JP4387773B2 - 容量検出回路及び検出方法並びにそれを用いた指紋センサ - Google Patents
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Description
また、容量変化を検出するため、列配線間や行配線間などにおいて、隣接する線などからのクロストークノイズの影響が無いことなどの要求がある。
すなわち、この容量検出回路は、充電電圧から放電電圧を、差し引いた差電圧を求めて、この差電圧を容量変化に対応した電圧とすることで、同一極性で生じる、増幅回路のフィードスルーの影響による電圧オフセットやその他の回路で生じるオフセット成分を除去し、サンプリング周波数に比較して十分に低い周波数のノイズを除去することが可能である。
しかしながら、すでに述べたように、センサ素子一つ(1つの交差部)当たりの容量変化は、数百fF程度のごく僅かな値である。
すなわち、上記容量検出回路は、電源ノイズや人体を介して容量センサに伝達される伝導ノイズが、列配線及び行配線の信号に重畳されることにより、このような外乱ノイズの影響により正確な容量変化の検出が行えなくなる欠点を有している。
しかしながら、上記容量検出回路においては、充電電圧及び放電電圧の差分を求めるときの、容量変化のサンプリング周波数と、上記ノイズ源の基本周波数とが近い周期となる。
したがって、利用者が指紋センサなどを用いようとするとき、この利用者の人体の近傍に容量検出回路のサンプリング周波数に近い周波数のノイズ源を有する機器、例えば、上述したインバータ蛍光灯の近傍で用いられる場合や、液晶表示素子のバックライトに用いられるインバータ回路を有する機器などにセンサを接続して利用する場合に、上記うなりに起因する外乱ノイズを完全に除去することができず、容量変化を検出する信号のS/N比が低下して、正確に利用者の指紋を読みとることができない。
また、本発明の容量検出回路は、復号演算部が時系列に検出される多重化された検出信号を、多重化に用いた符号と同一の符号により、積和演算(所定の演算)を用いて、多重化された検出値を、行配線に対応するセンサ素子各々の容量値Cs及び容量変化値ΔCsとして復号するため、1本の行配線を検出した場合と同様の分解能で検出結果を得ることができる。
この構成により、本発明の容量検出回路は、第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧との差動増幅を行うことにより、外来ノイズの同相成分をキャンセルすることができ、上記測定電圧における外来ノイズの影響を低減させることができ、かつ差分を増幅することにより、容量の変化分を得ることができ、測定電圧のダイナミックレンジを広げることが可能となる。
この構成により、本発明の容量検出回路は、各行配線の多重化を行う符号に、自己相関性の高いM系列のPN符号(疑似ランダム符号)を用いているため、多重化による複数信号の加算により、ランダムな外来ノイズを互いに相殺することでキャンセルし、復号時においては、多重化された測定データと多重化に用いた符号とによる積和演算のみで、各交差の容量に対応する電圧値を復号することができ、簡易な回路構成により容量検出値ΔCsに対応した電圧を得ることが可能である。
この構成により、本発明の容量検出回路は、各行配線の多重化を行う符号に、直交性に優れる直交符号(ウォルシュ符号)を用いており、隣接する行配線が駆動されることが少ないため、隣接する行配線の影響を低減することができ、復号時において、クロストークの少ない状態で、検出値ΔCsに対応した電圧を得ることが可能である。
このため、本願発明の容量検出回路は、積和演算の対象となる行配線の本数を、任意に設定して、演算処理の負荷を調整することができるため、使用するシステムの演算能力に対応させた処理を行うことが可能となる。
また、本願発明の容量検出回路は、活性化する列配線数を任意に設定することが可能であり、活性化可能な行配線数の行配線グループを構成することができ、装置の使用可能な消費電力に合わせて動作を行わせることが可能となる。
この構成により、本発明の容量検出回路は、架空の配線の検出値、すなわち基準値を用いて測定データの補正が行えるため、行配線グループ毎の測定において、相補的な駆動で消失したDC成分の情報を補完して、行配線グループ毎の測定データのばらつきを調整して、マトリクス全体の交差部における一様性を確保することができる。
この構成により、本発明の容量検出方法は、前記交差部の容量への充放電電流に対して常に一定方向に重畳するフィードスルーによる放電電流の影響を、前記充電時の出力電圧と前記放電時の出力電圧の差を取る構成としたため、チャージアンプ回路6における増幅回路のフィードスルーによる放電電流の影響を相殺することができ、高い精度により交差部の容量変化値を検出することができる。
符号発生部1は、センサ部4の行配線群3(例えば、15本の行配線から構成されている)の各行配線を選択する制御信号の生成に用いるPN符号を生成する。このPN符号は、自己相関性の高いM系列のPN符号が用いられる。
また、符号発生部1は、上記PN符号に基づいて、行配線群3を2つの配線群に分割するため、行配線群3の各行配線の切り替えを行う行配線スイッチ回路8へ、このPN符号のビット配列に対応した制御信号を出力する。
行配線スイッチ回路8は、上記制御信号により、行配線群3の各行配線を、PN符号のビット配列におけるビットのデータが「1」のとき正値行配線群とし、ビットのデータが「0」のとき負値行配線群として選択、すなわちセンサ部4に対して、上記選択された複数の行配線各々における容量に流れる電流値を合成(多重化)している。
図2(a)は、センサ部4の平面図、図2(b)は断面図である。図2(a)に示すように、例えば、50μmピッチで配列された列配線群2の各列配線と、行配線群3の各行配線とが、交差している。図2(b)に示すように、基板50の上に複数の行配線よりなる行配線群3が配置され、その表面上に絶縁膜51が積層され、絶縁膜51の表面上に空隙52だけ間隔がおかれてフィルム54が配置され、フィルム54の下面に複数の列配線からなる列配線群2が取付けられている。この行配線群3の行配線と列配線群2の列配線との交差部において、空隙52と絶縁膜51を介在して所定の容量を有する容量素子としてセンサ素子55が形成される。
また、図4は、センサ部4の列配線および行配線間の容量素子(センサ素子)のマトリクスを示す概念図である。センサ部4は、マトリクス状のセンサ素子55,55・・・から構成され、列配線駆動部5と容量検出回路100とが接続される。列配線駆動部5は、列配線群2における列配線を、所定のパルス幅の駆動パルスにより、1本ずつ時系列に順次駆動する。容量検出回路100は、符号発生部1,差動検出回路6,サンプルホールド回路7,行配線スイッチ回路8,A/D変換器9,復号演算回路10及びタイミング制御回路11を有している。
また、スイッチSW1はPN符号のビット列のLSB(1ビット目)に対応して行配線R1に接続され、スイッチSW2はLSBから2ビット目に対応して行配線R2に接続され、…、スイッチSW15はビット列のMSBに対応して行配線R15に接続されており、各々のスイッチSWはPN符号のビット列における対応するビットのデータに基づいて制御される。
符号発生部1は、生成する上記PN符号のビット列を、例えばシリアルデータとして、行配線スイッチ回路8へ、すなわち上記格納レジスタへ出力する。
差動検出回路6は、センサ部4の行配線群3において、列配線により駆動された正値及び負値行配線群各々の各行配線の交差部(センサ素子)の容量に応じて出入りする電荷の移動量(電流差)を、電圧信号差として求める。
すなわち、行配線スイッチ回路8は、駆動された列配線と、行配線との交差する交差部の容量に対応した充放電電流(微小な電荷の移動量)を、正値及び負値行配線群各々に選択的に振り分けて多重化し、各交差部の電流量を積算して、この積算した電流を増幅して電圧に変換して検出信号(測定電圧)として出力する。
A/D変換器9は、時系列に入力される、アナログの電圧情報である測定電圧を、復号演算回路部10から入力されるA/Dクロックのタイミングにより、デジタル値の測定データに変換して復号演算回路部10へ出力する。
タイミング制御回路11は、復号演算回路10から、容量検出を開始することを示す開始信号が入力されると、符号発生部1,列配線駆動部5,差動検出回路6,サンプルホールド回路7及び行配線スイッチ回路8等へ、クロック及び制御信号を出力し、容量検出回路100全体の動作タイミングの制御を行う。
また、オペアンプ121の反転入力端子には正値行配線群として選択された行配線が接続されている。オペアンプ122の反転入力端子には負値行配線群として選択された行配線が接続されている。
オペアンプ123は、反転入力端子に対して、抵抗124を介してオペアンプ121の出力端子が接続され、非反転入力端子に対して、抵抗125を介してオペアンプ122の出力端子が接続されている。また、オペアンプ123は、非反転入力端子が抵抗127を介して基準電位に接続されており、反転入力端子が抵抗126を介して出力端子に接続されている。これにより、オペアンプ123は、抵抗124,125,126,127により設定された増幅度により、オペアンプ121とオペアンプ122との出力電流の差動増幅を行う。
復号演算回路10が外部から容量検出の開始、すなわち指紋センサ(センサ部4)での指紋の採取を行う信号が入力されたとする。
これにより、復号演算回路10は、タイミング制御回路11に対して、検出開始を指示する開始信号を出力する。次に、タイミング制御回路11は、符号発生部1へクロック信号及びリセット信号を出力する。
そして、符号発生部1は、上記リセット信号により、内部の4段のLFSR(線形帰還シフトレジスタ)を初期化して、上記クロック信号に同期させて、M系列のPN符号を生成し、順次出力する。
すなわち、図5(a)にあるように、PN符号が{1(LSB),1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0(MSB)}の15ビットであれば、PN符号のビット列の生成周期としての1周期が、これらのビットを時系列にシフトさせる一定の間隔からなる時刻t1〜t15で形成されている。そして、PN符号発生回路20が生成するPN符号のビット列{1,1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0}が、順次、行配線スイッチ回路8の格納用シフトレジスタ23においてシフトされる。
そして、列配線の駆動毎に行われる行配線の多重化処理における一周期の最初の時刻t1において、タイミング制御回路11からクロックが入力され、格納用シフトレジスタ23の各レジスタ2315,2314,…,231は、1ビット分シフトされ、データ列{1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0,1}となる(図5(a))。
このとき、行配線スイッチ回路8は、PN符号のビット列(データ列)に対応しし、駆動パルスP1の期間、行配線群3において、ビットのデータが「1」に対応している行配線を正値行配線群として多重化し、ビットのデータが「0」に対応している行配線を負値行配線群として多重化している。
このとき、タイミング制御回路11は、図9(b)および図10(a)に示すように、列配線を駆動する駆動パルスの立ち上がりのわずか前の時点、および、立ち下がりのわずか前の時点においてリセット信号を差動検出回路6へ出力し、また、図9(d)、図10(b)に示すように、上記リセット信号のわずか前の時点において、サンプルホールド信号をサンプルホールド回路7へ出力する。
各列配線毎に、行配線スイッチ回路8の格納用シフトレジスタ23のデータ配列が変化する一周期において、データ配列が変化するとき、列配線駆動部5から駆動パルスがセンサ部4に供給される。
次に、このリセット信号がオフになると、アナログスイッチSWのゲート寄生容量によるフィードスルーにより、オペアンプ121及び122の出力電圧がわずかに上昇する(図9(a)における時刻td1後の符号Fd参照)。
このとき、オペアンプ123は、オペアンプ121及び122各々の出力端子からの電流(すなわち電圧)を差動増幅し、測定電圧として出力端子から出力する。
ここで、測定電圧Vaは、オペアンプ121の出力電圧V121と、オペアンプ122の出力電圧V122との差動増幅の結果である
次に、時刻td3において、タイミング制御回路11は、再びリセット信号を差動検出回路6へ出力する。これにより、オペアンプ121及び122の各々の出力端子と反転入力端子とが短絡状態となり、帰還容量Cfが放電されて、オペアンプ121及び122の出力端子が基準電位に戻る。そして、リセット信号がオフになると、前述した場合と同様にアナログスイッチSWのゲート寄生容量によるフィードスルーにより、オペアンプ121及び122の出力電圧がわずかに上昇し、このオフセット電圧の差動増幅分も測定電圧Vaに含まれる(図9(a)における時刻td3後の符号Fd参照)。
次に、時刻td5において、タイミング制御回路11は、サンプルホールド回路7に対してサンプルホールド信号を出力する。これにより、サンプルホールド回路7は、サンプルホールド信号が入力さた時点において、オペアンプ123の出力端子から出力される測定電圧Vbをホールドする(保持する)。
次に、時刻td6(次の時刻t2のtd1)において、タイミング制御回路11は、差動検出回路6に対してリセット信号を出力する。これにより、差動検出回路6におけるオペアンプ121及び122各々の出力端子と反転入力端子とが短絡状態となり、帰還容量Cfが放電され、オペアンプ121及び122の出力端子が基準電位に戻ることにより、オペアンプ123の出力も基準電位に戻ることになる。以下、上記の動作が繰り返される。
−V121a0=−V121a+V121k
が検出対象容量Csに比例する電圧となるが、測定される電圧はV121aであり、この電圧V121aにはオフセットによる誤差V121k(オフセット)が含まれてしまう。
V121a=V121a0+V121k
V121b0=V121b−V121k
が容量Csに比例する電圧であり、測定される電圧は、
V121b=V121b0+V121k
となる。
オペアンプ122でも同様に、電圧V122a及びV122bにはオフセットによる誤差V122k(オフセット)が含まれ、
V122a=V122a0+V122k
V122b=V122b0+V122k
これらの測定電圧V121a及びV122aの差動増幅された測定電圧Vaと、測定電圧V121b及びV122bの差動増幅された測定電圧Vbをサンプルホールド回路7によって、順次ホールドし、次いでホールドした電圧を、A/D変換器9によって、駆動パルスの上昇及び下降の測定時に、オペアンプ123から出力される測定電圧Va及びVb毎にA/D変換し、復号演算回路10内のメモリに記憶させる。そして、復号演算回路10において、
d=Vb−Va=(Vb0+Vk)−(Va0+Vk)=Vb0−Va0
に対応する演算を行い、これにより、オフセット誤差を含まない測定値、すなわち多重化された容量値に対応する測定データdを得る。
ここで、
Va=α(V121a−V122a)
Vb=α(V121b−V122b)
であり、誤差VkはオフセットV121k及びV122kに基づいている。
また、差動検出回路6は、オペアンプ121及び122各々により、行配線スイッチ回路8から出力される正値行配線群と、負値行配線群とに流れる電流を電圧に変換し、オペアンプ123により、オペアンプ121及び122各々の出力電圧の差動増幅を行っている。
このため、本発明の容量検出回路は、指紋センサなどに適用する場合、人体などから伝搬する外来ノイズの大半が同相成分として入力されるため、オペアンプ123の差動増幅時において、オペアンプ121及び122各々の出力電圧の差動によりキャンセルされて、上記外来ノイズの影響を削減することができる。
このとき、時刻t1のときと同様に、タイミング制御回路11は、図9(b)および図10(a)に示すように、列配線を駆動する駆動パルスの立ち上がりのわずか前の時点、および、立ち下がりのわずか前の時点においてリセット信号を差動検出回路6へ出力し、また、図9(d)、図10(b)に示すように、上記リセット信号のわずか前の時点において、サンプルホールド信号をサンプルホールド回路7へ出力する。この時刻t2における状態は、すでに述べた時刻t1に対応している。
上述した時刻t1及びt2で説明した処理を、時刻t3〜時刻t15に対応する各タイミングにおいて、図9に示す時刻td1から時刻td5までの処理を繰り返して(図11に、各時刻における格納用レジスタ23のPN符号のビット配列が示されている、図11のLSB及びMSBはPN符号の各時刻におけるビット配列のビットの並びを示している)、一周期に渡って、PN符号のビットシフト、列配線の駆動、測定電圧の取得を繰り返して、指紋の取得処理が行われる。
各行配線毎に、PN符号の位相が1ビットずつ異なる測定データとして、以下に示すデータとして、復号演算回路10内部のメモリに記憶されている。
+Vs9−Vs10+Vs11−Vs12+Vs13+Vs14+Vs15
d2 =+Vs1+Vs2−Vs3−Vs4−Vs5+Vs6−Vs7−Vs8
+Vs9+Vs10−Vs11+Vs12−Vs13+Vs14+Vs15
d3 =+Vs1+Vs2+Vs3−Vs4−Vs5−Vs6+Vs7−Vs8
−Vs9+Vs10+Vs11−Vs12+Vs13−Vs14+Vs15
d4 =+Vs1+Vs2+Vs3+Vs4−Vs5−Vs6−Vs7+Vs8
−Vs9−Vs10+Vs11+Vs12−Vs13+Vs14−Vs15
・
・
・
d15 =−Vs1−Vs2−Vs3+Vs4−Vs5−Vs6+Vs7+Vs8
−Vs9+Vs10−Vs11+Vs12+Vs13+Vs14+Vs15
ここで、Vsは駆動された各列配線と行配線との交差部のセンサ素子の各容量が電圧に変換された電圧データ(デジタル値)であり、各測定データdはPN符号に基づいて駆動された列配線に対応するセンサ素子の容量値により多重化されている。
一般式として考えると、以下の(1)式となる。
そして、復号演算回路10は、上記多重化されている測定データと、多重化に用いたPN符号とにより、各センサ素子の電圧データVsを以下の(2)式により求める。
ここで、この(2)式において、PN符号のビットのデータがPNi=1のとき、極性符号PNs(i)=+1であり、PNi=0のとき、極性符号PNs(i)=−1とする。
復号演算回路10は、この(2)式を用いて測定データdから電圧データdsへの分離の演算を行う。
ここで、復号に用いるPN符号のビット配列の順番は、各行配線の順番(復号演算回路10内に記憶されている図11のテーブルの最上行の番号、ビット配列のビットの並びは行配線の順番)に順次対応している。例えば、各時刻におけるLSBのビットのデータを時刻順に並べてみると、測定開始前の初期状態におけるPN符号のビット配列{1(LSB;t1),1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0(MSB;t15)}となり、このPN符号のビット配列の各データが行配線R1の各時刻における正値行配線群と負値行配線群との分割に用いたデータと同一であることが判る。
したがって、行配線R1の交差部に対応する電圧データds1はPN符号のビット列(シフトなし){1(LSB),1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,0(MSB)}を用い、このビット配列の各ビットのデータPNiに対応する極性符号を、各時刻の測定データdi毎に乗算し一周期に渡って積算する。
すなわち、復号時の積和演算においては、各時刻に測定された測定データ毎に、求める交差部の行配線の番号の測定データと、この番号に対応する、上記時刻に用いられたPN符号のビット配列における番号(順番)のビットのデータに対応する極性符号とを各々乗じて、積算していくこととなる(つまり、測定時に各時刻において、対応する行配線を分割するときに用いられたPN符号のビットのデータと、同様の値のデータに対応する極性符号が乗じられる)。
ds1 =+d1+d2+d3+d4−d5+d6−d7+d8+d9−d10−d11+d12−d13−d14−d15
ds2 =−d1+d2+d3+d4+d5−d6+d7−d8+d9+d10−d11−d12+d13−d14−d15
ds3 =−d1−d2+d3+d4+d5+d6−d7+d8−d9+d10+d11−d12−d13+d14−d15
ds4 =−d1−d2−d3+d4+d5+d6+d7−d8+d9−d10+d11+d12−d13−d14+d15
・
・
・
ds15 =+d1+d2+d3−d4+d5−d6+d7+d8−d9−d10+d11−d12−d13−d14+d15
の演算を行い、測定データdiのデータ列から各センサ素子の容量値に対応する電圧データdsjに分離(すなわち、復号)する。
そして、上述してきた列配線C1と行配線群3との交差部の容量の検出と同様に、順次、列配線C2〜C15各々と行配線群3との交差部の容量の検出を行う。
また、上記M系列の長さとしては、行配線の数に対応し、例えば行配線数を255本とすると、図13に示すように、M系列を生成するLFSR(線形帰還シフトレジスタ)120は8段となり、1周期の長さは255ビット(CDMA通信では一般的にチップと表現するが、ここではビットと呼ぶことにする)となる。
第1の実施形態と異なる構成は、PN符号を発生する符号発生部1が、直交符号を発生する符号発生部1Bに置き換わった点である。
符号発生部1Bは、センサ部4の行配線群3の各行配線を選択する制御信号の生成に用いる直交符号を生成する。この直交符号は、直交性の高い直交符号、例えばウォルシュ符号が用いられる。
行配線スイッチ回路8は、上記制御信号により、行配線群3の各行配線を、PN符号のビット配列におけるビットのデータが「1」のとき正値行配線群とし、ビットのデータが「0」のとき負値行配線群として選択、すなわちセンサ部4に対して、上記選択された複数の行配線各々における容量に流れる電流値を合成(多重化)している。ここで、タイミング制御回路11,符号発生部1B,列配線駆動部5,差動検出回路6,サンプルホールド回路7及び行配線スイッチ回路8の動作についての説明は、第1の実施形態と同様のため省略する。
復号演算回路10が外部から容量検出の開始、すなわち指紋センサ(センサ部4)での指紋の採取を行う信号が入力されたとする。
これにより、復号演算回路10は、タイミング制御回路11に対して、検出開始を指示する開始信号を出力する。次に、タイミング制御回路11は、符号発生部1Bへクロック信号及びリセット信号を出力する。
そして、符号発生部1Bは、上記リセット信号により、直交符号読み出し回路220を介して、内部のアドレスカウンタ222及び直交符号読み出し回路220(図12)の各レジスタを初期化して、上記クロックに同期させて、順次、直交符号をコードメモリ221から読み出し、出力する。
代表的な上記直交符号であるウォルシュ符号は、図14に示す順序により生成される。基本的な構造として、2(行)×2(列)の基本単位を作るが、右上、左上及び左下のビットは同一であり、右下はこれらのビット反転となっている。
次に、上述した2×2の基本単位を、右上、左上、右下及び左下にブロックとして4つ合成して、4(行)×4(列)のビット配列の符号を作る。ここで、2×2の基本単位の作成と同様に、右下のブロックはビット反転となる。同様な手順で、8(行)×8(列)、16(行)×16(列)のように、符号のビット配列のビット数(列数に対応)と、符号の数(行数に対応)とすることができる。
上述したように、符号長が長い符号についても同様にウォルシュ符号を生成することができ、この様に生成したウォルシュ符号を、以下に述べる容量の測定における多重化に適用できる。
本実施例においては、例えば、列配線群2が配線C1〜C15の15本で構成されており、15×15のビットの行列で表される直交符号を、容量測定時の多重化に用いる。
ここで、例えば、アドレスt1の行のウォルシュ符号は{1(LSB),0,1,0,1,0,1,0,1,0,1,0,1,0,1(MSB)}となっており、アドレスt15の行のウォルシュ符号は{1(LSB),1,0,1,0,0,1,1,0,0,1,0,1,1,0(MSB)}となっている。
図12において、直交符号読み出し回路220は、上記測定開始信号が入力されると、アドレスカウンタ222及び格納用レジスタ23のリセットを行い、アドレスカウンタ222の計数値を「0」とする。
そして、アドレスカウンタ222は、入力されるカウント信号を計数して、計数値に対応してアドレスt1,t2,…,t15をコードメモリ221に出力する。
これにより、コードメモリ221は、入力されるアドレスt1,t2,…,t15に対応したウォルシュ符号のデータ(行のビット配列)を直交符号読み出し回路220に出力する。
行配線スイッチ回路8に入力されると、格納用レジスタ23のレジスタ231,232,233,234,235,…,2314,2315各々に、データ配列{1(LSB),0,1,0,1,0,1,0,1,0,1,0,1,0,1(MSB)}の各ビットのデータが入力される。
これにより、行配線スイッチ回路8は、入力される直交符号のビット配列の各ビットのデータにより、対応するスイッチのオン/オフ制御し、行配線群3を正値行配線群及び負値行配線群に分割する。
これにより、容量検出回路100は、各時刻に対応するアドレスt1〜t15毎に異なる15個の測定電圧Vdを、時系列に各行配線毎に得る。この測定電圧VdがA/D変換器9により、測定データdに時系列に変換され、直交符号により多重化された測定データのデータ列{d1,d2,…,d15}が得られる。
各行配線毎に、15個の直交符号毎に異なる測定データとして、以下に示すデータとして(図15のテーブルの直交符号を用いて測定)、復号演算回路10内部のメモリに記憶されている。
d1 =+Vs1−Vs2+Vs3−Vs4+Vs5−Vs6+Vs7−Vs8
+Vs9−Vs10+Vs11−Vs12+Vs13−Vs14+Vs15
d2 =−Vs1+Vs2+Vs3−Vs4−Vs5+Vs6+Vs7−Vs8
−Vs9+Vs10+Vs11−Vs12−Vs13+Vs14+Vs15
d3 =+Vs1+Vs2−Vs3−Vs4+Vs5+Vs6−Vs7−Vs8
+Vs9+Vs10−Vs11−Vs12+Vs13+Vs14−Vs15
d4 =−Vs1−Vs2−Vs3+Vs4+Vs5+Vs6+Vs7−Vs8
−Vs9−Vs10−Vs11+Vs12+Vs13+Vs14+Vs15
・
・
・
d15 =+Vs1+Vs2−Vs3+Vs4−Vs5−Vs6+Vs7+Vs8
−Vs9−Vs10+Vs11−Vs12+Vs13+Vs14−Vs15
一般式として考えると、以下の(3)式となる。
そして、復号演算回路10は、上記多重化されている測定データと、多重化に用いた直交符号とにより、各センサ素子の電圧データVsを以下の(4)式により求める。
ここで、この(5)式において、直交符号のビットのデータがCD(i,j)=1のとき、極性符号CDs(i,j)=+1であり、CD(i,j)=0のとき、極性符号CDs(i,j)=−1とする。
復号演算回路10は、この(5)式を用いて測定データdから電圧データdsへの分離の演算を行う。
すなわち、電圧データds2は、アドレスt1〜t15の各直交符号のビット配列の2ビット目からなるビット列{0(t1),1(t2),1(t3),0(t4),0(t5),1(t6),1(t7),0(t8),0(t9),1(t10),1(t11),0(t12),0(t13),1(t14),1(t15)}として、このビット列の各ビットのデータCD(i,j)に対応する極性符号を、測定データdi毎に乗算し一周期に渡って積算する。
すなわち、復号時の積和演算においては、各時刻に測定された測定データ毎に、求める交差部の行配線の番号と、この番号に対応する、上記時刻に用いられた直交符号のビット配列における番号(順番)のビットのデータに対応する極性符号とを各々乗じて、積算していくこととなる(つまり、測定時に各時刻において、対応する行配線を正値行配線群または負値配線群のいずれかに分類ために用いられた直交符号のビットのデータと、同様の値のデータに対応する極性符号が乗じられる)。
ds1 =+d1−d2+d3−d4+d5−d6+d7−d8+d9−d10+d11−d12+d13−d14+d15
ds2 =−d1+d2+d3−d4−d5+d6+d7−d8−d9+d10+d11−d12−d13+d14+d15
ds3 =+d1+d2−d3−d4+d5+d6−d7−d8+d9+d10−d11−d12+d13+d14−d15
ds4 =−d1−d2−d3+d4+d5+d6+d7−d8−d9−d10−d11+d12+d13+d14+d15
・
・
・
ds15 =+d1+d2−d3+d4−d5−d6+d7+d8−d9−d10+d11−d12+d13+d14−d15
の演算を行い、測定データdiのデータ列から各センサ素子の容量値に対応する電圧データdsjに分離する。
第1及び第2の実施形態と異なる構成は、行配線群3を複数の行配線グループに分割(例えば、M個の行配線グループに分割)して、分割された行配線グループ毎に、同様のPN符号または直交符号により、各行配線グループが並行して行配線の多重化を行う点である。
すなわち、第1及び第2の実施形態において、PN符号及び直交符号により、行配線全体に対する多重化を行っていたのに対して、第3の実施形態は上記行配線グループ単位において、PN符号または直交符号により測定電圧の多重化を行う点である。
また、行配線スイッチ回路81,82,…,8M各々には、符号発生部1(1B)から同一のPN符号(または直交符号)が供給され、差動検出回路6が設けられている。
この構成により、第1及び第2の実施形態と同様に、行配線群3における全ての行配線が並列に測定されることになる。
そして、各サンプルホールド回路7に保持された測定電圧は、タイミング制御回路からの切り替え信号により、順次、A/D変換器9に出力される。
そして、行配線群3が複数の行配線グループに分割されたことにより、多重化に用いる符号のビット数が少なくて済み、第1及び第2の実施形態に比較して、復号演算時の演算時間を短縮することができる。
各行配線グループにおける容量の測定動作については、第1及び第2の実施形態と同様のため、詳細な説明を省略する。
第3の実施形態と異なる構成は、行配線群3を複数の行配線グループに分割するが、分割された行配線グループを順に測定対象として選択し、行配線の多重化を行う測定を行い、選択されない他の行配線グループの測定を行わない点である。
すなわち、第3の実施形態において、PN符号及び直交符号により、各行配線グループが並列に、測定電圧を多重化する測定を行っていたのに対して、第4の実施形態は上記行配線グループ単位において、PN符号または直交符号により測定電圧の多重化を行う点である。
ここで、タイミング制御回路11は、行配線スイッチ回路81,82,…,8Mのいずれか一つを、順次、所定期間毎に時系列に切り替えて、測定対象として選択し活性化(動作がイネーブル状態)する。
また、行配線スイッチ回路81,82,…,8M各々には、符号発生部1(1B)から同一のPN符号(または直交符号)が供給されている。
したがって、差動検出回路6には、行配線スイッチ回路81,82,…,8Mのいずれかの出力、すなわち、行配線スイッチ回路に対応する行配線グループの行配線がPN符号(または直交符号)により正/負値行配線群に分割され各々多重化されて入力されている。
ここで、オペアンプ121の反転入力端子には正値行配線群として選択された行配線が接続されている。オペアンプ122の反転入力端子には負値行配線群として選択された行配線が接続されている。
列配線駆動部5は、タイミング制御回路11からのクロックに同期して、駆動パルスを、列配線群2の列配線に順次出力する。
ここで、タイミング制御回路11は、行配線スイッチ回路81,82,…,8Mの選択に対応させ、各行配線グループの測定が終了すると、次の行配線スイッチを選択し、同様に、列配線駆動部5に駆動パルスを出力させるよう制御する。
第3及び第4の実施形態において、例えば、PN符号(または直交符号)のビット数を15ビットとすると、行配線グループ31〜3Mの各行配線ブロックの行配線の本数は15本である。
そして、第1及び第2の実施形態においては、隣り合い連続した列配線を束ねてブロックとしており、PN符号(または直交符号)が15ビットの場合(N=15)、15本ごとの列配線を束ねて1行配線グループとし、全体を17ブロックとする(M=17)ことで、255本の行配線を制御することができる。
また、この第4の実施形態においては、タイミング制御回路11が行配線スイッチ回路81,82,…,8Mの選択による各行配線グループの選択を、PN符号(または直交符号)が1周期分巡回(各行配線グループにおいて)するまで変更せず、PN符号の周期ごとに列配線ブロックを切り替える動作が行われる。
すなわち、各行配線グループ単位で、一周期にわたって列配線及び行配線の交差部の容量測定が終了すると、順次、次の行配線グループが選択される。行配線グループの選択される順番は、行配線ブロック31〜3Mの順番でも良いし、位置にこだわらずにランダムな位置順に選択するようにしても良い。
各行配線グループにおける容量の測定動作については、第1,第2及び第3の実施形態と同様のため、詳細な説明を省略する。
第1〜第4の実施形態において、各行配線の相補的な駆動制御により、基本的なDC成分の情報が欠落し、各行配線において、PN符号(または直交符号)により多重化された行配線グループと、駆動されている列配線との交差部の容量が、センサ部4の全面に渡って一定でないことにより、復号化される測定電圧にオフセットが生じる。
また、行配線スイッチ及び行配線の容量によっても、DC成分の情報が消失してしまい、各行配線における容量負荷の値が均一でないため、行配線群3における行配線毎に、視認される濃淡のムラ生じ場合がある。
本第5の実施形態の容量検出回路においては、そのムラの発生の抑止対策を行うため、各行配線グループにおける行配線の数を、PN符号(または直交符号)のビット配列のビットの数に対応させずに設定、すなわち、行配線グループにおける行配線数を、PN符号(直交符号)のビット数に対して、少なくとも1ビット少なく設定している(第1及び第2の実施形態に適用する場合には、PN符号または直交符号のビット数に対して、行配線群3の行配線数を少なくとも1本少なく設定する)。
これにより、PN符号(または直交符号)のビット配列において、実際の行配線に対応させず、架空の行配線(実際には存在しない行配線)に1ビット対応させることにより、この架空の行配線が実際には活性化されないため、常に容量が変化しない基準値として使用できる。
図18に示す復号演算回路10の復号演算において、電圧データds1〜ds14の数値は各々交差部の容量に対応した出力を示し、電圧データds15は本来結線されていないため、無信号に対応した基準値としての出力となる。
例えば、
Ofs = ds15 − dref
dsaj = dsj − Ofs(1≦j≦14)
という計算を行えばよい。
ここで、基準値drefは、全ての行配線グループ及び列配線に対して、全ての基準となるように共通に設定された数値である。
また、オフセット値Ofsは、列配線単位において、行配線グループ毎に得られる、修正に用いるオフセット量である。
各行配線グループのオフセット値Ofsを求めた後、同一の行配線グループに含まれる他の行配線に対応する電圧データdsj(1≦j≦14)から、各々オフセット値Ofsを減算することにより、全ての行配線グループにおいて上記基準値drefに対応した修正電圧データdsaj(1≦j≦14)を得ることができ、2次元画像における濃度のムラを抑止することができる。
2…列配線群
3…行配線群
31,32,3M…行配線グループ
4…センサ部
5…列配線駆動部
6…差動検出回路
7…サンプルホールド回路
8,81,82,8M…行配線スイッチ回路
9…A/D変換器
10…復号演算回路
11…タイミング制御回路
12…後段セレクタ回路
20…PN符号発生回路
21…シフトレジスタ
22…EXOR(イクスクルーシブオア)
23…格納用レジスタ
50…基板
51…絶縁膜
52…空隙
54…フィルム
100…容量検出回路
220…直交符号読み出し回路
221…コードメモリ
222…アドレスカウンタ
Claims (8)
- 複数の行配線に対して列配線が交差され、列配線と行配線との交差部の容量変化を電圧値として検出する容量検出回路であり、
前記列配線を駆動する列配線駆動手段と、
時系列に直交性を有する符号を発生する符号発生手段と、
前記行配線における複数の行配線を、前記符号により選択して、前記駆動された列配線に対応する交差部の測定電圧に基づいて導かれる合成測定電圧として出力する選択合成手段と、
時系列に出力された前記合成測定電圧と、前記符号との積和演算により各交差部の容量に対応する測定電圧を分離する分離演算手段と
を有し、
前記選択合成手段が、
前記符号に基づいて、前記複数の行配線を、第1の配線群と第2の配線群とに分割し、前記第1及び第2の配線群毎に測定電圧を合成して、各々第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧として出力する行配線選択手段と、
前記第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧との差動増幅により、前記第1の配線群と第2の配線群との各々について、前記各交差部の容量に対応する前記第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧の差電圧に基づいて前記合成測定電圧として出力する差動増幅手段と
を有することを特徴とする容量検出回路。 - 前記符号発生手段が、自己相関性を有するPN符号を発生し、このPN符号のビット配列を順次シフトさせ、時系列に位相の異なるPN符号として、前記符号を出力することを特徴とする請求項1に記載の容量検出回路。
- 前記符号発生手段が、時系列に、異なるビット配列のウォルシュ直交符号を生成して、前記符号として出力することを特徴とする請求項1に記載の容量検出回路。
- 前記複数の行配線に対し、前記列配線が複数形成され、マトリクス状に交差部を有するエリア型のセンサとして構成されていることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれ
かに記載の容量検出回路。 - 前記複数の行配線が所定の数の行配線からなる複数の行配線グループに分割されており、
前記選択合成手段が、前記複数の行配線グループから検出対象となる行配線グループを、所定期間毎に時系列に切り替えて選択し、選択された行配線グループにおいて、前記符号に基づき前記第1 の配線群と前記第2 の配線群とに振り分けて駆動し、選択されない行配線グループの列配線の駆動を行わないことを特徴とする請求項1から請求項4のいずれかに記載の容量検出回路。 - 前記行配線グループが、符号のビット数より少ない数の行配線で構成されており、
前記復号演算手段が、前記行配線グループの各行配線を、符号のビット列における所定の位置のビットに対応させ、かつ、この符号において余るビットを架空の行配線に対応させて積和演算を行い、前記交差部の容量に対応する電圧値の復号処理を行うことを特徴とする請求項5に記載の容量検出回路。 - 請求項1から請求項6のいずれかに記載の容量検出回路を有することを特徴とする指紋
センサ。 - 複数の行配線に対して列配線が交差され、列配線と行配線との交差部の容量変化を電圧値として検出する容量検出方法であり、
前記列配線を駆動する列配線駆動過程と、
時系列に直交性を有する符号を発生する符号発生過程と、
前記行配線における複数の行配線を、前記符号により選択して、前記駆動された列配線に対応する交差部の測定電圧に基づいて導かれる合成測定電圧として出力する選択合成過程と、
時系列に出力された前記合成測定電圧と、前記符号との積和演算により各交差部の容量に対応する測定電圧を分離する分離演算過程と
を有し、
前記選択合成過程は、
前記符号に基づいて、前記複数の行配線を、第1の配線群と第2の配線群とに分割し、前記第1及び第2の配線群毎に測定電圧を合成して、各々第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧として出力する行配線選択過程と、
前記第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧との差動増幅により、前記第1の配線群と第2の配線群との各々について、前記各交差部の容量に対応する前記第1の合成測定電圧と第2の合成測定電圧の差電圧に基づいて前記合成測定電圧として出力する差動増幅過程と
を有することを特徴とする容量検出方法。
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