CN101803171B - 旋转电机控制装置 - Google Patents

Abstract

防止电机的驱动错误。具体而言就是降低电机噪声所造成的旋转变压器的旋转检测信号的紊乱。使用旋转电机的目标转矩、旋转速度、旋转角来控制逆变器以使旋转电机的输出转矩成为目标转矩，若施加在旋转电机上的电压相对于输入逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界就进行将逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制，但即便是在调制比小于上述三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的旋转电机的转矩、旋转速度的转矩阈值、旋转速度阈值的、旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域切换到二相调制。在使用升压电压Vuc的情况下，升压电压Vuc越高则越使上述转矩阈值降低来扩大上述特定区域。

Description

旋转电机控制装置

技术领域

本发明涉及控制从逆变器对电动机供给的电力及其反方向的发电电力的旋转电机控制装置，特别是涉及具备旋转变压器的旋转电机控制装置的逆变器控制模式亦即调制模式的控制。本发明的旋转电机控制装置例如能够使用于用电动机来驱动车轮的电动汽车(EV)、以及除该电动机外还具备燃料发动机以及由该发动机旋转驱动的发电机(有时候还称之为电动机或者电动发电机)的混合动力电动汽车(HEV)。

背景技术

三相逆变器的借助于三相PWM开关变换生成三相交流电并施加在三相交流旋转电机的各相线圈上的三相调制模式，由于对三相进行PWM开关变换所以开关功率损耗较高，而在基于二相调制的电流失真较小的运转区域进行从三相调制模式切换到二相调制模式的处理(例如专利文献1)。此外，二相调制模式是指一相停止用于形成正弦波的PWM开关变换而在半波区间之间为连续高电平或者低电平，并依次切换相来执行此处理。

可是，在采用矢量控制的电动机控制中，为了把握电动机的动作状态并对矢量控制进行反馈，就需要检测电动机的旋转角(磁极位置)θ。专利文献2记载有如下无传感器的电机控制：基于电机电流来推定计算磁极位置，抽取电机电流的高频分量并基于它来计算磁极位置修正量，对磁极位置进行修正。但是，还有在电动机上连结旋转编码器或者旋转变压器以检测磁极位置的方式。

旋转变压器是：通过电动机来旋转驱动具有用高频电流进行励磁的绕组的转子而在定子绕组中感应的电压、即励磁电流频率的感应电压根据转子的旋转而升降(被调制)，因此，使其通过扩展截止滤波器(进行解调)而输出表示转子的旋转的正弦波(或者余弦波)，作为表示电动机的旋转角以及旋转速度的旋转检测信号。旋转检测信号的相位对应于电动机的旋转角(电角度θ)，频率与电动机的旋转速度ω成比例。这就能够根据旋转检测信号通过角度、速度运算来计算出电动机的旋转角θ以及旋转速度ω。

此外，专利文献3记载有如下电机驱动控制装置：为了消除基于弱磁控制的功率损耗和系统效率的降低，而省略弱磁控制并具备使施加在逆变器上的动作电压提高的升压电路，在蓄电池电压相对于电机的目标动作变得不足时就从升压电路对逆变器进行供电。专利文献4记载有如下电机驱动控制装置：具备将蓄电池电压进行升压的电路，计算与电机的目标动作以及速度电动势相对应的所需升压电压，并控制升压电路以便成为该升压电压。

专利文献1：日本特许第3844060号公报

专利文献2：日本特开2007-151344号公报

专利文献3：日本特开平10-66383号公报

专利文献4：日本特许第3746334号公报

然而，由于旋转变压器被配设在电动机上或者其附近，易于受到电动机产生的电噪声亦即高频噪声的影响。若电动机产生的高频噪声作用于旋转变压器的定子绕组或者信号处理电路、或者输出引线，就有使旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性。在是车轮驱动电机的情况下，因通电电流较大，故其开关噪声较强而使旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性较高。

假设，若因噪声的作用而使旋转变压器的旋转检测信号(正弦波或者余弦波)的波形变形，则电动机的旋转角检测值θ将会出错，而无法通过矢量控制正确地控制电动机。特别是，在三相调制模式下，因逆变器的开关变换次数较多，故若成为高转矩(高电流)输出，就会因电流的高次谐波分量增大而使电磁噪声增大，旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性变高。另外，在三相调制模式下，若转数变高就会提高转换器(升压电路)的二次侧电压(输出电压)，所以逆变器电压被提高，因逆变器的开关变换而产生的电场噪声变强，旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性变高。

发明内容

本发明的目的是防止旋转电机的驱动控制错误。具体而言，其目的就是降低电噪声所造成的旋转变压器的旋转检测信号的紊乱，换言之，是降低旋转检测信号的紊乱所造成的旋转电机的驱动控制的紊乱。

为了达到上述目的，在本发明中，使用旋转电机的目标转矩、旋转速度、旋转角来控制逆变器以使旋转电机的输出转矩成为目标转矩，若施加在旋转电机上的电压相对于输入逆变器的电压之比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界，则进行将逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制，但是，即便是在调制比小于上述三相/二相调制切换边界的区域，也在上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制。将此进行实施的本发明的第1方式的电机控制装置就是如下(1)项的方案。

(1)一种旋转电机控制装置(图5～图9)，包括：

在一次侧直流电源(18，22)和旋转电机(10m)之间进行电力变换的逆变器(19m)；

产生与上述旋转电机的旋转角(θ)以及旋转速度(ω)相对应的旋转检测信号(SGθm)的旋转变压器(17m)；

基于该旋转检测信号来计算旋转角以及旋转速度的单元(32)；

使用上述旋转电机的目标转矩、上述旋转速度、旋转角来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，若施加在上述旋转电机上的电压相对于输入上述逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界，则将上述逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制切换单元(30m)；以及

即便是在上述调制比小于上述三相/二相调制切换边界的区域，也在上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制的电机控制单元(30m)。

此外，为了使理解变得容易而在括号内将附图所示的后述的实施例的对应或者相当要素或者事项的标记作为例示进行附注以供参考。以下也同样如此。

在旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制，所以当旋转电机的目标转矩和旋转速度成为在三相调制下电噪声较强的高转矩且高旋转速度的区域(An)时，自动地切换到二相调制。据此，逆变器的PWM开关变换次数减少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性降低，旋转电机驱动控制的可靠性提高。

(2)在上述(1)所记载的旋转电机控制装置中，即便是在上述调制比小于上述三相/二相调制切换边界的区域，上述电机控制单元(30m)也在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的上述旋转电机的旋转速度的旋转速度值且超过规定的转矩阈值的、上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制。

即便是在调制比小于上述三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的上述旋转电机的转矩、旋转速度的转矩阈值、旋转速度阈值的、上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域(An)切换到二相调制，所以当旋转电机的目标转矩和旋转速度成为在三相调制下电噪声较强的高转矩且高旋转速度的区域(An)时，自动地切换到二相调制。据此，逆变器的PWM开关变换次数减少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测信号紊乱的可能性降低，旋转电机驱动控制的可靠性提高。

(3)在上述(1)或者(2)所记载的旋转电机控制装置中，与上述旋转电机发电时相比，电动时上述特定区域较大。

在同一转矩、旋转速度的情况下，电动时所需要的电流(调制率)比发电时要大。在电动时，通过电机电流→逆变器(损耗)→电机(损耗)→转矩的过程，将电机电流变换成转矩，相对于此，在发电时，通过转矩→电机(损耗)→逆变器(损耗)→电机电流的过程，将转矩变换成电机电流。在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增加了逆变器损耗和电机损耗部分的较高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低了电机损耗和逆变器损耗的部分的电流。因此，在同一转矩、旋转速度下，与发电时相比，电动时电机电流较大。旋转变压器噪声的大小具有与电机电流(调制率)成比例而变大的倾向。亦即上述特定区域变宽。在本实施方式中，着眼于此，与发电时相比使上述旋转电机电动时增大上述特定区域，所以就能够充分地降低电动时的旋转电机的产生噪声。

(4)在上述(1)至(3)中任意一项所记载的旋转电机控制装置中，仅在上述旋转电机电动时设定上述特定区域，在发电时不设定上述特定区域。

如在上述(3)项所说明的那样，在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增加了逆变器损耗和电机损耗部分的较高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低了电机损耗和逆变器损耗的部分的电流。从而，在发电时上述特定区域中的旋转变压器噪声较小。由于在上述特定区域中的从三相调制到二相调制的切换，使得在本来想通过三相调制进行控制的区域通过二相调制来控制，因而，产生较大的电流失真。在本实施方式中，着眼于此，在旋转变压器噪声对策的必要性较低的发电时，不设定上述特定区域，不进行向二相调制的切换，从而避免电流失真的增大。

(5)在上述(1)至(4)中任意一项所记载的旋转电机控制装置中，还包括：

将上述一次侧直流电源的电压升压并作为二次侧电压(Vuc)对上述逆变器进行供电，使来自上述逆变器的发电电力降压并对上述一次侧直流电源进行反供电的转换器(1)；

导出与上述旋转电机的目标转矩以及旋转速度相对应的二次侧目标电压(Vuc^*)的二次侧目标电压决定单元(45)；以及

控制上述转换器以使上述二次侧电压成为上述二次侧目标电压的转换器控制单元(46、47)，

其中，上述电机控制单元(30m)使用上述目标转矩、旋转速度、旋转角以及二次侧目标电压来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，上述二次侧电压越高则越减小从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩来加大上述特定区域(An)。

这是如下方式：具备将一次侧直流电源(18、22)的电压升压并对逆变器进行供电的双向转换器。若升压电压亦即二次侧电压(Vuc)变高，则伴随于逆变器的PWM开关变换而产生的尖峰电流变大，旋转电机的噪声增大的可能性较高，但由于通过使从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩降低来扩展特定区域，所以在二次侧电压较高时就自动地提前切换到二相调制，从而旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动控制的可靠性进一步提高。

(6)在上述(5)所记载的旋转电机控制装置中，

上述逆变器包括：控制与第1以及第2旋转电机交换电力的第1以及第2逆变器(19m、19g)，

上述旋转变压器包括：产生与第1旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的第1旋转变压器(17m)以及产生与第2旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的第2旋转变压器(17g)，

计算上述旋转角以及旋转速度的单元包括：基于第1旋转变压器的旋转检测信号来计算第1旋转电机的旋转角以及旋转速度的第1单元(30m)以及基于第2旋转变压器的旋转检测信号来计算第2旋转电机的旋转角以及旋转速度的第2单元(30g)，

上述二次侧目标电压决定单元包括：基于被分配给第1旋转电机的目标转矩的、对应旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第1旋转电机的旋转速度相对应的第1目标电压的第1二次侧目标电压决定单元(30m)；基于被分配给第2旋转电机的目标转矩的对应旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第2旋转电机的旋转速度相对应的第2目标电压的第2二次侧目标电压决定单元(30g)；以及将第1以及第2目标电压较高的一方确定为二次侧目标电压的单元(30m)，

上述三相/二相调制切换单元包括：控制上述第1逆变器，若施加在上述第1旋转电机上的电压相对于输入到上述第1逆变器的电压的比即第1调制比大于第1三相/二相调制切换边界，则将上述第1逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第1三相/二相调制切换单元(30m)；以及控制上述第2逆变器，若施加在上述第2旋转电机上的电压相对于输入到上述第2逆变器的电压的比即第2调制比大于第2三相/二相调制切换边界，则将上述第2逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第2三相/二相调制切换单元(30g)，

上述电机控制单元包括：即便是在上述第1调制比小于上述第1三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第1三相/二相调制切换边界相对应的上述第1旋转电机的转矩、旋转速度的第1转矩阈值、第1旋转速度阈值的、上述第1旋转电机带给上述第1旋转变压器的电噪声较大的第1特定区域切换到二相调制的第1电机控制单元(30m)；以及即便是在上述第2调制比小于上述第2三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第2三相/二相调制切换边界相对应的上述第2旋转电机的转矩、旋转速度的第2转矩阈值、第2旋转速度阈值的、上述第2旋转电机带给上述第2旋转变压器的电噪声较大的第2特定区域切换到二相调制的第1电机控制单元(30g)。

若二次侧电压(Vuc)变高则伴随于逆变器的PWM开关变换而产生的尖峰电流变大。若将第1和第2目标电压较高的一方选择为二次侧目标电压(Vuc^*)，并控制转换器的二次侧电压(Vuc)以成为此电压，则对未被选择一方的旋转电机进行供电的逆变器就对超过需要的较高的电压进行PWM开关变换，所以该旋转电机的噪声增大的可能性较高，但由于通过使从三相调制切换到二相调制的上述阈值转矩降低来扩展特定区域，所以在二次侧电压较高时就自动地提前切换到二相调制，从而旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动控制的可靠性提高。

(7)在上述(6)所记载的旋转电机控制装置中，第1电机控制单元(30m)是上述二次侧电压越高则越减小上述第1转矩阈值来加大第1特定区域。在二次侧电压较高时，第1逆变器的控制就自动地提前切换到二相调制，从而第1旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动控制的可靠性进一步提高。

(8)在上述(6)或者(7)所记载的旋转电机控制装置中，第2电机控制单元(30g)是上述二次侧电压越高则越减小上述第2转矩阈值来加大第2特定区域。在二次侧电压较高时，第2逆变器的控制就自动地提前被切换到二相调制，从而第2旋转电机的产生噪声降低，旋转电机驱动控制的可靠性进一步提高。

附图说明

图1是表示本发明第1实施例的构成的概略的框图。

图2是表示图1所示的电机控制装置30m的功能构成的概要的框图。

图3是表示图2所示的微机MPU的电机控制的概要的流程图。

图4是表示图3所示的“调制模式决定”(14)的内容的流程图。

图5是表示本发明第2实施例的构成的概略的框图。

图6是表示图5所示的电机控制装置30m的功能构成的概要的框图。

图7是表示图6所示的微机MPU的电机控制的概要的流程图。

图8是表示图7所示的“调制模式决定”(14a)的内容的流程图。

图9是表示电机10m的调制区域区分的图表。

附图标记说明

2：电抗器

3：开关元件(升压用)

4：开关元件(降压用)

5、6：二极管

7：温度传感器

10m、10g：电机

11～13：三相定子线圈

14m～16m：电流传感器

17m：第1旋转变压器

17g：第2旋转变压器

18：车辆上的蓄电池

21：电压传感器

22：一次侧电容器

23：二次侧电容器

24：二次侧电压传感器

Vdc：一次电压(蓄电池电压)

Vuc：二次侧电压(升压电压)

Vuc^*：二次目标电压

具体实施方式

本发明的其他目的以及特征通过参照附图的以下实施例的说明就会清楚。

实施例1

第1实施例

图1表示本发明的第1实施例的概要。作为控制对象的第1旋转电机亦即电机(电动机)10m，在本实施例中为搭载于车辆的用于旋转驱动车轮的永磁式同步电机，在转子上内置了永久磁铁，在定子上具有U相、V相以及W相的三相线圈11～13。作为第1逆变器的电压型逆变器19m对电机10m供给车辆上的蓄电池18的电力。在电机10m的转子上连结着用于检测转子磁极位置的第1旋转变压器17m的转子。旋转变压器17m产生表示其转子旋转角的模拟电压(旋转角信号)SGθm，并提供给电机控制装置30m。

当车辆上的电气安装部接通电源时一次侧电容器22与车辆上的蓄电池即蓄电池18连接，与蓄电池18一起构成一次侧电源。双向转换器电路1的电抗器2的一端与一次侧电源的正极(+线)连接。

在转换器电路1中还具有：使该电抗器2的另一端与一次侧电源的负极(-线)之间导通、截止的升压开关元件3；使二次侧电容器23的正极和上述另一端之间导通、截止的降压开关元件4；以及与各开关元件3、4并联的各二极管5、6。二极管5的阳极连接到电抗器2的另一端，阴极连接到一次侧电源的负极(-线)，二极管6的阳极连接到二次侧电容器23的正极，阴极连接到电抗器2的另一端。开关元件3、4在本实施例中均使用了IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。

若使升压开关元件3为ON(导通)电流就从一次侧电源(18、22)经由电抗器2而流到升压开关元件3，由此电抗器2进行蓄电，若使升压开关元件3切换为OFF(非导通)电抗器2就通过二极管6而对二次侧电容器23进行高压放电。亦即感应出比一次侧电源的电压高的电压并对二次侧电容器23进行充电。通过反复进行升压开关元件3的导通、截止，继续二次侧电容器23的高压充电。亦即、以较高的电压对二次侧电容器23进行充电。若以一定周期反复进行了此导通、截止，则电抗器2与导通期间的长度相应而蓄积的电力上升，所以能够通过调整该一定周期的期间的导通时间(导通占空比：导通时间相对于该一定周期的比)，亦即通过PWM控制来调整从一次侧电源18、22经由转换器电路1对二次侧电容器23进行供电的速度(电动用的供电速度)。

若使降压开关元件4为ON(导通)，二次侧电容器23的蓄积电力就通过降压开关元件4以及电抗器2被提供给一次侧电源18、22(反供电：发电)。在此情况下，也能够通过调整一定周期的期间的降压开关元件4的导通时间，亦即通过PWM控制来调整从二次侧电容器23经由转换器电路1对一次侧电源18、22进行反供电的速度(发电用的供电速度)。

电压型逆变器19m具备6个开关晶体管Tr1～Tr6，通过驱动电路20m并行产生的6列驱动信号的各列对晶体管Tr1～Tr6进行导通(ON)驱动，将二次侧电容器23的直流电压(转换器电路1的输出电压亦即二次侧电压)变换成3列的相位差为2π/3的交流电压、亦即三相交流电压，并分别施加在电机10m的三相(U相、V相、W相)定子线圈11～13上。据此，在电机10m的定子线圈11～13上分别流过各相电流iUm、iVm、iWm，电机10m的转子进行旋转。6个开关晶体管Tr1～Tr6都是IGBT。

为了提高针对基于PWM脉冲的晶体管Tr1～Tr6导通/截止驱动(开关变换)的电力供给能力且抑制电压浪涌，在逆变器19m的输入线亦即转换器电路1的二次侧输出线上连接有大电容的二次侧电容器23。相对于此，构成一次侧电源的一次侧电容器22却是小型且低成本的小容量的电容器，一次侧电容器22的电容比二次侧电容器23的电容小很多。电压传感器24检测转换器电路1的二次侧电压Vuc并提供给转换器控制装置30v。在连接到电机10m的定子线圈11～13上的供电线上安装着采用了霍尔IC的电流传感器14m～16m，分别对各相电流iUm、iVm、iWm进行检测，并产生电流检测信号(模拟电压)，提供给电机控制装置30m。

在图2中表示第1电机控制装置30m的功能构成。第1电机控制装置30m在本实施例中是以微型计算机(以下称之为微机)MPU为主体的电子控制装置，包含微机MPU和与驱动电路20m、电流传感器14～16、旋转变压器17以及二次侧电压传感器24之间的未图示的接口(信号处理电路)，进而，还包含微机MPU和与上述车辆上的未图示的车辆行驶控制系统的主控制器以及电机控制装置30g之间的未图示的接口(通信电路)。

参照图2，作为电机控制装置30m的微机MPU基于旋转变压器17m提供的旋转角信号SGθm来计算电机10m的转子的旋转角度(磁极位置)θ以及旋转速度(角速度)ω。

此外，准确地讲，虽然电机10m的转子的旋转角度和磁极位置并不相同，但两者具有比例关系，比例系数取决于电机10m的磁极数p。另外，虽然旋转速度和角速度并不相同，但两者也具有比例关系，比例系数取决于电机10m的磁极数p。在本说明书中，旋转角度θ指磁极位置。旋转速度ω指角速度，但有时候也指旋转速度。

未图示的车辆行驶控制系统的主控制器将电机目标转矩TM^*提供给电机控制装置30m亦即微机MPU。此外，该主控制器基于上述车辆的车速以及油门开度来计算车辆要求转矩TO^*，并对应于该车辆要求转矩TO^*而产生电机目标转矩TM^*，并提供给微机MPU。微机MPU将电机10m的旋转速度ωrpm输出给主控制器。

微机MPU利用转矩指令限制单元34从限制转矩表(查找表)读出与二次目标电压Vuc^*以及旋转速度ω相对应的限制转矩TM^*max，若目标转矩TM^*超过了TM^*max则将TM^*max确定为目标转矩T^*。当小于等于TM^*max时则将电机目标转矩TM^*确定为目标转矩T^*。通过增加这种限制而生成的电机目标转矩T^*被提供给二次目标电压计算单元45以及输出运算单元35。

此外，限制转矩表是将二次目标电压Vuc^*和旋转速度范围内的电压的各值作为地址，并将以该各值能够使电机10m产生的最大转矩作为限制转矩TM^*max进行写入的存储器区域，在本实施例中是指微机MPU内未图示的RAM的一个存储器区域。二次目标电压Vuc^*越高则限制转矩TM^*max越大，二次目标电压Vuc^*越低则限制转矩TM^*max越小。再者，旋转速度ω越低则限制转矩TM^*max越大，旋转速度ω越高则限制转矩TM^*max越小。

在上述微机内具有写入了该限制转矩表的数据TM^*max的非易失性存储器，对微机施加动作电压后，微机在初始化自身以及图1所示的电机驱动系统的过程中，从非易失性存储器读出并写入RAM。在微机中还具有多个其他同样的查找表并将在后面言及，它们都与限制转矩表同样地，是指处于非易失性存储器的被写入参照数据的RAM上的存储器区域。

电机控制装置30m的微机MPU在二次目标电压计算单元45中基于目标转矩T^*和旋转速度ω来判定是“电动”还是“发电”，若为“电动”就从“电动”组内的、若为“发电”就从“发电”组内的、被分配给目标转矩T^*的第1目标电压表读出被分配给电动机10m的旋转速度ω的第1目标电压Vuc^*m。

另一个电机控制装置30g的微机也通过与二次目标电压计算单元45同样的数据处理，基于电动机(发电机)10g的目标转矩T^*和旋转速度ω来判定是“电动”还是“发电”，若为“电动”就从“电动”组内的、若为“发电”就从“发电”组内的、被分配给目标转矩T^*的第2目标电压表读出被分配给电动机10g的旋转速度ω的第2目标电压Vuc^*g。此第2目标电压Vuc^*g被提供给微机MPU(图2)。

微机MPU的二次目标电压计算单元45(图2)将自身计算出的第1目标电压Vuc^*m和电机控制装置30g的微机提供的第2目标电压Vuc^*g中的较高一方作为二次目标电压Vuc^*提供给上述转矩指令限制单元34和反馈控制运算单元46。

反馈控制运算单元46通过反馈PI(比例/积分)运算来计算用于将电压传感器24检测出的二次侧电压Vuc设为二次目标电压Vuc^*的控制输出Pvc，并提供给PWM脉冲发生单元47。该脉冲发生单元47将控制信号Pvc变换成使升压开关元件3导通、截止的升压(电动)PWM脉冲和使降压开关元件4导通、截止的降压(发电)PWM脉冲，并输出给驱动电路20v。驱动电路20v对应于升压PWM脉冲使升压开关元件3导通、截止，并对应于降压PWM脉冲使降压开关元件4导通、截止。据此，双向转换器1的二次侧电压Vuc就被控制成二次目标电压Vuc^*或者与其很接近的值。此外，为了防止升压开关元件3和降压开关元件4的同时导通(输出短路)，在升压PWM脉冲和降压PWM脉冲之间设定有当一方为导通指示电平时将另一方设为截止约束电平的保护期间(死区时间)。

电机控制装置30m的微机MPU，在“输出运算单元”35中进行基于公知的d-q轴模型上的矢量控制运算的用于电机驱动的反馈控制，该反馈控制中分别在电机10m的转子上的磁极对的方向取d轴，并在与该d轴成直角的方向上取q轴。为此，该微机将电流传感器14～16的电流检测信号iU、iV、iW进行数字变换并读入，通过电流反馈运算使用公知的固定/旋转坐标变换即三相/二相变换，将固定坐标上的三相电流值iU、iV、iW变换成旋转坐标上的d轴以及q轴的二相电流值id、iq。

作为一个查找表的第1高效率转矩曲线表A处于输出运算单元35中，在此第1高效率转矩曲线表A中写入有与电机速度ω以及电机目标转矩T^*对应起来的、用于以各电机速度产生各目标转矩T^*的各d轴电流值id。

虽然对应于d轴电流id以及q轴电流iq的各值来决定电机的输出转矩，但相对于一个旋转速度值、亦即在相同电机旋转速度下，用于输出相同转矩的id、iq的组合存在无数个，并处于恒定转矩曲线上。在恒定转矩曲线上存在电力使用效率最高(最低功率损耗)的id、iq的组合，那就是高效率转矩点。将多个转矩曲线上的高效率转矩点相连的曲线就是高效率转矩曲线，相对于各旋转速度而存在。通过将针对电机旋转速度的高效率转矩曲线上的、被提供的电机目标转矩T^*的位置的d轴电流id以及q轴电流iq作为目标电流值来进行电机10m驱动，从而电机10m输出目标转矩T^*，而且电机驱动的电力使用效率较高。

在本实施例中，将高效率转矩曲线分成表示d轴值的第1高效率转矩曲线A和表示q轴值的第2高效率转矩曲线B这两个系统，而且第1高效率转矩曲线A是使应用于电动区域的和应用于发电区域的曲线成对的曲线，均表示与电机旋转速度和目标转矩相对的d轴目标电流。

第1高效率转矩曲线表A是写入了针对目标转矩T^*的、用于以最低功率损耗产生目标转矩的d轴目标电流的存储器区域，由将电动用的电动表A1和发电用的发电表A2合起来的一对构成。采用电动用和发电用中的哪个表则是基于电机的旋转速度ω和被提供的目标转矩T^*来判定是电动还是发电，并按照判定结果进行决定。

但是，伴随于电机10m的旋转速度ω上升，在定子线圈11～13中产生的反电动势上升，线圈11～13的端子电压上升。伴随于此，从逆变器19向线圈11～13的目标电流的供给变得困难，无法获得设为目标的转矩输出。在此情况下，由于在被提供的电机目标转矩T^*的恒定转矩曲线上、沿着曲线按Δid、Δiq相应地降低d轴电流id以及q轴电流iq，电力使用效率下降，但是，却能够输出目标转矩T^*。这被称为弱磁控制。d轴弱磁电流Δid通过励磁调整余量运算而生成，并计算出d轴电流指令，计算出q轴电流指令。弱磁电流运算单元41计算出d轴弱磁电流Δid。其内容在后面进行说明。

微机MPU，在“输出运算单元”35中的d轴电流指令计算中，从对应于由转矩指令限制单元34决定的目标转矩T^*从第1高效率转矩曲线表A读出的d轴电流值id中，减去d轴弱磁电流Δid来计算d轴目标电流id^*即id^*＝-id-Δid。

在q轴电流指令计算中，采用处于输出运算单元35中的第2高效率转矩曲线表B。第2高效率转矩曲线表B是将高效率转矩曲线的表示q轴值的第2高效率转矩曲线B，进一步修正成表示减去与d轴弱磁电流Δid成对的q轴弱磁电流Δiq后得到的q轴目标电流的曲线，并保存了修正后的第2高效率转矩曲线B的数据的曲线。第2高效率转矩曲线表B是写入了针对目标转矩T^*以及d轴弱磁电流Δid的、用于以最低功率损耗产生目标转矩的d轴目标电流、亦即修正后的第2高效率转矩曲线B的目标电流值的存储器区域，其也是由将电动用的电动表B1和发电用的发电表B2合起来的一对构成。采用电动用和发电用中的哪一个则是基于电机的旋转速度ω和目标转矩T^*来判定是电动还是发电，并按照判定结果进行决定。

在q轴电流指令计算中，从第2高效率转矩曲线表B中读出针对目标转矩T^*以及d轴弱磁电流Δid的q轴目标电流iq^*并设为q轴电流指令。

电机控制装置30m的微机MPU通过输出运算单元35来计算d轴目标电流id^*与d轴电流id的电流偏差δid、以及q轴目标电流iq^*与q轴电流iq的电流偏差δiq，并基于各电流偏差δid、δiq进行比例控制以及积分控制(反馈控制的PI运算)，计算出作为输出电压的d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*。

弱磁电流运算单元41计算出用于弱磁控制的参数亦即电压饱和指标m。亦即，基于d轴电压指令值vd^*以及q轴电压指令值vq^*来计算出电压饱和推算值ΔV作为表示电压饱和程度的值，并计算出励磁调整余量。在该励磁调整余量的计算中，累计ΔV，在累计值∑ΔV取正值的情况下，对累计值∑ΔV乘以比例常数来计算出用于进行弱磁控制的d轴弱磁电流Δid，并设定成正值，在电压饱和推算值ΔV或者累计值∑ΔV取零以下的值的情况下，将上述调整值Δid以及累计值∑ΔV设成零。在上述输出运算单元35中的d轴电流指令的计算以及q轴电流指令的计算中使用调整值Δid。

接着，通过旋转/固定坐标变换即二相/三相变换单元36将旋转坐标上的目标电压vd^*以及vq^*按照二相/三相变换变换成固定坐标上的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*。在电压控制模式为三相调制时，通过调制单元37将其发送给PWM脉冲发生单元50。在电压控制模式为二相调制时，通过调制单元37的二相调制将三相调制模式的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*变换成二相调制的电压并发送给PWM脉冲发生单元50。在电压模式为将全部相设为矩形波通电的单脉冲模式时，通过调制单元37的单脉冲变换将三相调制模式的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*变换成设为各相矩形波通电的电压并提供给PWM脉冲发生单元50。

PWM脉冲发生单元50，若被提供了3相目标电压VU^*、VW^*、VW^*，则将3相目标电压VU^*、VW^*、VW^*变换成用于输出各值的电压的PWM脉冲MU、MV、MW，并输出给图1所示的驱动电路20m。驱动电路20m基于PWM脉冲MU、MV、MW并行产生6列驱动信号，利用各列驱动信号使电压型逆变器19m的晶体管Tr1～Tr6的每个导通/截止。据此，就分别在电机10m的定子线圈11～13上施加了VU^*、VV^*以及VW^*，并流过相电流iU、iV以及iW。若被提供了二相调制模式的各相目标电压，则PWM脉冲发生器，使二相产生PWM脉冲而使剩余的一相设为导通或者截止(恒定电压输出)信号。对要设为该导通或者截止的恒定电压的相，依次进行切换。在被提供单脉冲调制模式的各相目标电压时，驱动电路20m输出将各相设为矩形波通电的通电区间信号。

进而，通过二相/三相变换单元36在二相/三相变换的过程中计算出电动机目标电压Vm^*。Vm^*＝√(Vd^*2+Vq^*2)。调制控制单元42的调制比计算单元43根据此电动机目标电压Vm^*和二次侧电容器23的电压Vuc(电压传感器24的电压检测值)来计算出调制比Mi＝Vm^*/Vuc^*m。调制模式决定单元44基于电动机10m的调制比Mi、目标转矩T^*以及旋转速度ω来决定调制模式。根据所决定的调制模式，将该调制模式的各相目标电压的输出指示给调制单元37之中的选择单元40。选择单元40在调制模式为三相调制时通过调制单元37发送给PWM脉冲发生单元50。在调制模式为二相调制时，通过调制单元37的二相调制单元38将三相调制模式的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*变换成二相调制的电压并发送给PWM脉冲发生单元50。在调制模式为将全部相设为矩形波通电的单脉冲模式时，通过调制单元37的单脉冲变换单元39将三相调制模式的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*变换成设为各相矩形波通电的电压并提供给PWM脉冲发生单元50。

在图2所示的微机MPU中，除CPU以外还具备用于记录数据或者记录各种程序的RAM、ROM以及闪速存储器，将ROM或者闪速存储器中所保存的程序、参照数据以及查找表写入RAM，并基于该程序进行图2中用双点划线框包围起来所示的输入处理、运算以及输出处理。

在图3中表示微机MPU(的CPU)基于该程序执行的电机驱动控制MDC的概要。若施加了动作电压，微机MPU就进行自身以及PWM脉冲发生单元50以及驱动电路20m的初始化，并将用于驱动电机10m的逆变器19m设定成停止待机状态。然后等待来自未图示的车辆行驶控制系统的主控制器的电机驱动起动指示。当被提供了电机驱动起动指示时，微机MPU就通过“开始处理”(步骤1)在内部寄存器设定电机控制的初始值，并通过“输入读入”(步骤2)读入输入信号或者数据。亦即、读入主控制器提供的第1目标转矩TM^*以及电机控制装置30g提供的第2目标电压Vuc^*g，另外，还通过数字变换将电流传感器14m～16m检测出的各相电流值iU、iV、iW、旋转变压器17的旋转角信号SGθm以及电压传感器24检测出的二次侧电压Vuc读入。

此外，下面在括弧内省略步骤之类的用语，仅标记步骤编号。

接着，微机MPU基于所读入的旋转角信号SGθm(旋转角数据SGθm)来计算电机10m的旋转角度θ以及旋转速度ω(3)。这一功能在图2上表示为角度、速度运算单元32。接着，微机MPU从限制转矩表读出与所读入的电机目标转矩TM^*、所读入的二次侧电压Vuc以及计算出的旋转速度ω相对应的限制转矩TM^*max，若所读入的电机目标转矩TM^*超过了TM^*max就将TM^*max确定为目标转矩T^*。在小于等于TM^*max时就将所读入的电机目标转矩TM^*确定为目标转矩T^*(4)。这一功能在图2上表示为转矩指令限制单元34。

接着，微机MPU在“二次侧目标电压计算”(5)中判定电机10m是“电动”运转还是“发电”运转，并对应于判定结果来选择组，从其中的与目标转矩T^*对应起来的第1目标电压表读出被分配给当前旋转速度ω的第1目标电压Vuc^*m，并将其和电机控制装置30g提供的第2目标电压Vuc^*g中的较高一方确定为二次目标电压VUc^*。此“二次侧目标电压计算”(5)的内容就是上述图2所示的二次侧目标电压计算单元45的内容。

接着，微机MPU在“Pvc计算”(6)中通过反馈PI(比例/积分)运算来计算出用于将电压传感器24检测出的二次侧电压Vuc设为二次目标电压Vuc^*的控制输出Pvc。然后，在“Pvf、Pvr计算”(7)中将控制输出Pvc变换成用于使升压开关元件3导通、截止的升压PWM脉冲的导通占空比数据Pvf以及用于使降压开关元件4导通、截止的降压PWM脉冲的导通占空比数据Pvr。“Pvc计算”(6)就是图2所示的反馈控制运算单元(46)的内容，“Pvf、Pvr计算”(7)相当于图2所示的PWM脉冲发生单元47的占空比信号变换。在步骤15的输出更新中进行PWM脉冲发生单元47的对应占空比信号的PWM脉冲输出。

接着，微机MPU通过三相/二相变换将所读入的三相电流检测信号iU、iV、iW变换成二相的d轴电流值id以及q轴电流值(8)。这一功能在图2上表示为电流反馈单元31。接着，微机MPU计算用于进行d轴弱磁控制的d轴弱磁电流Δid(9)。这一功能在图2上表示为弱磁电流运算单元41。

“输出运算”(10)的内容与上述图2所示的输出运算单元35的内容相同。将在该“输出运算”(10)中计算出的d-q轴的电压目标值Vd^*、Vq^*变换成三相调制模式的各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*(11)。此时还计算电机目标电压Vm^*。通过接下来的“调制控制”(12)来计算调制比Mi(13)，并基于调制比Mi、目标转矩T^*、旋转速度ω以及二次侧电压Vuc来决定调制模式(14)。这一内容参照图4在后面叙述。

图9中表示调制模式的区分的概略(概要)。虽然图9中作为参数表示目标转矩T^*和旋转速度ω，但作为另一参数还有调制比Mi。另外，在本实施例中，转换器1的输出电压亦即二次侧电压Vuc也是调制模式切换的参数。在微机MPU上存在与调制模式(三相调制、二相调制、单脉冲)对应起来的调制阈值表(查找表)，在各调制阈值表中保存着调制模式边界的阈值(在本实施例中为与目标转矩值T^*对应起来的旋转速度值ω)。

图9表示与调制切换边界的调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值的边界。与从三相调制切换至二相调制的调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值就是图9上所示的实线曲线部A和与其相连续的双点划线部Ao，与从二相调制切换至三相调制的调制比边界相对应的转矩阈值、旋转速度阈值就是图9上所示的虚线曲线部B和与其相连续的虚线部Bo。但是，为了即使在电机10m带给旋转变压器17m的电噪声较大的区域An也设为二相调制，将该部分的转矩阈值、旋转速度阈值变更成As(从三相调制向二相调制变更的阈值)、Bs(从二相调制向三相调制变更的阈值)，以扩大二相调制区域。As/Ao间、Bs/Bo间就是进行了扩大的特定区域。

图9上的细实线C表示从二相调制向单脉冲的切换阈值，细虚线D表示从单脉冲向二相调制的切换阈值。双点划线E表示二相调制的界限。从三相调制向二相调制的切换阈值(A、Ao)，就是将比电机10m给旋转变压器17m带来的噪声变强很多的区域An还位于高侧的阈值Ao向比该区域An低的方向移位直至移位到As的阈值。这里的阈值是与目标转矩对应起来的旋转速度阈值。与其同样地，从二相调制向三相调制的切换阈值也是直至移位到Bs的阈值。据此，就在通过三相调制电机噪声变强很多的区域An，采用噪声比其要少的二相调制。从而，电机噪声所造成的旋转变压器17m的旋转检测信号SGθ的紊乱降低，电机10m的驱动控制的可靠性提高。此外，为了防止三相调制和二相调制之间的目标转矩T^*或者旋转速度的略微增减所造成的频繁切换，将阈值Bs设为比As低的值而在两者间设有边距(margin)。亦即、使调制模式的切换具有滞后现象。

在图4中表示“调制模式决定”(11)的内容。大体上而言本实施例是，当调制比Mi不足阈值(固定值)Mit时，将调制模式限定于二相调制或者单脉冲模式，在Mit以上时则限定于三相调制或者二相调制。当进入“调制模式决定”(11)时，若当前的调制比Mi不足Mit微机MPU则从调制阈值表读出与当前的目标转矩T^*相对应的、从三相调制切换到二相调制的边界的标准阈值ω32和相反地进行切换的边界的标准阈值ω23(22)。而且，若二次侧电压Vuc较高则为了使这些阈值ω32、ω23降低而将各阈值变更成对各阈值乘以“Vst/Vuc”后得到的值(参照阈值)(23)。Vst是基准电压，Vuc是转换器1的输出电压亦即二次侧电压。二次侧电压为Vst时的最佳调制切换边界值作为标准阈值被写入调制阈值表。通过步骤23的阈值变更，若当前的二次侧电压Vuc高于基准电压Vst，则将参照阈值变更成较低的值。若二次侧电压Vuc与基准电压Vst相等，则不变更阈值。

若当前的旋转速度小于等于参照阈值ω23则将调制模式设定成三相调制(24、25)，否则若大于等于参照阈值ω32就设定成二相调制(26、27)。若两者都不是而当前的调制模式为单脉冲则设定成二相调制(28、27)，若不是单脉冲则维持当前的调制模式(28、29)。亦即将当前的调制模式确定成在下一个“输出更新”15进行设定的调制模式。

在当前的调制比Mi大于等于Mit的情况下，从调制阈值表读出与当前的目标转矩T^*相对应的、从二相调制切换到单脉冲调制的边界的标准阈值ω21和相反地进行切换的边界的标准阈值ω12(30)。而且，若二次侧电压Vuc较高则为了使这些阈值ω21、ω12降低而将各阈值变更成对各阈值乘以“Vst/Vuc”后得到的值(参照阈值)(31)。而且，若当前的旋转速度大于等于参照阈值ω21则将调制模式设定成单脉冲调制(32、33)，否则若小于等于参照阈值ω12则设定成二相调制(34、35)。若两者都不是而当前的调制模式为三相调制则设定成二相调制(36、35)。若不是三相调制就维持当前的调制模式(36、37)。亦即将当前的调制模式确定成在下一个“输出更新”15进行设定的调制模式。

将驱动两个电机10m、10g的第1、第2逆变器19m、19g与一个双向转换器1连接，将该转换器的二次目标电压Vuc^*设为第1电机10m驱动所需要的第1目标电压Vuc^*m和第2电机10g驱动所需要的第2目标电压Vuc^*g中较高的一方，所以在第2电机10g为发电(再生)模式时，在大部分情况下，从第2电机10g接受电力的第2逆变器19g所需要的第2目标电压Vuc^*g就高于对第1电机10m供给电力的第1逆变器19m所需要的第1目标电压Vuc^*m。亦即、二次目标电压Vuc^*(＝Vuc^*g)高于第1目标电压Vuc^*m。据此存在伴随于第1逆变器19m的PWM开关变换而产生的尖峰电流变大的可能性，但在此情况下，由于在本实施例中设参照阈值＝标准阈值×(Vst/Vuc)，据此从三相调制切换到二相调制的参照阈值下降，所以就提前从三相调制切换到二相调制。据此，因超过需要过高的第2目标电压Vuc^*g被选择为二次目标电压Vuc^*(Vuc)所造成的电机10m的噪声增大就得以抑制，电机10m的驱动控制的可靠性提高。

再次参照图3。在下一个“输出更新”(15)中，将在调制控制(12)中决定的调制模式的在三相变换(11)中计算出的各相目标电压输出给PWM脉冲发生单元50。另外，将在“Pvf、Pvr”(7)中计算出的占空比Pvf、Pvr的升压PWM脉冲以及降压PWM脉冲输出给驱动电路20v，将二次目标电压Vuc^*输出给第2电机控制装置30g。

接着，等待变成下一个反复处理定时(16)后再次进入“输入读入”(2)。然后执行上述“输入读入”(2)以下的处理。若在等待变成下一个反复处理定时的期间，从系统控制器发出了停止指示，微机MPU就因此而停止用于电机旋转驱动的输出(17、18)。

以上，说明了对旋转驱动车轮的电机10m的动作进行控制的电机控制装置30m的控制功能。

再次参照图1。作为由车辆上的发动机旋转驱动的第2旋转电机的电机(电动机)10g有时候也被称为发电机或者电动发电机，在本实施例中，电机10g为在启动发动机时将发动机进行起动驱动的电机(电动)，若发动机起动了，则为由发动机旋转驱动而进行发电的发电机(发电)。控制此电机10g的第2电机控制装置30g的功能以及动作与电机控制装置30m相同，另外，对电机10g供给电力的第2逆变器19g的构成以及动作与第1逆变器19m相同。第2电机控制装置30g的构成以及功能与第1电机控制装置30m相同。但是，在本实施例中，第1电机控制装置30m计算二次目标电压Vuc^*并控制双向转换器1(图2～45～47、图3的步骤6、7)，第2电机控制装置30g计算第2目标电压Vuc^*g但不进行双向转换器1的控制。

在起动发动机时从未图示的主控制器向第2电机控制装置30g提供正值的目标转矩TM^*g，第2电机控制装置30g进行与第1电机控制装置30m的上述电机控制动作相同的电机控制动作。若发动机起动且其输出转矩上升了，主控制器则将目标转矩TM^*g切换到发电(再生)用的负值。据此，第2电机控制装置30g控制第2逆变器19g以使第2电机10g的输出转矩成为负值的目标转矩(发动机的目标负载)。这一内容(输出运算)也与第1电机控制装置30m的上述输出运算相同。

实施例2

第2实施例

图5中表示本发明的第2实施例的概要。作为控制对象的旋转电机亦即电机(电动机)10m，在本实施例中为搭载于车辆用于旋转驱动车轮的永磁同步电机，在转子上内置了永久磁铁，在定子上具有U相、V相以及W相的三相线圈11～13。作为第1逆变器的电压型逆变器19m对电机10m供给车辆上的蓄电池18的电力。用于检测转子磁极位置的第1旋转变压器17m的转子与电机10m的转子连结。旋转变压器17m产生表示其转子旋转角的模拟电压(旋转角信号)SGθm，并提供给电机控制装置30m。

在第2实施例中，由于不是对将一次侧电源18、22的电压进行升压输出的转换器，而是对逆变器施加蓄电池电压Vdc，所以逆变器19m的输入电压大致恒定。亦即，逆变器19m的输入电压不会如第1实施例的二次侧电压Vuc那样变动很大，若与该变动相对比，则第2实施例的逆变器19m的输入电压为蓄电池电压Vdc，能够看作为恒定。

图6中表示图5所示的电机控制装置30m的功能构成。这一构成因不使用双向转换器故省略了第1实施例的电机控制装置(图2)的转换器控制部(45～47)。转矩指令限制单元34从限制转矩表(查找表)读出与蓄电池18能够输出的最高电压Vdcm(固定值)以及旋转速度ω相对应的限制转矩TM^*max，若目标转矩TM^*超过了TM^*max则将TM^*max确定为目标转矩T^*。在小于等于TM^*max时则将电机目标转矩TM^*确定为目标转矩T^*。施加这种限制而生成的电机目标转矩T^*被提供给输出运算单元35。

在第2实施例中，电压传感器21检测电源电压(蓄电池电压)Vdc，弱磁电流运算单元41二相/三相变换单元36参照电源电压Vdc来计算d轴弱磁电流调整值Δid，二相/三相变换单元36基于电源电压Vdc来计算各相目标电压VU^*、VV^*、VW^*。

图7中表示构成第2实施例的电机控制装置30m的微机MPU(的CPU)执行的电机驱动控制MDC的概要。其省略了第1实施例的从二次目标电压计算单元35到Pvf、Pvr计算单元7的处理，而且将调制控制单元12之中的调制模式决定单元14变更成与使逆变器输入电压被看作大致恒定的蓄电池电压Vdc相对应起来的“调制模式决定单元”14a。

在图8中表示“调制模式决定单元”14a的内容。其因逆变器输入电压为蓄电池电压(大致恒定)，故省略了第1实施例(图4)的对应于逆变器输入电压Vuc来修正调制模式切换边界(阈值)的处理步骤23、31。第2实施例的调制模式区分的大概(概要)与图9所示的相同，但在第2实施例中因逆变器19m的输入电压不是升压电压而是蓄电池电压，故调制区域边界的阈值是不同于第1实施例的值。

第2实施例的其他构成以及功能与上述第1实施例的(图1～图4)相同。根据第2实施例，也是使用将从三相调制向二相调制的切换边界A、Ao向电机10m带给旋转变压器17m的电噪声较大的高转矩且高旋转速度的区域An的低目标转矩和低旋转速度侧移位后的三相/二相调制切换边界A、As，若在执行三相调制过程中目标转矩和旋转速度超过了该边界A、As则切换到二相调制，所以当旋转电机的目标转矩和旋转速度在三相调制中成为电噪声变强的高转矩且高旋转速度的区域An时，就自动地切换到二相调制。据此，逆变器的PWM开关变换的次数减少，旋转电机的产生噪声降低，相应地旋转变压器的旋转检测信号发生紊乱的可能性降低，旋转电机驱动控制的可靠性提高。

此外，在上述第1以及第2实施例中都是如图9所示那样，对于特定区域(As～Ao、As′～Ao′)，使电动时的大于发电时的(As′～Ao′)。在同一转矩、旋转速度的情况下，与发电时相比，电动时所需要的电流(调制率)要大。在电动时，通过电机电流→逆变器(损耗)→电机(损耗)→转矩这一过程，电机电流被变换成转矩，相对于此，在发电时，通过转矩→电机(损耗)→逆变器(损耗)→电机电流这一过程，转矩被变换成电机电流。在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增加了逆变器损耗和电机损耗部分的高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低电机损耗和逆变器损耗的部分的电流。因此，在同一转矩、旋转速度下，电动时比发电时的电机电流大。旋转变压器噪声的大小具有与电机电流(调制率)成比例变大的倾向。亦即上述特定区域变宽。第1以及第2实施例着眼于此，使上述特定区域在上述旋转电机电动时比发电时大。

在这些实施例的一个变形例中，电机控制装置30m、30g进行电机10m、10g的转矩、旋转速度处于特定区域(As～Ao、As′～Ao′)时的向二相调制的上述切换，在发电时则不进行。如上述那样，在欲使电动时和发电时转矩相同的情况下，在电动时就需要相应地增加了逆变器和电机损耗部分的高的电机电流，相对于此，在发电时反过来由发电转矩所产生的电机电流就成为相应地降低电机和逆变器的损耗部分的电流。从而，在发电时特定区域(As′～Ao′)上的旋转变压器噪声较小。在特定区域上的从三相调制到二相调制的切换，使本来想通过三相调制进行控制的区域通过二相调制来控制，所以产生了很大的电流失真。在本变形例中着眼于此，在旋转变压器噪声对策的必要性较低的发电时，不进行处于特定区域(As′～Ao′)时的向二相调制的切换，以避免电流失真的增大。在另一变形例中，省略发电时的特定区域(As′～Ao′)。亦即、仅将特定区域设为发电时的特定区域(As～Ao)。

Claims (8)

1.一种旋转电机控制装置，其特征在于，包括：

在一次侧直流电源和旋转电机之间进行电力变换的逆变器；

产生与上述旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的旋转变压器；

基于该旋转检测信号来计算旋转角以及旋转速度的单元；

使用上述旋转电机的目标转矩、上述旋转速度、旋转角来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，若施加在上述旋转电机上的电压相对于输入上述逆变器的电压的比即调制比变得大于三相/二相调制切换边界，则将上述逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的三相/二相调制切换单元；以及

即便是在上述调制比小于上述三相/二相调制切换边界的区域，也在超过低于与上述三相/二相调制切换边界相对应的上述旋转电机的旋转速度的旋转速度阈值且超过规定的转矩阈值的、上述旋转电机带给旋转变压器的电噪声较大的特定区域As/Ao间切换到二相调制的电机控制单元。

2.按照权利要求1所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

与上述旋转电机发电时相比，电动时上述特定区域较大。

3.按照权利要求1所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

仅在上述旋转电机电动时设定上述特定区域，在发电时不设定上述特定区域。

4.按照权利要求2所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

仅在上述旋转电机电动时设定上述特定区域，在发电时不设定上述特定区域。

5.按照权利要求1至4中任意一项所记载的旋转电机控制装置，其特征在于，还包括：

将上述一次侧直流电源的电压升压并作为二次侧电压对上述逆变器进行供电，使来自上述逆变器的发电电力降压并对上述一次侧直流电源进行反供电的转换器；

导出与上述旋转电机的目标转矩以及旋转速度相对应的二次侧目标电压的二次侧目标电压决定单元；以及

控制上述转换器以使上述二次侧电压成为上述二次侧目标电压的转换器控制单元，

其中，上述电机控制单元使用上述目标转矩、旋转速度、旋转角以及二次侧目标电压来控制上述逆变器以使上述旋转电机的输出转矩成为上述目标转矩，上述二次侧电压越高则越减小从三相调制切换到二相调制的阈值转矩来加大上述特定区域。

6.按照权利要求5所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

上述逆变器包括：控制与第1以及第2旋转电机交换电力的第1以及第2逆变器，

上述旋转变压器包括：产生与第1旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的第1旋转变压器以及产生与第2旋转电机的旋转角以及旋转速度相对应的旋转检测信号的第2旋转变压器，

计算上述旋转角以及旋转速度的单元包括：基于第1旋转变压器的旋转检测信号来计算第1旋转电机的旋转角以及旋转速度的第1单元以及基于第2旋转变压器的旋转检测信号来计算第2旋转电机的旋转角以及旋转速度的第2单元，

上述二次侧目标电压决定单元包括：基于被分配给第1旋转电机的目标转矩的、对应于旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第1旋转电机的旋转速度相对应的第1目标电压的第1二次侧目标电压决定单元；基于被分配给第2旋转电机的目标转矩的、对应于旋转速度的二次侧目标电压特性来导出与第2旋转电机的旋转速度相对应的第2目标电压的第2二次侧目标电压决定单元；以及将第1以及第2目标电压较高的一方确定为二次侧目标电压的单元，

上述三相/二相调制切换单元包括：控制上述第1逆变器，若施加在上述第1旋转电机上的电压相对于输入到上述第1逆变器的电压的比即第1调制比大于第1三相/二相调制切换边界，则将上述第1逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第1三相/二相调制切换单元；以及控制上述第2逆变器，若施加在上述第2旋转电机上的电压相对于输入到上述第2逆变器的电压的比即第2调制比大于第2三相/二相调制切换边界，则将上述第2逆变器的控制从三相调制切换到二相调制的第2三相/二相调制切换单元，

上述电机控制单元包括：即便是在上述第1调制比小于上述第1三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第1三相/二相调制切换边界相对应的上述第1旋转电机的转矩、旋转速度的第1转矩阈值、第1旋转速度阈值的、上述第1旋转电机带给上述第1旋转变压器的电噪声较大的第1特定区域As/Ao间切换到二相调制的第1电机控制单元；以及即便是在上述第2调制比小于上述第2三相/二相调制切换边界的三相调制区域，也在超过低于与上述第2三相/二相调制切换边界相对应的上述第2旋转电机的转矩、旋转速度的第2转矩阈值、第2旋转速度阈值的、上述第2旋转电机带给上述第2旋转变压器的电噪声较大的第2特定区域As/Ao间切换到二相调制的第2电机控制单元。

7.按照权利要求6所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

上述二次侧电压越高则第1电机控制单元越减小上述第1转矩阈值，来加大二相调制的区域。

8.按照权利要求6或者7所记载的旋转电机控制装置，其特征在于：

上述二次侧电压越高则第2电机控制单元越减小上述第2转矩阈值，来加大二相调制的区域。

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