の送信導体３３１の長さ方向の寸法に関しては、互いが近傍に配置された受信導体３３２間の寸法に１本の受信導体３３２の導体幅を加算した寸法よりも多少小さく設定され、互いが近傍に位置する２本の受信導体３３２の間に、それぞれの受信導体３３２の導体幅の略１／２の位置まで延伸された位置関係を持って配置される。
また、図５１（ｂ）に、センサ部３３０のガラス基板の他の面（上面）に形成される受信導体３３２及び第２透明電極膜３３４の構成を示す。この例では、第２透明電極膜３３４は、受信導体３３２が配置される同じ面に配置され、その寸法に関しては第１透明電極膜３３３の寸法を規定する場合と同様のアプローチが適用できる。すなわち、第２透明電極膜３３４は受信導体３３２と接触しないように受信導体間の寸法よりも多少小さな寸法を有しており、受信導体３３２とは多少の空隙を介して離間されている。一方、第２透明電極膜３３４の受信導体３３２の長さ方向の寸法に関しては、互いが近傍に配置された送信導体３３１を部分的に覆うように設定される。第１透明電極膜３３３および第２透明電極膜３３４の寸法および配置に関しては、要は、例えば指示体を操作する面側（上方側）からセンサ部３３０を見た際に、送信導体３３１、受信導体３３２、第１透明電極膜３３３、第２透明電極膜３３４の重畳関係が、電気的絶縁を維持しつつ、できる限り均質となるような構成とすることで、センサ部３３０全体に対し、透過率のむらが抑制された、均質な光学特性を保持できるように配置されればよい。
センサ部３３０のガラス基板の各面に形成する導体及び透明電極膜をそれぞれ図５１（ａ）及び（ｂ）のように配置すると、センサ部３３０を上方から見たとき、図５０に示すように、導体パターンが存在しない領域にも、導体と同じ材料からなる第１透明電極膜３３３及び第２透明電極膜３３４が形成される。その結果、センサ部３３０上における透過率のむらが抑制される。
なお、透過率むらを抑制するための第１透明電極膜３３３及び第２透明電極膜３３４の形状は矩形に限定されない。センサ部３３０を上方から見たときに、各透明電極膜から成る導体パターンと、第１透明電極膜３３３及び第２透明電極膜３３４との重畳関係が光学的に均質であればよく、第１透明電極膜３３３及び第２透明電極膜３３４の形状は各透明電極膜から成る導体パターンの形状に関連して適宜決定される。例えば、この例では、矩形状の複数の透明電極膜を送信導体あるいは受信導体が延在される方向に沿って所定間隔で配置する例をしたが、その複数の透明電極膜を１枚の電極膜として形成してもよい。
また、この例の構成は、第１の実施形態（図２）及び変形例９〜１１（図４７〜４９）で説明したセンサ部に適用することができる。さらに、例えば、透過率むら防止用の透明電極膜が所定領域に形成されたガラス基板を別途用意し、そのガラス基板をセンサ部に追設するようにしてもよい。また、上述したように、ガラス基板に換えてフィルム上の基材を採用しても同様に適用可能である。
［変形例１３］
上記第１〜４の実施形態では、送信導体及び受信導体がともに線形状の導体である例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、送信導体及び受信導体の少なくとも一方が曲線状あるいは同心円状の導体で構成されていてもよい。図５２に、その一例（変形例１３）を示す。
図５２は、この例におけるセンサ部３４０の送信導体３４１と受信導体３４２の配置パターンを示す図である。この例では、送信導体群は、複数の径の異なる同心円状の送信導体３４１で構成される。そして、各同心円状の送信導体３４１は、複数配置され且つ半径方向に隣り合う送信導体３４１間の間隔は等間隔となるように構成される。ただし、本発明は、これに限定されず、送信導体３４１間の間隔を等間隔にしなくてもよい。
一方、受信導体群は、送信導体群の中心から放射状に延在した複数の例えば直線形状の受信導体３４２で構成される。そして、複数の受信導体３４２は、周方向に等間隔で配置される。ただし、本発明は、これに限定されず、受信導体３４２間の間隔を等間隔にしなくてもよい。このように構成することにより、送信導体３４１と受信導体３４２との延在方向を交差させて、位置検出のクロスポイントを生成する。
図５２に示すセンサ部３４０は、例えば、センサ部３４０の位置検出領域が円形状であるような場合に好適ある。
また、本発明では、例えば、送信導体及び受信導体の少なくとも一方がその延在方向に対して蛇行するような、ジグザグ形状の導体であってもよい。
［変形例１４］
上記第１〜４の実施形態では、例えば図４に示すように、信号検出回路３１内の増幅器３１ｂとして１入力１出力の増幅器を用いる例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、増幅器として差動増幅器を用いてもよい。図５３に、その一例（変形例１４）を示す。
図５３は、この例の増幅器の概略構成図である。この例の増幅器３５０は２入力１出力の差動増幅器である。この例では、差動増幅器３５０の各入力端子に接続される受信導体１４は、それぞれ１本であり、センサ部において互いが隣り合って配置された受信導体１４が１対とされて、順次選択される。図５３では、選択された受信導体（Ｘｍ，Ｘｍ＋１）からの信号はＩ／Ｖ変換回路３１ａを介して電流信号が電圧信号に変換されて差動増幅器３５０の各入力端子に供給されているが、以降に述べる差動増幅器を用いた実施例においては、図面の煩雑さを回避するためにＩ／Ｖ変換回路３１ａの存在を割愛して説明する。
受信側に差動増幅器３５０を用いた場合には、各受信導体１４に重畳したノイズを差動増幅器３５０で差動増幅することで除去できるので、ノイズ耐性を向上させることができる。
［変形例１５］
上記変形例１４では、差動増幅器に接続する受信導体１４の本数が２本の場合を説明したが、差動増幅器に接続する受信導体１４の本数をさらに増やしてもよい。図５４に、その一例（変形例１５）を示す。
図５４は、この例の差動増幅器の概略構成図である。この例の差動増幅器３５１では、実質的に接続する受信導体１４を５本とする。そして、この例では差動増幅器３５１に接続する受信導体１４として、互いに隣り合う５本の受信導体１４を用いる。なお、図５４の例では、差動増幅器３５１に接続する５本の受信導体１４をそれぞれ受信導体Ｘｍ−２〜Ｘｍ＋２と表記する。
この例では、受信導体Ｘｍ−２及びＸｍ−１を差動増幅器３５１の極性が「−」の入力端子に接続し、受信導体Ｘｍ＋２及びＸｍ＋１を差動増幅器３５１の極性が「＋」の入力端子に接続する。そして、中央に配置された受信導体Ｘｍを、差動増幅器３５１の内部において所定の参照電圧レベル（例えばグラウンドレベルあるいは供給電圧レベル：Ｖｃｃ）に設定された入力端子に接続する。なお、差動増幅器３５１が単電源である場合には、受信導体Ｘｍの電圧レベルは所定の参照電圧レベルに設定され、差動増幅器３５１が正電圧及び負電圧から構成される両電源である場合には、受信導体Ｘｍの電圧レベルは一般的には零、すなわちグラウンドレベルに設定させる。所定の入力端子がグラウンドレベルあるいは所定の参照電圧に設定された複数入力を備える差動増幅器を使用することで、既述したように、受信導体を選択するための受信導体選択回路で実現した受信導体の選択、受信に供していない受信導体をグラウンドあるいは所定の参照電圧に接続する機能を、この差動増幅器の入力端子の選択というアプローチで代用することができる。
このように、複数の受信導体を同時的に使用することで、差動増幅器３５１から出力される差分信号が増大するため検出感度を向上させることができる。また、指示体の検出領域を広げることができる。また、この例では、差動増幅器３５１を用いるので、変形例１４と同様に、ノイズ耐性を向上させることができる。
なお、この例において、差動増幅器３５１に接続する、中央に配置された受信導体Ｘｍを所定の参照電圧レベルに設定する理由は、次の通りである。上記第１の実施形態で説明したように、クロスポイント静電結合方式では、指示体が配置されているクロスポイントでは、例えば指示体を介してグラウンドに電流が分流され、クロスポイントに流入する電流が低下するといった電流の変化を検出する。しかしながら、指示体が十分グラウンドに接地されていない環境にある場合には、クロスポイントでの電流の分流が不十分になる。この場合、クロスポイントでの電流変化が小さくなり、位置検出の感度が低下する。
それに対して、この例のように、差動増幅器３５１に接続する複数の受信導体１４のうち、中央に配置された受信導体Ｘｍが参照電圧レベル（例えば、所定の参照電圧またはグラウンド接地電圧）になるように構成すると、指示体が十分グラウンドに接地されていない場合であっても、指示体が受信導体Ｘｍ上に配置された場合には、電流の一部を指示体及び受信導体Ｘｍを介して分流させることができる。その結果、上述した感度の低下を抑制することができる。
［変形例１６］
上記第１〜３の実施形態では、送信導体群１１に供給する拡散符号のチップ長を「６３」として、送信導体１２の１本毎に１チップ分位相をずらした拡散符号を供給する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、複数本の送信導体１２に対して同じ位相差を有する拡散符号を供給してもよい。
変形例１６では、隣り合う２本の送信導体１２に同じ位相差を有する拡散符号を供給する例を示す。なお、この例では、送信導体１２の本数は、第１の実施形態と同様に、補償信号を供給するための例えば２本の送信導体を加えた６４本とする。
この例では、２本の送信導体１２をペアとして、同じ位相差の拡散符号を供給するので、送信導体群１１に供給する拡散符号の位相差の種類は同位相を含めて３１通りあればよい。それゆえ、この例では、チップ長が少なくとも「３１」である拡散符号を用いることができる。よって、この例では、チップ長「３１」の拡散符号を用いる。ただし、この場合、６４本の送信導体１２のうち、拡散符号を供給する送信導体１２は６２本となるので、残りの２本の送信導体１２には、補償信号を供給する。
図５５に、上記拡散符号の供給形態を実現するための指示体検出装置の拡散符号供給回路の概略構成を示す。また、図５５の例では、送信導体群１１の両端に位置する送信導体Ｙ１及びＹ６４に補償信号を供給し、残りの送信導体Ｙ２〜Ｙ６３に互いに位相差の異なる拡散符号を供給する。なお、以下では、隣り合う２本毎にペアと成した送信導体１２の組み合わせを送信導体［Ｙｋ，Ｙｋ＋１］（ｋ＝２〜６２）と記す。
この例の拡散符号供給回路３６０は、シフトレジスタ３６１と、補償信号生成回路３６２とを備える。なお、拡散符号生成回路３６４は、チップ長が「３１」の拡散符号を生成し、拡散符号を構成する各１チップ長の符号をシフトレジスタ３６１に並列出力する。
シフトレジスタ３６１は、並列入出力型のシフトレジスタであり、拡散符号生成回路３６４で生成される拡散符号のチップ長と同数、すなわち、３１個のフリップフロップ３６１ａを備え、それらが多段接続されて構成される。フリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ３１の入力端子は、それぞれ、拡散符号を構成する１チップ目の符号ＰＮ１〜３１チップ目の符号ＰＮ３１が出力される拡散符号生成回路３６４の出力端子にそれぞれ接続される。また、フリップフロップＤｔＬ（Ｌ：整数１〜３１）の出力端子は、１組の送信導体［Ｙ２Ｌ，Ｙ２Ｌ＋１］に接続される。
各フリップフロップ３６１ａは、拡散符号生成回路３６４から並列出力される１チップ長の符号を同時的に保持するとともに、その保持された１チップ長の信号（符号）を１チップ周期毎に次段のフリップフロップ３６１ａにシフトする。また、その際、各フリップフロップ３６１ａは、保持していた信号を対応する一組の送信導体［Ｙｋ，Ｙｋ＋１］に出力する。また、シフトレジスタ３６１を構成する最終段のフリップフロップＤｔ３１の出力信号はフリップフロップＤｔ１に巡回的に供給される。
拡散符号供給回路３６０を上述のような構成にすることにより、フリップフロップＤｔ１、…、ＤｔＬ、…Ｄｔ３１からは、それぞれ位相差Ｐｈ１（同位相）、…、ＰｈＬ、…、Ｐｈ３１（３０チップ長の位相差）の拡散符号が出力される。そして、拡散符号供給回路３６０から出力された位相差Ｐｈ１、…、ＰｈＬ、…、Ｐｈ３１の拡散符号は、それぞれ送信導体［Ｙ２，Ｙ３］、…、［Ｙ２Ｌ，Ｙ２Ｌ＋１］、…、［Ｙ６２，Ｙ６３］に出力される。
なお、この例の指示体検出装置の受信部の相関値算出回路の構成は、３１チップ長の検出信号と拡散符号生成回路３６４から出力される３１チップ長の拡散符号との相関値が算出できるような構成にすればよい。具体的には、相関回路内の各シフトレジスタを構成するフリップフロップの数を３１とし、相関器内の積算器の数も３１個にすればよい（図６及び７参照。）
この例のように複数本の送信導体１２を１ペアとして、同じ位相差の拡散符号を供給することにより、検出される出力信号のレベルが増大するので、検出感度を向上させることができる。また、この例のように、複数本の送信導体１２に同じ位相差の拡散符号を供給する場合、拡散符号のチップ長を短くすることができるので、検出時間をより短縮することができる。さらに、この例では、拡散符号のチップ長を短くすることができるので、上述のように、相関回路内の各シフトレジスタを構成するフリップフロップの数や、相関器内の積算器の数を減らすことができ、受信部の構成をより簡易にすることができる。
また、この例のように、２本の送信導体１２毎に、同じ位相差の拡散符号を供給する場合、受信部の信号検出回路に用いる増幅器も、２本の受信導体１４毎に出力電流を検出する構成にすることが好ましい。その一構成例を図５６に示す。
図５６によって、この例における拡散信号の供給形態と検出信号の検出形態との関係を概念的に説明する。この例のように、２本の送信導体１２毎に、同じ位相差の拡散符号を供給する場合には、受信部の増幅器３６５には、２つの入力端子がともに同一極性である、例えば「＋」端子である２入力１出力の増幅器３６５を用いることが好ましい。また、図５６に示す例のように隣り合う２本の送信導体１２（Ｙｎ，Ｙｎ＋１）に同じ位相差の拡散符号を供給する場合には、その供給パターンに合わせて、受信部の増幅器３６５の２つの入力端子も隣り合う２つの受信導体１４（Ｘｍ，Ｘｍ＋１）にそれぞれ接続することが好ましい。
なお、この例では、同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２を２本単位とし、受信側では２本の受信導体１４の出力信号を加算する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２の単位を３本以上にし、それに合わせて、受信側の増幅器で加算する受信導体１４の本数も３本以上としてもよい。なお、ペアと成す送信導体１２の本数と、ペアと成す受信導体の本数は同数である必要はない。
上述のように複数本の送信導体１２を１ペアとして、同じ位相差の拡散符号を供給し、複数本の受信導体１４からの出力信号を加算した場合には、検出される信号のレベルを増大させることができるだけでなく、指示体の検出範囲を拡げることができるので、センサ部１０上の位置検出領域が大きい場合に好適である。
なお、上述のように送信部での拡散符号の供給形態と、受信部での検出形態とを同じにする構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、次のような利点が得られる。
同じ位相差の拡散符号の送信する送信導体の本数と、増幅器で加算する受信導体１４の本数とが異なる場合、センサ部上における最小の検出エリアは長方形状となり、感度分布に異方性が生じる。この場合、例えば、センサ部と対向する面（以下、単に、対向面という）が円形状の指示体を検出すると、その指示体の対向面が円形状でなく楕円形状等に歪んで検出されることがある。これに対して、この例のように、同じ位相差の拡散符号の送信する送信導体１２の本数と、増幅器で加算する受信導体１４の本数とが同じ場合、図５６に示すように、センサ部上における最小の検出エリアＳｍｉｎが正方形状となり、等方的な感度分布が得られる。この場合、対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
また、図５５に示す例では、各送信導体１２に供給する拡散符号の位相差は固定されているが、本発明はこれに限定されず、例えば所定時間毎に、各送信導体１２に供給する拡散符号の位相差を変化させてもよい。その例を、図５７及び５８に示す。
図５７（ａ）及び（ｂ）に示す送信導体選択シーケンスの例では、まず、或る時刻に位相差Ｐｈ１（同位相）の拡散符号を送信導体Ｙ２及びＹ３に供給する（図５７（ａ）の状態）。次いで、所定時間後、位相差Ｐｈ１の拡散符号をＹ４及びＹ５に供給する（図５７（ｂ）の状態）。すなわち、図５７（ａ）及び（ｂ）の送信導体選択シーケンスの例では、所定時間毎に、同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２を所定の本数（この例では２本）を単位として選択する。
また、図５８（ａ）〜（ｃ）に示す送信導体選択シーケンスの例では、まず、或る時刻に位相差Ｐｈ１の拡散符号を送信導体Ｙ２及びＹ３に供給する（図５８（ａ）の状態）。次いで、所定時間後、位相差Ｐｈ１の拡散符号をＹ３及びＹ４に供給する（図５８（ｂ）の状態）。次いで、さらに所定時間が経った後、位相差Ｐｈ１の拡散符号をＹ４及びＹ５に供給する（図５８（ｃ）の状態）。すなわち、図５８（ａ）〜（ｃ）の送信導体選択シーケンスの例では、所定時間毎に、同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２を所定の本数（この例では２本）単位で選択するとともに、先の選択動作で選択された複数の送信導体１２を構成する一部の送信導体１２が、次の選択動作で選択された複数の送信導体１２として含まれるように選択制御される。
なお、図５７及び５８に示すような送信導体１２の切替え動作を行う場合には、変形例３や第４の実施形態で説明した指示体検出装置のように、送信部に送信導体選択回路を設けて上記切替え動作を行う。
［変形例１７］
変形例１６（図５５）では、送信導体２本毎に同じ位相の拡散符号を供給する例を説明したが、この場合、位置検出の分解能が低下する。変形例１７では、そのような問題を解決することのできる構成例を説明する。
この例では、送信導体１２の本数は、第１の実施形態と同様に６４本とし、送信する拡散符号の符号長は「６２」とする。ただし、この例で供給する拡散符号では、符号長「３１」の拡散符号を符号長「６２」に拡張して用いる。具体的には、符号長「３１」の拡散符号「ＰＮ１，ＰＮ２，…，ＰＮ３０，ＰＮ３１」を本実施形態では、「ＰＮ１，ＰＮ１，ＰＮ２，ＰＮ２，…，ＰＮ３０，ＰＮ３０，ＰＮ３１，ＰＮ３１」という符号列の拡散符号を送信導体１２に供給する。すなわち、この例では、２チップ続けて１符号長の同じ符号ＰＮｉ（ｉ＝１〜３１）を供給する。
図５９に、この例の拡散符号供給回路３７０の概略構成を示す。拡散符号供給回路３７０は、拡散符号のチップ長と同数（６２個）のフリップフロップ３７１ａ（図５９中のＤｔ１〜Ｄｔ６２）で構成されたシフトレジスタ３７１を備える。そして、各フリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ６２は、送信導体Ｙ１〜Ｙ６２にそれぞれ接続される。また、拡散符号供給回路３７０は、補償信号生成回路３７２を備え、補償信号生成回路３７２の出力端子は、互いが近傍に配置された送信導体Ｙ６３とＹ６４に接続される。
そして、この例では、図５９に示すように、拡散符号生成回路３７３で生成した拡散符号を構成する各符号ＰＮ１ＰＮ２、…、ＰＮｉ、…ＰＮ３１を互いに隣り合うフリップフロップ３７１ａのペア［Ｄｔ１，Ｄｔ２］、［Ｄｔ３，Ｄｔ４］、［Ｄｔ２ｉ−１，Ｄｔ２ｉ］、…［Ｄｔ６１，Ｄｔ６２］にそれぞれ供給する。次いで、各フリップフロップ３７１ａは、保持した信号を１符号長周期で次段のフリップフロップ３７１ａに順次シフトする。
この例の拡散符号の供給形態では、各送信導体１２に供給される拡散符号は互いに１符号長の位相差を有するので、分解能を低下させることなく指示体の位置検出が可能になる。
また、この例の供給形態では、符号の供給タイミングによりペアとなる送信導体１２は異なるものの、隣り合う送信導体１２には同じ符号が供給される。このことを、例えば、送信導体Ｙ６０〜Ｙ６２に供給される拡散符号列を参照しながら具体的に説明する。送信導体Ｙ６２〜Ｙ６０に供給される拡散符号の符号列を時系列で１符号長毎に列記すると次のようになる。
送信導体Ｙ６２：「ＰＮ３１，ＰＮ３１，ＰＮ３０，ＰＮ３０，…」
送信導体Ｙ６１：「ＰＮ３１，ＰＮ３０，ＰＮ３０，ＰＮ２９，…」
送信導体Ｙ６０：「ＰＮ３０，ＰＮ３０，ＰＮ２９，ＰＮ２９，…」
ここで、送信導体Ｙ６１の拡散符号の符号列に着目すると、１チップ目に符号ＰＮ３１が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６２に符号ＰＮ３１が供給される。２チップ目に符号ＰＮ３０が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６０に符号ＰＮ３０が供給される。３チップ目に符号ＰＮ３０が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６２に符号ＰＮ３０が供給される。そして、４チップ目に符号ＰＮ２９が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６０に符号ＰＮ２９が供給される。５チップ目以降も、同様にして符号の供給タイミングによりペアとなる送信導体１２は異なるが、隣り合う送信導体１２には同じ符号が供給される。このような供給形態では、送信レベルが増大し、検出感度を向上させることができる。
さらに、図５５に示す例（変形例１６）では、補償信号生成回路３６２から出力された信号は、送信導体群１１を構成する各送信導体１２の両端に配置された送信導体Ｙ１とＹ６４、すなわち互いの送信導体１２が他の所定数の送信導体１２を介して離間された送信導体１２に供給される。これに対し、この例では、補償信号生成回路３６２から出力された信号は、互いが近傍に配置された送信導体Ｙ６３とＹ６４に供給される。
図５５に示す例では、補償信号生成回路３６２から出力された信号は、互いの送信導体１２が他の所定数の送信導体１２を介して離間された送信導体１２に供給される構成を有しているため、一方の送信導体に外来ノイズなどによる影響があった場合でも他方の送信導体に供給される補償信号を利用することができるという利点がある。これに対し、図５９に示す例では、補償信号生成回路３７２から出力された信号は、互いが近傍に配置された送信導体Ｙ６３とＹ６４に供給されるために、図５５に示す例とは異なり、互いの送信導体を選択するための配線が簡単であるという利点がある。
なお、この例においても、変形例１６（図５７及び５８）で説明したように、例えば所定時間毎に、各送信導体１２に供給する拡散符号の位相差を変化させてもよい。
［変形例１８］
変形例１７では、１符号長の同じ符号ＰＮｉ（ｉ＝１〜３１）を２チップ続けて同相で送信導体１２に供給する供給形態について説明したが、変形例１８では、１符号長の同じ符号ＰＮｉを２チップ続けて供給する際に、その一方の符号を反転させて供給する構成例を説明する。
この例では、送信導体１２の本数を６２本とし、送信する拡散符号の符号長は「６２」とする。ただし、この例で供給する拡散符号には、変形例１７と同様に、符号長「３１」の拡散符号を符号長「６２」に拡張して用いるが、２チップ続けて配列される２つの符号ＰＮｉのうち一方の符号を反転させる。具体的には、本実施形態では、「−ＰＮ１，ＰＮ１，−ＰＮ２，ＰＮ２，…，−ＰＮ３０，ＰＮ３０，−ＰＮ３１，ＰＮ３１」という符号列の拡散符号を用いる。
図６０に、この例の拡散符号供給回路３７５の概略構成を示す。拡散符号供給回路３７５は、拡散符号のチップ長と同数（６２個）のフリップフロップ３７１ａ（図６０中のＤｔ１〜Ｄｔ６２）で構成されたシフトレジスタ３７１を備える。そして、各フリップフロップＤｔ１〜Ｄｔ６２は、送信導体Ｙ１〜Ｙ６２にそれぞれ接続される。
この例では、拡散符号生成回路３７６において、拡散符号を構成する非反転符号ＰＮ１、ＰＮ２、…、ＰＮｉ、…、ＰＮ３１と、その反転符号−ＰＮ１、−ＰＮ２、…、−ＰＮｉ、…、−ＰＮ３１とを生成する。そして、非反転符号ＰＮ１、ＰＮ２、…、ＰＮｉ、…、ＰＮ３１を、それぞれフリップフロップＤｔ２、Ｄｔ４、…、Ｄｔ２ｉ、…Ｄｔ６２に供給し、反転符号−ＰＮ１、−ＰＮ２、…、−ＰＮｉ、…、−ＰＮ３１をそれぞれフリップフロップＤｔ１、Ｄｔ３、…、Ｄｔ２ｉ−１、…Ｄｔ６１に供給する。次いで、各フリップフロップ３７１ａは、保持した信号を１符号長周期で次段のフリップフロップ３７１ａに順次シフトする。
なお、図６０に示す例では、非反転符号を偶数インデックスのフリップフロップ３７１ａに供給し、反転符号を奇数インデックスのフリップフロップ３７１ａに供給する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。非反転符号を奇数インデックスのフリップフロップ３７１ａに供給し、反転符号を偶数インデックスのフリップフロップ３７１ａに供給してもよい。
この例の供給形態では、変形例１７と同様に、各送信導体１２に供給される拡散符号は互いに１符号長の位相差を有するので、分解能を低下させることなく指示体の位置検出が可能になる。
また、この例の供給形態では、符号の供給タイミングによりペアとなる送信導体１２は異なるものの、隣り合う送信導体１２間で符号が位相反転（あるいは極性反転）して供給される。このことを、例えば、送信導体Ｙ６０〜Ｙ６２に供給される拡散符号列を参照しながら具体的に説明する。送信導体Ｙ６２〜Ｙ６０に供給される拡散符号の符号列を時系列で１符号長毎に列記すると次のようになる。
送信導体Ｙ６２：「ＰＮ３１，−ＰＮ３１，ＰＮ３０，−ＰＮ３０，…」
送信導体Ｙ６１：「−ＰＮ３１，ＰＮ３０，−ＰＮ３０，ＰＮ２９，…」
送信導体Ｙ６０：「ＰＮ３０，−ＰＮ３０，ＰＮ２９，−ＰＮ２９，…」
ここで、送信導体Ｙ６１の拡散符号列に着目すると、１チップ目に反転符号−ＰＮ３１が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６２に非反転符号ＰＮ３１が供給される。２チップ目に非反転符号ＰＮ３０が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６０に反転符号−ＰＮ３０が供給される。３チップ目に反転符号−ＰＮ３０が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６２に非反転符号ＰＮ３０が供給される。そして、４チップ目に非反転符号ＰＮ２９が送信導体Ｙ６１に供給された際には、同じタイミングで送信導体Ｙ６０に反転符号−ＰＮ２９が供給される。５チップ目以降も、同様にして符号の供給タイミングによりペアとなる送信導体１２は異なるが、隣り合う送信導体１２間で符号が位相反転して供給される。この場合、隣り合う送信導体１２間で、クロスポイントに流れる電流が互いに打ち消し合うので、各受信導体１４から出力される電流信号は相殺される。この場合、受信（検出）感度を向上させることができる。
さらに、この例の供給形態では、指示体がセンサ部上に存在しない場合には、各受信導体１４で検出される電流信号は零となるので、補償信号を供給する補償信号生成回路を設ける必要がない。
なお、この例においても、変形例１６（図５７及び５８）で説明したように、例えば所定時間毎に、各送信導体１２に供給する拡散符号の位相差を変化させてもよい。
［変形例１９］
変形例１６では、隣り合う複数本の送信導体１２に同じ位相差の拡散符号を供給し、隣り合う複数本の受信導体１４の検出信号を増幅器で加算する構成例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、送信部では、所定本数間隔で配置された複数本の送信導体１２に同じ位相差の拡散符号を供給し、受信部においても同様に、所定本数間隔で配置された複数本の受信導体１４で検出した信号を増幅器で加算する構成にしてもよい。図６１に、その一例（変形例１９）を示す。
図６１は、ペアと成す送信導体１２の間に他の送信導体が配置された構成を模式的に示す。具体的な例としては、選択された２本の送信導体１２の間に１本の送信導体１２を介在させ、選択された２本の送信導体１２毎に同じ位相差の拡散符号を供給する。拡散符号が供給される送信導体１２の間に配置された送信導体１２には拡散符号を供給しない。具体的には、送信導体Ｙｎ＋１及びＹｎ＋３に位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、送信導体Ｙｎ＋１及びＹｎ＋３間に配置された送信導体Ｙｎ＋２、並びに、送信導体Ｙｎ＋１及びＹｎ−１（不図示）間に配置された送信導体Ｙｎはグラウンドに接続する。例えば、１２８本の送信導体１２を配置し、その６４本は拡散符号と補償信号を供給するために使用され、他の６４本はグランドに接続される。なお、所定の参照電圧に接続してもよい。
また、図６１に示す例のように１本の送信導体１２を介在させて離間されて隣り合う２本の送信導体１２毎に同じ位相差の拡散符号を供給する場合、受信部の信号検出回路に用いられる増幅器も、１本の受信導体１４を介在させて離間されて隣り合う２本の受信導体１４毎に得られる出力電流を加算する増幅器を用いることが好ましい。図６１には、そのような増幅器の一例を示す。
図６１に示す例では、受信部の増幅器３７８として、４入力１出力の増幅器３７８を用いる。この増幅器３７８の４つの入力端子は、同一極性である、例えば「＋」端子と、接地または参照電圧（例えば駆動電圧）に接続される端子（以下、「０」端子と表記する。またこの例では、この端子は内部的に接地されているものとするが、内部的に参照電圧が供給されている場合であっても良い）とが交互に配置されて構成される。そして、図６１に示す例では、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋２が「＋」端子に接続され、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋２間に配置された受信導体Ｘｍ＋１と、受信導体Ｘｍ＋２及びＸｍ＋４（不図示）間に配置された受信導体Ｘｍ＋３とが「０」端子に接続される。なお、本発明はこれに限定されず受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋２が「０」端子に接続され、受信導体Ｘｍ＋１及びＸｍ＋３が「＋」端子に接続されるような構成にしてもよい
この例では、変形例１６と同様に、複数本の送信導体１２に同じ位相差の拡散符号を供給し、複数本の受信導体１４からの出力信号を増幅器で加算する。それゆえ、検出範囲を拡げることができ且つ検出される信号レベルを増大させることができるので、検出感度を向上させることができる。また、この例では、最小の検出範囲Ｓｍｉｎを拡げることができるので、センサ部上の位置検出領域が大きい場合に好適である。
また、この例では、上述のように、変形例１６と同様に、送信部の拡散符号の供給形態と、受信部の１つの増幅器で加算する信号の検出形態とを同じパターンにする。その結果、この例の構成では、センサ部上における最小の検出エリアＳｍｉｎは正方形状となる。それゆえ、この例の構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、変形例１６と同様に、センサ部上における最小の検出エリアでは等方的な感度分布を得ることができる。この場合、例えば対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
［変形例２０］
変形例２０では、例えば図３３あるいは図３４に適用して特に好適な、差動増幅器を用いて隣り合う複数本（この例では４本）の受信導体１４をまとめて使用して信号検出する構成例について説明する。
図６２に、この例の差動増幅器の構成例を示す。この例では、実線で示される指示体１９が、Ｙｎ＋２〜Ｙｎ＋３に配置された送信導体１２とＸｍ＋１〜Ｘｍ＋２に配置された受信導体１４に近傍に位置するものとする。差動増幅器３８０の４つの入力端子のうち、左側２つの入力端子の極性と右側２つの入力端子の極性とが異なる。この例では、差動増幅器３８０の４つの入力端子の極性を、受信導体１４のインデックスの小さい方から「＋＋−−」の順で配置する。そして、隣り合う４本の受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋３のうち、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋１を極性が「＋」である端子に接続し、受信導体Ｘｍ＋２及びＸｍ＋３を極性が「−」である端子に接続する。なお、以下では、図６２に示す差動増幅器３８０における信号の検出形態（検出パターン）を「＋＋−−」と記す。
また、この例のように受信部の信号検出形態を「＋＋−−」とする場合には、送信部の信号供給形態も、受信部の信号検出形態に対応させることが好ましい。具体的には、例えば、４本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋３にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「逆相，逆相，同相,同相」にして供給する。それを実現するためには、図６２に示すように、送信導体Ｙｎ＋２及びＹｎ＋３には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給する。一方、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋１には、位相反転器３８１を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。なお、以下では、図６２に示す拡散符号の供給形態（供給パターン）を「＋＋−−」と記す。
信号の供給形態及び検出形態をともに「＋＋−−」とした場合には、差動増幅器３８０から出力される信号のレベル変化は、指示体１９の存在によって、破線で示す曲線３８３のようにＳ字状になり、その信号を積分するとその積分値の変化は実線で示す曲線３８３Ｘのようになる。この例では、曲線３８３Ｘの窪み部分の中心を算出して、指示体の位置検出を行う。また、波線で示す指示体１９が、Ｙｎ〜Ｙｎ＋１に配置された送信導体１２とＸｍ＋１〜Ｘｍ＋２に配置された受信導体１４に近傍に位置すると、位相反転器３８１によって、差動増幅器３８０から出力される信号のレベル変化は曲線３８３とは位相が反転した波形となり、その積分値も同様に位相が反転した波形となる。図６２（ｂ）は、図６２（ａ）に示す、送信導体を選択するための送信導体選択回路３８２の構成例である。図６２（ｂ）においては、位相差Ｐｈｋと位相差Ｐｈk+1の信号およびその位相反転信号を、Ｙｎ〜Ｙｎ＋２０で示される所定の送信導体１２に選択的に供給する例を示す。送信導体選択回路３８２には、位相差Ｐｈｋおよび位相差Ｐｈk+1の信号とそれぞれが位相反転した４つの信号が供給される。スイッチＳＷ０，ＳＷ１はそれぞれ半導体スイッチで構成され、４つの入力端子を備えている。各入力端子に供給された信号を、１２本の出力端子の中の４本の出力端子を順次選択することで、４つの入力端子に供給された信号を、選択された４本の送信導体１２に順次供給する。また、スイッチＳＷ０，ＳＷ１は同期して動作する。すなわち、スイッチＳＷ０，ＳＷ１によって送信導体１２の中のＹｎ〜Ｙｎ＋３とＹｎ＋９〜Ｙｎ＋１２がそれぞれ選択されると、その次には、Ｙｎ＋１〜Ｙｎ＋４とＹｎ＋１０〜Ｙｎ＋１３がそれぞれ選択される。このような送信導体選択シーケンスが繰り返し実行される。また、図６２（ｂ）に図示するように、スイッチＳＷ０で選択される一部の出力端子（この例では３本）は送信導体１２に接続されずスイッチＳＷ１の一部の入力端子に接続される。従って、送信導体１２の総数が６６本で構成される場合には、送信導体選択回路３８２には７個のスイッチ（ＳＷ０〜ＳＷ６）が備えられている。なお、送信導体選択回路３８２を構成するスイッチの数は、送信導体選択回路３８２に供給される入力信号Ｐｈの数及び送信導体１２の数に依存する。
この構成例を用いた場合には、複数の送信導体１２あるいは複数の受信導体１４を使用するため差動増幅器３８０から出力される差分信号が増大し、且つ、同時に検出する範囲が広がるので、検出感度を向上させることができる。また、この例では、所定の信号とその位相反転信号をペアとして送信導体１２に供給する構成を有しており、指示体１９が存在しない状況においては、互いの信号がキャンセルされるために、差動増幅器３８０の入力信号のダイナミックレンジを抑制でき、更には、ノイズもキャンセルされるので、ノイズ耐性を向上させることができる。
また、この例では、上述のように、変形例１６と同様に、送信部での拡散符号の供給形態と、受信部での信号の検出形態とを同じパターンにする。その結果、この例の構成では、センサ部上における最小の検出エリアＳｍｉｎが正方形状となる。それゆえ、この例の構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、変形例１６と同様に、センサ部上における最小の検出エリアでは等方的な感度分布を得ることができる。この場合、例えば対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
なお、検出対象の導体は４本（偶数）に限られず、３本や５本（奇数）を単位としてもよい。この場合、図示せずも、既述したように、検出対象の導体のうち、中央に配置された送信導体をグラウンドまたは参照電圧に接続することが好ましい。
さらに、この例では、受信部での信号の供給形態及び送信部での信号の検出形態の両方において位相反転（あるいは極性反転）を行う例を説明したが、位相反転を行うのは受信部及び送信部のいずれか一方だけでもよい。また、この例では信号の供給形態及び検出形態を「＋＋−−」としたが、「−−＋＋」としてもよい。
［変形例２１］
変形例２１では、隣り合う４本の受信導体１４をまとめて信号検出する際の構成例を説明する。
図６３に、この例の差動増幅器の構成例を示す。この例も例えば図３３あるいは図３４に適用して特に好適である。この例の受信部の構成を採用することで、図６２の場合とは異なり、差動増幅器からの出力信号を積分する機能を持たせることができる。すなわち、例えば、４入力１出力の差動増幅器３９０を用い、差動増幅器３９０の４つの入力端子の極性を、受信導体１４のインデックスの小さい方から「−＋＋−」の順で配置する。すなわち、この例では入力１出力の差動増幅器３９０において、左側２つの入力端子の極性と、右側２つの入力端子の極性とが対称となるように構成にする。そして、隣り合う４本の受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋３のうち、受信導体Ｘｍ＋１及びＸｍ＋２を「＋」端子に接続し、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋３を「−」端子に接続する。
また、この例のように受信部の信号検出形態を「−＋＋−」とする場合には、送信部の信号供給形態も、受信部の信号検出形態に合わせることが好ましい。具体的には、例えば、４本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋３にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「逆相，同相,同相,逆相」にして供給する。それを実現するためには、図６３に示すように、送信導体Ｙｎ＋１及びＹｎ＋２には位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。一方、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋３には、位相反転器３９１を介して位相反転した位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。
図６２（変形例２０）における曲線３８２Ｙと同様に、図６３に示す曲線３９３は、信号の供給形態及び検出形態をともに「−＋＋−」とした場合に、４本の送信導体１２から差動増幅器３９０を介して出力される信号のレベル変化を示しており、図６２（変形例２０）における差動増幅器３８０の出力信号を積分した値と同様な特性の信号が出力される。すなわち、この例のように信号の検出形態を「−＋＋−」（左右対称）とすることにより、積分処理を行ったと同様の出力が得られる。それゆえ、この例の検出形態を採用した場合には、積分処理を行ったと同様な出力が得られるとともに、積分処理を行った場合に起こり得るノイズの蓄積が無くなる。また、差動増幅処理を行っているために、ノイズ耐性をより向上させることができる。なお、この例において、送信導体１２を順次選択するための送信導体選択シーケンスを実行する送信導体選択回路３９２は、図６２における送信導体選択回路３８２を適用できるためその動作の詳細は割愛する。
また、この例では、上述のように、変形例１６と同様に、送信部での拡散符号の供給形態と、受信部での信号の検出形態とを同じパターンにする。その結果、この例の構成では、センサ部上における最小の検出エリアＳｍｉｎが正方形状となる。それゆえ、この例の構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、変形例１６と同様に、センサ部上における最小の検出エリアでは等方的な感度分布を得ることができる。この場合、例えば対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
なお、検出対象の導体は４本（偶数）に限られず、３本や５本（奇数）を単位としてもよい。この場合、検出対象の導体のうち、中央に配置された送信導体をグラウンドまたは参照電圧に接続することが好ましい。
さらに、この例では、受信部での信号の供給形態及び送信部での信号の検出形態の両方において位相反転を行う例を説明したが、位相反転を行うのは受信部及び送信部のいずれか一方だけでもよい。
また、図６３に示す例では信号の供給形態及び検出形態を「−＋＋−」としたが、「＋−−＋」としてもよい。図６４に、その構成例を示す。
図６４に示す例では、差動増幅器３９５の４つの入力端子の極性を、受信導体１４のインデックスの小さい方から「＋−−＋」の順で配置する。そして、隣り合う４本の受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋３のうち、受信導体Ｘｍ＋１及びＸｍ＋２を「−」端子に接続し、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋３を「＋」端子に接続する。
また、この例のように受信部の信号検出形態を「＋−−＋」とする場合には、送信部の信号供給形態も、受信部の信号検出形態に合わせることが好ましい。具体的には、例えば、４本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋１にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「同相，逆相,逆相,同相」にして供給する。それを実現するためには、図６４に示すように、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋３には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給する。一方、送信導体Ｙｎ＋１及びＹｎ＋２には、位相反転器３９６を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。
図６４に示す例においても、差動増幅器３９５の４つの入力端子のうち、左側２つの入力端子の極性と、右側２つの入力端子の極性とは対称になる。それゆえ、図６３に示す例と同様の効果が得られる。
［変形例２２］
変形例２２では、隣り合う３本の受信導体１４をまとめて信号検出する際の構成例を説明する。
図６５（ａ）に、この例の構成を示す。この例も例えば図３３あるいは図３４に適用して特に好適である。この例の受信部では、例えば３入力１出力の差動増幅器４００を用い、差動増幅器４００の３つの入力端子の極性を、受信導体１４のインデックスの小さい方から「＋−＋」の順で配置する。すなわち、この例の差動増幅器４００では、中央の入力端子の極性に対してその両隣の入力端子の極性が左右対称となるように構成する。そして、隣り合う３本の受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋２のうち、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋２を「＋」端子に接続し、受信導体Ｘｍ＋１を「−」端子に接続する。
また、この例の差動増幅器４００では、「−」端子が１つであるのに対して、「＋」端子が２つであるので、各端子に入力される信号レベルのバランスを考え、「−」端子に入力される信号に対しては信号レベルの補正を行うべく、レベルを例えば差動増幅器４００の内部にて２倍に増幅する。なお、少数派の極性の入力端子（図６５では「−」端子）に入力される信号のレベルの倍率は、小数派の極性の入力端子の数と多数派の極性の入力端子（図６５では「＋」端子）の数とを考慮して適宜決定される。
また、この例のように受信部の信号検出形態を「＋−＋」とする場合には、送信部の信号供給形態も、受信部の信号検出形態に合わせることが好ましい。具体的には、例えば、３本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋２にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「同相,逆相,同相」にして供給する。それを実現するためには、図６５に示すように、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋２には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給する。一方、送信導体Ｙｎ＋１には、位相反転器４０１を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。図６５（ｂ）は、図６５（ａ）に示す、送信導体を選択するための送信導体選択回路４０２の構成例である。図６５（ｂ）においては、位相差Ｐｈｋと位相差Ｐｈk+1の信号およびその位相反転信号を、Ｙｎ〜Ｙｎ＋１９で示される所定の送信導体１２に選択的に供給する例を示す。送信導体選択回路４０２には、位相差Ｐｈｋおよび位相差Ｐｈk+1の信号とそれぞれが位相反転した３つの信号が供給される。スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１はそれぞれ半導体スイッチで構成され、３つの入力端子を備えている。各入力端子に供給された信号を、１１本の出力端子の中の３本の出力端子を順次選択することで、３つの入力端子に供給された信号を、選択された３本の送信導体１２に順次供給する。また、スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１は同期して動作する。すなわち、スイッチＳＷ１０，ＳＷ１１によって送信導体１２の中のＹｎ〜Ｙｎ＋２とＹｎ＋９〜Ｙｎ＋１１がそれぞれ選択されると、その次には、Ｙｎ＋１〜Ｙｎ＋３とＹｎ＋１０〜Ｙｎ＋１２がそれぞれ選択される。このような送信導体選択シーケンスが繰り返し実行される。また、図６５（ｂ）に図示するように、スイッチＳＷ１０で選択される一部の出力端子（この例では２本）は送信導体１２に接続されずスイッチＳＷ１１の一部の入力端子に接続される。従って、送信導体１２の総数が６５本で構成される場合には、送信導体選択回路４０２には７個のスイッチ（ＳＷ１０〜ＳＷ１６）が備えられている。なお、送信導体選択回路４０２を構成するスイッチの数は、送信導体選択回路４０２に供給される入力信号Ｐｈの数及び送信導体１２の数に依存する。
この例のように信号の検出形態を「＋−＋」とすることにより、差動増幅器４００の３つの入力端子の極性の配置は、中央の入力端子の極性に対して左右対称となる。それゆえ、この例においても、変形例２１と同様に、位置検出の際の積分処理を行ったと同様の結果を得ることができる。また、この例においても、変形例２１と同様に、積分処理を行った際に起こり得るノイズ蓄積が無くなり、差動信号処理を行っているためにノイズ耐性をより向上させることができる。
また、この例では、上述のように、変形例１６と同様に、送信部での拡散符号の供給形態と、受信部での信号の検出形態とを同じパターンにする。その結果、この例の構成では、センサ部上における最小の検出エリアＳｍｉｎが正方形状となる。それゆえ、この例の構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、変形例１６と同様に、センサ部上における最小の検出エリアでは等方的な感度分布を得ることができる。この場合、例えば対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
さらに、この例では、受信部での信号の供給形態及び送信部での信号の検出形態の両方において位相反転を行う例を説明したが、位相反転を行うのは受信部及び送信部のいずれか一方だけでもよい。
また、図６５に示す例では信号の供給形態及び検出形態を「＋−＋」としたが、「−＋−」としてもよい。図６６に、その構成例を示す。
図６６に示す例では、差動増幅器４０５の３つの入力端子の極性を、受信導体１４のインデックスの小さい方から「−＋−」の順で配置する。そして、隣り合う３本の受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋２のうち、受信導体Ｘｍ及びＸｍ＋２を「−」端子に接続し、受信導体Ｘｍ＋１を「＋」端子に接続する。なお、図６６に示す差動増幅器４０５では、各入力端子に入力される信号レベルのバランスを考え、中央の「＋」端子に入力される信号に対してはレベルを２倍する。
また、この例のように受信部の信号検出形態を「−＋−」とする場合には、送信部の信号供給形態も、受信部の信号検出形態に合わせることが好ましい。具体的には、例えば、３本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋２にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「逆相,同相,逆相」にして供給する。それを実現するためには、図６６に示すように、送信導体Ｙｎ＋１には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給する。一方、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋２には、位相反転器４０６を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。
図６６に示す例においても、差動増幅器４０５の３つの入力端子の極性の配置は、中央の入力端子の極性に対して左右対称となる。それゆえ、図６５に示す例と同様の効果が得られる。なお、この例において、送信導体１２を順次選択するための送信導体選択シーケンスを実行する送信導体選択回路４０２は、図６５における送信導体選択回路４０２を適用できるためその動作の詳細は割愛する。
［変形例２３］
上記第１〜４の実施形態及び各種変形例では、センサ部の送信導体及び受信導体の本数等は静的に選択する。すなわち、最小の検出エリアで用いる送信導体及び受信導体の本数を一旦選択すると、その後は、各導体の本数は変更しない。しかしながら、このような構成では、指などの指示体がホバーリング状態にある場合、すなわち、指示体がセンサ部１０から少し浮いている状態においては、位置検出時の検出感度が低くなり、ノイズの影響も大きくなるので、ホバーリング状態時の位置検出を確実に行うことが困難になる。
そこで、変形例２３では、指示体がホバーリング状態にある場合においても、指示体の位置検出を確実に行うことのできる構成例について説明する。
この例では、指示体がホバーリング状態にある場合、すなわち指示体がセンサ部１０から所定の距離離れている状態においても、指示体の位置検出を確実に行うため、位置検出時において、最小の検出エリアで用いる送信導体及び受信導体の本数を動的に選択する。図６７及び６８を参照して、その動作を説明する。
図６７は、指示体がセンサ部の近くにある場合における最小検出エリアＳｍｉｎの拡散符号の供給形態及び出力信号の検出形態の関係を示す図である。また、図６８は、指示体がセンサ部から比較的遠くに位置する場合における最小検出エリアＳｍｉｎの拡散符号の供給形態及び出力信号の検出形態の関係を示す図である。
指示体がセンサ部の近くにある場合には、図６７に示すように、送信部では同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を２本の送信導体１２毎に供給し、受信部では２本の受信導体１４からの出力信号をまとめて検出する。なお、この際、送信部における拡散符号の供給形態及び受信部における信号の検出形態は、例えば「＋＋」または「＋−」とすることができる。
それに対して、指示体がセンサ部から比較的遠くに位置する場合には、図６８に示すように、送信部では、同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する送信導体１２の本数を増加させ、例えば４本とする。一方、受信部では、検出対象となる受信導体１４の本数を例えば４本に増加し、４本の受信導体１４からの出力信号をまとめて検出する。なお、この際、送信部における拡散符号の供給形態及び受信部における信号の検出形態は、例えば「＋＋＋＋」または「＋＋−−」とすることができる。
なお、上記動作における送信導体１２及び受信導体１４の選択本数の切替え動作は例えば、次のようにして行われる。まず、センサ部と指示体の距離の情報は、制御回路にて信号検出回路から出力される信号のレベルに基づいて判定する。次いで、制御回路は、その判定結果に基づいて送信導体選択回路及び受信導体選択回路に選択する導体の位置と本数を指示する。
上述のように、この例では、指示体がホバーリング状態にあると判断された場合には、送信導体１２及び受信導体１４の本数を増やすように制御し、検出感度を維持もしくは上げるなどの変更を行うことにより、ホバーリング状態の指示体の位置検出をより確実に行うことができる。
なお、この例では、選択する導体の本数を２本又は４本としたが、選択する導体の本数はこれに限定されず、任意に設定することができる。例えば、センサ部と指示体の距離が遠くなるにつれて選択する本数を徐々に増やすように設定してもよい。また、送信導体の増加、あるいは受信導体の増加を選択的に制御することもできる。
［変形例２４］
変形例２４では、指示体がホバーリング状態にあるか否かをより精度良く識別するための手法について、図６９〜７１を参照しながら説明する。
図６９（ａ）は、指１９がセンサ部１０上にタッチされている状態を示し、図６９（ｂ）は、その状態において受信部で得られる検出信号（相関値）のレベル曲線を示す。指１９がセンサ部１０上にタッチされている状態では、レベル曲線４２０において、指１９がタッチしている領域で急峻なピークが得られる。
また、図７０（ａ）は、指１９がセンサ部１０上に浮いている状態（ホバーリング状態）を示し、図７０（ｂ）は、その状態において受信部で得られる検出信号のレベル曲線を示す。指１９がホバーリング状態にある場合には、レベル曲線４２１において、指１９がタッチしている領域でピークが得られるが、そのピーク形状は、指１９がセンサ部１０上にタッチされている状態のそれ（図６９（ｂ））に比べて、ブロード化し、ピーク値も低下する。
図６９及び７０に示すレベル曲線の変化において、レベル曲線中のピーク部の立ち上がり時の傾きを検出して、指示体がホバーリング状態にあるか否かを判定することも可能である。この手法では、例えば、ピーク部の傾きが所定の値以上であるときには指１９等の指示体がセンサ部と接触していると判断し、ピーク部の傾きが所定の値より小さいときは指示体がセンサ部から浮いている判断する。しかしながら、この手法では、次のような問題がある。
例えば、指示体が移動するなどして得られる出力信号の強度が変化するとホバーリング状態を正確に識別することが困難になる。また、増幅器の利得等の変化によりホバーリング状態を正確に識別することが困難になる。さらに、上述した変形例等で説明した構成のように、受信部において信号の検出形態を変えた場合、出力信号のレベル曲線がブロード化する。このような場合、センサ部に対する指示体の接触状態が同じでもピーク部のエッジの傾きが変化したり、逆にピーク部のエッジの傾きが同じでも接触状態やセンサ部と指示体との距離や接触状態などにより出力信号のレベルが異なったりするなど現象が生じる。この場合、指示体の接触状況の正確な識別が困難になる。
そこで、この例では、上述した問題を解消するために、受信部で検出された検出信号（相関値）のレベル曲線４２１におけるピーク曲線部のエッジの傾き（図７０（ｂ）の破線）とピーク値（図７０（ｂ）中の黒矢印の長さ）との比（エッジの傾き／ピーク値）に基づいて、検出信号の傾きをその最大振幅値で正規化することで、指示体がホバーリング状態あるいはセンサ部１０にタッチしている状態にあるか否かを識別する。
それゆえ、この例では、上記識別手法を実現するために、図示せずも、受信部には、検出したレベル曲線からピーク部のエッジの傾きとピーク値との比を算出する比算出回路と、比算出回路で算出した比と、所定の閾値とを比較して、指示体がホバーリング状態にあるか否かを識別するホバーリング識別回路と設ける。なお、比算出回路及びホバーリング識別回路は、例えば位置検出回路に設けることができる。
そして、ホバーリング識別回路は、比算出回路で求めた比が所定の閾値以上であるときは、指示体が非ホバーリング状態すなわちセンサ部に接触した状態であると識別し、求めた比が所定の閾値より小さいときは、指示体がホバーリング状態にあると識別する。さらに、ホバーリング状態の有無の識別に用いる所定の閾値よりも小さい第２の閾値を設け、比算出回路で求めた比をこの第２の閾値と比較することにより、ホバーリング状態の程度（センサ部と指示体との距離等）をより詳細に識別することも可能である。
ここで、受信部で検出された信号（相関値）のレベル曲線のピーク部のエッジの傾き及びピーク値、並びに、両者の比（エッジの傾き／ピーク値）の求め方の具体例を、図７１を用いて説明する。
図７１は、指示体としての指１９が存在するクロスポイント付近の領域で、ある時刻に得られた検出信号（相関値）のレベル値をマッピングしたものである。図７１には、３×３のクロスポイントで得られたレベル値を示し、そのレベル値は正規化されている。
図７１に示すようなレベル値の空間分布では、中央のクロスポイントでレベルの最大値「１００」が得られ、その左右上下に位置するクロスポイントでレベル値「５０」が検出されている。この場合、レベル曲線のピーク値は中央グリッドの「１００」となり、エッジの傾きは１００−５０＝５０となる。それゆえ、図７１に示す例では、レベル曲線のピーク部のエッジの傾きとピーク値との比は、（エッジの傾き／ピーク値）＝（５０／１００）＝０．５となる。
この例におけるホバーリング状態の識別手法では、上述のように、レベル曲線のピーク部のエッジの傾きと最大値とを用いて識別する。それゆえ、上述した問題を解消することができ、より安定したホバーリング状態の識別が可能になる。
なお、上記例では、検出信号のレベル曲線（レベル値のマッピングデータ）に基づいて直接ホバーリング状態の識別を行う例を説明したが、本発明はこれに限定されない。検出信号のレベル曲線を非線形処理し、非線形処理後の後の特性に基づいてホバーリング状態を識別してもよい。ここで、検出信号（相関値）のレベル曲線に対して、非線形処理として対数変換を行う例を説明する。
非線形処理を行わない場合、指示体のタッチにより得られた検出信号のレベルは、指示体とセンサ部１０の接触部では極端に大きく、指示体がセンサ部１０から浮いているところでは極端に小さくなる。それゆえ、指示体がセンサ部１０から僅かに浮いている状態を含めて認識処理したくても、検出信号のレベルが上記２つの場合で極端に違うので正確な認識が困難である。
それに対して、検出信号（相関値）のレベル曲線に対して、所定の信号変換処理、例えば対数変換を行うと、検出信号中の小さいレベルの信号部分を浮き立たせ、レベルの大きい信号部分を抑えることができる。すなわち、対数変換後のレベル曲線においては、ピーク部の形状がブロード化し、その最大値が抑制される。この場合、指示体の接触状態と非接触状態との境界付近のレベル値の変化が連続的となり、指示体がセンサ部１０から僅かに浮いている状態であっても容易にホバーリング状態を認識することができ、認識特性を向上させることができる。
また、この例の認識手法では、センサ部１０上において指示体が接触している領域と非接触の領域との境界においても検出信号のレベル値の変化が連続的になるので、指示体の境界部の認識も容易になる。このような、指示体の境界部を含めた接触面積の抽出は、後述する指示体の座標あるいはセンサ部１０に対する押圧などの認識において重要である。特に、指示体がセンサ部上を移動し、受信導体を乗り換えた際に生じる座標誤差、すなわち乗り換え前後での受信導体の選択間違いなどを低減することができる。
さらに、検出信号（相関値）のレベル曲線を、図示せずも、対数変換回路を備えて対数変換する手法では、上述したレベル曲線のピーク部のエッジの傾きとピーク値との比（エッジの傾き／ピーク値）を、割り算でなく引き算で計算することができ、比（エッジの傾き／ピーク値）の算出も容易になる。
［変形例２５］
変形例２５では、本発明において、オールスキャンをより感度良く且つ高速に行うための構成について説明する。すなわち、センサ部によって検出された検出信号の信号レベルに対応して指示体の検出を粗くあるいは細かく求める動作について説明する。
オールスキャンとは、指示体を検出すべく、センサ部上の全クロスポイントに渡って随時、電流変化の検出処理（スキャン）を行うことをいう。オールスキャンに対しては、感度を上げて高速に行うことが望まれる。しかしながら、１本毎もしくは少数本毎の送信導体及び受信導体に対して、オールスキャンを行ったのではスキャンすべきポイントが多くなりオールスキャンが完了するまでの時間が長くなる。
そこで、この例では、センサ部から出力信号が検出されないときは、一度の検出処理（最小検出エリア）に使用する送信導体及び受信導体の本数を増やすことでスキャンポイントを粗くする（以下、「スキップスキャン」という）。スキップスキャンでは、最小検出エリアを大きくし、この最小検出エリアを移動の最小単位として電流変化の検出処理を行うようにする。
このスキップスキャンでは、センサ部上に指示体が存在するか否かを確認するために実行される。なお、この処理は位置検出部で行う。また、スキップスキャンにおいて選択する導体の本数は、センサ部のサイズや必要とする感度等に応じて任意に設定することができる。
なお、本数を増減する導体は、送信導体及び受信導体の両方であってもよいし、いずれか一方であってもよい。なお、送信導体及び受信導体の両方の本数を増減する場合、両者の本数が異なっていてもよい。本発明では、実際に信号検出する有効面積（最小検出エリア）が増減する方法であれば種々の方法が適用可能である。
なお、検出信号の有無のみならず、当該検出信号のレベルに基づいて、使用する送信導体及び受信導体の本数を変更してもよい。例えば、検出信号のレベルが予め設定した所定の閾値より大きいときは本数を減少させ、当該検出信号のレベルが所定の閾値より小さいときは本数を増大させる。閾値は一つだけでなく、２つ以上設定してもよい。検出信号のレベルを検出する方法としては、変形例２４（図７０及び７１）で説明した手法を用いることができる。
この例では、センサ部から検出信号が得られないときは、最小検出エリアで用いる送信導体及び受信導体の本数を増やすことで検出感度を上げ、かつ、スキャンポイントを粗くする。これにより、高感度で且つ高速にオールスキャンを実現することができる。
［変形例２６］
上記変形例１６（図５６）、１９（図６１）、２０（図６２）、２１（図６３及び６４）及び２２（図６５及び６６）では、同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２の供給形態と、１つの増幅器で加算する受信導体１４の検出形態とを同じパターンにする例を説明したが、本発明はこれに限定されない。
上記各種変形例で説明したように、送信部における拡散符号の供給形態と、受信部における信号の検出形態とを同じパターンにすることにより、センサ部上における最小の検出エリアを正方形状となる。それゆえ、この例の構成を、例えば、変形例９（図４７）で説明したセンサ部３１０を備える指示体検出装置に適用した場合には、センサ部上における最小の検出エリアでは等方的な感度分布を得ることができる。この場合、例えば対向面が円形状の指示体がセンサ部上に配置されても、その指示体の対向面を円形状で検出することができる。
しかしながら、送信部における拡散符号の供給形態と、受信部における信号の検出形態とを同じパターンにする構成を、例えば、第１の実施形態で説明したセンサ部１０（図２）に適用すると、送信導体群１１と受信導体群１３との間に設けられるスペーサ１６の厚さが厚い場合には、次のような問題が生じる。
第１の実施形態のセンサ部１０では、送信導体群１１上にスペーサ１６を介して受信導体群１３が配置される。この場合、送信導体群１１は、受信導体群１３より、指示体の検出面から遠い位置に配置されるので、検出面と送信導体１２との間に作用する電界の強度と、検出面と受信導体１４との間のそれとは異なる。検出面からより遠い位置に配置された送信導体１２による出力信号のレベル曲線は、より検出面側に配置されている受信導体１４による出力信号のレベル曲線よりブロードになる。すなわち、検出面からより遠い位置に配置された送信導体１２による出力信号のレベル曲線のエッジの傾きは小さくなり、検出面により近い受信導体１４による出力信号のレベル曲線のエッジの傾きは大きくなる。
ここで、図７２に、送信部における拡散符号の供給形態と、受信部における信号の検出形態とを同じパターンにする構成を、例えば、第１の実施形態で説明したセンサ部１０（図２）に適用した場合の構成を示す。
図７２に示す例では、受信部の差動増幅器４３０には、５入力１出力の差動増幅器４３０を用い、差動増幅器４３０の５つの入力端子の極性を、受信導体Ｘｍ〜Ｘｍ＋４のインデックスの小さい方から「−−０＋＋」の順で配置する。なお、検出形態「−−０＋＋」中の「０」はグラウンドまたは参照電圧に接続することを意味する。すなわち、差動増幅器４３０の中央の入力端子はグラウンドまたは参照電圧に差動増幅器４３０の内部で接続されている。なお、図７２では、送信導体Ｙｎ＋２及び受信導体Ｘｍ＋２がグラウンドに接続される構成を示しているが、既述した送信導体選択回路および受信導体選択回路によってこれらの導体をグラウンドに接続する制御を行うこともできる。
一方、図７２に示す例では、実質５本の隣り合う送信導体Ｙｎ〜Ｙｎ＋４にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「同相，同相，グラウンド，逆相，逆相」にして供給する。それを実現するためには、図７２に示すように、送信導体Ｙｎ及びＹｎ＋１には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給する。中央の送信導体Ｙｎ＋２はグラウンドに接続する。そして、送信導体Ｙｎ＋３及びＹｎ＋４には位相反転器４３１を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。
図７２に示す構成では、上述のように、送信導体１２による出力信号のレベル曲線の広がりが、受信導体１４による出力信号のレベル曲線より広くなる。その結果、センサ部１０上に対向面が円形状の指示体が配置された場合には、図７２に破線で示すように、楕円状に検出されてしまう可能性がある。
そこで、この例では、上記問題を解消するために、センサ部１０の検出面からより遠い位置に配置された送信導体群１１側の検出幅を狭くし、検出面に近い受信導体群１３側の検出幅は広くする構成にして、検出面において、受信側による出力信号のレベル曲線の広がり（検出幅）と、受信側によるそれとの間に差が生じないようにする。これを実現するための一構成例を図７３に示す。
図７３は、この例における送信部の拡散符号の供給形態と、受信部の信号の検出形態との関係を示す図である。
図７３に示す例では、受信部の構成は図７２に示す例と同様とする。一方、送信部においては、実質３本の隣り合う送信導体Ｙｎ＋１〜Ｙｎ＋３にまとめて同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給し、その際、送信導体１２のインデックスの小さい方から拡散符号の位相を「同相，グラウンド，逆相」にして供給する。それを実現するためには、図７３に示すように、送信導体Ｙｎ＋１には位相差Ｐｈｋの拡散符号の位相を変えずに供給し、中央の送信導体Ｙｎ＋２はグラウンドに接続する。そして、送信導体Ｙｎ＋３には位相反転器４３１を介して位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。
このように、検出面からより遠い位置に配置された送信導体群１１内で、同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する送信導体１２の本数を、受信部でまとめて検出する受信導体１４の本数より少なくすることにより、検出面における受信側による出力信号のレベル曲線の広がりと、受信側によるそれとをほぼ同じにすることができる。すなわち、送信側及び受信側によるレベル曲線の広がりのアパーチャ比（縦横比）を１に近づけることができる。その結果、センサ部１０上に対向面が円形状の指示体が配置された場合にも、図７３中の破線で示すように、指示体を楕円状でなく円状で検出することができる。
なお、この例では、最小検出エリアにおいて選択する送信導体及び受信導体の本数を変える例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、送信導体及び受信導体の形状（幅など）、その配置パターン（円形状や亀の子状など）、各導体間のピッチを変更して、送信側及び受信側によるレベル曲線の広がりのアパーチャ比（縦横比）を調整してもよい。また、図７３では、受信部の増幅器として差動増幅器を用いる例を示したが、シングルエンド入力の増幅器を用いてもよい。さらに、この例では、まとめて拡散符号を供給する複数の送信導体１２内の中央の送信導体１２、及び、１つの差動増幅器にまとめて接続する複数の受信導体１４内の中央の受信導体１４をグラウンドに接続する例を説明したが、それらの中央の送信導体１２及び／又は中央の受信導体１４をグラウンドに接続しなくてもよい。例えば、中央の送信導体１２及び／又は中央の受信導体１４を所定の参照電圧端子に接続してもよい。
［変形例２７］
上記変形例１４〜２６では、拡散符号の種々の供給形態及び検出信号の種々の検出形態を、それぞれ別個に実施する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。上記変形例１４〜２６で説明した構成を、用途や必要とする感度等に応じて、一台の指示体検出装置で適宜切り替えて適用するようにしてもよい。
図７４に、上述のような機能を有する指示体検出装置の構成例（変形例２７）を示す。なお、図７４において、第１の実施形態（図１）と同じ構成には、同じ符号で示す。
この例の指示体検出装置４５０は、センサ部１０と、送信部４６０と、受信部４７０と、拡散符号生成回路４０と、これらの各部の動作を制御する制御回路５０とで構成される。センサ部１０、位置検出回路３４、拡散符号生成回路４０及び制御回路５０は、第１の実施形態と同様の構成である。
送信部４６０は、拡散符号供給回路２１と、送信導体選択回路４６２とを備える。送信導体選択回路４６２は、拡散符号供給回路２１の出力側に配置される。なお、拡散符号供給回路２１は、第１の実施形態と同様の構成である。
送信導体選択回路４６２は、拡散符号供給回路２１から供給される拡散符号を所定の送信導体１２へ供給するために備えられている。具体的には、送信導体選択回路４６２では、同じ位相差の拡散符号を供給する送信導体１２の本数や供給位置、供給する拡散符号の位相関係、１符号長の符号ＰＮｉを続けて供給するチップ数等を用途等に応じて適宜選択する。例えば、送信導体選択回路４６２は、上記変形例１４〜２６で説明した拡散符号の供給形態等の中のいずれかの供給形態に対応して所定の送信導体１２を選択する。なお、送信導体選択回路４６２における供給形態の選択及び切替え動作は、制御回路５０により制御される。
また、受信部４７０は、受信導体選択回路４７１と、信号検出回路３１と、Ａ／Ｄ変換回路３２と、相関値算出回路３３、位置検出回路３４とを備える。受信導体選択回路４７１によって選択された受信導体１４からの信号は信号検出回路３１に供給される。信号検出回路３１から出力された信号は、Ａ／Ｄ変換回路３２でアナログ信号からデジタル信号に変換された後に、相関値算出回路３３はに供給される。なお、信号検出回路３１、Ａ／Ｄ変換回路３２及び相関値算出回路３３は、第１の実施形態と同様の構成である。
受信導体選択回路４７１は、例えば、送信導体１２への拡散符号の供給形態に応じて、受信導体群１３からの出力信号の検出形態を選択して切り替える。具体的には、受信導体選択回路４７１では、信号検出回路３１内に備えられたＩ／Ｖ変換回路の入力端子に接続する受信導体１４の本数や位置関係、差動増幅器での処理（加算または減算）等を、拡散符号の供給形態、用途等応じて適宜選択する。例えば、受信導体選択回路４７１は、上記変形例１４〜２６で説明した出力信号の検出形態等の中からいずれかの検出形態を選択する。なお、受信導体選択回路４７１における供給形態の選択及び切替え動作は、制御回路５０により制御される。
上述のような構成にすることにより、一台の指示体検出装置４５０において、用途や必要とする感度等に応じて、送信導体群１１への拡散符号の供給形態、及び、受信導体群１３からの出力信号の検出形態を適宜設定することができる。それゆえ、この例の指示体検出装置４５０では、一台の指示体検出装置で様々な用途に適用可能になる。
なお、ここでは、第１の実施形態にこの例の構成を適用する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。この例の構成は、上記第２〜４の実施形態に対しても同様に適用可能であり、同様の効果が得られる。
［変形例２８］
上記実施形態及び各種変形例では、送信導体１２の一方の端部から拡散符号を供給する構成例を説明した。しかしながら、このような構成では、拡散符号の伝送路の浮遊容量による検出信号のレベル低下や検出信号の位相遅れ等の問題が生じる。この問題を、図７５（ａ）及び（ｂ）を参照しながらより具体的に説明する。
図７５（ａ）は、所定の送信導体Ｙｋに位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する際の様子を示す図であり、図７５（ｂ）は、送信導体Ｙｋに位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給した際に、各受信導体１４で得られる検出信号のレベルと位相遅れとの比の変化を示す図である。なお、図７５（ｂ）では、横軸に受信導体１４の位置をとり、縦軸には検出信号のレベルと位相遅れとの比（レベル／位相）をとる。また、図７５（ｂ）では、説明を簡略化するため、受信導体Ｘｍ、Ｘｍ＋２、Ｘｍ＋４、Ｘｍ＋６及びＸｍ＋８の４本の受信導体１４からの検出信号における比（レベル／位相）の変化を示す。
図７５（ａ）に示すように、送信導体Ｙｋの一方の端部（図７５（ａ）の例では送信導体１２の右端）から拡散符号（供給信号）を供給すると、供給信号に対する伝送路の浮遊容量の影響により、拡散符号の供給側から位置が離れるほど、すなわち、供給側に近い受信導体Ｘｍ＋８から遠い受信導体Ｘｍに向かうほど、受信導体１４からの検出信号のレベルが低下する。また、この際、検出信号の位相遅れも、拡散符号の供給側から位置が離れるほど大きくなる。その結果、図７５（ｂ）に示すように、受信導体Ｘｍ＋８から受信導体Ｘｍに向かって検出信号のレベルと位相遅れとの比（レベル／位相）は直線的に低下する。このように、拡散符号の供給側に近い受信導体Ｘｍ＋８と遠い受信導体Ｘｍとの間で発生する検出信号のレベル差や位相差は、位置検出時の座標ずれの一因になる。特に、送信導体１２及び受信導体１４にＩＴＯ膜を用いたセンサ部では、それらの導体の抵抗値が高く、拡散符号に対する伝送路の影響が大きくなる。
そこで、変形例２８では、上述した問題を解消することのできる構成について説明する。図７６（ａ）及び（ｂ）に、この例における拡散符号の供給形態及び検出信号のレベルと位相遅れとの比（レベル／位相）の変化特性をそれぞれ示す。
この例では、図７６（ａ）に示すように、送信導体１２の両端から同時に同じ位相差Ｐｈｋの拡散符号を供給する。この供給形態を実現するためには、例えば第１〜３の実施形態の構成では、拡散符号供給回路の各出力端子を対応する送信導体１２の両端に接続すればよい。また、第４の実施形態では、送信導体選択回路の各出力端子を対応する送信導体１２の両端に接続すればよい。
この場合、図７６（ｂ）に示すように、拡散符号の供給側（送信導体１２の両端）から最も遠くなる例えば受信導体Ｘｍ＋４で検出信号のレベルと位相遅れとの比（レベル／位相）が最も小さくなる。しかしながら、拡散符号の供給端から最も遠くなる受信導体Ｘｍ＋４までの距離は、図７５（ａ）及び（ｂ）に示す片側供給の場合に比べて半分となるので、検出信号のレベルと位相遅れとの比（レベル／位相）の低下量が改善される。
上述のように、この例では、拡散符号を送信導体１２の両端から同時に供給することにより、従来の片側供給に比べて検出信号のレベル低下や位相遅れを改善することができる。それゆえ、この例では、受信導体１４間のレベル差や位相差が大幅に減少し、検出感度の低下を抑制することができる。
なお、この例では、１本の送信導体１２の両端から同時に拡散符号を供給する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。上記変形例１４〜２６で説明したような複数本の送信導体に同位相の拡散符号を供給する形態においても同様に適用可能であり、同様の効果が得られる。
［変形例２９］
第１の実施形態の指示体検出装置１００において、受信ゲイン値は、相関値算出回路３３の出力信号（相関値）のレベルを参照して決め、その値を信号検出回路３１にフィードバックして受信ゲイン値を設定することができる。しかしながら、このような受信ゲイン値の設定手法では、信号検出回路３１で受信する信号にノイズ等が重畳されると、検出信号のレベルが設定した受信ゲイン値を超えてしまう場合がある。この場合、信号検出回路３１で検出信号が飽和し、その結果、検出したい信号成分のレベルも低下する可能性がある。
そこで、変形例２９では、上記問題を解消し、受信ゲイン値を良好に制御できる構成について説明する。なお、ここでは、この例の構成を第１の実施形態の指示体検出装置１００に適用する例を説明するが、本発明はこれに限定されず、上記第２〜４の実施形態の指示体検出装置に対しても同様に適用可能であり、同様に効果が得られる。
図７７に、この例の受信ゲイン値設定回路付近のブロック構成を示す。この例の受信ゲイン値設定回路４８０は、絶対値検波回路４８１と、その出力側に配置された自動利得制御回路４８２とを備える。受信ゲイン値設定回路４８０は、Ａ／Ｄ変換器３２ａの出力端子に接続され、例えば図７４に示す受信導体選択回路４７１によって選択された受信導体１４からの信号の受信ゲインを制御する。そして、受信ゲイン値設定回路４８０内の絶対値検波回路４８１の入力端子はＡ／Ｄ変換器３２ａの出力端子に接続されて、自動利得制御回路４８２の出力端子は信号検出回路３１に接続されて、信号検出回路３１に備えられたＩ／Ｖ変換回路３１ａなどの増幅器のゲインを制御する。
絶対値検波回路４８１は、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力される信号のエネルギー成分の信号強度を検出する。なお、Ａ／Ｄ変換器３２ａから出力される信号には、検出すべき信号（拡散符号）成分だけでなくノイズ等の不要な信号成分も含まれるので、絶対値検波回路４８１では、ノイズ等の不要な信号成分を含む検出信号全体のエネルギー成分の信号強度が検出される。
図７８に、絶対値検波回路４８１の内部構成を示す。絶対値検波回路４８１は、積算器４８３と、積算器４８３の出力端子に接続された積分器４８４とを備える。
積算器４８３は、Ａ／Ｄ変換器３２ａの出力信号を２乗演算し、演算後の信号を積分器４８４に出力する。なお、積算器４８３の２つの入力端子には、Ａ／Ｄ変換器３２ａの出力信号が分岐して入力され、互いの信号が乗算される。また、積分器４８４は、積算器４８３の出力信号を時間的に積分し、その積分信号を自動利得制御回路４８２に出力されて利得制御に供される。
自動利得制御回路４８２は、絶対値検波回路４８１から出力されるエネルギー成分の信号強度を参照して受信ゲイン値を設定する。この際、絶対値検波回路４８１のエネルギー成分の信号強度には、検出すべき信号（拡散符号）成分だけでなくノイズ等も含まれるので、自動利得制御回路４８２は、信号検出回路３１で検出する信号全体のエネルギー成分の信号強度に基づいて受信ゲイン値を設定することになる。そして、自動利得制御回路４８２は、その設定した受信ゲイン値を信号検出回路３１に出力する。
上述のように、この例の受信ゲイン値の設定手法では、検出すべき信号（拡散符号）成分だけでなくノイズ等も含まれる信号のエネルギー成分の信号強度を検出し、その信号強度に基づいて受信ゲイン値を設定する。この場合、信号検出回路３１で受信する信号にノイズ等が重畳されていても、適切に受信ゲイン値を設定することができる。
なお、絶対値検波の手法としては、検出すべき信号成分及びノイズを含む信号のレベルを検出できる手法であれば任意の手法を用いることができる。例えば、上述した手法以外では、出力信号のレベルの絶対値を積分する手法等を用いることができる。また、絶対値検波処理には、デジタル信号処理及びアナログ信号処理のいずれを用いてもよい。
［変形例３０］
変形例３０では、本発明の指示体検出装置において、指等の指示体がセンサ部の検出面にタッチした際の押圧力（以下、指示圧という）を検出する好適な手法について説明する。
従来の手法では、指示圧は、センサ部の検出面における指示体の接触面積に基づいて計算される。しかしながら、この手法では、例えば指の細いユーザがセンサ部の検出面を強くタッチしても、その際の接触面積は小さいので、軽いタッチと識別されてしまうという問題が生じる。
そこで、この例では、上述のような問題を解消するために、指示体の位置検出の際に得られる各クロスポイントでの検出信号（相関値）のレベルの空間分布（マッピングデータ）を用いて指示圧を検出する。以下、その手法を、図７９及び８０を参照しながら具体的に説明する。なお、この指示圧の検出は、受信部の位置検出回路で行う。
図７９に、指示体がセンサ部の検出面をタッチした際に相関値記憶回路で生成される信号（相関値）のレベルの空間分布の模式図を示す。なお、図７９中の横軸は受信導体１４の位置を表し、図面上で手前から奥に向かう方向の軸は送信導体１２の位置を表し、そして、図７９中の縦軸は検出信号（相関値）のレベルを表す。なお、縦軸のレベルは正規化した値である。また、図７９に示す例では、送信導体Ｙｎと受信導体Ｘｍのクロスポイント上に指示体がタッチしている場合の検出信号のレベルの空間分布である。また、図７９では、説明を簡略化するために、送信導体Ｙｎ−４〜Ｙｎ＋４と、受信導体Ｘｍ−４〜Ｘｍ＋４とで囲まれるエリアのみのレベルの空間分布を示す。
まず、位置検出回路は、相関値記憶回路に記憶された検出信号のマッピングデータを読み出し、各クロスポイントにおける検出信号の信号レベルに補間処理などを施すことで各クロスポイント間の信号レベルを補間し、指示体がタッチしたクロスポイント［Ｘｍ，Ｙｎ］上で頂点（もしくは頂上）となる山形状のレベル曲面４９０を算出する。このレベル曲面４９０は、位置検出回路で検出信号を解析して算出する。
なお、図７９に示す例では、各クロスポイントの相関値に補間処理を施してレベル曲面４９０を生成しているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、クロスポイント毎に求めた相関値をマッピングデータとして保持し、その後このマッピングデータに補間処理を施すことでレベル曲面４９０を生成することができる。あるいはクロスポイント毎に求めた相関値に補間処理を施してマッピングデータとして保持し、補間処理されたマッピングからレベル曲面４９０を生成することもできる。
次いで、レベル曲面４９０を所定のレベル面４９０ａ（図７９中の斜線領域）で切り取る信号処理を行う。更には、レベル面４９０ａより上のレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積を求める信号処理を行う。なお、ここでは、所定のレベル面４９０ａの面積を指示体の接触面積とする。
ここで、図８０を参照しながら、レベル面４９０ａより上のレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積を簡易に求める手法を説明する。まず、レベル曲面４９０を、送信導体１２の延在方向に沿う方向の平面に分割する（図８０の状態）。これにより、図８０に示すように、例えば、送信導体Ｙｎ−４〜Ｙｎ＋４の延在方向に沿って、それぞれ分割平面４９１〜４９９が生成される。
次いで、分割平面４９１〜４９９の面積Ｓａ１〜Ｓａ９をそれぞれ求める。なお、この際、分割平面４９１〜４９９の面積Ｓａ１〜Ｓａ９としては、所定のレベル値（レベル面４９０ａの値）以上の領域の平面で面積を求めることが好ましい。そして、算出した面積Ｓａ１〜Ｓａ９を加算してその加算値を、レベル曲面４９０で囲まれた領域の体積の近似値とする。このレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積は、指示圧に対応する値であり、指示圧が大きくなればその体積も増加する。それゆえ、このレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積に基づいて指示圧を求めることができる。この例では、このような信号処理を行うことで指示体の指示圧を求める。
なお、上述のようにして求めたレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積をさらに、接触面積で割り算してもよい。この場合、接触領域の単位面積当たりの指示圧に対応する値が求まる。
上述のように、この例では、指示体がセンサ部の検出面をタッチした際に、位置検出回路において検出信号（相関値）の３次元のレベル曲面を算出し、そのレベル曲面で囲まれる領域の体積を算出して指示圧を特定する。それゆえ、上述した従来の指示圧の検出手法で生じる問題を解消することができ、ユーザのタッチ感にあった指示圧の検出が可能になる。
なお、上述した指示圧の検出手法では、レベル曲面４９０を複数の平面に分割し、その複数の分割平面の面積の合計値、すなわち積分値をそのレベル曲面４９０の体積としたが、本発明はこれに限定されない。レベル曲面４９０の体積をより精度良く算出するために、数値解析的に分割平面の面積を重み付け加算してもよい。さらに、体積の計算方法は分割した平面の合計値に限られるものではなく、多次元曲面近似（例えば、台形近似や２乗近似等）を適用して体積を計算するようにしてもよい。
ここで、分割平面の面積を重み付け加算する手法において、台形近似を用いてレベル曲面４９０で囲まれた領域の体積を求める手順を、図８１を参照しながら説明する。
図８１は、送信導体１２の位置と、図８０で説明した手法により求めた分割平面４９１〜４９９の面積Ｓａ１〜Ｓａ９との関係を示すグラフである。なお、図８１では、横軸に送信導体１２の位置をとり、縦軸に分割平面の面積をとる。図８１中の曲線５００は、面積Ｓａ１〜Ｓａ９のデータ点間をつなぎ合わせたものである。
レベル曲面４９０で囲まれた領域の体積は、図８１中の横軸と、曲線５００とにより囲まれる部分の面積に相当する。また、図８１の特性において、面積Ｓａ１〜Ｓａ９のデータ点間を直線で繋ぐと、送信導体Ｙｍ−２〜Ｙｍ＋２の間のエリアに４つの台形領域が形成される。台形近似では、図８１中の横軸と曲線５００とにより囲まれる部分の面積を、図８１中の送信導体Ｙｍ−２〜Ｙｍ＋２の間に生成される４つの台形領域の面積の合計値（図８１中の斜線部の面積）として近似する。より具体的には、次のようにして体積を求める。
まず、図８１中の斜線部領域を構成するデータ点Ｓａ３〜Ｓａ７に対して台形近似に従い重み値を付与する。例えばデータ点Ｓａ３に重み１、同様にデータ点Ｓａ４に重み２、データ点Ｓａ５に重み２、データ点Ｓａ６に重み２、データ点Ｓａ７に重み１を与える。そして、レベル曲面４９０の体積Ｖ１は、「重み付けした分割平面の面積の合計値」を、「各台形に含まれる重み値の平均値」で割り算して求められる。すなわち、レベル曲面４９０の体積Ｖ１は、
体積Ｖ１＝（１×Ｓａ３＋２×Ｓａ４＋２×Ｓａ５＋２×Ｓａ６＋１×Ｓａ７）／２
で与えられる。ここで、「重み値の平均値」（上記式の分母の値）は、「各データ点の重み値の合計」を「台形の数」で除算することにより求められ、この例では（１＋２＋２＋２＋１）／４＝２となる。
上述した台形近似の手法を用いると、図８１中の４つの台形を構成する斜辺と曲線５００との誤差は小さいので、台形近似を用いて得られる計算結果（斜線部の面積）と実際のレベル曲面４９０の体積との誤差が小さくなる。それゆえ、この手法を用いることにより、比較的正確にレベル曲面４９０の体積を求めることができる。また、このような近似計算を用いてレベル曲面４９０の体積を求めることにより、位置検出回路に掛かる負荷を軽減することができる。
また、上述した分割平面を重み付け加算する手法において、台形近似の代わりに２乗近似を用いてもよい。この場合、図８１中の斜線部領域を構成するデータ点Ｓａ３〜Ｓａ７に対して２乗近似に従い重み値を付与する。例えばデータ点Ｓａ３に重み１、同様にデータ点Ｓａ４に重み４、データ点Ｓａ５に重み２、データ点Ｓａ６に重み４、データ点Ｓａ７に重み１を与える。この場合、レベル曲面４９０の体積Ｖ２は、
体積Ｖ２＝（１×Ｓａ３＋４×Ｓａ４＋２×Ｓａ５＋４×Ｓａ６＋１×Ｓａ７）／３
で与えられる。ここで、「重み値の平均値」（上記式の分母の値）は、「各データ点の重み値の合計」を「台形の数」で除算することにより求められ、（１＋４＋２＋４＋１）／４＝３となる。
［変形例３１］
上記第１の実施形態において、例えば図１６及び１７で説明したように、所定の受信導体１４に沿って手のひら等で同一受信導体１４上にタッチした場合、受信部で算出した相関特性の基準レベル（例えば図１７中の時刻０〜３τ以外の時間領域のレベルであり、指示体１９とセンサ部１０との相互作用が生じていない状態で得られるレベルを指す）が変動し、タッチ位置を正確に検出することが困難になる場合がある。
変形例３１では、上述のような問題を解消するための一構成例を説明する。なお、ここでは、第１の実施形態の指示体検出装置にこの例の構成を適用する例を説明するが、本発明はこれに限定されず、第２〜４の実施形態の指示体検出装置に対しても同様に適用可能であり、同様の効果が得られる。
上記第１の実施形態では、拡散符号供給回路２１で生成した位相差が互いに異なる複数の拡散符号を、それぞれ対応する送信導体１２に供給した。しかしながら、この例では、複数の拡散符号のうち、所定（例えば一つ）の拡散符号を送信導体１２を介さず、直接的に受信部に供給し、その拡散符号を相関特性の基準レベルのキャリブレーション信号（参照信号）として用いる。
図８２に、この例の指示体検出装置における拡散符号の供給形態と、受信部の検出形態との関係を示す。なお、図８２において、第１の実施形態の指示体検出装置の各構成（図１〜８）と同じ構成には同じ符号で示す。また、図８２では、変形例３１の一構成例の特徴部分を詳細に説明し、既に説明した回路構成と同じ回路構成の箇所についてはその説明を簡略化する。具体的には、センサ部１０上の送信導体Ｙ１〜Ｙ６と受信導体Ｘ１２３〜Ｘ１２８とが交差する領域のみを示す。さらに、図８２では、既に説明した回路構成と同じ箇所の説明を簡略化するため、信号検出回路３１の内部構成としては増幅器３１ｂのみを例示的に示す。
図８２に示す例では、拡散符号供給回路の位相差Ｐｈ１の拡散符号の出力端子を、送信導体１２に接続することなく、コンデンサ５１０を介して信号検出回路３１の各出力端子に接続する。すなわち、図８２に示す例では、相関特性の基準レベルのキャリブレーション信号として位相差Ｐｈ１の拡散符号を用いる。なお、拡散符号供給回路の位相差Ｐｈ１の拡散符号の出力端子と信号検出回路３１の各出力端子との間には、コンデンサ５１０の代わりに抵抗を用いてもよい。
この例の構成では、各受信導体１４からは、第１の実施形態と同様に位相差Ｐｈ２〜Ｐｈ７の拡散符号の合成信号に対応する電流が出力されるので、第１の実施形態と同様にして指示体の位置検出を行うことができる。
また、図８２に示す例では、位相差Ｐｈ１の拡散符号（位相差Ｐｈ１の拡散符号に対応する電流信号）は、送信導体１２及び受信導体１４を通さずに受信部に入力するので、位相差Ｐｈ１の拡散符号の信号成分は、指示体１９の影響やセンサ部１０を構成する送信導体１２および受信導体１４へのノイズの影響からは無縁となる。それゆえ、位相差Ｐｈ１の拡散符号に対しては安定した相関特性が得られる。すなわち、位相差Ｐｈ１の拡散符号に対する相関特性の基準レベルは変動せず安定した値となる。位相差Ｐｈ１の拡散符号は、拡散符号と同位相（または最も近い位相）の拡散符号であるので、図８２に示す例では、位置検出開始直後に検出される相関特性の基準レベルが位相差Ｐｈ１の拡散符号に対する相関特性の基準レベルとして使用される。
それゆえ、図８２に示す例では、位置検出処理の開始直後の基準レベルを検出する。そして、その基準レベル基準にして、それ以降の相関特性の基準レベルを補正する。このようにして相関特性の基準レベルを考慮することにより、相関特性の基準レベルの変動を抑制することができる。この結果、手のひら等で同一受信導体１４上をタッチした場合であっても、送信導体１２に供給される拡散符号を送信導体１２に供給することなく、信号検出回路３１に供給して相関処理を行う信号経路を備えることで相関特性への影響を抑制し、これによりタッチ位置を正確に検出することができる。
また、センサ部が指示体でタッチされていない場合、原理的には相関特性は所定の値（例えば補償信号を生成・供給することで零となす）となるが、この場合にもセンサ部１０が受けるノイズ等で、相関特性のレベルが変動する。しかしながら、この例ではセンサ部１０の影響を受けないキャリブレーション信号として位相差Ｐｈ１の拡散符号を用いるので、センサ部が指示体でタッチされていない場合においても基準レベルに基づいて、相関特性を一定の特性（例えば零）に調整（ＮＵＬＬ調整）することができる。
それゆえ、この例の構成では、センサ部が指示体でタッチされていない場合に、予め位相差Ｐｈ１の拡散符号を用いてＮＵＬＬ調整を行っておくことにより、センサ部１０のノイズの影響を受けずに、補正した状態で位置検出及び相関特性の基準レベルを設定することができる。この場合、手のひら等で同一受信導体１４上をタッチした場合であっても、タッチ位置を一層正確に検出することができる。
また、図８２の例では、位相差Ｐｈ１の拡散符号（位相差Ｐｈ１の拡散符号に対応する電流信号）を、コンデンサ５１０等を介して信号検出回路３１の各出力端子に入力する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。例えば、位相差Ｐｈ１の拡散符号を、コンデンサ５１０等を介してＡ／Ｄ変換回路内の各Ａ／Ｄ変換器３２ａの出力信号に合成してもよい。図８３に、その一構成例を示す。
図８３に示す例では、図８２に示すアナログ信号の段階で相関特性の基準レベルの補正を行う構成とは異なり、アナログ信号をデジタル信号に変換した後に相関特性の基準レベルの補正を行うものである。図８３において、信号検出回路５１１内に、位相差Ｐｈ１の拡散符号に対応する電流信号を増幅するとともに電圧信号に変換するためのＩ／Ｖ変換回路（信号検出回路については既に説明しており、図８３では、その回路を構成する増幅器５１１ｂのみを例示するに止める）を設ける。また、Ａ／Ｄ変換回路５１２内には、センサ部１０を構成する送信導体１２を介することなく供給された、位相差Ｐｈ１の拡散符号をアナログデジタル変換するためのＡ／Ｄ変換器５１２ａを設ける。そして、Ａ／Ｄ変換器５１２ａから出力された信号と、受信導体１４からの受信信号をアナログデジタル変換するための、Ａ／Ｄ変換器３２ａを構成するその他のＡ／Ｄ変換器５１２ａから出力された信号との間で基準レベルの補正を行うデジタル演算処理が行われる。基準レベルの補正を行うデジタル演算処理が行われた、各受信導体からの信号が相関値算出回路に供給されて相関値の算出が行われる。
図８３に示す構成例においても、図８２に示す例と同様にして、位置検出、ＮＵＬＬ調整及び相関特性の基準レベル調整を行うことができる。
なお、この例では、相関特性の基準レベル調整用のキャリブレーション信号として、１つの拡散符号を用いる例を説明したが、本発明はこれに限定されず、拡散符号供給回路で生成された複数の拡散符号をキャリブレーション信号として用いてもよい。
［変形例３２］
上記第１〜４の実施形態及び変形例１〜３１では、１本の送信導体１２に１種類の拡散符号（直交性を有する符号）を供給する例を説明したが、本発明はこれに限定されない。種類の異なる複数の直交性を有する符号（以下、直交性符号という）を１本の送信導体１２に供給してもよい。変形例３２では、図示せずもその構成について説明する。
この例の位置検出器の送信部には、種類の異なる複数の直交性符号を生成する直交性符号生成回路を設ける。または、直交性符号生成回路を設けることなく、送信部に送信導体１２に供給される信号を前もって記憶回路に記憶されておき、記憶回路の読み出し制御を行うことでも実現できる。更には、その記憶回路に予め、送信導体１２に供給される種類の異なる複数の直交性符号を記憶させておき、読み出し制御を行うことで種類の異なる複数の直交性符号を送信導体１２に供給する構成を採用することもできる。
また、この例の位置検出器の受信部には、図示せずも、複数の直交性符号のそれぞれに対応する相関回路を別個に設け、各直交性符号に対して別個に相関特性を算出する構成にする。また、この例の受信部では、検出された相関特性に基づいてノイズの少ない相関特性が得られる直交性符号を選択して使用する回路等が設けられている。
上述のような構成にすることにより、特定の直交性符号に対してノイズが大きい場合にも、別の直交性符号を採用しその直交性符号の相関特性を用いて位置検出を行うことができるためノイズの影響を低減させて、指示体の位置検出を良好に行うことができる。
［変形例３３］
上記第１〜４の実施形態及び変形例１〜３１では、直交性を有する符号として拡散符号を用いる例を説明したが、本発明はこれに限定されない。拡散符号と同様に位相多重可能な符号であれば、任意の符号を用いることができる。例えば、コンプリメンタリ−コードと呼ばれる符号、アダマール符号等を用いることができる。
上記変形例１〜３３では、各変形例を別個に第１〜４の実施形態のいずれかに適用する例を説明したが、上記変形例１〜３３を適宜組み合わせて第１〜第４の実施形態のいずれかに適用してもよい。
１０…センサ部、１１…送信導体群、１２…送信導体、１３…受信導体群、１４…受信導体、１９…指（指示体）、２０，１０２，２０２，２１０…送信部、２１，１０３，１１０，１１７，１２０，２０３，２１１…拡散符号供給回路、２２，１１２，１２２，２１１ａ…シフトレジスタ、２２ａ，３３ｃ，３３ｅ，１１２ａ…フリップフロップ、２３…補償信号生成回路、３０，２３０…受信部、３１…信号検出回路、３１ａ…Ｉ／Ｖ変換回路、３１ｂ…増幅器、３１ｃ…コンデンサ、３１ｄ…抵抗、３１ｆ，３１ｇ…受信導体選択回路、３２…Ａ／Ｄ変換回路、３２ａ…Ａ／Ｄ変換器、３３，２３３…相関値算出回路、３３ａ，１１５，１２５，２３３ａ…相関回路、３３ｂ，２３３ｂ…第１のシフトレジスタ、３３ｄ，２３３ｄ…第２のシフトレジスタ、３３ｆ，２３３ｆ…相関器、３３ｇ…積算器、３３ｈ…加算器、３３ｍ…相関値記憶回路、３４…位置検出回路、３４ａ…補間処理回路、３４ｂ…位置算出回路、４０，２２０…拡散符号生成回路、５０…制御回路、６０〜６４…相関特性、１００，１０１，２００，２０１…指示体検出装置、１０４，２０４…記憶回路、１１１…ＰＳＫ変調回路、１１６…ＰＳＫ復調回路、１１８…ＰＳＫ変調用信号生成回路、１１９…ＥＸＯＲ回路、１２１…ＦＳＫ変調回路、１２６…ＦＳＫ復調回路、２１２…送信導体選択回路、２１３，２３２…スイッチ、２１４…送信ブロック、２３１…受信導体選択回路、２３６…検出ブロック

Claims (28)

  1. 第１の方向に配置された複数の第１導体と、前記第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる導体パターンと、
    直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列に基づいてそれぞれ生成された複数の信号を、前記第１導体に供給するための符号列信号生成回路と、
    前記複数の第２導体に接続され、前記導体パターンと指示体との間の静電容量の変化に対応した信号を検出するための信号検出回路と、
    前記信号検出回路から出力された信号を１ワードが複数ビットから成るデジタル信号に変換するためのアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路から出力された、各ワードが複数ビットから成るワード列と前記符号列との相関値を求めるための相関検出回路と、
    前記相関検出回路から出力された前記相関値を記憶するためのメモリ回路とを備え、
    前記相関値に基づいて、前記指示体を検出するようにした指示体検出装置。
  2. 前記符号列信号生成回路は、複数のレジスタから成り且つ供給された入力信号の位相をクロック信号に対応して順次シフトし出力するシフトレジスタを有し、該シフトレジスタが前記直交性を備えた符号列を保持することで前記位相の異なった複数の符号列に基づいてそれぞれ生成された複数の信号を生成するようにした請求項１に記載の指示体検出装置。
  3. 前記符号列信号生成回路は、前記直交性を備えた符号列が記憶された符号列記憶回路を有し、該符号列記憶回路に対し所定のシーケンスにて前記符号列を読み出すことで前記位相の異なった複数の符号列に基づいてそれぞれ生成された複数の信号を生成するようにした請求項１の指示体検出装置。
  4. 前記符号列信号生成回路は、前記直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列に対して所定の変調を行うための信号変調回路を備えており、該信号変調回路からの出力信号に基づいて前記位相の異なった複数の符号列に基づいてそれぞれ生成された複数の信号が生成されて前記複数の第１導体に供給されるとともに、
    前記信号検出回路は、前記複数の第２導体から出力される信号に対し前記信号変調回路による信号変調に対応した信号復調を行うための信号復調回路を備えたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  5. 前記符号列信号生成回路は、前記直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列に対して所定の変調を行うことで複数の信号を生成し、該生成された複数の信号が前記複数の第１導体に供給されるとともに、
    前記信号検出回路は、前記複数の第２導体から出力される信号に対し前記所定の変調に対応した信号復調を行うための信号復調回路を備えたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  6. 前記符号列信号生成回路は、前記直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列に対して所定の変調を行うことで得られる複数の信号が記憶された信号記憶回路を備え、該信号記憶回路から所定のシーケンスにて読み出された複数の信号が前記複数の導体に供給されるとともに、
    前記信号検出回路は、前記複数の第２導体から出力される信号に対し前記所定の変調に対応した信号復調を行うための信号復調回路を備えたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  7. 前記符号列信号生成回路は、４Ｎ−1（Ｎ≧２の整数）の符号列長を備える信号を生成するとともに、前記第１の方向には少なくとも２×（４Ｎ−１）の数の第１導体が配置されており、
    互いに位相の異なり且つ符号長が４Ｎ−１の符号列に基づいて生成された各信号を互いに隣接した複数の第１導体に供給し、この際、互いに隣接した複数の第１導体の一部を順次オーバーラップさせながら前記各信号を各第１導体に供給するようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  8. 前記符号列信号生成回路は、４Ｎ−１（Ｎ≧２の整数）の数の信号を生成するとともに所定数の補償用信号を生成し、前記４Ｎ−１の数と前記補償用信号の数の和が偶数と成るように前記補償用信号の数が設定されていることを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  9. 前記符号列信号生成回路によって生成された前記補償用信号は、前記４Ｎ−１の数の信号が供給される複数の第１導体の端部に隣接して配置された導体に供給されることを特徴とする請求項８の指示体検出装置。
  10. 前記符号列信号生成回路によって生成された前記補償用信号は、前記の第１導体に供給されることなく、直接に前記信号検出回路に供給されることを特徴とする請求項８の指示体検出装置。
  11. 前記第１の方向には少なくとも２×（４Ｎ−１）の数の第１導体が配置されており、位相が互いに異なる４Ｎ−１の数の複数の符号列に基づいて生成された複数の信号のそれぞれが、互いが隣接した一対の第１導体に供給されるようにしたことを特徴とする請求項８の指示体検出装置。
  12. 前記相関検出回路からの出力信号に基づいて前記導体パターンが前記指示体によって位置指示されていないことが認識されている場合には、前記複数の第２導体は所定のシーケンスに対応して選択的に間引かれて信号検出回路に接続されるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  13. 前記符号列信号生成回路において生成される複数の信号は、前記第１導体に供給される信号と、前記第１導体に供給されることなく信号前記信号検出回路に参照信号として供給される信号とに分岐されることを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  14. 前記符号列信号生成回路は、前記直交性を備えた符号列とは別の直交性を備えた符号列が更に生成し、前記直交性を備えた符号列に基づいて生成された信号に、前記別の直交性を備えた符号列に基づいて生成された信号を重畳して前記第１導体に供給するようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  15. 前記符号列信号生成回路によって直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列が生成され、前記第１の方向に配置された複数の第１導体がエリア分割され、前記複数の符号列に基づいて生成された複数の信号が、対応するエリアに供給されるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  16. 基板の一方の面に前記第１の方向に配置された複数の第１導体と、前記第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる導体パターンが配置されるとともに、
    前記複数の第１導体と、前記複数の第２導体が交差する領域には、互いを電気的に絶縁するために前縁材が配置されており、更には、前記複数の第２導体の各々はライン形状のパターンで構成され、前記複数の第１導体の各々は互いが電気的に接続された複数のランド形状のパターンで構成されており、前記ランド形状のパターンに信号が供給されるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  17. 基板の一方の面に前記第１の方向に配置された複数の第１導体が配置され、前記基板の他方の面に前記第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体が配置されるとともに、
    前記複数の第２導体の各々はライン形状のパターンで構成され、前記複数の第１導体の各々は互いが電気的に接続された複数のランド形状のパターンで構成されており、前記ランド形状のパターンに信号が供給されるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  18. 前記符号列信号生成回路によって生成された信号は、前記第１導体の両端に供給されるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  19. 前記第２導体から出力される信号のレベルに基づいて、前記符号列信号生成回路で生成された前記複数の信号のそれぞれを供給する前記第１導体の本数と、１つの前記相関値を得るために選択する前記第２導体の本数とを設定するようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  20. 前記第１の方向には少なくとも２×（４Ｎ−１）（Ｎ≧２の整数）の数の第１導体が配置されており、２×（４Ｎ−１）の数の第１導体のうち、（４Ｎ−１）の数の第１導体に前記符号列信号生成回路にて生成された４Ｎ−１の数の信号が供給され、前記４Ｎ−１の数の信号の波形反転を行うための波形反転回路から出力された信号が、残りの（４Ｎ−１）の数の第１導体に供給されることと特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  21. 前記信号検出回路は、互いが近接する位置に配置された複数の第２導体が選択的に接続される差動増幅回路を備えていることを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  22. 前記差動増幅回路は、１本以上の第２導体を介在させて、互いが近接する位置に配置された複数の第２導体が選択的に接続されることを特徴とする請求項２１の指示体検出装置。
  23. さらに、前記相関値に基づいて、前記指示体が指示する前記導体パターン上の位置を算出する位置算出回路を備えることを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  24. 前記相関値の３次元状の空間分布に基づいて、前記指示体によって指示された際の指示圧を求めるようにしたことを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  25. 前記相関値の３次元状の空間分布と、前記指示体の接触面積とに基づいて、前記指示体によって指示された際の指示圧を求めるようにしたことを特徴とする請求項２４の指示体検出装置。
  26. 導体パターン上において、前記第１導体と、第２導体とからなる導体パターンの領域以外の領域に、前記第１導体及び第２導体と同じ材料からなる導体膜が形成されていることを特徴とする請求項１の指示体検出装置。
  27. 第１の方向に配置された複数の第１導体と、前記第１の方向に対して交差する方向に配置された複数の第２導体とからなる導体パターンの複数の第１導体に、直交性を備え且つ互いに位相の異なる複数の符号列に基づいてそれぞれ生成された複数の信号を供給することと、
    前記導体パターンと指示体との間の静電容量の変化に対応した信号を検出することと、
    前記検出した信号を１ワードが複数ビットから成るデジタル信号に変換することと、
    前記変換されたデジタル信号と、前記符号列との相関値を求めることと、
    前記相関値を記憶することと、
    前記記憶された相関値に基づいて、前記指示体を検出することを含む指示体検出方法。
  28. 前記記憶された相関値に基づいて、前記指示体が指示する前記導体パターン上の位置を算出することを特徴とする請求項２７の指示体検出方法。
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KR1020100053807A KR101356875B1 (ko) 2009-06-18 2010-06-08 지시체 검출 장치 및 지시체 검출 방법
TW99119138A TWI471758B (zh) 2009-06-18 2010-06-11 指示體檢測裝置及指示體檢測方法
CN201010208539.8A CN101930317B (zh) 2009-06-18 2010-06-18 指示体检测装置和指示体检测方法

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Cited By (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012123599A (ja) * 2010-12-08 2012-06-28 Wacom Co Ltd 指示体検出装置および指示体検出方法
WO2012114965A1 (ja) * 2011-02-22 2012-08-30 シャープ株式会社 座標入力装置、電子機器
EP2518603A2 (en) 2011-04-28 2012-10-31 Wacom Co., Ltd. Multi-touch and multi-user detecting device
WO2012160839A1 (ja) * 2011-05-25 2012-11-29 シャープ株式会社 線形系係数推定方法、集積回路、及び電子機器
WO2012176639A1 (en) * 2011-06-22 2012-12-27 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
WO2012176638A1 (en) * 2011-06-22 2012-12-27 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
JP2013501996A (ja) * 2009-08-12 2013-01-17 サーク・コーポレーション タッチパッド上における多重接触検知のための同時時間直交測定パターン
JP2013020611A (ja) * 2011-07-12 2013-01-31 Trendon Touch Technology Corp 接触感知回路及び接触点検出方法
WO2014002907A1 (ja) * 2012-06-25 2014-01-03 シャープ株式会社 タッチパネルコントローラ、集積回路、タッチパネル装置、及び電子機器
EP2717131A2 (en) 2012-10-04 2014-04-09 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detecting device, and electronic apparatus
WO2014104028A1 (ja) * 2012-12-28 2014-07-03 シャープ株式会社 タッチパネル基板、タッチパネル基板の製造方法、及び電子機器
JP2014519063A (ja) * 2011-07-12 2014-08-07 シャープ株式会社 タッチパネルシステムおよび電子機器
US8902192B2 (en) 2011-06-22 2014-12-02 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US8942937B2 (en) 2011-06-27 2015-01-27 Sharp Kabushiki Kaisha Linear device value estimating method, capacitance detection method, integrated circuit, touch sensor system, and electronic device
JPWO2012176748A1 (ja) * 2011-06-24 2015-02-23 日本写真印刷株式会社 静電容量及び圧力の検出を併用した入力装置、及び感圧機能付き静電容量方式ハイブリッドタッチパネル
US8994692B2 (en) 2011-10-25 2015-03-31 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
JP2015064899A (ja) * 2011-07-12 2015-04-09 シャープ株式会社 タッチパネルシステムおよび電子機器
US9013448B2 (en) 2011-06-22 2015-04-21 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
EP2911042A1 (en) 2014-02-21 2015-08-26 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detector, and electronic device
US9152286B2 (en) 2012-01-06 2015-10-06 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic apparatus
EP2947544A2 (en) 2014-05-23 2015-11-25 Wacom Co., Ltd. Active stylus and digitizer
EP3037935A1 (en) 2014-12-26 2016-06-29 Wacom Co., Ltd. Position pointer and signal processor
EP3059665A2 (en) 2015-02-20 2016-08-24 Wacom Co., Ltd. Position pointer, signal processing circuit, signal supply controlling method and signal processing method
JP2016158176A (ja) * 2015-02-25 2016-09-01 株式会社豊田中央研究所 電磁場変動センサ及び相互認識システム
JP2016218614A (ja) * 2015-05-18 2016-12-22 アルプス電気株式会社 入力装置、入力装置の制御方法および入力装置の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム
EP3182259A1 (en) 2015-12-17 2017-06-21 Wacom Co., Ltd. Touch panel, signal processing device, and coupling method
US9830026B2 (en) 2011-06-29 2017-11-28 Sharp Kabushiki Kaisha Touch sensor system and electronic device
US9898128B2 (en) 2014-09-17 2018-02-20 Wacom Co., Ltd. Sensor signal processing circuit and sensor signal processing method
JP2018136982A (ja) * 2013-03-15 2018-08-30 タクチュアル ラブズ シーオー． 低レイテンシタッチ感知式デバイス
US10073558B2 (en) 2014-07-11 2018-09-11 Wacom Co., Ltd. Position indicator, position detecting device, and input control method of position detecting device

Families Citing this family (105)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5229887B2 (ja) * 2008-08-06 2013-07-03 株式会社ワコム 位置検出装置
JP5446426B2 (ja) * 2009-04-24 2014-03-19 パナソニック株式会社 位置検出装置
JP5295008B2 (ja) * 2009-06-18 2013-09-18 株式会社ワコム 指示体検出装置
JP5396167B2 (ja) * 2009-06-18 2014-01-22 株式会社ワコム 指示体検出装置及び指示体検出方法
US9323398B2 (en) 2009-07-10 2016-04-26 Apple Inc. Touch and hover sensing
JP5295090B2 (ja) * 2009-12-18 2013-09-18 株式会社ワコム 指示体検出装置
US9098138B2 (en) * 2010-08-27 2015-08-04 Apple Inc. Concurrent signal detection for touch and hover sensing
US20120056842A1 (en) * 2010-09-02 2012-03-08 Himax Technologies Limited Sensing Apparatus for Touch Panel and Sensing Method Thereof
US8730204B2 (en) 2010-09-16 2014-05-20 Synaptics Incorporated Systems and methods for signaling and interference detection in sensor devices
CN101976147B (zh) * 2010-09-30 2013-03-27 江苏惠通集团有限责任公司 触摸识别方法、触摸键结构及触摸装置
JP4955116B1 (ja) * 2010-12-28 2012-06-20 シャープ株式会社 タッチパネルシステムおよび電子機器
KR101773612B1 (ko) * 2011-01-13 2017-08-31 삼성전자주식회사 터치 영역 확인 장치 및 방법
US8866491B2 (en) 2011-02-24 2014-10-21 Cypress Semiconductor Corporation Tail effect correction for SLIM pattern touch panels
US9389258B2 (en) 2011-02-24 2016-07-12 Parade Technologies, Ltd. SLIM sensor design with minimum tail effect
US8866490B1 (en) 2013-01-18 2014-10-21 Cypress Semiconductor Corporation Method and apparatus for eliminating tail effect in touch applications
CN102985900B (zh) 2011-02-24 2016-05-25 谱瑞科技股份有限公司 单层触摸传感器
TWI571788B (zh) * 2011-03-21 2017-02-21 宸鴻光電科技股份有限公司 觸控感測裝置及其掃描方法
TWI459268B (zh) * 2011-05-31 2014-11-01 Raydium Semiconductor Corp 觸控感測裝置
US8743080B2 (en) 2011-06-27 2014-06-03 Synaptics Incorporated System and method for signaling in sensor devices
TW201303679A (zh) * 2011-07-07 2013-01-16 Raydium Semiconductor Corp 觸控感測裝置及其方法
US8854064B2 (en) * 2011-07-15 2014-10-07 Texas Instruments Incorporated Touch sensing method and apparatus
KR101939103B1 (ko) * 2011-08-10 2019-01-16 사이프레스 세미컨덕터 코포레이션 전도성 물체의 프레젠스를 검출하기 위한 방법 및 장치
TWI472965B (zh) * 2011-08-26 2015-02-11 Chimei Innolux Corp 影像顯示系統
JP5222385B2 (ja) * 2011-09-14 2013-06-26 シャープ株式会社 タッチパネルコントローラ、タッチパネルシステム及びタッチパネルシステムの動作方法
US9619073B2 (en) * 2011-09-27 2017-04-11 Lg Display Co., Ltd. Touch screen driver including out-of-phase driving signals simultaneously supplied to adjacent TX lines for reducing noise from a display panel, and method for driving the same
US20130093719A1 (en) * 2011-10-17 2013-04-18 Sony Mobile Communications Japan, Inc. Information processing apparatus
US8766949B2 (en) 2011-12-22 2014-07-01 Synaptics Incorporated Systems and methods for determining user input using simultaneous transmission from multiple electrodes
JP5912727B2 (ja) * 2012-03-23 2016-04-27 株式会社ワコム 位置検出装置
US9201547B2 (en) 2012-04-30 2015-12-01 Apple Inc. Wide dynamic range capacitive sensing
US9086768B2 (en) 2012-04-30 2015-07-21 Apple Inc. Mitigation of parasitic capacitance
US9063608B2 (en) 2012-06-14 2015-06-23 Synaptics Incorporated Systems and methods for sensor devices having a non-commensurate number of transmitter electrodes
CN103513832A (zh) * 2012-06-20 2014-01-15 彩优微电子(昆山)有限公司 一种基于互电容触摸屏模组的互电容检测方法
JP5999340B2 (ja) * 2012-10-05 2016-09-28 日本電気硝子株式会社 タッチパネル用ガラスフィルム積層体、及びタッチパネル、並びにタッチパネル用ガラスフィルム積層体の製造方法
US9292138B2 (en) 2013-02-08 2016-03-22 Parade Technologies, Ltd. Single layer sensor pattern
JP2016508656A (ja) * 2013-02-27 2016-03-22 サーク・コーポレーション タッチ・スクリーン上における高更新報告率の可能化
US9046946B2 (en) * 2013-03-01 2015-06-02 Blackberry Limited System and method of determining stylus location on touch-sensitive display
US8754662B1 (en) 2013-03-11 2014-06-17 Cypress Semiconductor Corporation Flipped cell sensor pattern
CN103150077B (zh) * 2013-03-29 2020-01-03 苏州瀚瑞微电子有限公司 电路装置
US9946366B2 (en) * 2013-06-03 2018-04-17 Apple Inc. Display, touch, and stylus synchronization
US9933879B2 (en) 2013-11-25 2018-04-03 Apple Inc. Reconfigurable circuit topology for both self-capacitance and mutual capacitance sensing
US9176633B2 (en) 2014-03-31 2015-11-03 Synaptics Incorporated Sensor device and method for estimating noise in a capacitive sensing device
US9304643B2 (en) 2014-06-24 2016-04-05 Synaptics Incorporated Classifying input objects interacting with a capacitive button
US9658726B2 (en) 2014-07-10 2017-05-23 Cypress Semiconductor Corporation Single layer sensor pattern
KR102256037B1 (ko) * 2014-12-05 2021-05-26 엘지디스플레이 주식회사 터치 센싱 장치 및 이를 이용한 표시장치
US10664098B2 (en) 2015-06-22 2020-05-26 Sigmasense, Llc. Channel driver circuit
US11907484B2 (en) 2015-06-22 2024-02-20 Sigmasense, Llc. Function and orientation identification for input/output (I/O) operative touch sensor device (TSD)
US11397492B2 (en) 2015-06-22 2022-07-26 Sigmasense, Llc. Enhanced mutual capacitance touch screen display with shape detection and methods for use therewith
US11269455B1 (en) 2020-10-23 2022-03-08 Sigmasense, Llc. Enhanced mutual capacitance touch screen display with noise compensation and methods for use therewith
US10120498B2 (en) 2015-06-22 2018-11-06 Sigmasense, Llc. Multi-touch sensor and electrostatic pen digitizing system utilizing simultaneous functions for improved performance
CN106716314B (zh) 2015-07-06 2020-02-28 3轴数据有限责任公司 具内部压力倾斜旋转的笔系统
WO2017043821A1 (ko) * 2015-09-07 2017-03-16 삼성전자 주식회사 호버 감지를 위한 좌표 측정 장치 및 방법
KR20170029377A (ko) 2015-09-07 2017-03-15 삼성전자주식회사 호버 감지를 위한 좌표 측정 장치 및 방법
CN106959792B (zh) * 2016-01-12 2023-10-31 宸鸿科技(厦门)有限公司 具指纹辨识功能的触控检测装置
US10019122B2 (en) 2016-03-31 2018-07-10 Synaptics Incorporated Capacitive sensing using non-integer excitation
US11129547B2 (en) 2016-08-18 2021-09-28 Athalonz, Llc Wireless in-shoe physical activity monitoring
US10613676B2 (en) * 2016-11-04 2020-04-07 Microsoft Technology Licensing, Llc Non-uniform code constellations in electrostatic communication
US10585529B2 (en) 2016-11-04 2020-03-10 Microsoft Technology Licensing, Llc Selecting correlation reference based on noise estimation
US10838530B2 (en) 2017-09-15 2020-11-17 Sigmasense, Llc. Touchscreen display with concurrent touch and display operations
US10895867B2 (en) 2018-08-27 2021-01-19 Sigmasense, Llc. Analog world interfacing for automated systems
US11635396B2 (en) 2018-08-27 2023-04-25 Sigmasense, Llc. Sensing device with drive sense circuit and particle sensor and methods for use therewith
US11914812B2 (en) 2018-08-27 2024-02-27 Sigmasense, Llc. Current reference operative drive-sense circuit (DSC)
US11822358B2 (en) 2018-08-27 2023-11-21 Sigmasense, Llc. Drive-sense circuit to determine effects of different electrical characteristics on load
US11099032B2 (en) 2018-08-27 2021-08-24 Sigmasense, Llc. Drive sense circuit with drive-sense line
US11429226B2 (en) 2018-08-27 2022-08-30 Sigmasense, Llc. Analog-digital drive sense circuit
US11550426B2 (en) 2018-08-27 2023-01-10 Sigmasense, Llc. Sensor monitoring system
US11513543B2 (en) 2018-08-27 2022-11-29 Sigmasense, Llc. Impedance detect drive sense circuit
US11644860B2 (en) 2018-08-27 2023-05-09 Sigmasense, Llc. Configuring a programmable drive sense unit
US10845985B2 (en) 2018-09-14 2020-11-24 Sigmasense, Llc. Identification in touch systems
US11899867B2 (en) 2018-09-14 2024-02-13 Sigmasense, Llc. Touch screen display with touchless gestures and methods for use therewith
US11789555B2 (en) 2018-09-14 2023-10-17 Sigmasense, Llc. Touch sense control circuit with noise suppression
US10908718B2 (en) 2018-09-14 2021-02-02 Sigmasense, Llc. Large touch screen display with integrated electrodes
US11875005B2 (en) 2018-09-14 2024-01-16 Sigmasense, Llc. Touch screen display with touchless indications and methods for use therewith
CN109085956B (zh) * 2018-10-30 2023-12-22 苏州泛普科技股份有限公司 触摸控制器
US11372510B2 (en) 2018-11-02 2022-06-28 Sigmasense, Llc. Multi-conductor touch system
US10935585B2 (en) 2018-11-19 2021-03-02 Sigmasense, Llc. Drive sense circuit with transient suppression
US10852857B2 (en) 2018-11-19 2020-12-01 Sigmasense, Llc. Frequency diverse e-pen for touch sensor and e-pen systems
US10884967B2 (en) 2019-01-14 2021-01-05 Sigmasense, Llc. Low voltage drive circuit with variable frequency characteristics and methods for use therewith
US11029782B2 (en) 2019-05-03 2021-06-08 Sigmasense, Llc. Light emitting diode (LED) touch display circuit
US10996807B2 (en) * 2019-05-24 2021-05-04 Korea University Research And Business Foundation Touch sensor with modular shape and display device including the same
US11216133B2 (en) 2019-06-10 2022-01-04 Sigmasense, Llc. Device for use with a touch screen
US11221709B2 (en) 2019-06-10 2022-01-11 Sigmasense, Llc. Electronic writing apparatus with ring-back and other functionalities
US11054920B2 (en) 2019-06-10 2021-07-06 Sigmasense, Llc. Pen for use with a touch screen
US11126297B2 (en) 2019-06-10 2021-09-21 Sigmasense, Llc. Electronic pen with ring-back and other functionalities
US11029769B2 (en) 2019-06-10 2021-06-08 Sigmasense, Llc. Pen for use with a touch screen
US11555687B2 (en) 2019-08-08 2023-01-17 Sigmasense, Llc. Capacitive imaging glove
US10908641B1 (en) 2019-10-09 2021-02-02 Sigmasense, Llc. Display generated data transmission from user device to touchscreen via user
US11216109B2 (en) 2020-01-07 2022-01-04 Sigmasense, Llc. Drive-sense control for extended sensor panels
US11221704B2 (en) 2020-02-05 2022-01-11 Sigmasense, Llc. Screen-to-screen communication via touch sense elements
US11079888B1 (en) 2020-02-18 2021-08-03 Sigmasense, Llc. Sensitivity region of interest processing (ROIP) for input/output (I/O) operative touch sensor device (TSD)
US11144160B1 (en) 2020-03-30 2021-10-12 Sigmasense, Llc. Three-dimensional data reduction method and system
US11182038B2 (en) 2020-04-08 2021-11-23 Sigmasense, Llc. Encoded data pattern touchscreen sensing system
GB2594486B (en) * 2020-04-29 2023-04-12 Touchnetix Ltd Circuitry for touch-sensitive apparatus and method
US11340995B2 (en) 2020-05-21 2022-05-24 Sigmasense, Llc. Integrated circuit with programmable input/output module
US11304002B2 (en) 2020-08-12 2022-04-12 Sigmasense, Llc. Single transducer audio in/out device
WO2022052064A1 (zh) * 2020-09-11 2022-03-17 深圳市汇顶科技股份有限公司 电容检测电路、触控芯片和电子设备
US11287926B1 (en) * 2020-09-25 2022-03-29 Apple Inc. System and machine learning method for detecting input device distance from touch sensitive surfaces
US20220342513A1 (en) * 2021-04-23 2022-10-27 Sigmasense, Llc. Processing z-direction pressure indication of a passive pen
US11575850B2 (en) 2021-05-28 2023-02-07 Sigmasense, Llc. Imaging device with drive-sense circuit(s) and methods for use therewith
US11575851B2 (en) 2021-05-28 2023-02-07 Sigmasense, Llc. Handheld communication device with drive-sense circuit based imaging array and methods for use therewith
US11679678B2 (en) 2021-06-28 2023-06-20 Sigmasense, Llc. Vehicle system for detecting and visually conveying vehicle button interaction
US11556298B1 (en) 2021-07-30 2023-01-17 Sigmasense, Llc Generation and communication of user notation data via an interactive display device
US11592874B1 (en) 2021-08-04 2023-02-28 Sigmasense, Llc. Touch sensing in a flexible/foldable touch screen display
US11797139B2 (en) 2021-09-21 2023-10-24 Sigmasense, Llc. Fingerprint scanning device incorporating drive-sense circuitry
US11709563B2 (en) 2021-10-26 2023-07-25 Sigmasense, Llc. Touch-based device with interlaced electrode grids
US11740752B1 (en) 2022-07-13 2023-08-29 Sigmasense, Llc. Device with signal generator

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09292950A (ja) * 1996-04-24 1997-11-11 Sharp Corp 座標入力装置
JP3144241U (ja) * 2008-06-10 2008-08-21 洋華光電股▲ふん▼有限公司 コンデンサー式タッチパッド
JP2009516295A (ja) * 2005-11-15 2009-04-16 シナプティクス インコーポレイテッド ディジタル符号を使用して物体の位置に基づく属性を検出するための方法およびシステム

Family Cites Families (67)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4628286A (en) * 1985-04-17 1986-12-09 Rca Corporation Digital frequency modulator
JPH05224818A (ja) 1992-02-10 1993-09-03 Matsushita Electric Ind Co Ltd タッチパネル装置
JPH05233147A (ja) * 1992-02-21 1993-09-10 Mitsubishi Electric Corp ディスプレイ一体型タブレット
JPH064213A (ja) 1992-06-19 1994-01-14 Olympus Optical Co Ltd タッチパネル式操作装置
JP2605603B2 (ja) 1993-11-15 1997-04-30 日本電気株式会社 タッチパネル入力装置
JPH0887369A (ja) 1994-09-19 1996-04-02 Ricoh Co Ltd タッチパネル入力装置
JPH08179871A (ja) 1994-12-20 1996-07-12 Pentel Kk タッチパネル兼用透明デジタイザ
JPH08190453A (ja) 1995-01-11 1996-07-23 Niles Parts Co Ltd アナログタッチパネル装置
JPH08241161A (ja) 1995-03-01 1996-09-17 Ricoh Co Ltd タッチパネル装置
JPH0945184A (ja) 1995-08-01 1997-02-14 Gunze Ltd マトリックス型タッチパネルの検出装置
US5841427A (en) * 1995-12-22 1998-11-24 Symbios, Inc. Method and apparatus for canceling an offset signal in an electrostatic digitizing tablet
JP3251489B2 (ja) 1996-02-16 2002-01-28 シャープ株式会社 座標入力装置
JPH10161795A (ja) 1996-12-03 1998-06-19 Mitsubishi Pencil Co Ltd 静電容量型座標入力パッド用入力ペン
US7663607B2 (en) * 2004-05-06 2010-02-16 Apple Inc. Multipoint touchscreen
JP2000076014A (ja) 1998-08-27 2000-03-14 Pentel Kk 静電容量式タッチパネル装置
JP3950240B2 (ja) 1998-09-29 2007-07-25 株式会社デジタル アナログ式タッチパネルの検出座標処理方法および装置
JP2000112642A (ja) 1998-09-30 2000-04-21 Digital Electronics Corp タッチパネル
EP2088812B1 (en) * 1999-12-01 2012-01-18 LG Electronics Inc. Method for generating and transmitting optimal cell ID codes
US6522320B1 (en) 2000-03-30 2003-02-18 Shin Jiuh Corp. Cursor controller
CA2316067A1 (en) 2000-08-17 2002-02-17 Dsi Datotech Systems Inc. A multi-touch sensor pad input device
JP2002076984A (ja) 2000-08-25 2002-03-15 Yazaki Corp スペクトラム拡散通信装置及び多数決論理スペクトル拡散多重通信方法
US6498590B1 (en) 2001-05-24 2002-12-24 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Multi-user touch surface
US7084860B1 (en) 2001-06-08 2006-08-01 Intertact Corporation Method and apparatus for a touch sensitive system employing direct sequence spread spectrum (DSSS) technology
US6933931B2 (en) * 2002-08-23 2005-08-23 Ceronix, Inc. Method and apparatus of position location
TWI289973B (en) * 2002-10-10 2007-11-11 Via Tech Inc Method and related circuitry for multiple phase splitting by phase interpolation
WO2004070396A2 (en) 2003-02-10 2004-08-19 N-Trig Ltd. Touch detection for a digitizer
US7075316B2 (en) * 2003-10-02 2006-07-11 Alps Electric Co., Ltd. Capacitance detector circuit, capacitance detection method, and fingerprint sensor using the same
JP4164427B2 (ja) 2003-10-02 2008-10-15 アルプス電気株式会社 容量検出回路及び検出方法並びにそれを用いた指紋センサ
JP2005122814A (ja) 2003-10-16 2005-05-12 Sony Corp ホログラム記録再生装置、ホログラム記録再生方法、位相アドレスコード作成方法及び位相アドレスコード作成プログラム
JP4364609B2 (ja) 2003-11-25 2009-11-18 アルプス電気株式会社 容量検出回路及びそれを用いた指紋センサ
JP4387773B2 (ja) 2003-11-25 2009-12-24 アルプス電気株式会社 容量検出回路及び検出方法並びにそれを用いた指紋センサ
US7411584B2 (en) * 2003-12-31 2008-08-12 3M Innovative Properties Company Touch sensitive device employing bending wave vibration sensing and excitation transducers
TWI272539B (en) * 2004-06-03 2007-02-01 Atlab Inc Electrical touch sensor and human interface device using the same
ATE502294T1 (de) * 2004-07-02 2011-04-15 Bayer Healthcare Llc Verfahren und lichtleitertestsensor für die analytbestimmungen in einer flüssigprobe
KR101133753B1 (ko) 2004-07-26 2012-04-09 삼성전자주식회사 감지 소자를 내장한 액정 표시 장치
KR101061849B1 (ko) * 2004-09-21 2011-09-02 삼성전자주식회사 정보 인식 장치 및 정보 인식 표시 장치
KR101085447B1 (ko) * 2004-12-31 2011-11-21 삼성전자주식회사 터치 위치 검출 장치 및 이의 터치 위치 검출 방법과,이를 구비한 터치 스크린 표시 장치
EP1922602A2 (en) 2005-08-11 2008-05-21 N-trig Ltd. Apparatus for object information detection and methods of using same
US8144125B2 (en) * 2006-03-30 2012-03-27 Cypress Semiconductor Corporation Apparatus and method for reducing average scan rate to detect a conductive object on a sensing device
US7538760B2 (en) 2006-03-30 2009-05-26 Apple Inc. Force imaging input device and system
US8279180B2 (en) * 2006-05-02 2012-10-02 Apple Inc. Multipoint touch surface controller
US8552989B2 (en) * 2006-06-09 2013-10-08 Apple Inc. Integrated display and touch screen
WO2008007372A2 (en) 2006-07-12 2008-01-17 N-Trig Ltd. Hover and touch detection for a digitizer
US8284165B2 (en) * 2006-10-13 2012-10-09 Sony Corporation Information display apparatus with proximity detection performance and information display method using the same
US7565477B2 (en) * 2006-12-22 2009-07-21 Spansion Llc Semiconductor device and method of controlling the same
US8125456B2 (en) * 2007-01-03 2012-02-28 Apple Inc. Multi-touch auto scanning
US8232970B2 (en) * 2007-01-03 2012-07-31 Apple Inc. Scan sequence generator
US8711129B2 (en) * 2007-01-03 2014-04-29 Apple Inc. Minimizing mismatch during compensation
US7812827B2 (en) 2007-01-03 2010-10-12 Apple Inc. Simultaneous sensing arrangement
JP2008225821A (ja) 2007-03-13 2008-09-25 Alps Electric Co Ltd 入力装置
JP2008257374A (ja) 2007-04-03 2008-10-23 Sharp Corp 携帯情報端末及び携帯電話機
US8493331B2 (en) 2007-06-13 2013-07-23 Apple Inc. Touch detection using multiple simultaneous frequencies
US20090009483A1 (en) * 2007-06-13 2009-01-08 Apple Inc. Single-chip touch controller with integrated drive system
TW200901014A (en) * 2007-06-28 2009-01-01 Sense Pad Tech Co Ltd Touch panel device
US8232977B2 (en) * 2007-11-14 2012-07-31 N-Trig Ltd. System and method for detection with a digitizer sensor
US7830158B2 (en) 2007-12-28 2010-11-09 3M Innovative Properties Company Time-sloped capacitance measuring circuits and methods
EP2113828B1 (en) * 2008-04-30 2017-10-11 InnoLux Corporation Display device with touch screen
US9606663B2 (en) * 2008-09-10 2017-03-28 Apple Inc. Multiple stimulation phase determination
US8592697B2 (en) * 2008-09-10 2013-11-26 Apple Inc. Single-chip multi-stimulus sensor controller
US8237667B2 (en) * 2008-09-10 2012-08-07 Apple Inc. Phase compensation for multi-stimulus controller
US8692776B2 (en) * 2008-09-19 2014-04-08 Apple Inc. Correction of parasitic capacitance effect in touch sensor panels
JP5067763B2 (ja) * 2008-10-08 2012-11-07 株式会社ジャパンディスプレイウェスト 接触検出装置、表示装置および接触検出方法
JP5396167B2 (ja) * 2009-06-18 2014-01-22 株式会社ワコム 指示体検出装置及び指示体検出方法
JP5295008B2 (ja) * 2009-06-18 2013-09-18 株式会社ワコム 指示体検出装置
US8791907B2 (en) * 2009-08-19 2014-07-29 U-Pixel Technologies Inc. Touch sensing apparatus and method using different modulated driving signals
RU2012118597A (ru) * 2009-10-19 2013-11-27 ФлэтФрог Лэборэторис АБ Определение данных касания для одного или нескольких предметов на сенсорной поверхности
JP5295090B2 (ja) * 2009-12-18 2013-09-18 株式会社ワコム 指示体検出装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09292950A (ja) * 1996-04-24 1997-11-11 Sharp Corp 座標入力装置
JP2009516295A (ja) * 2005-11-15 2009-04-16 シナプティクス インコーポレイテッド ディジタル符号を使用して物体の位置に基づく属性を検出するための方法およびシステム
JP3144241U (ja) * 2008-06-10 2008-08-21 洋華光電股▲ふん▼有限公司 コンデンサー式タッチパッド

Cited By (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013501996A (ja) * 2009-08-12 2013-01-17 サーク・コーポレーション タッチパッド上における多重接触検知のための同時時間直交測定パターン
JP2012123599A (ja) * 2010-12-08 2012-06-28 Wacom Co Ltd 指示体検出装置および指示体検出方法
WO2012114965A1 (ja) * 2011-02-22 2012-08-30 シャープ株式会社 座標入力装置、電子機器
US9195356B2 (en) 2011-02-22 2015-11-24 Sharp Kabushiki Kaisha Coordinate input device, and electronic device
EP2518603A2 (en) 2011-04-28 2012-10-31 Wacom Co., Ltd. Multi-touch and multi-user detecting device
KR20120122900A (ko) 2011-04-28 2012-11-07 가부시키가이샤 와코무 멀티 터치?멀티 유저 검출 장치
US9081437B2 (en) 2011-04-28 2015-07-14 Wacom Co., Ltd. Multi-touch and multi-user detecting device
US10031634B2 (en) 2011-04-28 2018-07-24 Wacom Co., Ltd. Multi-touch and multi-user detecting device
WO2012160839A1 (ja) * 2011-05-25 2012-11-29 シャープ株式会社 線形系係数推定方法、集積回路、及び電子機器
JP2012247870A (ja) * 2011-05-25 2012-12-13 Sharp Corp 静電容量推定方法、集積回路、及び電子機器
US9395856B2 (en) 2011-05-25 2016-07-19 Sharp Kabushiki Kaishi Linear system coefficient estimating method, integrated circuit, and electronic device
WO2012176638A1 (en) * 2011-06-22 2012-12-27 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US8976154B2 (en) 2011-06-22 2015-03-10 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US9465492B2 (en) 2011-06-22 2016-10-11 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US8902192B2 (en) 2011-06-22 2014-12-02 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
WO2012176639A1 (en) * 2011-06-22 2012-12-27 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US9013448B2 (en) 2011-06-22 2015-04-21 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
JPWO2012176748A1 (ja) * 2011-06-24 2015-02-23 日本写真印刷株式会社 静電容量及び圧力の検出を併用した入力装置、及び感圧機能付き静電容量方式ハイブリッドタッチパネル
US9542031B2 (en) 2011-06-24 2017-01-10 Nissha Printing Co., Ltd. Input device using detection of both capacitance and pressure, and capacitance-system hybrid touch panel equipped with pressure-sensitive function
US9898136B2 (en) 2011-06-27 2018-02-20 Sharp Kabushiki Kaisha Method for specifying touched position determined by first coordinate along first signal line and second coordinate along second signal line, and circuit for specifying the touched position
US9454271B2 (en) 2011-06-27 2016-09-27 Sharp Kabushiki Kaisha Capacitance distribution detection method, capacitance distribution detection circuit, touch sensor system, and information input/output device
US8942937B2 (en) 2011-06-27 2015-01-27 Sharp Kabushiki Kaisha Linear device value estimating method, capacitance detection method, integrated circuit, touch sensor system, and electronic device
US9830026B2 (en) 2011-06-29 2017-11-28 Sharp Kabushiki Kaisha Touch sensor system and electronic device
JP2015064899A (ja) * 2011-07-12 2015-04-09 シャープ株式会社 タッチパネルシステムおよび電子機器
JP2013020611A (ja) * 2011-07-12 2013-01-31 Trendon Touch Technology Corp 接触感知回路及び接触点検出方法
JP2014519063A (ja) * 2011-07-12 2014-08-07 シャープ株式会社 タッチパネルシステムおよび電子機器
US8994692B2 (en) 2011-10-25 2015-03-31 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic device
US9152286B2 (en) 2012-01-06 2015-10-06 Sharp Kabushiki Kaisha Touch panel system and electronic apparatus
WO2014002907A1 (ja) * 2012-06-25 2014-01-03 シャープ株式会社 タッチパネルコントローラ、集積回路、タッチパネル装置、及び電子機器
EP2717131A2 (en) 2012-10-04 2014-04-09 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detecting device, and electronic apparatus
US9696857B2 (en) 2012-10-04 2017-07-04 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detecting device, and electronic apparatus
WO2014104028A1 (ja) * 2012-12-28 2014-07-03 シャープ株式会社 タッチパネル基板、タッチパネル基板の製造方法、及び電子機器
JP2018136982A (ja) * 2013-03-15 2018-08-30 タクチュアル ラブズ シーオー． 低レイテンシタッチ感知式デバイス
US9678597B2 (en) 2014-02-21 2017-06-13 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detector, and electronic device for position detection sensor including sensor self-capacitance correction
EP2911042A1 (en) 2014-02-21 2015-08-26 Wacom Co., Ltd. Signal processing circuit, signal processing method, position detector, and electronic device
US10338697B2 (en) 2014-05-23 2019-07-02 Wacom Co., Ltd. Position detector and position pointer
US10296106B2 (en) 2014-05-23 2019-05-21 Wacom Co., Ltd. Position detector and position pointer
US9665184B2 (en) 2014-05-23 2017-05-30 Wacom Co., Ltd. Position detector and position pointer
EP2947544A2 (en) 2014-05-23 2015-11-25 Wacom Co., Ltd. Active stylus and digitizer
US10073558B2 (en) 2014-07-11 2018-09-11 Wacom Co., Ltd. Position indicator, position detecting device, and input control method of position detecting device
US9898128B2 (en) 2014-09-17 2018-02-20 Wacom Co., Ltd. Sensor signal processing circuit and sensor signal processing method
EP3037935A1 (en) 2014-12-26 2016-06-29 Wacom Co., Ltd. Position pointer and signal processor
US10216292B2 (en) 2014-12-26 2019-02-26 Wacom Co., Ltd. Position pointer and signal processor
US10802610B2 (en) 2014-12-26 2020-10-13 Wacom Co., Ltd. Position pointer and signal processor
US10019082B2 (en) 2015-02-20 2018-07-10 Wacom Co., Ltd. Position pointer, signal processing circuit, signal supply controlling method and signal processing method
EP3059665A2 (en) 2015-02-20 2016-08-24 Wacom Co., Ltd. Position pointer, signal processing circuit, signal supply controlling method and signal processing method
JP2016158176A (ja) * 2015-02-25 2016-09-01 株式会社豊田中央研究所 電磁場変動センサ及び相互認識システム
JP2016218614A (ja) * 2015-05-18 2016-12-22 アルプス電気株式会社 入力装置、入力装置の制御方法および入力装置の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム
EP3182259A1 (en) 2015-12-17 2017-06-21 Wacom Co., Ltd. Touch panel, signal processing device, and coupling method
US10579183B2 (en) 2015-12-17 2020-03-03 Wacom Co., Ltd. Touch panel, signal processing device, and coupling method

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