CN101860665A - 电源噪声消除电路及固体摄像装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种电源噪声消除电路及固体摄像装置，基准电压生成电路生成基准电压并输出给放大器基准电压线，电源噪声加法电路将重叠在电源中的电源噪声加到由基准电压生成电路生成的基准电压上，差动放大器将垂直信号线的电压与放大器基准电压线的电压之间的差分放大。
Description
相关申请的交叉引用
本发明要求2009年4月13日递交的日本专利申请2009-97280号的优先权，该日本专利申请的全部内容被引用在本申请中。
技术领域
本发明涉及电源噪声消除电路及固体摄像装置，尤其适合用于消除重叠在CMOS图像传感器的像素输出信号上的电源噪声的方法。
背景技术
在CMOS图像传感器中，来自各个像素的信号通过垂直信号线被发送给采样保持信号转换电路，通过CDS(相关双重采样)来进行信号成分的检测。
其中，把复位电平的采样电压设为Vc、把读出电平的采样电压设为Vs，通过CDS检测到的信号成分能够按照Vc-Vs的方式提供。
另一方面，如果电源噪声重叠在来自各个像素的信号上，则能够按照下面的式(1)提供通过CDS检测到的信号成分。
(Vc+ΔVc)-(Vs+ΔVs)＝(Vc-Vs)+(ΔVc-ΔVs) ……(1)
其中，ΔVc表示复位电平的采样时的电源噪声，ΔVs表示读出电平的采样时的电源噪声。
其中，如果电源噪声ΔVc、ΔVs是彼此相同的值，则电源噪声ΔVc、ΔVs被互相抵消，不会出现因电源噪声ΔVc、ΔVs造成的画质恶化，但是由于电源噪声ΔVc、ΔVs是随机产生的，所以一般电源噪声ΔVc、ΔVs的值彼此不同。
另外，例如在日本特开2008-11284号公报中公开了下述方法，对反复多次对摄像元件的复位时与曝光后的电位差进行AD转换得到的多个数字代码值，实施加法平均化处理，由此实现噪声的降低。
但是，在日本特开2008-11284号公报公开的方法中，为了实现噪声的降低，摄像元件的复位时与曝光后的电位差被实施加法平均化处理。因此，不能提取读出电平的采样时的实际信号成分，并导致分辨率的恶化，并且需要几次采样同一像素的信号，存在处理花费时间的问题。
发明内容
根据本发明的一个方式，提供一种电源噪声消除电路，其特征在于，具有：生成基准电压的基准电压生成电路；电源噪声加法电路，将重叠在电源中的电源噪声加到所述基准电压上；和差动放大器，将从摄像元件的各个像素读出的读出信号、与加上了在所述读出时的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
根据本发明的一个方式，提供一种电源噪声消除电路，其特征在于，具有：生成基准电压的基准电压生成电路；电源噪声加法电路，将重叠在电源中的电源噪声加到所述基准电压上；电容器，保持从摄像元件的各个像素读出并在第1采样时刻被采样的第1采样信号、与加上了所述第1采样时刻的电源噪声的基准电压之间的差分；和差动放大器，将从所述摄像元件的各个像素读出并从在第2采样时刻被采样的第2采样信号中减去保持在所述电容器中的信号的数值、与加上了所述第2采样时刻的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
根据本发明的一个方式提供一种电源噪声消除电路，其特征在于，具有：产生斜波信号的斜波发生电路；电源噪声加法电路，将重叠在电源中的电源噪声加到所述斜波信号上；和差动放大器，将从摄像元件的各个像素读出的读出信号、与加上了所述电源噪声的斜波信号之间的差分放大。
根据本发明的一个方式提供一种固体摄像装置，其特征在于，具有：像素阵列，像素被配置成矩阵状；垂直信号线，沿垂直方向转发从所述像素读出的信号；电源线，向所述像素提供电源；基准电压生成电路，生成基准电压并输出给放大器基准电压线；电源噪声加法电路，将重叠在所述电源中的电源噪声输出给所述放大器基准电压线；和差动放大器，将从所述像素阵列的各个像素读出的读出信号、与加上了在所述读出时的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
附图说明
图1是表示适用本发明的第1实施方式的电源噪声消除电路的CMOS图像传感器的结构概况的框图。
图2是表示图1所示像素的电路结构的一例的图。
图3是表示在图1所示的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图4是表示图3所示的采样保持信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
图5是表示在本发明的第2实施方式的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图6是表示图5所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
图7是表示利用寄存器实现的可变电容器的电容控制方法的图。
图8是表示在本发明的第3实施方式的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图9是表示图8所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
图10是表示在本发明的第4实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图11是表示图10所示的信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
图12是表示在本发明的第5实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图13是表示图12所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
图14是表示在本发明的第6实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图15是表示图14所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
图16是表示在本发明的第7实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图17是表示图16所示的信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
图18是表示在本发明的第8实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图19是表示图18所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
图20是表示在本发明的第9实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
图21是表示图20所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式的电源噪声消除电路。另外，在下面的说明中，以把电源噪声消除电路适用于CMOS图像传感器的情况作为示例，但本发明不限于这些实施方式。
(第1实施方式)
图1是表示适用本发明的第1实施方式的电源噪声消除电路的CMOS图像传感器的结构概况的框图。
在图1中，在CMOS图像传感器中设有像素阵列11、行选择电路12、采样保持信号转换电路组13和列选择电路14。其中，在像素阵列11中跨m行n列(m、n是1以上的整数)配置有进行光电转换的像素15。行选择电路12能够选择排列有成为读出对象的像素15的行。列选择电路14能够选择排列有成为读出对象的像素15的列。在采样保持信号转换电路组13中，按照排列有像素15的每列设有采样保持信号转换电路16。其中，采样保持信号转换电路16通过垂直信号线NSIG与各个像素15按每列连接。并且，采样保持信号转换电路16在从各个像素15读出信号的情况下，能够通过CDS来检测信号成分。
图2是表示图1所示像素的电路结构的一例的图。
在图2中，在图1所示的像素15中设有光电二极管PD、读出晶体管M1、复位晶体管M2、行选择晶体管M3和转发晶体管M4。
并且，读出晶体管M1的源极与光电二极管PD连接，读出晶体管M1的栅极与读出信号线RD连接。并且，复位晶体管M2的源极与读出晶体管M1的漏极连接，复位晶体管M2的栅极与复位信号线RS连接，复位晶体管M2的漏极与电源线DL连接。并且，选择晶体管M3的栅极与行选择线ADR连接，选择晶体管M3的漏极与电源线DL连接。并且，转发晶体管M4的源极通过垂直信号线NSIG与电流源17和采样保持信号转换电路16连接，转发晶体管M4的栅极与读出晶体管M1的漏极连接，转发晶体管M4的漏极与选择晶体管M3的源极连接。
其中，寄生电容CF1连接在转发晶体管M4的栅极和电源线DL之间，寄生电容CF2连接在转发晶体管M4的栅极和地之间。
图3是表示在图1所示的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图3中，在该电源噪声消除电路中设有采样保持信号转换电路16、开关控制电路21、斜波发生电路22、电源噪声加法电路23和基准电压生成电路24。另外，开关控制电路21、斜波发生电路22、电源噪声加法电路23和基准电压生成电路24，能够在包含于采样保持信号转换电路组13中的全部采样保持信号转换电路16中共用。
其中，在采样保持信号转换电路16中设有开关S1～S3、电容器CAP1、CAP2、差动放大器AMP1和T/D转换器25。另外，T/D转换器25能够把规定期间内的计数值转换为数字值。并且，电容器CAP1的一端通过开关S2与斜波信号线NREF1连接。并且，电容器CAP2的一端与电容器CAP1的另一端连接，并且通过开关S1与读出控制线NS1连接。并且，电容器CAP2的另一端与差动放大器AMP1的反转输入端子连接。并且，差动放大器AMP1的非反转输入端子与放大器基准电压线NBIAS连接，差动放大器AMP1的输出端子通过开关S3与差动放大器AMP1的反转输入端子连接。并且，T/D转换器25的输入端子与差动放大器AMP1的输出端子连接。
并且，斜波发生电路22能够产生斜波信号，并输出给斜波信号线NREF1。基准电压生成电路24能够生成基准电压，并输出给放大器基准电压线NBIAS。电源噪声加法电路23能够将重叠在电源中的电源噪声加算到由基准电压生成电路24生成的基准电压上。其中，电源噪声加法电路23的输出端子通过开关S4与放大器基准电压线NBIAS连接。另外，关于电源噪声加法电路23，例如可以使用与电源连接的可变电容，并能够把该可变电容的值调整为图2所示的寄生电容CF1、CF2的值使用。或者，也可以使用固定电容取代可变电容。其中，在电源噪声加法电路23采用固定电容的情况下，也可以使用修整(trimming)等方法，把固定电容的值调整为图2所示的寄生电容CF1、CF2的值。
开关控制电路21通过读出控制线NS1控制开关S1导通/断开，通过斜波控制线NS2控制开关S2导通/断开，通过复位控制线NS3控制开关S3导通/断开，通过电源噪声控制线NS4控制开关S4导通/断开。
图4是表示图3所示的采样保持信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
在图4中，在从图3所示的像素15读出信号的情况下，垂直信号线NSIG与电源线DL连接，由此垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平。
其中，在垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平的情况下，通过图3所示的开关控制电路21使开关S1～S4断开，垂直信号线NSIG与采样保持信号转换电路16分离。
并且，在通过采样保持信号转换电路16进行复位电平的采样的情况下，通过开关控制电路21使开关S1、S3、S4导通(时刻T0)。其中，在开关S1导通时，垂直信号线NSIG与采样保持信号转换电路16连接，NA1电压成为垂直信号线NSIG的电压(时刻T1)。并且，在开关S3导通时，差动放大器AMP1的输出端子与非反转输入端子短路，差动放大器AMP1被施加负反馈，所以NB1电压和NC1电压成为放大器基准电压线NBIAS的电压(时刻T1)。其中，在时刻T1，由于开关S4导通，所以放大器基准电压线NBIAS的电压成为向由基准电压生成电路24生成的基准电压加上了电源噪声后的值。
然后，在通过开关控制电路21使开关S3断开时(时刻T2)，电容器CAP2与差动放大器AMP1的输出端子分离，在电容器CAP2中保持与NA1电压和NB1电压之电压差对应的电荷。
其中，把垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声设为ΔVn1，能够按照下面的式(2)计算NA1电压Vrst_n。
Vrst_n＝Vrst+ΔVn1 ……(2)
另一方面，把由基准电压生成电路24生成的基准电压设为Vbias，把从电源噪声加法电路23输出的电源噪声设为ΔVn1’，能够按照下面的式(3)计算NB1电压Vbias_n1。
Vbias_n1＝Vbias+ΔVn1’ ……(3)
其中，在假设从同一电源线DL向像素阵列11和电源噪声加法电路23提供电源时，在时刻T2，能够使重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声ΔVn1、与从电源噪声加法电路23输出的电源噪声ΔVn1’一致。
因此，在时刻T2施加给电容器CAP2的电压差在假设使电源噪声ΔVn1、ΔVn1’彼此抵消，并把电容器CAP2的电容设为Cp2时，能够按照下面的式(4)计算保持在电容器CAP2中的电荷Q2。
Q2＝Cp2(Vrst_n-Vbias_n1)＝(Vrst-Vbias) ……(4)
然后，若向读出信号线RD输出了读出脉冲(时刻T3)，读出晶体管M1导通。并且，在读出晶体管M1导通时，与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极。其中，源极跟随器由转发晶体管M4和电流源17构成，所以在与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极时，垂直信号线NSIG的电压跟随该电压，垂直信号线NSIG的电压和NA1电压向读出电平转移。
并且，若垂直信号线NSIG的电位转移为读出电平，通过开关控制电路21使开关S2导通(时刻T4)。并且，若开关S2导通，电容器CAP1与斜波信号线NREF1连接，NV1电压成为斜波信号线NREF1的钳位电压Vclmp(时刻T5)。
然后，在通过采样保持信号转换电路16进行读出电平的采样的情况下，通过开关控制电路21使开关S1、S4断开(时刻T6)。并且，在开关S1断开时，电容器CAP1、CAP2与垂直信号线NSIG分离。并且，若电容器CAP1与垂直信号线NSIG分离，在电容器CAP1中保持与NREF1电压和NA1电压的电压差对应的电荷。
其中，把垂直信号线NSIG的读出电平设为Vrd，把重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声设为ΔVn2，能够按照下面的式(5)计算NA1电压Vrd_n。
Vrd_n＝Vrd+ΔVn2 ……(5)
结果，把电容器CAP1的电容设为Cp1，能够按照下面的式(6)计算保持在电容器CAP1中的电荷Q1。
Q1＝Cp1(Vclmp-Vrd_n) ……(6)
另一方面，在时刻T2～T6期间，NA1电压变化(Vrst_n-Vrd_n)量，但根据电荷保持原则，电容器CAP2的电荷量不变。结果，NB1电压Vnb变化与NA1电压的变化量相同的值，并能够按照下面的式(8)计算。
Vnb＝Vbias_n1-(Vrst_n-Vrd_n) ……(8)
另一方面，把此时从电源噪声加法电路23输出的电源噪声设为ΔVn2’，能够按照下面的式(9)计算此时的放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n2。
Vbias_n2＝Vbias+ΔVn2’ ……(9)
并且，若NB1电压Vnb被输入到差动放大器AMP1的反转输入端子、放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n2被输入到差动放大器AMP1的非反转输入端子，这些电压的差分通过差动放大器AMP1被放大，并从差动放大器AMP1输出。
其中，从差动放大器AMP1输出的NC1电压Vnc1如果没有被钳位，则能够按照下面的式(10)计算。
Vnc1＝A(Vbias_n2-(Vbias_n1)-(Vrst_n-Vrd_n)) ……(10)
其中，A表示差动放大器AMP1的增益。
其中，在假设从同一电源线DL向像素阵列11和电源噪声加法电路23提供电源时，在时刻T6，能够使重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声ΔVn2、与从电源噪声加法电路23输出的电源噪声ΔVn2’一致。
因此，在时刻T6从差动放大器AMP1输出的NC1电压Vnc1的变化量为：电源噪声ΔVn2、ΔVn2’彼此抵消，并能够按照下面的式(11)计算。
Vnc1＝A(Vrst-Vrd) ……(11)
其中，在时刻T6从差动放大器AMP1输出的NC1电压Vnc1中包含垂直信号线NSIG的复位电平Vrst和读出电平Vrd，但不包含复位电平中的电源噪声ΔVn1和读出电平中的电源噪声ΔVn2。
然后，若由采样保持信号转换电路16进行的读出电平的采样结束，通过斜波发生电路22使斜波信号线NREF1的电位暂时(一旦)下降(时刻T7)。其中，若斜波信号线NREF1的电位下降，NA1电压和NB1电压也随之下降。
然后，在通过斜波发生电路22使斜波信号线NREF1的电位暂时下降后，使斜波信号线NREF1的电位按照一定的比例上升(时刻T8)。并且，若使斜波信号线NREF1的电位按照一定的比例上升，斜波信号线NREF1的电位与钳位电压相等(时刻T9)。此时，能够按照下面的式(12)计算NB1电压Vnb。
Vnb＝Vbias_n-(Vrst_n-Vrd_n) ……(12)
并且，使斜波信号线NREF1的电位按照一定的比例进一步上升，在NB1电压Vnb与放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n2相等时，NC1电压反转(时刻T10)。此时，根据电荷保持原则，电容器CAP2的电荷量不变，所以能够按照下面的式(13)计算斜波信号线NREF1的电压Vref_t10。
Vref_t10＝Vclmp+Vbias_n2-(Vbias_n1-(Vrst_n-Vrd_n))
＝Vclmp+(Vrst_n-Vrd_n) ……(13)
其中，在T/D转换器25中，计数时刻T9～时刻T10的时钟，将(Vrst_n-Vrd)的值转换为数字数据。
由此，能够通过采样保持信号转换电路16进行复位电平的采样和读出电平的采样，并且消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
因此，不需进行从差动放大器AMP1输出的信号成分的加法平均化处理，即可消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2，能够抑制处理所需要的时间，并提高画质。
(第2实施方式)
图5是表示在本发明的第2实施方式的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图5中，在该电源噪声消除电路中取代图3所示的电源噪声加法电路23，而设有电源噪声加法电路23’，并另外设有寄存器26。其中，在电源噪声加法电路23’设有可变电容CH1、CH2。并且，可变电容CH1的一端与电源连接，并且可变电容CH2的一端接地。并且，可变电容CH1的另一端通过开关S4与放大器基准电压线NBIAS连接，可变电容CH2的另一端与放大器基准电压线NBIAS连接。
并且，寄存器26能够通过电容选择线NR1<k-1:0>选择可变电容CH1的值，并且通过电容选择线NR2<k-1:0>选择可变电容CH2的值。
图6是表示图5所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图，图7是表示利用寄存器实现的可变电容器的电容控制方法的图。
在图6中，在可变电容CH1设有电容器C0～Ck-1，在可变电容CH2设有电容器C0’～Ck-1’。并且，电容器C0～Ck-1的一端与电源连接，并且电容器C0’～Ck-1’接地。并且，电容器C0～Ck-1的另一端在分别通过开关SW0～SWk-1后，再通过开关S4与放大器基准电压线NBIAS连接，电容器C0’～Ck-1’的另一端分别通过开关SW0’～SWk-1’与放大器基准电压线NBIAS连接。
并且，能够对寄存器26设定0～2k-1的任一个值。并且，如图7所示，根据对寄存器26设定的值，分别使开关SW0～SWk-1、SW0’～SWk-1’导通或断开，由此电容器C0～Ck-1、C0’～Ck-1’与放大器基准电压线NBIAS连接，并能够改变施加给放大器基准电压线NBIAS的电容。其中，优选将寄存器26的值设定为使可变电容CH1、CH2的值与图2所示的寄生电容CF1、CF2一致。
另外，图5所示的电源噪声消除电路能够按照图4所示的时序图动作。其中，把像素15的增益设为α，输出给垂直信号线NSIG的电源噪声在进行复位电平的采样时为α×ΔVn1、在进行电荷读出电平的采样时为α×ΔVn2。
另一方面，把电源噪声加法电路23’的增益设为β，在相同时刻的放大器基准电压线NBIAS的电源噪声为β×ΔVn1、β×ΔVn2。
结果，能够按照下面的式(14)计算在图4所示的时刻T10时的斜波信号线NREF1的电压Vref_t10。
Vref_t10＝Vclmp+Vbias_n2-(Vbias_n1-(Vrst_n-Vrd_n))
＝Vclmp+(Vrst-Vrd)+
(β-α)×ΔVn2-(β-α)×ΔVn1 ……(14)
并且，如果设定电源噪声加法电路23’的增益β，使β＝α，则能够按照下面的式(15)计算斜波信号线NREF1的电压Vref_t10，并能够消除电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
Vref_t10＝Vclmp+(Vrst-Vrd) ……(15)
其中，通过改变寄存器26的值，能够改变可变电容CH1、CH2的值。因此，在图2所示的寄生电容CF1、CF2具有偏差的情况下，也能够通过采样保持信号转换电路16进行复位电平的采样和读出电平的采样，并且消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
(第3实施方式)
图8是表示在本发明的第3实施方式的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图8中，在该电源噪声消除电路中取代图5所示的电源噪声加法电路23’而设有电源噪声加法电路23”。其中，电源噪声加法电路23”在电源噪声加法电路23’的结构基础上，还另外设有缓冲器27。并且，缓冲器27插入在可变电容CH2和差动放大器AMP1之间。
图9是表示图8所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
在图9中，图8所示的电源噪声加法电路23”在图6所示结构的基础上，还设有缓冲器27。并且，缓冲器27插入在开关SWk-1’和图8所示的差动放大器AMP1之间。
另外，图8所示的电源噪声消除电路能够按照图4所示的时序图动作。并且，把像素15的增益设为α，把电源噪声加法电路23”的增益设为β，并设定增益β，使β＝α，则能够按照式(15)计算图4所示的时刻T10时的斜波信号线NREF1的电压Vref_t10，并能够消除电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
其中，通过在可变电容CH2和差动放大器AMP1之间插入缓冲器27，能够使电源噪声加法电路23”不受放大器基准电压线NBIAS的寄生电容的影响。因此，在多个差动放大器AMP1并联与放大器基准电压线NBIAS连接的情况下，也能够使从电源噪声加法电路23”输出的电源噪声的精度保持一定。
(第4实施方式)
图10是表示在本发明的第4实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图10中，在该CMOS图像传感器中取代图1所示的采样保持信号转换电路组13，而设有信号转换电路组31。并且，在信号转换电路组31中，按照排列有像素15的每列设有信号转换电路32。其中，信号转换电路32通过垂直信号线NSIG与各个像素15按每列连接。并且，信号转换电路32能够进行从各个像素15读出的信号的检测处理。
并且，在电源噪声消除电路中设有信号转换电路32、开关控制电路35、电源噪声加法电路33和基准电压生成电路34。另外，开关控制电路35、电源噪声加法电路33和基准电压生成电路34，能够在包含于信号转换电路组31中的全部信号转换电路32中共用。
其中，在信号转换电路32中设有开关S11、电容器CAP11、CAP12以及差动放大器AMP11。另外，电容器CAP11的一端与垂直信号线NSIG连接。并且，电容器CAP11的另一端与差动放大器AMP1的反转输入端子连接，并且，差动放大器AMP11的非反转输入端子与放大器基准电压线NBIAS连接，差动放大器AMP11的输出端子通过电容器CAP12与差动放大器AMP11的反转输入端子连接。并且，开关S11与电容器CAP12并联连接。
并且，基准电压生成电路34能够生成基准电压，并输出给放大器基准电压线NBIAS。电源噪声加法电路33能够将重叠在电源中的电源噪声加到由基准电压生成电路34生成的基准电压上。其中，电源噪声加法电路33的输出端子与放大器基准电压线NBIAS连接。另外，关于电源噪声加法电路33，例如可以使用与电源连接的可变电容，并能够把该可变电容的值调整为图2所示的寄生电容CF1、CF2的值使用。或者，也可以使用固定电容取代可变电容。开关控制电路35通过复位控制线NS13控制开关SW11导通/断开。
图11是表示图10所示的信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
在图11中，在从图10所示的像素15读出信号的情况下，垂直信号线NSIG与电源线DL连接，由此垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平。其中，在垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平的情况下，通过图10所示的开关控制电路35使开关S11断开。
并且，若垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平，通过开关控制电路35使开关S11导通。其中，在开关S11导通时，差动放大器AMP11的输出端子与非反转输入端子短路，差动放大器AMP11被施加负反馈，所以NB2电压和NC2电压成为放大器基准电压线NBIAS的电压(时刻T11)。其中，由于电源噪声加法电路33与放大器基准电压线NBIAS连接，所以放大器基准电压线NBIAS的电压成为向由基准电压生成电路34生成的基准电压加上了电源噪声的值。
然后，若通过开关控制电路35使开关S11断开(时刻T12)，差动放大器AMP11的输出端子通过电容器CAP12与非反转输入端子连接，从差动放大器AMP11输出与此时的放大器基准电压线NBIAS的电压和NB2电压之间的差分对应的电压。
其中，在时刻T12，把垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声设为ΔVn1，能够按照下面的式(16)计算垂直信号线NSIG的电压Vrst_n。
Vrst_n＝Vrst+ΔVn1 ……(16)
另一方面，在时刻T12，把由基准电压生成电路34生成的基准电压设为Vbias，把从电源噪声加法电路33输出的电源噪声设为aΔVn1，能够按照下面的式(17)计算放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n1。
Vbias_n1＝Vbias+aΔVn1 ……(17)
另一方面，由于差动放大器AMP11通过电容器CAP12被施加负反馈，所以NB2电压Vnb与放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n1相等。
此时，把从差动放大器AMP11输出的NC2电压设为Vnc1，把电容器CAP11、CAP12的电容分别设为Cp1、Cp2，根据电荷保持原则，下面的式(18)成立。
Cp1(Vrst_n-Vbias_n1)＝Cp2(Vbias_n1-Vnc1) ……(18)
结果，在时刻T12，能够按照下面的式(19)计算从差动放大器AMP11输出的NC2电压Vnc1。
Vnc1＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrst)+
{a+Cp1/Cp2×(a-1)}×ΔVn1 ……(19)
其中，通过设定使满足下面的式(20)或式(21)的增益a，能够消除复位电平中的电源噪声ΔVn1。
a+Cp1/Cp2×(a-1)＝0 ……(20)
a＝Cp1/(Cp1+Cp2) ……(21)
然后，若向读出信号线RD输出读出脉冲(时刻T13)，图2所示的读出晶体管M1导通。并且，在读出晶体管M1导通时，与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极。其中，源极跟随器由转发晶体管M4和电流源17构成，所以在与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极时，垂直信号线NSIG的电压跟随该电压，垂直信号线NSIG的电压转移至读出电平(时刻T14)。
并且，在垂直信号线NSIG的电位转移为读出电平时，从差动放大器AMP11输出与此时的放大器基准电压线NBIAS的电压和NB2电压之间的差分对应的电压。
其中，在时刻T14，把垂直信号线NSIG的读出电平设为Vrd，把重叠在垂直信号线NSIG上的电源噪声设为ΔVn2，能够按照下面的式(22)计算垂直信号线NSIG的电压Vrd_n。
Vrd_n＝Vrst+ΔVn1 ……(22)
另一方面，在时刻T14，把由基准电压生成电路34生成的基准电压设为Vbias，把从电源噪声加法电路33输出的电源噪声设为aΔVn2，能够按照下面的式(23)计算放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n2。
Vbias_n2＝Vbias+aΔVn2 ……(23)
另一方面，由于差动放大器AMP11通过电容器CAP12被施加负反馈，所以NB2电压Vnb与放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n2相等。
结果，在时刻T14，能够按照下面的式(24)计算从差动放大器AMP11输出的NC2电压Vnc2。
Vnc2＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrst)+
{a+Cp1/Cp2×(a-1)}×ΔVn2 ……(24)
其中，通过设定使满足上述的式(21)的增益a，能够消除读出电平中的电源噪声ΔVn2。
由此，不需通过信号转换电路32进行复位电平的采样及读出电平的采样，即可消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2，能够抑制处理所需要的时间，并提高画质。
(第5实施方式)
图12是表示在本发明的第5实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图12中，在该电源噪声消除电路中取代图10所示的电源噪声加法电路33而设有电源噪声加法电路33’，并另外设有寄存器36。其中，在电源噪声加法电路33’设有可变电容CH11、CH12。并且，可变电容CH11的一端与电源连接，并且可变电容CH12的一端接地。并且，可变电容CH11的另一端和可变电容CH12的另一端与放大器基准电压线NBIAS连接。
并且，寄存器36能够通过电容选择线NR1<k-1:0>选择可变电容CH11的值，并且通过电容选择线NR2<k-1:0>选择可变电容CH12的值。
图13是表示图12所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
在图13中，在可变电容CH11设有电容器C0～Ck-1，在可变电容CH12设有电容器C0’～Ck-1’。并且，电容器C0～Ck-1的一端与电源连接，并且电容器C0’～Ck-1’的一端接地。并且，电容器C0～Ck-1的另一端分别通过开关SW0～SWk-1与放大器基准电压线NBIAS连接，电容器C0’～Ck-1’的另一端分别通过开关SW0’～SWk-1’与放大器基准电压线NBIAS连接。
并且，能够对寄存器36设定0～2k-1的任一个值。并且，如图7所示，根据对寄存器36设定的值，分别使开关SW0～SWk-1、SW0’～SWk-1’导通或断开，由此电容器C0～Ck-1、C0’～Ck-1’与放大器基准电压线NBIAS连接，并能够改变施加给放大器基准电压线NBIAS的电容。其中，优选将寄存器36的值设定为使可变电容CH11、CH12的值与图2所示的寄生电容CF1、CF2一致。
另外，图12所示的电源噪声消除电路能够按照图11所示的时序图动作。其中，在图11中的时刻T12，把输出给垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把针对电源噪声的像素15的增益设为α，把电源噪声设为α×ΔVn1，能够按照下面的式(25)计算垂直信号线NSIG的电压Vrst_n。
Vrst_n＝Vrst+α×ΔVn1 ……(25)
并且，从电源噪声加法电路33’向放大器基准电压线NBIAS输出电源噪声ΔVn1的β倍。其中，β表示电源噪声加法电路33’的增益。因此，把由基准电压生成电路34生成的基准电压设为Vbias，能够按照下面的式(26)计算放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n1。
Vbias_n1＝Vbias+β×ΔVn1 ……(26)
并且，由于差动放大器AMP11通过电容器CAP12被施加负反馈，所以NB2电压Vnb与放大器基准电压线NBIAS的电压Vbias_n1相等。
此时，把NC2电压设为Vnc1，把电容器CAP11、CAP12的电容分别设为Cp1、Cp2，根据电荷保持原则，下面的式(27)成立。
Cp1(Vrst_n-Vbias_n1)＝Cp2(Vbias_n1-Vnc1)
结果，在时刻T12，能够按照下面的式(27)计算NC2电压Vnc1。
Vnc1＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrst)+
{β+Cp1/Cp2×(β-α)}×ΔVn1 ……(27)
其中，通过设定使满足下面的式(28)或式(29)的增益β，式(27)能够变为式(30)，能够消除复位电平中的电源噪声ΔVn1。
β+Cp1/Cp2×(β-α)＝0 ……(28)
β＝Cp1/(Cp1+Cp2)×α ……(29)
Vnc1＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrst) ……(30)
然后，在图11中的时刻T4，把输出给垂直信号线NSIG的读出电平设为Vrd，把电源噪声设为α×ΔVn2，能够按照下面的式(31)计算NC2电压Vnc2。
Vnc2＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrd)+
{β+Cp1/Cp2×(β-α)}×ΔVn2 ……(31)
其中，通过设定使满足式(28)的增益β，式(31)能够变为式(32)，能够消除读出电平中的电源噪声ΔVn2。
Vnc2＝Vbias+Cp1/Cp2×(Vbias-Vrd) ……(32)
其中，通过改变寄存器36的值，能够改变可变电容CH11、CH12的值。因此，在图2所示的寄生电容CF1、CF2具有偏差的情况下，不需通过信号转换电路32进行复位电平的采样和读出电平的采样，即可消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
(第6实施方式)
图14是表示在本发明的第6实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图14中，在该电源噪声消除电路中取代图12所示的电源噪声加法电路33’而设有电源噪声加法电路33”。其中，电源噪声加法电路33”在电源噪声加法电路33’的结构基础上，还另外设有缓冲器37。并且，缓冲器37插入在可变电容CH12和差动放大器AMP11之间。
图15是表示图14所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
在图15中，图14所示的电源噪声加法电路33”在图13所示结构的基础上，还设有缓冲器37。并且，缓冲器37插入在开关SWk-1’和图14所示的差动放大器AMP11之间。
另外，图14所示的电源噪声消除电路能够按照图11所示的时序图动作。并且，把针对电源噪声的像素15的增益设为α，把电源噪声加法电路33”的增益设为β。并且，在图11中的时刻T12，把输出给垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把电源噪声设为α×ΔVn1，把放大器基准电压线NBIAS的电压设为Vbias+β×ΔVn1，把电容器CAP11、CAP12的电容分别设为Cp1、Cp2，能够按照式(27)计算NC2电压Vnc1。
其中，通过设定满足式(28)的增益β，式(27)能够变为式(30)，能够消除复位电平中的电源噪声ΔVn2。
然后，在图11中的时刻T4，把输出给垂直信号线NSIG的读出电平设为Vrd，把电源噪声设为α×ΔVn2，能够按照式(31)计算NC2电压Vnc2。
并且，通过设定满足式(28)的增益β，式(31)能够变为式(32)，能够消除读出电平中的电源噪声ΔVn2。
其中，通过在可变电容CH22和差动放大器AMP21之间插入缓冲器37，能够使电源噪声加法电路33”不受放大器基准电压线NBIAS的寄生电容的影响。因此，在多个差动放大器AMP11并联与放大器基准电压线NBIAS连接的情况下，也能够使从电源噪声加法电路33”输出的电源噪声的精度保持一定。
(第7实施方式)
图16是表示在本发明的第7实施方式的采样保持信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图16中，在该CMOS图像传感器中取代图1所示的采样保持信号转换电路组13而设有信号转换电路组41。并且，在信号转换电路组41中，按照排列有像素15的每列设有信号转换电路42。其中，信号转换电路42通过垂直信号线NSIG与各个像素15按每个列连接。并且，信号转换电路42能够进行从各个像素15读出的信号的检测处理。
并且，在电源噪声消除电路中设有信号转换电路42、开关控制电路45、斜波发生电路44和电源噪声加法电路43。另外，开关控制电路45、斜波发生电路44和电源噪声加法电路43，能够在包含于信号转换电路组41中的全部信号转换电路42中共用。
其中，在信号转换电路42设有开关S21、S22、电容器CAP21、CAP22、差动放大器AMP21、变换器(inverter)INV和计数器CN。另外，计数器CN例如可以使用增减(up/down)计数器。
并且，电容器CAP21的一端与垂直信号线NSIG连接。另外，电容器CAP21的另一端与差动放大器AMP21的反转输入端子连接。另外，差动放大器AMP21的非反转输入端子与斜波信号线NREF3连接。另外，差动放大器AMP21的输出端子依次通过电容器CAP22和变换器INV与计数器CN连接。另外，差动放大器AMP21的输出端子通过开关S21与差动放大器AMP21的反转输入端子连接。变换器INV的输出端子通过开关S22与变换器INV的输入端子连接。
并且，斜波发生电路44能够产生斜波信号，并输出给斜波信号线NREF3。电源噪声加法电路43能够将重叠在电源中的电源噪声加到由斜波发生电路44产生的斜波信号上。另外，关于电源噪声加法电路43，例如可以使用与电源连接的可变电容，并能够把该可变电容的值调整为图2所示的寄生电容CF1、CF2的值使用。另外，也可以使用固定电容取代可变电容。
开关控制电路45通过复位控制线NS21控制开关SW21导通/断开，并通过复位控制线NS22控制开关SW22导通/断开。
图17是表示图16所示的信号转换电路的各个部分的信号波形的时序图。
在图17中，在从图16所示的像素15读出信号的情况下，垂直信号线NSIG与电源线DL连接，由此垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平。其中，在垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平的情况下，通过图16所示的开关控制电路45使开关S21、S22断开。
并且，若垂直信号线NSIG的电位转移至复位电平，通过开关控制电路45使开关S21、S22导通。其中，在开关S21导通时，差动放大器AMP21的输出端子与非反转输入端子短路，差动放大器AMP21被施加负反馈，所以NA3电压和NB3电压成为斜波信号线NREF3的电压(时刻T21)。
并且，在电容器CAP21中保持有与NA3电压和垂直信号线NSIG的电压的电压差对应的电荷。其中，在时刻T21，NA3电压与斜波信号线NREF3的电压相等。因此，把时刻T21的斜波信号线NREF3的钳位电压设为Vclmp，把垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把电容器CAP21的电容设为Cp1，能够按照下面的式(33)计算保持在电容器CAP21中的电荷Q3。
Q3＝Cp1(Vrst-Vclmp) ……(33)
并且，在开关S22导通时，变换器INV的输出端子与输入端子短路，NC3的电压和ND3电压成为电路阈值Vt1。
然后，通过开关控制电路45使开关S21、S22断开(时刻T22)，并且通过斜波发生电路44使斜波信号线NREF3的电压从钳位电压Vclmp上升为基准电压。并且，若通过开关控制电路45使开关S21断开，从差动放大器AMP21输出与斜波信号线NREF3的电压和NA3电压之间的差分对应的电压。
并且，在通过信号转换电路42进行复位电平的数字采样的情况下，从斜波发生电路44向斜波信号线NREF3输出电压与时间成比例地减小的斜波信号(时刻T23～T25)。其中，由于电源噪声加法电路43与斜波发生电路44连接，所以斜波信号线NREF3的电压成为向由斜波发生电路44产生的斜波信号加上了电源噪声的值。
其中，在时刻T23～T25，把由斜波发生电路44产生的斜波信号的电压设为Vref1，把重叠在斜波信号中的电源噪声设为ΔVn1，斜波信号线NREF3的电压为Vref1+ΔVn1。另一方面，根据电荷保持原则，NA3电压为Vclmp+ΔVn1。
结果，把差动放大器AMP21的增益设为A，能够按照下面的式(34)计算从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb1，并能够消除复位电平中的电源噪声ΔVn1。
Vnb1＝A×{Vref1+ΔVn1-(Vclmp+ΔVn1)} ……(34)
并且，从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb1通过变换器INV输入计数器CN，由计数器CN进行减计数，由此进行复位电平的数字采样。其中，在Vref1＜Vclmp时，从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb1反转(时刻T24)，计数器CN停止减计数。另外，由于电源噪声对NC3电压和ND3电压没有影响，所以电源噪声ΔVn1的影响不会波及到计数器CN的计数值。
并且，若复位电平的数字采样结束，通过斜波发生电路44使斜波信号线NREF3的电压上升为基准电压(时刻T25)。
然后，若向读出信号线RD输出读出脉冲(时刻T26)，图2所示的读出晶体管M1导通。并且，在读出晶体管M1导通时，与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极。其中，源极跟随器由转发晶体管M4和电流源17构成，所以在与储存在光电二极管PD中的电荷量对应的电压施加给转发晶体管M4的栅极时，垂直信号线NSIG的电压跟随该电压，垂直信号线NSIG的电压转移至读出电平(时刻T27)。
并且，在通过信号转换电路42进行读出电平的数字采样的情况下，再次从斜波发生电路44向斜波信号线NREF3输出电压与时间成比例地减小的斜波信号(时刻T28～T30)。
其中，在时刻T28～T30，把由斜波发生电路44产生的斜波信号的电压设为Vref2，把重叠在斜波信号中的电源噪声设为ΔVn2，斜波信号线NREF3的电压成为Vref2+ΔVn2。
另一方面，把读出电平设为Vrd，由于下面的式(35)成立，所以能够按照下面的式(36)计算此时的NA3电压Vna2。
Cp1×(Vrst-Vclmp)＝Cp1×(Vrd+ΔVn2-Vna2) ……(35)
Vna2＝Vclmp-{Vrst-(Vrd+ΔVn2)} ……(36)
结果，把差动放大器AMP21的增益设为A，能够按照下面的式(37)计算从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb2，并能够消除读出电平中的电源噪声ΔVn2。
Vnb2＝A×(Vref2+ΔVn2-Vna2)
＝A×{Vref2-{Vclmp-(Vrst-Vrd)}} ……(37)
并且，从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb2通过变换器INV输入计数器CN，由计数器CN进行增计数，由此进行读出电平的数字采样。其中，在Vref2＜Vclmp-(Vrst-Vrd)时，从差动放大器AMP21输出的NB3电压Vnb2反转(时刻T29)，计数器CN停止增计数。另外，由于电源噪声对NC3电压和ND3电压没有影响，所以电源噪声ΔVn2的影响不会波及到计数器CN的计数值。
并且，若读出电平的数字采样结束，通过斜波发生电路44使斜波信号线NREF3的电压上升为基准电压(时刻T30)。
由此，不需设计图3所示的基准电压生成电路24，即可消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2，能够抑制处理所需要的时间，并提高画质。
另外，在上述的第7实施方式中，说明了在差动放大器AMP21的后级设置变换器INV的方法，但也可以不使用变换器INV、开关S22和电容器CAP22。
并且，在上述的第7实施方式中，说明了在信号转换电路42内设置计数器CN的方法，但也可以设置与信号转换电路42独立的计数器CN。
(第8实施方式)
图18是表示在本发明的第8实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图18中，在该电源噪声消除电路中取代图16所示的电源噪声加法电路43而设有电源噪声加法电路43’，并另外设有寄存器46。其中，在电源噪声加法电路43’设有可变电容CH21、CH22。并且，可变电容CH21的一端与电源连接，并且可变电容CH22的一端接地。并且，可变电容CH21的另一端和可变电容CH22的另一端与斜波发生电路44连接。
并且，寄存器46能够通过电容选择线NR1<k-1:0>选择可变电容CH21的值，并且通过电容选择线NR2<k-1:0>选择可变电容CH22的值。
图19是表示图18所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
在图19中，在可变电容CH21设有电容器C0～Ck-1，在可变电容CH22设有电容器C0’～Ck-1’。并且，电容器C0～Ck-1的一端与电源连接，并且电容器C0’～Ck-1’的一端接地。并且，电容器C0～Ck-1的另一端分别通过开关SW0～SWk-1与斜波发生电路44连接，电容器C0’～Ck-1’的另一端分别通过开关SW0’～SWk-1’与斜波发生电路44连接。
并且，能够对寄存器46设定0～2k-1的任一个值。并且，如图7所示，根据对寄存器46设定的值，分别使开关SW0～SWk-1、SW0’～SWk-1’导通或断开，由此电容器C0～Ck-1、C0’～Ck-1’与斜波发生电路44连接，并能够改变施加给斜波发生电路44的电容。其中，优选将寄存器46的值设定为使可变电容CH21、CH22的值与图2所示的寄生电容CF1、CF2一致。
另外，图18所示的电源噪声消除电路能够按照图17所示的时序图动作。其中，在图17中的时刻T21，把垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst、把斜波信号线NREF3的电压设为Vclmp，把电容器CAP21的电容设为Cp1，能够对电容器CAP21充电Cp1×(Vrst-Vclmp)的电荷。
并且，把在时刻T23的斜波信号的电压设为Vref1，把电源噪声设为β×ΔVn1。其中，β表示电源噪声加法电路43’的增益。并且，把像素15的增益设为α，输出给垂直信号线NSIG的电源噪声为α×ΔVn1。
此时，把差动放大器AMP21的增益设为A，能够按照下面的式(38)计算NB3电压Vnb1。
Vnb1＝A×{Vref1+β×ΔVn1-(Vclmp+α×ΔVn1)} ……(38)
其中，通过调整电源噪声加法电路43’的增益β，使β＝α，能够消除电源噪声ΔVn1。
并且，在时刻T28，把输出给斜波信号线NREF3的斜波电压设为Vref2，把电源噪声设为β×ΔVn2，把输出给垂直信号线NSIG的读出电平的电压设为Vrd，把电源噪声设为α×ΔVn2，能够按照下面的式(39)计算NA3电压Vna2。
Vna2＝Vclmp-{Vrst-(Vrd+α×ΔVn2)} ……(39)
结果，能够按照下面的式(40)计算NB3电压Vnb2。
Vnb2＝A×{Vref2-{Vclmp-(Vrst-Vrd)
+(β-α)×ΔVn2}} ……(40)
其中，通过调整电源噪声加法电路43’的增益β，使β＝α，能够消除电源噪声ΔVn2。
其中，通过改变寄存器46的值，能够改变可变电容CH21、CH22的值。因此，在图2所示的寄生电容CF1、CF2具有偏差的情况下，不需设计图3所示的基准电压生成电路24，即可消除重叠在信号成分中的电源噪声ΔVn1、ΔVn2。
(第9实施方式)
图20是表示在本发明的第9实施方式的信号转换电路中适用的电源噪声消除电路的结构概况的框图。
在图20中，在该电源噪声消除电路中取代图18所示的电源噪声加法电路43’而设有电源噪声加法电路43”。其中，电源噪声加法电路43”在电源噪声加法电路43’的结构基础上，另外设有缓冲器47。并且，缓冲器47插入在可变电容CH22和斜波发生电路44之间。
图21是表示图20所示的电源噪声加法电路的电路结构的一例的图。
在图21中，图8所示的电源噪声加法电路43”在图19所示结构的基础上，还设有缓冲器47。并且，缓冲器47插入在开关SW0’和图20所示的斜波发生电路44之间。
另外，图20所示的电源噪声消除电路能够按照图17所示的时序图动作。并且，在时刻T21，把垂直信号线NSIG的复位电平设为Vrst，把斜波信号线NREF3的电压设为Vclmp，把电容器CAP21的电容设为Cp1，能够对电容器CAP21充电Cp1×(Vrst-Vclmp)的电荷。
并且，在时刻T23，把斜波信号的电压设为Vref1，把电源噪声设为β×ΔVn1。其中，β表示电源噪声加法电路43”的增益。并且，把像素15的增益设为α，输出给垂直信号线NSIG的电源噪声为α×ΔVn1。
此时，把差动放大器AMP21的增益设为A，能够按照式(38)计算NB3电压Vnb1。其中，通过调整电源噪声加法电路43”的增益β，使β＝α，能够消除电源噪声ΔVn1。
并且，在时刻T28，把输出给斜波信号线NREF3的斜波电压设为Vref2，把电源噪声设为β×ΔVn2，把输出给垂直信号线NSIG的读出电平的电压设为Vrd，电源噪声设为α×ΔVn2，能够按照式(40)计算NB3电压Vnb2。其中，通过调整电源噪声加法电路43”的增益β，使β＝α，能够消除电源噪声ΔVn2。
其中，通过在可变电容CH22和斜波发生电路44之间插入缓冲器47，能够使电源噪声加法电路43”不受斜波信号线NREF3的寄生电容的影响，能够使从电源噪声加法电路43”输出的电源噪声的精度保持一定。
本领域技术人员能够容易导出其他效果和变形示例。因此，本发明的更多方式不限于如上所述说明并记述的特定的具体及代表性的实施方式。因此，能够在不脱离利用附带的权利要求书及其同等物定义的总括性的发明的概念精神或范围的情况下，实现各种变更方式。
Claims (20)
1.一种电源噪声消除电路，其特征在于，包括：
基准电压生成电路，生成基准电压；
电源噪声加法电路，把重叠在电源上的电源噪声和上述基准电压相加；以及
差动放大器，把从摄像元件的各像素读出的读出信号与加上了上述读出时的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
2.如权利要求1所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述差动放大器把从上述摄像元件的各像素读出而在第一采样时刻采样的采样信号、与加上了上述第一采样时刻的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
3.如权利要求1所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述电源噪声加法电路是与上述电源连接的可变电容。
4.如权利要求3所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述可变电容的值设定为与上述像素和电源线或接地线之间的寄生电容的值一致。
5.如权利要求1所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述电源噪声加法电路包括：
多个电容器，互相并联地与电源线或接地线连接；以及
开关，从上述多个电容器之中选择与传送基准电压的放大器基准电压线连接的电容器。
6.如权利要求5所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
还包括在上述开关和上述差动放大器之间插入的缓冲器。
7.如权利要求5所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
还包括存储使上述开关导通或断开的值的寄存器。
8.一种电源噪声消除电路，其特征在于，包括：
基准电压生成电路，生成基准电压；
电源噪声加法电路，把重叠在电源上的电源噪声和上述基准电压相加；
电容器，对从摄像元件的各像素读出并在第一采样时刻采样的第一采样信号与加上了上述第一采样时刻的电源噪声的基准电压之间的差分进行保持；以及
差动放大器，把在从上述摄像元件的各像素读出并在第二采样时刻采样的第二采样信号中减去了上述电容器所保持的信号的值、与加上了上述第二采样时刻的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
9.如权利要求8所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
还包括将斜波信号重叠在从上述摄像元件的各像素读出的信号上的斜波发生电路。
10.如权利要求8所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述电源噪声加法电路是与上述电源连接的可变电容。
11.如权利要求10所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述可变电容的值设定为与上述像素和电源线或接地线之间的寄生电容的值一致。
12.如权利要求8所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述电源噪声加法电路包括：
多个电容器，互相并联地与电源线或接地线连接；以及
开关，从上述多个电容器之中选择与传送基准电压的放大器基准电压线连接的电容器。
13.如权利要求12所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
还包括在上述开关和上述差动放大器之间插入的缓冲器。
14.如权利要求12所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
还包括存储使上述开关导通或断开的值的寄存器。
15.一种电源噪声消除电路，其特征在于，包括：
斜波发生电路，产生斜波信号；
电源噪声加法电路，把重叠在电源上的电源噪声和上述斜波信号相加；以及
差动放大器，把从摄像元件的各像素读出的读出信号与加上了上述电源噪声的斜波信号之间的差分放大。
16.如权利要求15所述的电源噪声消除电路，其特征在于，
上述电源噪声加法电路是与上述电源连接的可变电容。
17.一种固体摄像装置，其特征在于，包括：
像素阵列，以矩阵状配置像素；
垂直信号线，沿垂直方向转发从所述像素读出的信号；
电源线，向所述像素提供电源；
基准电压生成电路，生成基准电压并输出给放大器基准电压线；
电源噪声加法电路，将重叠在所述电源中的电源噪声输出给所述放大器基准电压线；以及
差动放大器，将从所述像素阵列的各像素读出的读出信号与加上了所述读出时的电源噪声的基准电压之间的差分放大。
18.如权利要求17所述的固体摄像装置，其特征在于，包括：
斜波发生电路，向斜波信号线输出斜波信号；
第1电容器，保持与从所述斜波信号线提供的钳位电压和所述像素的读出电平的电压之间的电压差对应的电荷；以及
第2电容器，保持与在所述基准电压上加上了所述电源噪声的电压和所述像素的复位电平的电压之间的电压差对应的电荷；
若读出电平的采样结束，则所述斜波发生电路使所述斜波信号线的电位暂时下降后按一定的比例上升，并对从所述斜波信号线的电位变得与钳位电压相等的时刻、到所述第2电容器的端子电压变得与所述放大器基准电压线的电压相等的时刻为止的时钟进行计数，由此把从所述像素读出的信号转换为数字数据。
19.根据权利要求18所述的固体摄像装置，其特征在于，包括：
第1开关，连接在所述垂直信号线和所述第1电容器的一端之间，并且连接在所述垂直信号线和所述第2电容器的一端之间；
第2开关，连接在所述第1电容器的另一端和所述斜波信号线之间；
第3开关，连接在所述差动放大器的输出端子和所述差动放大器的反转输入端子之间，并且连接在所述差动放大器的输出端子和所述第2电容器的另一端之间；
第4开关，连接在所述电源噪声加法电路的输出端子和所述放大器基准电压线之间；以及
开关控制电路，进行所述第1开关、所述第2开关、所述第3开关和所述第4开关的导通/断开控制。
20.根据权利要求19所述的固体摄像装置，其特征在于，
所述开关控制电路在进行复位电平的采样时，使所述第1开关、所述第3开关和所述第4开关导通，然后使所述第3开关断开，所述开关控制电路在进行读出电平的采样时，在使所述第2开关导通的状态下，使所述第1开关和所述第4开关断开。
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