WO2019026492A1 - 電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置 Download PDF

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元気 堀内
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日本電産株式会社
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    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters

Definitions

  • the present disclosure relates to a power conversion device, a motor module, and an electric power steering device that convert power from a power supply into power to be supplied to an electric motor.
  • Patent Document 1 discloses a power conversion device that includes a control unit and two inverters, and converts power from a power supply into power to be supplied to a three-phase motor.
  • Each of the two inverters is connected to a power supply and a ground (hereinafter referred to as "GND").
  • One inverter is connected to one end of the three-phase winding of the motor, and the other inverter is connected to the other end of the three-phase winding.
  • Each inverter has a bridge circuit composed of three legs, each of which includes a high side switch element and a low side switch element.
  • the control unit switches motor control from normal control to abnormal control when it detects a failure of the switch element in the two inverters. In the normal control, for example, the motor is driven by switching switch elements of two inverters. In the control at the time of abnormality, for example, the motor is driven by the unfailed inverter using the neutral point of the winding in the broken inverter.
  • the peripheral circuit is a circuit necessary to drive the inverter, and includes, for example, a controller, a predriver, a power supply circuit, and the like described later. Failure of the peripheral circuit means, for example, failure of the predriver or the power supply circuit.
  • the circuit configuration of Patent Document 1 when a failure occurs in the control unit in addition to the failure of the switch element of the inverter, it is difficult to continue the motor drive.
  • a power conversion device capable of continuing motor driving using a neutral point even when a failure occurs in a peripheral circuit of an inverter, a motor module including the power conversion device, and the motor module An electric power steering apparatus is provided.
  • An exemplary power converter of the present disclosure is a power converter that converts power from a power source to power supplied to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) windings, A first inverter connected to one end of the winding of each phase, the first inverter comprising n legs each having a low side switching element and a high side switching element, and the other end of the winding of each phase A second inverter connected to the second inverter, the second inverter comprising n legs each having a low side switch element and a high side switch element, n low side switch elements in the first inverter and n high A first control circuit for controlling the switching operation of the side switch element; n low-side switch elements and n high-speed switch elements in the second inverter A second control circuit for controlling the switching operation of the switch element; and a drive circuit connected to the n low side switch elements of the first inverter and the n low side switch elements of the second inverter, When a failure occurs on the first inverter
  • a power converter capable of continuing motor drive using a neutral point in the event of a failure in a peripheral circuit of an inverter, a motor module including the power converter, and An electric power steering apparatus provided with the motor module is provided.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a block configuration of a motor module 2000 according to an exemplary embodiment 1, mainly showing a block configuration of a power conversion device 1000.
  • FIG. 2A is a block diagram showing functional blocks of the first drive circuit 440A.
  • FIG. 2B is a block diagram showing functional blocks of the second drive circuit 440B.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a circuit configuration of the first drive circuit 440A in the first peripheral circuit 400A.
  • FIG. 4 is a schematic view showing an example of a block configuration of a power conversion device 1000 according to a modification of the exemplary embodiment 1.
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing a block configuration of a motor module 2000 according to an exemplary embodiment 1, mainly showing a block configuration of a power conversion device 1000.
  • FIG. 2A is a block diagram showing functional blocks of the first drive circuit 440A.
  • FIG. 2B is a block diagram showing functional blocks of the second drive circuit 440B.
  • FIG. 3 is a circuit diagram
  • FIG. 5 exemplifies a current waveform (sine wave) obtained by plotting current values flowing in the U-phase, V-phase and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 1000 is controlled according to three-phase conduction control. Is a graph.
  • FIG. 6 is a schematic view illustrating states of currents flowing to two inverters at an electrical angle of 270 ° of the current waveform shown in FIG.
  • FIG. 7 shows a block configuration of a motor module 2000A according to an exemplary embodiment 2, and is a schematic view mainly showing a block configuration of the power conversion device 1000A.
  • FIG. 8 is a block diagram showing drive circuit 440 and functional blocks therearound.
  • FIG. 9 is a schematic view showing a typical configuration of an electric power steering apparatus 3000 according to an exemplary embodiment 3. As shown in FIG.
  • the implementation of the present disclosure will be exemplified taking a power conversion apparatus that converts power from a power supply into power supplied to a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) windings.
  • the form will be described.
  • a power conversion device that converts power from a power supply to power supplied to an n-phase motor having n-phase (n is an integer of 4 or more) windings such as four-phase or five-phase is also within the scope of the present disclosure. .
  • FIG. 1 schematically shows a block configuration of a motor module 2000 according to the present embodiment, and mainly shows a block configuration of the power conversion device 1000.
  • a first inverter 100A components on the left side of the motor 200 in the block diagram are denoted as a first inverter 100A, a first peripheral circuit 400A, etc.
  • components on the right side are a second inverter 100B and a second periphery. It is written as a circuit 400B or the like.
  • Motor module 2000 includes motor 200 and power converter 1000.
  • the motor module 2000 can be modularized and manufactured and sold as an electromechanical integrated motor including, for example, a motor, a sensor, a predriver and a controller.
  • the power converter 1000 includes a first inverter 100A, a second inverter 100B, first to sixth switch elements 311, 312, 313, 314, 315, 316, a first peripheral circuit 400A, and a second peripheral circuit 400B. .
  • Power converter 1000 is connected to motor 200 and connected to power supply 500 via coil 600. Power converter 1000 can convert the power from power supply 500 into the power supplied to motor 200.
  • the first inverter 100A and the second inverter 100B can convert DC power into three-phase AC power which is a pseudo sine wave of U phase, V phase and W phase.
  • the motor 200 is, for example, a three-phase alternating current motor.
  • the motor 200 includes a U-phase winding M1, a V-phase winding M2, and a W-phase winding M3, and is connected to the first inverter 100A and the second inverter 100B.
  • the first inverter 100A is connected to one end of the winding of each phase of the motor 200
  • the second inverter 100B is connected to the other end of the winding of each phase.
  • Such motor connections are different from so-called star connections and delta connections.
  • “connection” between components (components) mainly means electrical connection.
  • the first inverter 100A includes three legs each having a low side switch element and a high side switch element.
  • the U-phase leg has a low side switch element 101A_L and a high side switch element 101A_H.
  • the V-phase leg has a low side switch element 102A_L and a high side switch element 102A_H.
  • the W phase leg has a low side switch element 103A_L and a high side switch element 103A_H.
  • a switch element for example, a combination of a field effect transistor (typically, a MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) with a parasitic diode formed therein and a free wheel diode connected in parallel thereto can be used.
  • a field effect transistor typically, a MOSFET
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • SW the switch element may be described as SW.
  • the switch elements 101A_L, 102A_L and 103A_L are described as SW 101A_L, 102A_L and 103A_L.
  • the first inverter 100A includes three shunt resistors 100A_R as current sensors for detecting the current flowing in the windings of the U-phase, V-phase, and W-phase.
  • the current sensor includes a current detection circuit (not shown) that detects the current flowing in each shunt resistor.
  • three shunt resistors 100A_R are respectively connected between the three low-side switch elements included in the three legs of the first inverter 100A and GND.
  • the resistance value of the shunt resistor is, for example, about 0.5 m ⁇ to 1.0 m ⁇ .
  • the second inverter 100B includes three legs each having a low side switch element and a high side switch element.
  • the U-phase leg has a low side switch element 101B_L and a high side switch element 101B_H.
  • the V-phase leg has a low side switch element 102B_L and a high side switch element 102B_H.
  • the W phase leg includes a low side switch element 103B_L and a high side switch element 103B_H.
  • the second inverter 100B includes three shunt resistors 100B_R. The shunt resistors are connected between the three low side switch elements included in the three legs and GND.
  • the number of shunt resistors is not limited to three.
  • the number of shunt resistors to be used and the arrangement of the shunt resistors are appropriately determined in consideration of product cost, design specifications and the like.
  • first inverter 100A and second inverter 100B can be electrically connected to power supply 500 and GND by first to fourth switch elements 311, 312, 313 and 314, respectively.
  • the first switch element 311 switches connection / non-connection between the first inverter 100A and GND.
  • the second switch element 312 switches connection / disconnection between the second inverter 100B and GND.
  • the third switch element 313 switches connection / non-connection between the power supply 500 and the first inverter 100A.
  • the fourth switch element 314 switches connection / disconnection between the power supply 500 and the second inverter 100B.
  • the first to fourth switch elements 311, 312, 313 and 314 can block bidirectional current.
  • semiconductor switches such as thyristors, analog switch ICs, or MOSFETs, and mechanical relays can be used.
  • a combination of a diode and an IGBT may be used.
  • the first to fourth switch elements 311, 312, 313 and 314 may be denoted as SWs 311, 312, 313 and 314, respectively.
  • the SWs 311, 312, 313 and 314 are described as MOSFETs.
  • the SW 311 is disposed such that forward current flows in the internal parasitic diode toward the first inverter 100A.
  • the SW 312 is arranged such that forward current flows in the parasitic diode toward the second inverter 100B.
  • the SW 313 is arranged such that forward current flows to the power supply 500 in the parasitic diode.
  • the SW 314 is arranged such that forward current flows to the power supply 500 in the parasitic diode.
  • the power conversion device 1000 may further include fifth and sixth switch elements 315 and 316 for reverse connection protection as illustrated.
  • the fifth and sixth switch elements 315, 316 are typically semiconductor switches of a MOSFET having parasitic diodes.
  • the fifth switch element 315 is connected in series to the SW 313, and is disposed such that a forward current flows toward the first inverter 100A in the parasitic diode.
  • the sixth switch element 316 is connected in series to the SW 314, and is disposed such that a forward current flows toward the second inverter 100B in the parasitic diode. Even when the power supply 500 is reversely connected, reverse current can be cut off by the two switch elements for reverse connection protection.
  • the number of switch elements to be used is not limited to the illustrated example, and is appropriately determined in consideration of design specifications and the like. Particularly in the on-vehicle field, high quality assurance is required from the viewpoint of safety, so it is preferable to provide a plurality of switch elements for each inverter.
  • the power supply 500 generates a predetermined power supply voltage (for example, 12 V).
  • a predetermined power supply voltage for example, 12 V.
  • the power supply 500 for example, a DC power supply is used.
  • the power supply 500 may be an AC-DC converter or a DC-DC converter, or may be a battery.
  • the power supply 500 may be a single power supply common to the first inverter 100A and the second inverter 100B, or a first power supply for the first inverter 100A and a second power supply for the second inverter 100B. May be provided.
  • a coil 600 is provided between the power supply 500 and each inverter of the power conversion device 1000.
  • the coil 600 functions as a noise filter, and smoothes high frequency noise included in the voltage waveform supplied to each inverter or high frequency noise generated in each inverter so as not to flow out to the power supply 500 side.
  • a capacitor (not shown) is connected to the power supply terminal of each inverter.
  • the capacitor is a so-called bypass capacitor, which suppresses voltage ripple.
  • the capacitor is, for example, an electrolytic capacitor, and the capacity and the number to be used are appropriately determined according to design specifications and the like.
  • the first peripheral circuit 400A is a circuit for controlling the driving of the first inverter 100A.
  • the first peripheral circuit 400A includes, for example, a first controller 410A, a first predriver 420A, a first power circuit 430A, a first drive circuit 440A, and a first subdriver 450A.
  • the second peripheral circuit 400B is a circuit for controlling the driving of the second inverter 100B. Similar to the first peripheral circuit 400A, the second peripheral circuit 400B includes, for example, a second controller 410B, a second predriver 420B, a second power circuit 430B, a second drive circuit 440B, and a second subdriver 450B. .
  • the second peripheral circuit 400B typically has substantially the same structure and function as the first peripheral circuit 400A. More specifically, the individual parts have substantially the same structure and function.
  • the first controller 410A and the second controller 410B are integrated circuits that control the entire power conversion apparatus 1000, and are, for example, a microcontroller or an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • the first controller 410A controls switching operations of the three low side switch elements and the three high side switch elements in the first inverter 100A.
  • the second controller 410B controls the switching operation of the three low side switch elements and the three high side switch elements in the second inverter 100B.
  • Each of the first controller 410A and the second controller 410B cooperates with each other or independently to control the target rotor position, rotational speed, current, etc. of the motor 200 to realize closed loop control. be able to. Therefore, the first controller 410A and the second controller 410B typically include an input port for inputting an output signal from the position sensor 700 that detects the position of the rotor.
  • the position sensor 700 is realized by, for example, a combination of an MR sensor having a resolver, a Hall IC, or a magnetoresistive (MR) element and a sensor magnet.
  • Position sensor 700 detects the position of the rotor (hereinafter referred to as “rotation signal”), and outputs a rotation signal to first controller 410A and second controller 410B.
  • the first controller 410A and the second controller 410B may include an input port for inputting an output signal from the torque sensor 800, instead of or in addition to the input port for the position sensor 700.
  • each controller can control the target motor torque.
  • each controller can be provided with a dedicated port for connecting to, for example, an on-board control area network (CAN).
  • CAN on-board control area network
  • Each controller can further include an input port for inputting a current signal output from the above-described current sensor.
  • Each controller may receive a digital signal converted by an external AD (analog-digital) converter as an actual current value, or receive an analog signal from the current sensor as it is and convert it into a digital signal inside the controller. It is also good.
  • the first controller 410A sets a target current value in accordance with the actual current value, the rotation signal of the rotor, and the like, generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal, and outputs them to the first predriver 420A. Similar to the first controller 410A, the second controller 410B generates PWM signals and outputs them to the second predriver 420B. Further, in the present embodiment, the first controller 410A outputs a control signal for controlling on / off of the SW 311 to the first sub driver 450A. The second controller 410B outputs a control signal for controlling the on / off of the SW 312 to the second sub driver 450B.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the predriver is also called a gate driver.
  • General-purpose predrivers can be widely used as the first predriver 420A and the second predriver 420B.
  • the first predriver 420A is connected between the first controller 410A and the first inverter 100A.
  • the first pre-driver 420A generates control signals for controlling switching operations of the three low-side switching devices and the three high-side switching devices in the first inverter 100A under the control of the first controller 410A, and the switches Give to the element.
  • the first pre-driver 420A generates a control signal (gate control signal) for controlling the switching operation of each SW in the first inverter 100A according to the PWM signal from the first controller 410A, and the gate of each SW Give control signals to
  • the second predriver 420B is connected between the second controller 410B and the second inverter 100B.
  • the second predriver 420B generates control signals for controlling switching operations of the three low side switch elements and the three high side switch elements in the second inverter 100B under the control of the second controller 410B, and the switches Give to the element.
  • the second predriver 420B generates a gate control signal for controlling the switching operation of each SW in the second inverter 100B in accordance with the PWM signal from the second controller 410B, and controls the gate of each SW. give.
  • the first pre-driver 420A can generate a voltage CP_Pr1 larger than the voltage (for example, 12 V) of the power supply 500.
  • the second predriver 420B can generate a voltage CP_Pr2 larger than the voltage of the power supply 500.
  • the boosted voltages CP_Pr1 and CP_Pr2 are, for example, 18 V or 24 V.
  • Each predriver is a charge pump system.
  • Each of the first power supply circuit 430A and the second power supply circuit 430B is, for example, a power supply IC.
  • 12V power is supplied from the power supply 500 to the first power supply circuit 430A and the second power supply circuit 430B.
  • the first power supply circuit 430A supplies the necessary power supply voltage to each block of the first peripheral circuit 400A.
  • the second power supply circuit 430B supplies the necessary power supply voltage to each block of the second peripheral circuit 400B.
  • the first power supply circuit 430A supplies a power supply voltage VCC of, for example, 5.0 V or 3.3 V to the first controller 410A and the first predriver 420A.
  • the first power supply circuit 430A can provide a control signal to control ON / OFF of the SWs 313 and 315 to them.
  • the second power supply circuit 430B supplies a power supply voltage VCC of, for example, 5.0 V or 3.3 V to the second controller 410B and the second predriver 420B.
  • the second power supply circuit 430B can provide them with a control signal that controls the on / off of the SW 314, 316.
  • the first power supply circuit 430A can generate a voltage CP_PM1 larger than the voltage of the power supply 500.
  • the second power supply circuit 430B can generate a voltage CP_PM2 larger than the voltage of the power supply 500.
  • the boosted voltages CP_PM1 and CP_PM2 are, for example, 18 V or 24 V.
  • a voltage larger than that of the power supply 500 is required. Therefore, as described above, such a large voltage is generated using each predriver and each power supply circuit.
  • at least one block for boosting the voltage of the power supply 500 may be provided in each peripheral circuit, for example, a voltage larger than the voltage of the power supply 500 may be generated by only one of each predriver and each power supply circuit.
  • gate control signals generated by the first predriver 420A and the second predriver 420B will be described.
  • the gate control signal will be described below by taking the first predriver 420A as an example.
  • control of the power conversion device 1000 when no failure occurs in the power conversion device 1000 is referred to as “control at normal time”, and control when a failure occurs is referred to as “control at abnormal time”. I decided to.
  • the switches 311, 312, 313, 314, 315 and 316 are in the on state. Therefore, the potential of the node NA_L connecting the SWs 101A_L, 102A_L and 103A_L in the first inverter 100A is the GND potential. Therefore, the reference potentials of the gates of the SW 101A_L, 102A_L, and 103A_L, that is, the source potentials are low. In that case, the voltage level of the gate control signal applied to the gate of SW may be relatively low, and it is possible to control the switching operation of the low side switch element without any problem.
  • the voltage of the gate control signal may be referred to as “gate voltage”.
  • the reference potentials of the three SWs 101A_H, 102A_H and 103A_H of the first inverter 100A are the potentials of the nodes NA_1, NA_2 and NA_3 between the low side switch element and the high side switch element, that is, the winding M1 of each phase, It is high to be the drive voltage supplied to M2 and M3. In order to turn on the high side switch element, it is necessary to apply a gate voltage higher than the gate voltage applied to the low side switch element to the high side switch element.
  • the first pre-driver 420A can boost a voltage of, for example, 12 V to generate a voltage of 18 V, and can apply high voltages to the SW 101A_H, 102A_H, and 103A_H. As a result, it becomes possible to properly turn on the high side switch element in the switching operation.
  • the first pre-driver 420A applies a gate voltage higher than the gate voltage applied to the low-side switch element to the high-side switch element in normal control.
  • the gate voltage applied to the low side switch element is 12 V, for example, and the gate voltage applied to the high side switch element is 18 V, for example.
  • failure mainly refers to a failure that occurs in the peripheral circuit.
  • the occurrence of a failure on the first inverter 100A side of the motor 200 means that a failure occurs in the first peripheral circuit 400A, and more specifically, for example, the first controller 410A, the first predriver 420A or the first 1 means that the power supply circuit 430A fails and becomes inoperable.
  • the occurrence of a failure on the second inverter 100B side means that a failure occurs in the second peripheral circuit 400B, and more specifically, for example, the second controller 410B, the second predriver 420B or the second power supply circuit It means that 430B breaks down and becomes inoperable.
  • the first predriver 420A fails. In that case, naturally, the first predriver 420A can not drive the first inverter 100A under the control of the first controller 410A. However, if the low side node NA_L in the first inverter 100A can be made to function as a neutral point, driving of the motor 200 can be continued by driving the second inverter 100B using this neutral point.
  • the node NA_L on the low side of the first inverter 100A functions as a neutral point.
  • the first switch element 311 is turned off so that current control can be appropriately performed.
  • the neutral point is electrically disconnected from GND.
  • the potential of the node NA_L on the low side is not the GND potential and is higher than the potential.
  • the reference potentials of the gates of SW101A_L, 102A_L and 103A_L are in a floating state. In this state, when a gate voltage of the same magnitude as the gate voltage (for example, 12 V) in the normal control is applied to the low side switch element, the gate-source voltage becomes smaller than that in the normal control.
  • the on-resistance value between the source and the drain of the SW 101A_L, 102A_L, and 103A_L may increase, or the SW 101A_L, 102A_L, and 103A_L may be unintentionally turned off.
  • the switches SW101A_L, 102A_L, and 103A_L need to be properly turned on. Therefore, the gate voltages applied to the switches SW101A_L, 102A_L and 103A_L need to be larger than those in the normal control.
  • the power conversion device 1000 includes a first drive circuit 440A and a second drive circuit 440B. Since the circuit structure and function of the second drive circuit 440B are substantially the same as those of the first drive circuit 440A, the circuit structure and function will be mainly described below by taking the first drive circuit 440A as an example.
  • the first drive circuit 440A is connected to the three low side switch elements of the first inverter 100A.
  • the first drive circuit 440A is a dedicated drive circuit for constantly turning on the switches 101A_L, 102A_L and 103A_L in the first inverter 100A when a failure occurs on the first inverter 100A side of the motor 200.
  • the low side node NA_L of the first inverter 100A can be appropriately functioned as a neutral point by the first drive circuit 440A.
  • the second drive circuit 440B is connected to the three low-side switch elements of the second inverter 100B.
  • the second drive circuit 440B is a dedicated drive circuit for constantly turning on the switches 101B_L, 102B_L and 103B_L in the second inverter 100B when a failure occurs on the second inverter 100B side of the motor 200.
  • the node NB_L on the low side of the second inverter 100B can be appropriately functioned as a neutral point.
  • the gate control signal of the low side switch element is supplied from the first predriver 420A to the switches 101A_L, 102A_L, and 103A_L.
  • the gate control signal is supplied from the first drive circuit 440A to the SW 101A_L, 102A_L, and 103A_L.
  • the voltage level of the control signal that the first drive circuit 440A gives to the three low side switch elements of the first inverter 100A is larger than the voltage level of the control signal that the first predriver 420A gives to those low side switch elements.
  • the voltage levels of the control signals that the first drive circuit 440A gives to the three low side switch elements of the first inverter 100A are the same as those of the first predriver 420A for the three high side switch elements of the first inverter 100A.
  • the gate voltage is, for example, 18V.
  • the voltage level of the control signal that the second drive circuit 440B gives to the three low side switch elements of the second inverter 100B is larger than the voltage level of the control signal that the second predriver 420B gives to those low side switch elements.
  • the voltage level of the control signal that the second drive circuit 440B gives to the three low-side switch elements of the second inverter 100B is the same as that of the second pre-driver 420B for the three high-side switch elements of the second inverter 100B.
  • the gate voltage is, for example, 18V.
  • the first drive circuit 440A is controlled by the second controller 410B.
  • the second drive circuit 440B is controlled by the first controller 410A.
  • the first power supply voltage generated on the first inverter 100A side is supplied to the second drive circuit 440B.
  • the voltage generated on the side of the first inverter 100A means the power supply voltage generated in the first peripheral circuit 400A.
  • the first power supply voltage is the boosted voltage CP_Pr1 generated by the first predriver 420A or the boosted voltage CP_PM1 generated by the first power supply circuit 430A.
  • the magnitude of the first power supply voltage is greater than the voltage of the power supply 500, for example 18V.
  • the second power supply voltage generated on the second inverter 100B side is supplied to the first drive circuit 440A.
  • the voltage generated on the second inverter 100B side means the power supply voltage generated in the second peripheral circuit 400B.
  • the second power supply voltage is the boosted voltage CP_Pr2 generated by the second predriver 420B or the boosted voltage CP_PM2 generated by the second power supply circuit 430B.
  • the magnitude of the second power supply voltage is greater than the voltage of the power supply 500, for example 18V. In the present embodiment, the magnitude of the first power supply voltage is equal to the magnitude of the second power supply voltage.
  • the first drive circuit 440A supplies a second power supply voltage to turn on a control signal to turn on the three low-side switch elements of the first inverter 100A. It applies to those low side switch elements.
  • the second drive circuit 440B supplies the first power supply voltage to turn on the low-side switch elements of the second inverter 100B for controlling the low-side switches. Give to the switch element.
  • FIG. 2A schematically shows a functional block of the first drive circuit 440A
  • FIG. 2B schematically shows a functional block of the second drive circuit 440B.
  • the second power supply voltage is supplied as the power supply voltage 443 to the first drive circuit 440A.
  • the second power supply voltage is, for example, boosted voltage CP_PM2 or CP_Pr2.
  • the first power supply voltage is supplied as a power supply voltage 443 to the second drive circuit 440B.
  • the first power supply voltage is, for example, boosted voltage CP_PM1 or CP_Pr1. It should be noted that the power supply voltage 443 is set so that the gate-source voltage of the low side switch element does not become larger than the withstand voltage.
  • Each of the first drive circuit 440A and the second drive circuit 440B has switches 441 and 442. In normal control, the switches 441 and 442 are off.
  • the second controller 410B turns on the switch 441 of the first drive circuit 440A.
  • the power supply voltage 443 is applied as the gate voltage to the three low side switch elements of the first inverter 100A. All three low side switch elements are turned on, and the low side node NA_L of the first inverter 100A can function as a neutral point.
  • the operation of the power converter 1000 may be forcibly stopped.
  • the second controller 410B turns on the switch 442. Since the GND potential is applied to the low side switch element as a gate voltage, the three low side switch elements are turned off.
  • the switch 442 is optional, and may not be in the drive circuit, for example, when the forced stop is not required.
  • FIG. 3 schematically illustrates the block configuration of the first drive circuit 440A in the first peripheral circuit 400A.
  • the switch element 315 is not shown in FIG.
  • the first drive circuit 440 A includes a plurality of switch elements 10, 11, 12, 13, 20, 21, 22 and 23 of the open collector output system.
  • the switch element 11 12, 13, and 20 are PNP type bipolar transistors.
  • the switch elements 10, 21, 22, 23 are NPN type bipolar transistors.
  • a push-pull circuit is connected via a resistor to a gate control signal line for controlling the low side switch element of each phase.
  • the switches 441 and 442 may be configured by a combination of a plurality of transistors 10, 11, 12, 13, 20, 21, 22, 23 and a plurality of resistors.
  • the second controller 410B pulls the transistor 20, the transistors 21, 22 and 23 are pushed. As a result, the gate potentials of the switches SW101A_L, 102A_L and 103A_L in the first inverter 100A become low levels corresponding to the GND potential. On the other hand, when the second controller 410B pushes the transistor 10, the transistors 11, 12 and 13 are pulled, and the gate potentials of the SW 101A_L, 102A_L and 103A_L become high level corresponding to the power supply voltage 463.
  • protection circuits 31, 32, 33 in which a resistor and a diode are connected in parallel are connected.
  • protection circuits 41, 42 and 43 in which a resistor and a diode are connected in parallel are connected.
  • Power converter 1000 can include first and second protection circuits.
  • the first protection circuit has protection circuits 51, 52 and 53.
  • the protection circuit 51 is preferably connected between an output terminal (not shown) of the first predriver 420A connected to the gate of the SW 101A_L and the GND.
  • the protection circuit 52 is connected between the output terminal (not shown) of the first predriver 420A connected to the gate of the SW 102A_L and GND, and the first predriver connected to the gate of the SW 103A_L.
  • each of the protection circuits 51, 52, and 53 has a specified value (withstand voltage) for the first predriver 420A.
  • the withstand voltage here is, for example, the withstand voltage of the circuit element in the first pre-driver 420A that outputs the gate control signal for the SW 101A_L, 102A_L and 103A_L in the normal control.
  • the protection circuits 51, 52, 53 are, for example, zener diodes.
  • the protection circuits 51, 52, and 53 function when the voltage of the gate control signal output from the first drive circuit 440A is close to or higher than the withstand voltage.
  • the protection circuits 51, 52, and 53 function when the voltage of the gate control signal becomes 17 V or more.
  • the voltage supplied to the output terminal of the first predriver 420A can be made smaller than the withstand voltage.
  • a gate voltage higher than that in the normal control is supplied to the SW 101A_L, 102A_L, and 103A_L. Even if the high gate voltage unintentionally exceeds the withstand voltage, the protection circuits 51, 52 and 53 can protect the first predriver 420A.
  • the first drive circuit 440A gate voltages higher than those in the normal control can be supplied to the SWs 101A_L, 102A_L, and 103A_L.
  • By raising the gate voltage it is possible to suppress a decrease in the gate-source voltage even if the source potential becomes a potential at a neutral point. While being able to suppress that the ON-resistance value between source-drain of SW101A_L, 102A_L, and 103A_L becomes large, it can suppress that SW101A_L, 102A_L, and 103A_L turn off unintentionally.
  • Power converter 1000 includes a ROM (not shown).
  • the ROM is, for example, a writable memory (for example, a PROM), a rewritable memory (for example, a flash memory), or a read only memory.
  • the ROM stores a control program including instructions for causing the first controller 410A and the second controller 410B to control the power conversion apparatus 1000.
  • the control program is temporarily expanded in a RAM (not shown) at boot time.
  • the second power supply voltage generated on the second inverter 100B side of the motor 200 is supplied to the first drive circuit 440A.
  • the first power supply voltage generated on the side of the first inverter 100A of the motor 200 is supplied to the second drive circuit 440B. Therefore, the first power supply wiring and the second power supply wiring are provided on the circuit board.
  • the first power supply wiring is a power supply wiring for supplying a first power supply voltage from the first predriver 420A or the first power supply circuit 430A to the second drive circuit 440B.
  • the second power supply wiring is a power supply wiring for supplying a second power supply voltage from the second predriver 420B or the second power supply circuit 430B to the first drive circuit 440A.
  • the first drive circuit 440A is controlled by the second controller 410B, and the second drive circuit 440B is controlled by the first controller 410A. Therefore, the first control signal line and the second control signal line are provided on the circuit board.
  • the first control signal line is a signal line for connecting the first drive circuit 440A and the second controller 410B to control the first drive circuit 440A.
  • the second control signal line is a signal line for controlling the second drive circuit 440B, which connects the second drive circuit 440B and the first controller 410A.
  • the first controller 410A and the second controller 410B are communicably connected to each other. Therefore, communication signal lines for performing the communication are provided on the circuit board. By communicating between the first controller 410A and the second controller 410B, one of the first controller 410A and the second controller 410B can monitor the occurrence of a failure on the side of the inverter connected to the other.
  • the occurrence of a failure can be detected using, for example, a watchdog timer.
  • Each of the first controller 410A and the second controller 410B has a watchdog timer.
  • the second controller 410B can detect a failure that has occurred on the first inverter 100A side using a watchdog timer. It is also possible to detect the occurrence of a failure by performing operations such as handshaking, polling or interrupts.
  • the second drive circuit 440B may be instructed to start driving.
  • the second drive circuit 440B can provide control signals for turning on the three low-side switch elements of the second inverter 100B to the low-side switch elements in response to the instruction to start the drive.
  • the second controller 410B when the second controller 410B detects a failure on the first inverter 100A side of the motor 200, it may instruct the first drive circuit 440A to start driving.
  • the first drive circuit 440A can provide control signals for turning on the three low-side switch elements of the first inverter 100A to the low-side switch elements in response to the instruction to start the drive.
  • the drive circuit can be appropriately driven only when a failure occurs. As a result, power consumption can be reduced as compared with always driving the drive circuit.
  • the first controller 410A and the second power supply circuit 430B may be communicably connected to each other, or the second controller 410B and the first power supply circuit 430A may be communicably connected to each other. Such communication may be realized using serial communication such as I 2 C, for example. Thus, for example, even when the first controller 410A fails, the second controller 410B can directly communicate with the first power supply circuit 430A.
  • the first monitoring signal line and the second monitoring signal line may be further provided on the circuit board.
  • the first monitoring signal line is a signal line that connects the first pre-driver 420A and the second controller 410B.
  • the second monitoring signal line is a signal line connecting the second predriver 420B and the first controller 410A.
  • the first controller signal line allows the second controller 410B to monitor the failure of the first predriver 420A.
  • the second controller signal line allows the first controller 410A to monitor the failure of the second predriver 420B.
  • such monitoring may be realized by periodically transmitting a pre-driver status, specifically a status signal indicating a failure, from the pre-driver to the controller.
  • FIG. 4 schematically shows a block configuration example of a power conversion device 1000 according to a modification of the present embodiment.
  • Power conversion device 1000 according to this modification is different from power conversion device 1000 shown in FIG. 1 in that power conversion device 1000 according to this modification does not include first predriver 420A and second predriver 420B. At this time, each of the first and second controllers 410A and 410B may incorporate a predriver.
  • the predriver is used as a circuit for converting the PWM control signal from the controller into a high voltage and high current signal.
  • a low voltage drivable motor does not necessarily require a pre-driver. Therefore, the function of the predriver can be implemented in the controller.
  • each of the first and second controllers 410A and 410B incorporates a predriver.
  • each of the first and second controllers 410A and 410B may incorporate a pre-driver.
  • the first controller 410A can directly control the first inverter 100A
  • the second controller 410B can directly control the second inverter 100B.
  • Power conversion device 1000 according to the present modification is further different from power conversion device 1000 shown in FIG. 1 in that power conversion device 1000 further includes a first booster circuit 460A and a second booster circuit 460B.
  • the power conversion device 1000 includes a booster circuit that generates the first power supply voltage and the second power supply voltage and is different from the power supply circuit and the predriver.
  • the first booster circuit 460A can be connected to, for example, the first controller 410A.
  • the first booster circuit 460A boosts the voltage of the power supply 500 to generate a first power supply voltage.
  • the second booster circuit 460B can be connected to, for example, the second controller 410B.
  • the second booster circuit 460B boosts the voltage of the power supply 500 to generate a second power supply voltage.
  • the first power supply voltage and the second power supply voltage are, for example, 18V.
  • the power supply voltage generated by the first booster circuit 460A is the first power supply voltage generated on the side of the first inverter 100A of the motor
  • the power supply voltage generated by the second booster circuit 460B is the motor The second power supply voltage generated on the side of the second inverter 100B.
  • the first power supply voltage is supplied from the first booster circuit 460A to the second drive circuit 440B
  • the second power supply voltage is supplied from the second booster circuit 460B to the first drive circuit 440A.
  • the first controller 410A outputs a control signal to turn on the SW 311 to the first sub driver 450A.
  • the second controller 410B outputs a control signal to turn on the SW 312 to the second sub driver 450B.
  • the first power supply circuit 430A outputs a control signal to turn on the SWs 313 and 315.
  • the second power supply circuit 430B outputs a control signal to turn on the SWs 314 and 316.
  • the SWs 311, 312, 313, 314, 315 and 316 are all turned on.
  • the power supply 500 and the first inverter 100A are electrically connected, and the power supply 500 and the second inverter 100B are electrically connected. Further, the first inverter 100A and GND are electrically connected, and the second inverter 100B and GND are electrically connected.
  • the first controller 410A controls the switching operation of the switch element of the first inverter 100A
  • the second controller 410B synchronizes with the first controller 410A, and the switch element of the second inverter 100B.
  • FIG. 5 exemplifies a current waveform (sine wave) obtained by plotting current values flowing in the U-phase, V-phase and W-phase windings of the motor 200 when the power conversion device 1000 is controlled according to three-phase conduction control. doing.
  • the horizontal axis indicates the motor electrical angle (deg), and the vertical axis indicates the current value (A).
  • current values are plotted every 30 ° of electrical angle.
  • I pk represents the maximum current value (peak current value) of each phase.
  • Table 1 shows the current value flowing to each inverter for each electrical angle in the sine wave of FIG. Specifically, Table 1 shows current values at every electrical angle of 30 ° flowing through the nodes NA_1, NA_2 and NA_3 (see FIG. 1) of the first inverter 100A, and the nodes NB_1, NB_2 and the second inverter 100B. The electric current value for every electrical angle of 30 degrees which flows through NB_3 (refer FIG. 1) is shown.
  • the current direction flowing from the first inverter 100A to the second inverter 100B is defined as a positive direction.
  • the direction of the current shown in FIG. 5 follows this definition.
  • the current direction flowing from the second inverter 100B to the first inverter 100A is defined as a positive direction. Therefore, the phase difference between the current of the first inverter 100A and the current of the second inverter 100B is 180 °.
  • the magnitude of the current value I 1 is [(3) 1/2 / 2] * is I pk
  • the magnitude of the current value I 2 is I pk / 2.
  • the first controller 410A outputs a PWM signal for obtaining the current waveform shown in FIG. 5 to the first predriver 420A, and the second controller 410B synchronizes with the first controller 100A, 2) The PWM signal is output to the predriver 420B.
  • the first controller 410A fails in the first peripheral circuit 400A. Since the first controller 410A is broken, the PWM signal can not be output to the first predriver 420A. As a result, although the first predriver 420A and the first inverter 100A are not broken down, three-phase conduction control can not be performed under normal control.
  • the second controller 410B When the second controller 410B detects a failure of the first controller 410A using, for example, a watchdog timer, the second controller 410B switches control of the motor 200 from normal control to abnormal control.
  • the second controller 410B instructs the first drive circuit 440A to start driving.
  • a second power supply voltage is supplied to the first drive circuit 440A from the second predriver 420B or the second power supply circuit 430.
  • the first drive circuit 440A in response to the instruction to start the drive, gives them a control signal to turn on the SWs 101A_L, 102A_L and 103A_L of the first inverter 100A.
  • the switches SW101A_L, 102A_L and 103A_L are always in the on state, and the low side node NA_L of the first inverter 100A can function as a neutral point.
  • the switches SW101A_H, 102A_H and 103A_H of the first inverter 100A are in the OFF state.
  • the switch elements 313 and 315 may be in the on state or in the off state, but are preferably in the off state.
  • FIG. 6 exemplifies the state of current flowing in two inverters at an electrical angle of 270 ° of the current waveform shown in FIG.
  • the second controller 410B can continue the three-phase conduction control using the neutral point of the first inverter 100A by outputting the PWM signal to the second predriver 420B.
  • the second controller 410B can energize the windings M1, M2 and M3 by outputting a PWM signal for obtaining the current waveform shown in FIG. 5 to the switch element of the second inverter 100B.
  • the first drive circuit 440A is controlled by the second controller 410B which has not failed, so the three-phase energization control using the neutral point is continued. It is possible to
  • the first power supply circuit 430A fails in the first peripheral circuit 400A. Since the first power supply circuit 430A is broken, no power supply voltage is supplied to the first controller 410A and the first predriver 420A. As a result, the first controller 410A and the first predriver 420A can not operate. Although the first inverter 100A is not broken down, three-phase conduction control can not be performed under normal control.
  • the second controller 410B When detecting the failure of the first power supply circuit 430A, the second controller 410B instructs the first drive circuit 440A to start driving. Since the second power supply voltage is supplied to the first drive circuit 440A from the second predriver 420B or the second power supply circuit 430B, the failure of the first power circuit 430A does not affect the first drive circuit 440A. In this state, in response to the instruction to start the drive, the first drive circuit 440A gives them a control signal to turn on the switches 101A_H, 102A_H and 103A_H of the first inverter 100A.
  • the second drive voltage is supplied to the first drive circuit 440A, and the first drive circuit 440A does not fail. Since it receives control by this, it becomes possible to continue three-phase current supply control using a neutral point.
  • the first predriver 420A fails in the first peripheral circuit 400A. Since the first pre-driver 420A has a failure, although the first inverter 100A does not have a failure, three-phase energization control can not be performed under normal control.
  • the second controller 410B When detecting the failure of the first pre-driver 420A, the second controller 410B instructs the first drive circuit 440A to start driving. Since the second power supply voltage is supplied to the first drive circuit 440A from the second predriver 420B or the second power supply circuit 430B, the failure of the first predriver 420A does not affect the first drive circuit 440A. In this state, in response to the instruction to start the drive, the first drive circuit 440A gives them a control signal to turn on the SWs 101A_L, 102A_L and 103A_L of the first inverter 100A. Since the first controller 410A is not broken and becomes operable when the power supply voltage is supplied, the first sub driver 450A can be controlled.
  • the second power supply voltage is supplied to the first drive circuit 440A, and the first drive circuit 440A does not fail. Since it receives control by this, it becomes possible to continue three-phase current supply control using a neutral point.
  • FIG. 7 schematically shows a block configuration of a motor module 2000A according to the present embodiment and mainly shows a block configuration of a power conversion device 1000A.
  • FIG. 8 schematically shows the drive circuit 440 and functional blocks around it.
  • Power conversion device 1000A differs from power conversion device 1000 according to the first embodiment in that power conversion device 1000A includes a drive circuit 440 common to first inverter 100A and second inverter 100B. The differences from the first embodiment will be mainly described below.
  • the power conversion device 1000A includes a drive circuit 440 common to the first inverter 100A and the second inverter 100B, a first switch 900, and a second switch 910.
  • the drive circuit 440 is connected to the three low side switch elements of the first inverter 100A and the three low side switch elements of the second inverter 100B.
  • the drive circuit 440 supplies control signals for turning on the three low-side switch elements of the first inverter 100A by supplying the second power supply voltage.
  • a control signal for turning on the three low-side switch elements of the second inverter 100B is supplied to the low-side switch elements and supplying a first power supply voltage when a failure occurs on the second inverter 100B side. Apply to the low side switch element.
  • the drive circuit 440 includes switches 441 and 442, and can be configured from a plurality of open collector output type transistors and a plurality of resistors.
  • the drive circuit 440 is controlled by the first controller 410A or the second controller 410B.
  • the second controller 100B detects the failure by communication with the first inverter 100A, the second controller 100B starts control of the drive circuit 440.
  • the first switch 900 supplies the first power supply voltage as the power supply voltage 443 to the drive circuit 440 under the control of the first controller 410A and the second controller 410B, and the second power supply as the power supply voltage 443 to the drive circuit 440. Switch between supplying a voltage.
  • the second controller 410B detects the failure by communication with the first inverter 100A, the second controller 410B controls the first switch 900 and determines to supply the second power supply voltage as the power supply voltage 443 to the drive circuit 440.
  • the second switch 910 supplies the output of the drive circuit 440 from the drive circuit 440 to the three low-side switch elements of the first inverter 100A, and the three low-side switch elements of the drive circuit 440 to the second inverter 100B.
  • the supply of the output is switched under the control of the first controller 410A and the second controller 410B.
  • the second controller 100B detects the failure by communication with the first inverter 100A, it controls the second switch 910 to supply the output of the drive circuit 440 to the three low-side switch elements of the first inverter 100A. decide.
  • the common drive circuit 440 is used for the first inverter 100A and the second inverter 100B, which is advantageous in terms of circuit area and cost.
  • the drive circuit 440 may be an integrated circuit in which the first drive circuit 440A and the second drive circuit 440B according to the first embodiment are integrated into one chip. Such circuit forms are also within the scope of the present disclosure.
  • FIG. 9 schematically shows a typical configuration of an electric power steering apparatus 3000 according to this embodiment.
  • Vehicles such as automobiles generally have an electric power steering (EPS) device.
  • the electric power steering apparatus 3000 according to the present embodiment has a steering system 520 and an auxiliary torque mechanism 540 that generates an auxiliary torque.
  • Electric power steering apparatus 3000 generates an assist torque that assists the steering torque of the steering system generated by the driver operating the steering wheel. The assist torque reduces the burden on the driver's operation.
  • the steering system 520 includes, for example, a steering handle 521, a steering shaft 522, free shaft joints 523A and 523B, a rotating shaft 524, a rack and pinion mechanism 525, rack shafts 526, left and right ball joints 552A and 552B, tie rods 527A and 527B, knuckles 528A, 528B, and left and right steering wheels 529A, 529B.
  • the auxiliary torque mechanism 540 includes, for example, a steering torque sensor 541, an electronic control unit (ECU) 542 for a car, a motor 543, and a reduction mechanism 544.
  • the steering torque sensor 541 detects a steering torque in the steering system 520.
  • the ECU 542 generates a drive signal based on a detection signal of the steering torque sensor 541.
  • the motor 543 generates an auxiliary torque corresponding to the steering torque based on the drive signal.
  • the motor 543 transmits the generated assist torque to the steering system 520 via the reduction mechanism 544.
  • the ECU 542 includes, for example, a first peripheral circuit 400A and a second peripheral circuit 400B according to the first embodiment.
  • an electronic control system is built around an ECU.
  • a motor drive unit is constructed by the ECU 542, the motor 543 and the inverter 545.
  • the motor module 2000, 2000A by Embodiment 1 and 2 can be used suitably for the unit.
  • Embodiments of the present disclosure can be widely used in a variety of devices equipped with various motors, such as vacuum cleaners, dryers, ceiling fans, washing machines, refrigerators, and electric power steering devices.
  • first inverter 100B second inverter 200: motor 311, 312, 313, 314, 315, 316: switch element 400A: first peripheral circuit 400B: second peripheral circuit 410A: first controller 410B: second controller 420A 1st predriver 420B: 2nd predriver 430A: 1st power supply circuit 430B: 2nd power supply circuit 440A: 1st drive circuit 440B; 2nd drive circuit 450A: 1st subdriver 450B: 2nd subdriver 460A: 2nd 1 Booster circuit 460B: Second boost circuit 1000, 1000A: Power converter 2000, 2000A Motor Module 3000: electric power steering system

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Abstract

電力変換装置は、第１インバータ１００Ａと、第２インバータ１００Ｂと、第１および第２インバータを制御する第１および第２制御回路４１０Ａ、４１０Ｂと、第１インバータ側で故障が発生したとき、第１インバータのローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をローサイドスイッチ素子に与え、第２インバータ側で故障が発生したとき、第２インバータのローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をローサイドスイッチ素子に与える駆動回路４４０と、を備える。第２インバータ側で故障が発生したとき、第１インバータ側で生成される第１電源電圧が駆動回路に供給され、かつ、第１インバータ側で故障が発生したとき、第２インバータ側で生成される第２電源電圧が駆動回路に供給される。

Description

電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置
本開示は、電源からの電力を電動モータに供給する電力に変換する電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置に関する。
近年、電動モータ（以下、単に「モータ」と表記する。）およびＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）が一体化された機電一体型モータが開発されている。特に車載分野において、安全性の観点から高い品質保証が要求される。そのため、部品の一部が故障した場合でも安全動作を継続できる冗長設計が取り入れられている。冗長設計の一例として、１つのモータに対して２つのインバータを設けることが検討されている。他の一例として、メインのマイクロコントローラにバックアップ用マイクロコントローラを設けることが検討されている。　
特許文献１は、制御部と、２つのインバータとを有し、電源からの電力を三相モータに供給する電力に変換する電力変換装置を開示している。２つのインバータの各々は電源およびグランド（以下、「ＧＮＤ」と表記する。）に接続される。一方のインバータは、モータの三相の巻線の一端に接続され、他方のインバータは、三相の巻線の他端に接続される。各インバータは、各々がハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子を含む３つのレグから構成されるブリッジ回路を有する。制御部は、２つのインバータにおけるスイッチ素子の故障を検出した場合、モータ制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。正常時の制御では、例えば、２つのインバータのスイッチ素子をスイッチングすることによりモータが駆動される。異常時の制御では、例えば、故障したインバータにおける巻線の中性点を用いて、故障していないインバータによってモータが駆動される。
特開２０１４－１９２９５０号公報
上述した従来の技術では、インバータの周辺回路が故障した場合の制御のさらなる向上が求められていた。ここで、周辺回路は、インバータを駆動するために必要な回路であり、例えば、後述するコントローラ、プリドライバおよび電源回路などを備える。周辺回路の故障とは、例えばプリドライバまたは電源回路が故障することを意味する。特許文献１の回路構成において、インバータのスイッチ素子の故障に加え、制御部にも故障が発生した場合、モータ駆動を継続させることは困難となる。　
本開示の実施形態は、インバータの周辺回路に故障が生じた場合においても中性点を用いたモータ駆動を継続させることが可能な電力変換装置、当該電力変換装置を備えるモータモジュールおよび当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置を提供する。
本開示の例示的な電力変換装置は、電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータであって、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有するｎ個のレグを備える第１インバータと、前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータであって、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有するｎ個のレグを備える第２インバータと、前記第１インバータにおけるｎ個のローサイドスイッチ素子およびｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１制御回路と、前記第２インバータにおけるｎ個のローサイドスイッチ素子およびｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２制御回路と、前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に接続された駆動回路であって、前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したとき、前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与え、前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したとき、前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与える駆動回路と、を備え、前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したとき、前記モータの前記第１インバータ側で生成される第１電源電圧が前記駆動回路に供給され、かつ、前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したとき、前記モータの前記第２インバータ側で生成される第２電源電圧が前記駆動回路に供給され、前記駆動回路は、前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したときは、前記第２制御回路によって制御され、前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したときは、前記第１制御回路によって制御される。
本開示の例示的な実施形態によると、インバータの周辺回路に故障が生じた場合において中性点を用いたモータ駆動を継続させることが可能な電力変換装置、当該電力変換装置を備えるモータモジュールおよび当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置が提供される。
図１は、例示的な実施形態１によるモータモジュール２０００のブロック構成を示し、主として電力変換装置１０００のブロック構成を示す模式図である。 図２Ａは、第１駆動回路４４０Ａの機能ブロックを示すブロック図である。 図２Ｂは、第２駆動回路４４０Ｂの機能ブロックを示すブロック図である。 図３は、第１周辺回路４００Ａの中の第１駆動回路４４０Ａの回路構成を例示する回路図である。 図４は、例示的な実施形態１の変形例による電力変換装置１０００のブロック構成例を示す模式図である。 図５は、三相通電制御に従って電力変換装置１０００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示するグラフである。 図６は、図５に示す電流波形の電気角２７０°において２つのインバータに流れる電流の様子を例示する模式図である。 図７は、例示的な実施形態２によるモータモジュール２０００Ａのブロック構成を示し、主として電力変換装置１０００Ａのブロック構成を示す模式図である。 図８は、駆動回路４４０およびその周辺の機能ブロックを示すブロック図である。 図９は、例示的な実施形態３による電動パワーステアリング装置３０００の典型的な構成を示す模式図である。
以下、添付の図面を参照しながら、本開示の電力変換装置、モータモジュールおよび電動パワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。　
本明細書において、電源からの電力を、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線を有する三相モータに供給する電力に変換する電力変換装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する電力に変換する電力変換装置も本開示の範疇である。　
（実施形態１）　〔１－１．電力変換装置１０００およびモータモジュール２０００の構造〕　図１は、本実施形態によるモータモジュール２０００のブロック構成を模式的に示し、主として電力変換装置１０００のブロック構成を模式的に示している。本明細書では、説明の便宜上、ブロック図におけるモータ２００の左側の構成要素を、第１インバータ１００Ａおよび第１周辺回路４００Ａなどと表記し、右側の構成要素を、第２インバータ１００Ｂおよび第２周辺回路４００Ｂなどと表記する。　
モータモジュール２０００は、モータ２００および電力変換装置１０００を備える。モータモジュール２０００は、モジュール化されて、例えば、モータ、センサ、プリドライバおよびコントローラを備える機電一体型モータとして製造および販売され得る。　
電力変換装置１０００は、第１インバータ１００Ａ、第２インバータ１００Ｂ、第１から第６スイッチ素子３１１、３１２、３１３、３１４、３１５、３１６、第１周辺回路４００Ａ、および、第２周辺回路４００Ｂを備える。　
電力変換装置１０００は、モータ２００に接続され、かつ、コイル６００を介して電源５００に接続される。電力変換装置１０００は、電源５００からの電力を、モータ２００に供給する電力に変換することができる。例えば、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂは、直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することが可能である。　
モータ２００は、例えば、三相交流モータである。モータ２００は、Ｕ相の巻線Ｍ１、Ｖ相の巻線Ｍ２およびＷ相の巻線Ｍ３を備え、第１インバータ１００Ａと第２インバータ１００Ｂとに接続される。具体的に説明すると、第１インバータ１００Ａはモータ２００の各相の巻線の一端に接続され、第２インバータ１００Ｂは各相の巻線の他端に接続される。このようなモータ結線は、いわゆるスター結線およびデルタ結線とは異なる。本明細書において、部品（構成要素）同士の間の「接続」は、主に電気的な接続を意味する。　
第１インバータ１００Ａは、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有する３個のレグを備える。Ｕ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０１Ａ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０１Ａ＿Ｈを有する。Ｖ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０２Ａ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０２Ａ＿Ｈを有する。Ｗ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０３Ａ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０３Ａ＿Ｈを有する。　
スイッチ素子として、例えば、寄生ダイオードが内部に形成された電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とそれに並列接続された還流ダイオードとの組み合わせを用いることができる。以下、スイッチ素子としてＭＯＳＦＥＴを用いる例を説明し、スイッチ素子をＳＷと表記する場合がある。例えば、スイッチ素子１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌは、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌと表記される。　
第１インバータ１００Ａは、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサとして、３個のシャント抵抗１００Ａ＿Ｒを備える。電流センサは、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を含む。図示されるように、例えば、３個のシャント抵抗１００Ａ＿Ｒは、第１インバータ１００Ａの３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチ素子とＧＮＤとの間にそれぞれ接続される。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。　
第２インバータ１００Ｂは、第１インバータ１００Ａと同様に、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有する３個のレグを備える。Ｕ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０１Ｂ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０１Ｂ＿Ｈを有する。Ｖ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０２Ｂ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０２Ｂ＿Ｈを有する。Ｗ相用レグは、ローサイドスイッチ素子１０３Ｂ＿Ｌおよびハイサイドスイッチ素子１０３Ｂ＿Ｈを有する。また、第２インバータ１００Ｂは、３個のシャント抵抗１００Ｂ＿Ｒを備える。それらのシャント抵抗は、３個のレグに含まれる３個のローサイドスイッチ素子とＧＮＤとの間に接続される。　
各インバータに対し、
シャント抵抗の数は３つに限られない。例えば、Ｕ相、Ｖ相用の２つのシャント抵抗、Ｖ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗、および、Ｕ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗を用いることが可能である。使用するシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などを考慮して適宜決定される。　
電力変換装置１０００において、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂは、第１から第４スイッチ素子３１１、３１２、３１３および３１４によって電源５００とＧＮＤとに電気的にそれぞれ接続可能である。具体的に説明すると、第１スイッチ素子３１１は、第１インバータ１００ＡとＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第２スイッチ素子３１２は、第２インバータ１００ＢとＧＮＤとの接続・非接続を切替える。第３スイッチ素子３１３は、電源５００と第１インバータ１００Ａとの接続・非接続を切替える。第４スイッチ素子３１４は、電源５００と第２インバータ１００Ｂとの接続・非接続を切替える。　
第１から第４スイッチ素子３１１、３１２、３１３および３１４は、双方向の電流を遮断することが可能である。第１から第４スイッチ素子３１１、３１２、３１３および３１４として、例えば、サイリスタ、アナログスイッチＩＣ、またはＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチ、および、メカニカルリレーなどを用いることができる。ダイオードおよびＩＧＢＴなどの組み合わせを用いても構わない。本明細書において、第１から第４スイッチ素子３１１、３１２、３１３および３１４を、ＳＷ３１１、３１２、３１３および３１４とそれぞれ表記する場合がある。ＳＷ３１１、３１２、３１３および３１４をＭＯＳＦＥＴとして説明する。　
ＳＷ３１１は、内部の寄生ダイオードに順方向電流が第１インバータ１００Ａに向けて流れるよう配置される。ＳＷ３１２は、寄生ダイオードに順方向電流が第２インバータ１００Ｂに向けて流れるよう配置される。ＳＷ３１３は、寄生ダイオードに順方向電流が電源５００に向けて流れるよう配置される。ＳＷ３１４は、寄生ダイオードに順方向電流が電源５００に向けて流れるよう配置される。　
電力変換装置１０００は、図示されるように、逆接続保護用の第５および第６スイッチ素子３１５、３１６をさらに有していても構わない。第５および第６スイッチ素子３１５、３１６は、典型的に、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチである。第５スイッチ素子３１５は、ＳＷ３１３に直列に接続され、寄生ダイオードにおいて第１インバータ１００Ａに向けて順方向電流が流れるよう配置される。第６スイッチ素子３１６は、ＳＷ３１４に直列に接続され、寄生ダイオードにおいて第２インバータ１００Ｂに向けて順方向電流が流れるよう配置される。電源５００が逆向きに接続された場合でも、逆接続保護用の２つのスイッチ素子によって逆電流を遮断することができる。　
図示する例に限られず、使用するスイッチ素子の個数は、設計仕様などを考慮して適宜決定される。特に車載分野においては、安全性の観点から高い品質保証が要求されるので、各インバータ用として複数のスイッチ素子を設けておくことが好ましい。　
電源５００は所定の電源電圧（例えば、１２Ｖ）を生成する。電源５００として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源５００は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ－ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であってもよい。　
電源５００は、図示するように、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂに共通の単一電源であってもよいし、第１インバータ１００Ａ用の第１電源および第２インバータ１００Ｂ用の第２電源を備えていてもよい。　
電源５００と電力変換装置１０００の各インバータとの間にコイル６００が設けられている。コイル６００は、ノイズフィルタとして機能し、各インバータに供給する電圧波形に含まれる高周波ノイズ、または各インバータで発生する高周波ノイズを電源５００側に流出させないように平滑化する。　
各インバータの電源端子には、コンデンサ（不図示）が接続される。コンデンサは、いわゆるバイパスコンデンサであり、電圧リプルを抑制する。コンデンサは、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。　
第１周辺回路４００Ａは、第１インバータ１００Ａの駆動を制御するための回路である。第１周辺回路４００Ａは、例えば、第１コントローラ４１０Ａ、第１プリドライバ４２０Ａ、第１電源回路４３０Ａ、第１駆動回路４４０Ａ、および、第１サブドライバ４５０Ａを備える。　
第２周辺回路４００Ｂは、第２インバータ１００Ｂの駆動を制御するための回路である。第２周辺回路４００Ｂは、第１周辺回路４００Ａと同様に、例えば、第２コントローラ４１０Ｂ、第２プリドライバ４２０Ｂ、第２電源回路４３０Ｂ、第２駆動回路４４０Ｂ、および、第２サブドライバ４５０Ｂを備える。　
第２周辺回路４００Ｂは、典型的に、第１周辺回路４００Ａと実質的に同じ構造および機能を備える。より詳細には、個々の部品同士は実質的に同じ構造および機能を備える。　
第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂは、電力変換装置１０００の全体を制御する集積回路であり、例えば、マイクロコントローラまたはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）である。　
第１コントローラ４１０Ａは、第１インバータ１００Ａにおける３個のローサイドスイッチ素子および３個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する。第２コントローラ４１０Ｂは、第２インバータ１００Ｂにおける３個のローサイドスイッチ素子および３個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する。　
第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの各々は、互いに協働して、または、単独で、目的とするモータ２００のロータの位置、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。そのため、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂは、典型的に、ロータの位置を検出する位置センサ７００からの出力信号を入力する入力ポートを備える。　
位置センサ７００は、例えば、レゾルバ、ホールＩＣ、または、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによって実現される。位置センサ７００は、ロータの位置（以下、「回転信号」と表記する。）を検出し、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂに回転信号を出力する。　
第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂは、位置センサ７００用の入力ポートに代えて、またはその入力ポートと共に、トルクセンサ８００からの出力信号を入力する入力ポートを備えていてもよい。この場合、各コントローラは、目的とするモータトルクを制御することができる。また、各コントローラは、例えば車載のコントロールエリアネットワーク（ＣＡＮ）に接続するための専用ポートなどを備えることができる。　
各コントローラは、上述した電流センサから出力される電流信号を入力する入力ポートをさらに備えることができる。各コントローラは、実電流値として、外付けのＡＤ（アナログ－デジタル）コンバータによって変換されたデジタル信号を受け取ってもよいし、電流センサからアナログ信号をそのまま受け取り、コントローラ内部でデジタル信号に変換してもよい。　
第１コントローラ４１０Ａは、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成し、それらを第１プリドライバ４２０Ａに出力する。第２コントローラ４１０Ｂは、第１コントローラ４１０Ａと同様に、ＰＷＭ信号を生成し、それらを第２プリドライバ４２０Ｂに出力する。また、本実施形態では、第１コントローラ４１０Ａは、ＳＷ３１１のオン・オフを制御する制御信号を第１サブドライバ４５０Ａに出力する。第２コントローラ４１０Ｂは、ＳＷ３１２のオン・オフを制御する制御信号を第２サブドライバ４５０Ｂに出力する。　
プリドライバは、ゲートドライバとも呼ばれる。第１プリドライバ４２０Ａおよび第２プリドライバ４２０Ｂとして、汎用のプリドライバを広く用いることができる。　
第１プリドライバ４２０Ａは、第１コントローラ４１０Ａと第１インバータ１００Ａとの間に接続されている。第１プリドライバ４２０Ａは、第１インバータ１００Ａにおける３個のローサイドスイッチ素子および３個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を第１コントローラ４１０Ａの制御の下で生成し、それらのスイッチ素子に与える。具体的には、第１プリドライバ４２０Ａは、第１インバータ１００Ａにおける各ＳＷのスイッチング動作を制御する制御信号（ゲート制御信号）を、第１コントローラ４１０ＡからのＰＷＭ信号に従って生成し、各ＳＷのゲートに制御信号を与える。　
第２プリドライバ４２０Ｂは、第２コントローラ４１０Ｂと第２インバータ１００Ｂとの間に接続されている。第２プリドライバ４２０Ｂは、第２インバータ１００Ｂにおける３個のローサイドスイッチ素子および３個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を第２コントローラ４１０Ｂの制御の下で生成し、それらのスイッチ素子に与える。具体的には、第２プリドライバ４２０Ｂは、第２インバータ１００Ｂにおける各ＳＷのスイッチング動作を制御するゲート制御信号を、第２コントローラ４１０ＢからのＰＷＭ信号に従って生成し、各ＳＷのゲートに制御信号を与える。　
第１プリドライバ４２０Ａは、電源５００の電圧（例えば１２Ｖ）よりも大きい電圧ＣＰ＿Ｐｒ１を生成することが可能である。第２プリドライバ４２０Ｂは、電源５００の電圧よりも大きい電圧ＣＰ＿Ｐｒ２を生成することが可能である。昇圧電圧ＣＰ＿Ｐｒ１、ＣＰ＿Ｐｒ２は、例えば１８Ｖまたは２４Ｖである。各プリドライバはチャージポンプ方式である。　
第１電源回路４３０Ａおよび第２電源回路４３０Ｂのそれぞれは、例えば電源ＩＣである。電源５００から第１電源回路４３０Ａおよび第２電源回路４３０Ｂに、例えば１２Ｖの電源が供給される。第１電源回路４３０Ａは、第１周辺回路４００Ａの各ブロックに必要な電源電圧を各々に供給する。第２電源回路４３０Ｂは、第２周辺回路４００Ｂの各ブロックに必要な電源電圧を各々に供給する。　
第１電源回路４３０Ａは、例えば５．０Ｖまたは３．３Ｖの電源電圧ＶＣＣを第１コントローラ４１０Ａおよび第１プリドライバ４２０Ａに供給する。本実施形態では、第１電源回路４３０Ａは、ＳＷ３１３、３１５のオン・オフを制御する制御信号をそれらに与えることが可能である。　
第２電源回路４３０Ｂは、例えば５．０Ｖまたは３．３Ｖの電源電圧ＶＣＣを第２コントローラ４１０Ｂおよび第２プリドライバ４２０Ｂに供給する。本実施形態では、第２電源回路４３０Ｂは、ＳＷ３１４、３１６のオン・オフを制御する制御信号をそれらに与えることが可能である。　
第１電源回路４３０Ａは、電源５００の電圧よりも大きい電圧ＣＰ＿ＰＭ１を生成することが可能である。第２電源回路４３０Ｂは、電源５００の電圧よりも大きい電圧ＣＰ＿ＰＭ２を生成することが可能である。昇圧電圧ＣＰ＿ＰＭ１、ＣＰ＿ＰＭ２は、例えば１８Ｖまたは２４Ｖである。　
本実施形態では、電源５００の電圧よりも大きい電圧が必要になる。そのため、上述したとおり、各プリドライバおよび各電源回路を用いてそのような大きい電圧は生成される。ただし、電源５００の電圧を昇圧するブロックは、各周辺回路に少なくとも１つあればよく、例えば、各プリドライバおよび各電源回路の一方のみによって電源５００の電圧よりも大きい電圧
は生成され得る。　
ここで、第１駆動回路４４０Ａおよび第２駆動回路４４０Ｂを説明する前に、第１プリドライバ４２０Ａおよび第２プリドライバ４２０Ｂにより生成されるゲート制御信号を説明する。以下、第１プリドライバ４２０Ａを例にしてゲート制御信号を説明する。　
本明細書において、電力変換装置１０００に故障が生じていないときの電力変換装置１０００の制御を「正常時の制御」と表記し、故障が生じたときの制御を「異常時の制御」と表記することとする。　
正常時の制御では、ＳＷ３１１、３１２、３１３、３１４、３１５および３１６はオン状態である。従って、第１インバータ１００ＡにおけるＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌを接続するノードＮＡ＿Ｌの電位は、ＧＮＤ電位となる。そのため、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのゲートの基準電位、つまり、ソース電位は低電位となる。その場合、ＳＷのゲートに与えられるゲート制御信号の電圧レベルは比較的低くてもよく、ローサイドスイッチ素子のスイッチング動作を問題なく制御することが可能である。以下、ゲート制御信号の電圧を「ゲート電圧」と表記する場合がある。　
一方、第１インバータ１００Ａの３個のＳＷ１０１Ａ＿Ｈ、１０２Ａ＿Ｈおよび１０３Ａ＿Ｈの基準電位は、ローサイドスイッチ素子とハイサイドスイッチ素子との間のノードＮＡ＿１、ＮＡ＿２およびＮＡ＿３の電位、つまり、各相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３に供給される駆動電圧となるために高い。ハイサイドスイッチ素子をオンするためには、ローサイドスイッチ素子に与えるゲート電圧よりも高いゲート電圧をハイサイドスイッチ素子に与える必要がある。　
既に説明したように、第１プリドライバ４２０Ａは、例えば１２Ｖの電圧を昇圧して１８Ｖの電圧を生成し、高電圧をＳＷ１０１Ａ＿Ｈ、１０２Ａ＿Ｈおよび１０３Ａ＿Ｈに与えることができる。その結果、スイッチング動作においてハイサイドスイッチ素子を適切にオンすることが可能となる。このように、第１プリドライバ４２０Ａは、正常時の制御において、ローサイドスイッチ素子に与えるゲート電圧よりも高いゲート電圧をハイサイドスイッチ素子に与える。ローサイドスイッチ素子に与えるゲート電圧は、例えば１２Ｖであり、ハイサイドスイッチ素子に与えるゲート電圧は、例えば１８Ｖである。　
電力変換装置１０００に故障が発生した場合を考える。「故障」とは、主に周辺回路内で発生する故障を意味する。モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で故障が発生するとは、第１周辺回路４００Ａ内で故障が発生することを意味し、より詳細には、例えば、第１コントローラ４１０Ａ、第１プリドライバ４２０Ａまたは第１電源回路４３０Ａが故障して動作不能になることを意味する。第２インバータ１００Ｂ側で故障が発生するとは、第２周辺回路４００Ｂ内で故障が発生することを意味し、より詳細には、例えば、第２コントローラ４１０Ｂ、第２プリドライバ４２０Ｂまたは第２電源回路４３０Ｂが故障して動作不能になることを意味する。　
例えば、第１プリドライバ４２０Ａが故障したとする。その場合、第１プリドライバ４２０Ａは、当然に、第１コントローラ４１０Ａの制御を受けて、第１インバータ１００Ａを駆動することはできなくなる。しかし、第１インバータ１００Ａにおけるローサイド側のノードＮＡ＿Ｌを中性点として機能させることができれば、この中性点を用いて第２インバータ１００Ｂを駆動させることによりモータ２００の駆動を継続させることができる。　
本実施形態では、例えば第１プリドライバ４２０Ａが故障した場合、第１インバータ１００Ａのローサイド側のノードＮＡ＿Ｌを中性点として機能させる。このとき、電流制御を適切に行えるよう第１スイッチ素子３１１をオフにする。中性点はＧＮＤから電気的に切り離される。その結果、ローサイド側のノードＮＡ＿Ｌの電位はＧＮＤ電位ではなくなり、その電位よりも高い電位となる。換言すると、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのゲートの基準電位は、フローティング状態になる。その状態で、正常時の制御におけるゲート電圧（例えば１２Ｖ）と同じ大きさのゲート電圧をローサイドスイッチ素子に与えた場合、ゲート－ソース間電圧は、正常時の制御のそれと比較して小さくなる。　
ゲート－ソース間電圧が小さくなると、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのソース－ドレイン間のオン抵抗値が大きくなったり、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌが意図せずにオフ状態になったりすることが発生し得る。第１インバータ１００Ａのローサイド側のノードＮＡ＿Ｌを中性点として機能させるためには、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌを適切にオン状態にしておく必要がある。従って、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌに与えられるゲート電圧は、正常時の制御のそれらよりも大きくしておく必要がある。　
上述した問題点を踏まえ、本開示による電力変換装置１０００は、第１駆動回路４４０Ａおよび第２駆動回路４４０Ｂを備える。第２駆動回路４４０Ｂの回路構造および機能は、第１駆動回路４４０Ａのそれらと実質的に同じであるので、以下、第１駆動回路４４０Ａを例に回路構造および機能を主に説明する。　
第１駆動回路４４０Ａは、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子に接続されている。第１駆動回路４４０Ａは、モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で故障が発生したとき、第１インバータ１００ＡにおけるＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌを常時オン状態にするための専用駆動回路である。第１駆動回路４４０Ａにより、第１インバータ１００Ａのローサイド側のノードＮＡ＿Ｌを中性点として適切に機能させることができる。　
第２駆動回路４４０Ｂは、第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子に接続されている。第２駆動回路４４０Ｂは、モータ２００の第２インバータ１００Ｂ側で故障が発生したとき、第２インバータ１００ＢにおけるＳＷ１０１Ｂ＿Ｌ、１０２Ｂ＿Ｌおよび１０３Ｂ＿Ｌを常時オン状態にするための専用駆動回路である。第２駆動回路４４０Ｂにより、第２インバータ１００Ｂのローサイド側のノードＮＢ＿Ｌを中性点として適切に機能させることができる。　
正常時の制御では、ローサイドスイッチ素子のゲート制御信号は、第１プリドライバ４２０ＡからＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌ、１０３Ａ＿Ｌに供給される。異常時の制御では、ゲート制御信号は、第１駆動回路４４０ＡからＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌ、１０３Ａ＿Ｌに供給される。　
第１駆動回路４４０Ａが第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルは、第１プリドライバ４２０Ａがそれらのローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルよりも大きい。本実施形態では、第１駆動回路４４０Ａが第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルは、第１プリドライバ４２０Ａが第１インバータ１００Ａの３個のハイサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルと等しい。そのゲート電圧は、例えば１８Ｖである。　
第２駆動回路４４０Ｂが第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルは、第２プリドライバ４２０Ｂがそれらのローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルよりも大きい。本実施形態では、第２駆動回路４４０Ｂが第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルは、第２プリドライバ４２０Ｂが第２インバータ１００Ｂの３個のハイサイドスイッチ素子に与える制御信号の電圧レベルと等しい。そのゲート電圧は、例えば１８Ｖである。　
第１駆動回路４４０Ａは、第２コントローラ４１０Ｂによって制御される。第２駆動回路４４０Ｂは、第１コントローラ４１０Ａによって制御される。　
モータ２００の第２インバータ１００Ｂ側で故障が発生したとき、第１インバータ１００Ａ側で生成される第１電源電圧が第２駆動回路４４０Ｂに供給される。第１インバータ１００Ａ側で生成される電圧とは、第１周辺回路４００Ａにおいて生成される電源電圧を意味する。例えば、第１電源電圧は、第１プリドライバ４２０Ａにより生成される昇圧電圧ＣＰ＿Ｐｒ１または第１電源回路４３０Ａにより生成される昇圧電圧ＣＰ＿ＰＭ１である。第１電源電圧の大きさは、電源５００の電圧よりも大きく、例えば１８Ｖである。　
第１インバータ１００Ａ側で故障が発生したとき、第２インバータ１００Ｂ側で生成される第２電源電圧が第１駆動回路４４０Ａに供給される。第２インバータ１００Ｂ側で生成される電圧とは、第２周辺回路４００Ｂにおいて生成される電源電圧を意味する。例えば、第２電源電圧は、第２プリドライバ４２０Ｂにより生成される昇圧電圧ＣＰ＿Ｐｒ２または第２電源回路４３０Ｂにより生成される昇圧電圧ＣＰ＿ＰＭ２である。第２電源電圧の大きさは、電源５００の電圧よりも大きく、例えば１８Ｖである。本実施形態では、第１電源電圧の大きさは、第２電源電圧の大きさに等しい。　
第１駆動回路４４０Ａは、モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で故障が発生したとき、第２電源電圧を供給することにより、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与える。第２駆動回路４４０Ｂは、第２インバータ１００Ｂ側で故障が発生したとき、第１電源電圧を供給することにより、第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与える。　
図２Ａは、第１駆動回路４４０Ａの機能ブロックを模式的に示し、図２Ｂは、第２駆動回路４４０Ｂの機能ブロックを模式的に示している。　
第２電源電圧は、電源電圧４４３として第１駆動回路４４０Ａに供給される。第２電源電圧は、例えば昇圧電圧ＣＰ＿ＰＭ２またはＣＰ＿Ｐｒ２である。第１電源電圧は、電源電圧４４３として第２駆動回路４４０Ｂに供給される。第１電源電圧は、例えば昇圧電圧ＣＰ＿ＰＭ１またはＣＰ＿Ｐｒ１である。ローサイドスイッチ素子のゲート－ソース間電圧が耐圧よりも大きくならないよう電源電圧４４３を設定することに留意されたい。　
第１駆動回路４４０Ａおよび第２駆動回路４４０Ｂの各々は、スイッチ４４１および４４２を有する。正常時の制御では、スイッチ４４１および４４２はオフである。　
モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で故障が発生したとき、第２コントローラ４１０Ｂは、第１駆動回路４４０Ａのスイッチ４４１をオンする。これにより、電源電圧４４３が、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子にゲート電圧として与えられる。３個のローサイドスイッチ素子は全てオン状態となり、第１インバータ１００Ａのローサイド側のノードＮＡ＿Ｌを中性点として機能させることができる。　
例えば、電力変換装置１０００に故障が発生した場合、電力変換装置１０００の動作を強制的に停止させてもよい。その場合、第２コントローラ４１０Ｂは、スイッチ４４２をオンする。ＧＮＤ電位がゲート電圧としてローサイドスイッチ素子に与えられるため、３個のローサイドスイッチ素子はオフ状態となる。ただし、スイッチ４４２は、オプションであり、強制的な停止を必要としない場合など、駆動回路になくてもよい。　
図３は、第１周辺回路４００Ａの中の第１駆動回路４４０Ａのブロック構成を模式的に例示している。なお、図３にスイッチ素子３１５を示していない。　
第１駆動回路４４０Ａは、オープンコレクタ出力方式の複数のスイッチ素子１０、１１、１２、１３、２０、２１、２２および２３を備える。図示する例では、スイッチ素子１１
、１２、１３、２０は、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタである。スイッチ素子１０、２１、２２、２３は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。各相のローサイドスイッチ素子を制御するためのゲート制御信号線に、プッシュプル回路が抵抗を介して接続される。スイッチ４４１および４４２は、複数のトランジスタ１０、１１、１２、１３、２０、２１、２２、２３および複数の抵抗の組み合わせによって構成され得る。　
第２コントローラ４１０Ｂがトランジスタ２０をプルすると、トランジスタ２１、２２および２３はプッシュされる。これにより、第１インバータ１００ＡにおけるＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのゲート電位は、ＧＮＤ電位に相当する低レベルとなる。これに対し、第２コントローラ４１０Ｂがトランジスタ１０をプッシュすると、トランジスタ１１、１２および１３はプルされて、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのゲート電位は、電源電圧４６３に相当する高レベルとなる。　
ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのソースとゲートとの間には、抵抗器とダイオードとが並列接続された保護回路３１、３２、３３が接続されている。ＳＷ１０１Ａ＿Ｈ、１０２Ａ＿Ｈおよび１０３Ａ＿Ｈのソースとゲートとの間には、抵抗器とダイオードとが並列接続された保護回路４１、４２、４３が接続されている。　
電力変換装置１０００は、第１および第２保護回路を備えることができる。第１保護回路は、保護回路５１、５２および５３を有する。ＳＷ１０１Ａ＿Ｌのゲートに接続される第１プリドライバ４２０Ａの出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間に、保護回路５１を接続することが好ましい。これと同様に、ＳＷ１０２Ａ＿Ｌのゲートに接続される第１プリドライバ４２０Ａの出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間に、保護回路５２を接続し、ＳＷ１０３Ａ＿Ｌのゲートに接続される第１プリドライバ４２０Ａの出力端子（図示せず）とＧＮＤとの間に、保護回路５３を接続することが好ましい。モータ２００の第２インバータ１００Ｂ側についてもこれと同様に３個の保護回路を有する第２保護回路を設けることが好ましい。　
第１駆動回路４４０Ａから第１インバータ１００Ａに、３個のローサイドスイッチ素子をオンする制御信号が出力されるとき、保護回路５１、５２および５３のそれぞれは、第１プリドライバ４２０Ａに規定値（耐圧）以上の電圧レベルの信号が入力することを抑制する。ここでの耐圧は、例えば、正常時の制御においてＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌ用のゲート制御信号を出力する第１プリドライバ４２０Ａの中の回路素子の耐圧である。　
保護回路５１、５２、５３は、例えばツェナーダイオードである。保護回路５１、５２、５３は、第１駆動回路４４０Ａが出力するゲート制御信号の電圧が、耐圧に近い大きさおよび耐圧以上になったときに機能する。例えば、耐圧が１８Ｖの場合、ゲート制御信号の電圧が１７Ｖ以上になったとき、保護回路５１、５２、５３が機能する。これにより、第１プリドライバ４２０Ａの出力端子に供給される電圧を耐圧未満にすることができる。本実施形態では、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌに、正常時の制御よりも高いゲート電圧を供給する。その高いゲート電圧が意図せずに耐圧以上になったとしても、保護回路５１、５２、５３により第１プリドライバ４２０Ａを保護することができる。　
第１駆動回路４４０Ａによれば、正常時の制御よりも高いゲート電圧をＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌに供給することができる。ゲート電圧を高くすることにより、ソース電位が中性点の電位になったとしても、ゲート－ソース間電圧の低下を抑制することができる。ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌのソース－ドレイン間のオン抵抗値が大きくなることを抑制することができるとともに、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌが意図せずにオフ状態になることを抑制できる。　
電力変換装置１０００は、ＲＯＭ（不図示）を備える。ＲＯＭは、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭは、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂに電力変換装置１０００を制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納している。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。　
以下、電力変換装置１０００の各部品が実装される回路基板（例えばプリント基板）の電源配線および信号配線について特筆すべき点を説明する。　
第１駆動回路４４０Ａには、モータ２００の第２インバータ１００Ｂ側で生成される第２電源電圧が供給される。第２駆動回路４４０Ｂには、モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で生成される第１電源電圧が供給される。そのため、第１電源配線および第２電源配線が回路基板に設けられている。例えば、第１電源配線は、第１プリドライバ４２０Ａまたは第１電源回路４３０Ａから第２駆動回路４４０Ｂに第１電源電圧を供給するための電源配線である。例えば、第２電源配線は、第２プリドライバ４２０Ｂまたは第２電源回路４３０Ｂから第１駆動回路４４０Ａに第２電源電圧を供給するための電源配線である。　
第１駆動回路４４０Ａは、第２コントローラ４１０Ｂによって制御され、第２駆動回路４４０Ｂは、第１コントローラ４１０Ａによって制御される。そのため、第１制御信号線および第２制御信号線が回路基板に設けられている。第１制御信号線は、第１駆動回路４４０Ａと第２コントローラ４１０Ｂとを接続する、第１駆動回路４４０Ａを制御するための信号線である。第２制御信号線は、第２駆動回路４４０Ｂと第１コントローラ４１０Ａとを接続する、第２駆動回路４４０Ｂを制御するための信号線である。　
再び図１を参照する。　
第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂは互いに通信可能に接続されている。このため、その通信を行うための通信用信号線が回路基板に設けられている。第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの間で通信を行うことにより、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの一方は、他方と接続されたインバータ側における故障の発生を監視することができる。　
故障の発生は、例えばウォッチドッグタイマを用いて検知することが可能である。第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの各々は、ウォッチドッグタイマを有する。例えば、第２コントローラ４１０Ｂは、第１インバータ１００Ａ側で発生した故障をウォッチドッグタイマを用いて検知することができる。ハンドシェイク、ポーリングまたは割り込みなどの動作を行うことにより、故障の発生を検知することも可能である。　
例えば、第１コントローラ４１０Ａが、モータ２００の第２インバータ１００Ｂ側における故障を検知したとき、第２駆動回路４４０Ｂに駆動の開始を指示するようにしてもよい。第２駆動回路４４０Ｂは、その駆動の開始の指示に応答して、第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与えることができる。　
例えば、第２コントローラ４１０Ｂが、モータ２００の第１インバータ１００Ａ側における故障を検知したとき、第１駆動回路４４０Ａに駆動の開始を指示するようにしてもよい。第１駆動回路４４０Ａは、その駆動の開始の指示に応答して、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与えることができる。　
このように、コントローラ４１０からの指示に応答して駆動回路を駆動させることにより、故障が発生したときにだけ、駆動回路を適切に駆動させることができる。その結果、駆動回路を常時駆動させることに比べて低消費電力化できる。　
第１コントローラ４１０Ａと第２電源回路４３０Ｂとを互いに通信可能に接続してもよいし、第２コントローラ４１０Ｂと第１電源回路４３０Ａとを互いに通信可能に接続してもよい。このような通信は、例えばＩ２Ｃなどのシリアル通信を用いて実現し得る。これにより、例えば、第１コントローラ４１０Ａが故障した場合でも、第２コントローラ４１０Ｂは、第１電源回路４３０Ａと直接通信を行うことができる。　
第１監視用信号線および第２監視用信号線が回路基板にさらに設けられていてもよい。第１監視用信号線は、第１プリドライバ４２０Ａと第２コントローラ４１０Ｂとを接続する信号線である。第２監視用信号線は、第２プリドライバ４２０Ｂと第１コントローラ４１０Ａとを接続する信号線である。第１監視用信号線によって、第２コントローラ４１０Ｂは第１プリドライバ４２０Ａの故障を監視することができる。第２監視用信号線によって、第１コントローラ４１０Ａは第２プリドライバ４２０Ｂの故障を監視することができる。例えば、このような監視は、プリドライバのステータス、具体的には故障を示すステータス信号をプリドライバからコントローラに定期的に送信することにより実現され得る。　
図４を参照して、本実施形態の変形例を説明する。　
図４は、本実施形態の変形例による電力変換装置１０００のブロック構成例を模式的に示している。　
この変形例による電力変換装置１０００は、第１プリドライバ４２０Ａおよび第２プリドライバ４２０Ｂを備えていない点で図１に示す電力変換装置１０００とは異なる。このとき、第１および第２コントローラ４１０Ａ、４１０Ｂのそれぞれは、プリドライバを内蔵している場合がある。　
モータ駆動には、一般に、インバータのスイッチ素子（パワー素子）を駆動するための大きな電圧および電流が必要とされる。プリドライバは、コントローラからのＰＷＭ制御信号を高電圧および大電流の信号に変換するための回路として用いられる。換言すると、低電圧で駆動可能なモータは、プリドライバを必ずしも必要としない。そのため、プリドライバの機能は、コントローラに実装され得る。本変形例では、第１および第２コントローラ４１０Ａ、４１０Ｂのそれぞれは、プリドライバを内蔵している。　
本開示において、低電圧で駆動可能なモータ２００に電力を供給する電力変換装置１０００において、第１および第２コントローラ４１０Ａ、４１０Ｂのそれぞれは、プリドライバを内蔵し得る。その場合、第１コントローラ４１０Ａは第１インバータ１００Ａを直接制御し、第２コントローラ４１０Ｂは第２インバータ１００Ｂを直接制御することができる。　
本変形例による電力変換装置１０００は、第１昇圧回路４６０Ａおよび第２昇圧回路４６０Ｂをさらに備えている点で図１に示す電力変換装置１０００とはさらに異なる。　
本実施形態では、第１電源電圧を第１プリドライバ４２０Ａおよび第１電源回路４３０Ａによって生成し、第２電源電圧を第２プリドライバ４２０Ｂおよび第２電源回路４３０Ｂによって生成する例を説明した。本変形例による電力変換装置１０００は、第１電源電圧および第２電源電圧を生成する、電源回路およびプリドライバとは異なる昇圧回路を備える。　
第１昇圧回路４６０Ａは、例えば第１コントローラ４１０Ａに接続され得る。第１昇圧回路４６０Ａは、電源５００の電圧を昇圧して第１電源電圧を生成する。第１昇圧回路４６０Ａと同様に、第２昇圧回路４６０Ｂは、例えば第２コントローラ４１０Ｂに接続され得る。第２昇圧回路４６０Ｂは、電源５００の電圧を昇圧して第２電源電圧を生成する。第１電源電圧および第２電源電圧は、例えば１８Ｖである。この変形例では、第１昇圧回路４６０Ａにより生成される電源電圧は、モータの第１インバータ１００Ａ側で生成される第１電源電圧であり、第２昇圧回路４６０Ｂにより生
成される電源電圧は、モータの第２インバータ１００Ｂ側で生成される第２電源電圧である。　
この変形例では、第１昇圧回路４６０Ａから第２駆動回路４４０Ｂに第１電源電圧は供給され、第２昇圧回路４６０Ｂから第１駆動回路４４０Ａに第２電源電圧は供給される。　
〔１－２．電力変換装置１０００の動作〕　先ず、電力変換装置１０００の正常時の制御方法の具体例を説明する。正常時において、電力変換装置１０００、モータ２００の三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３のいずれも故障していない。　
第１コントローラ４１０Ａは、ＳＷ３１１をオンする制御信号を第１サブドライバ４５０Ａに出力する。第２コントローラ４１０Ｂは、ＳＷ３１２をオンする制御信号を第２サブドライバ４５０Ｂに出力する。第１電源回路４３０Ａは、ＳＷ３１３および３１５をオンにする制御信号を出力する。第２電源回路４３０Ｂは、ＳＷ３１４および３１６をオンにする制御信号を出力する。　
ＳＷ３１１、３１２、３１３、３１４、３１５および３１６は全てオン状態となる。電源５００と第１インバータ１００Ａとが電気的に接続され、かつ、電源５００と第２インバータ１００Ｂとが電気的に接続される。また、第１インバータ１００ＡとＧＮＤとが電気的に接続され、かつ、第２インバータ１００ＢとＧＮＤとが電気的に接続される。この接続状態において、第１コントローラ４１０Ａは、第１インバータ１００Ａのスイッチ素子のスイッチング動作を制御し、かつ、第２コントローラ４１０Ｂは、第１コントローラ４１０Ａと同期を取りながら、第２インバータ１００Ｂのスイッチ素子のスイッチング動作を制御する。第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂのスイッチ素子をスイッチングすることにより、三相の巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３を通電してモータ２００を駆動することが可能となる。本明細書において、三相の巻線を通電することを「三相通電制御」と呼ぶ場合がある。　
図５は、三相通電制御に従って電力変換装置１０００を制御したときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各巻線に流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）を例示している。横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。図５の電流波形において、電気角３０°毎に電流値をプロットしている。Ｉｐｋは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。　
表１は、図５の正弦波において電気角毎に、各インバータに流れる電流値を示す。具体的には、表１は、第１インバータ１００ＡのノードＮＡ＿１、ＮＡ＿２およびＮＡ＿３（図１を参照）を流れる、電気角３０°毎の電流値、および、第２インバータ１００ＢのノードＮＢ＿１、ＮＢ＿２およびＮＢ＿３（図１を参照）を流れる、電気角３０°毎の電流値を示す。ここで、第１インバータ１００Ａに対しては、第１インバータ１００Ａから第２インバータ１００Ｂに流れる電流方向を正の方向と定義する。図５に示される電流の向きはこの定義に従う。また、第２インバータ１００Ｂに対しては、第２インバータ１００Ｂから第１インバータ１００Ａに流れる電流方向を正の方向と定義する。従って、第１インバータ１００Ａの電流と第２インバータ１００Ｂの電流との位相差は１８０°となる。表１において、電流値Ｉ１の大きさは〔（３）１／２／２〕＊Ｉｐｋであり、電流値Ｉ２の大きさはＩｐｋ／２である。　
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
図５に示される電流波形において、電流の向きを考慮した三相の巻線に流れる電流の総和は電気角毎に「０」となる。ただし、電力変換装置１０００の回路構成によれば、三相の巻線に流れる電流を独立に制御することができるため、電流の総和が「０」とはならない制御を行うことも可能である。例えば、第１コントローラ４１０Ａは、図５に示される電流波形を得るためのＰＷＭ信号を第１プリドライバ４２０Ａに出力し、かつ、第２コントローラ４１０Ｂは、第１コントローラ１００Ａと同期を取りながら、第２プリドライバ４２０ＢにＰＷＭ信号を出力する。　
次に、第１周辺回路４００Ａにおいて故障が発生した場合を例にして、電力変換装置１０００の異常時の制御方法の具体例を説明する。第２周辺回路４００Ｂにおいて故障が発生した場合も以下で説明する制御方法が適用される。　
一例として、第１周辺回路４００Ａにおいて第１コントローラ４１０Ａが故障した場合を考える。第１コントローラ４１０Ａは故障しているため、第１プリドライバ４２０ＡにＰＷＭ信号を出力することができない。その結果、第１プリドライバ４２０Ａおよび第１インバータ１００Ａは故障していないものの、正常時の制御による三相通電制御は不可能となる。　
第２コントローラ４１０Ｂは、第１コントローラ４１０Ａの故障を例えばウォッチドッグタイマを用いて検知すると、モータ２００の制御を正常時の制御から異常時の制御に切替える。第２コントローラ４１０Ｂは、第１駆動回路４４０Ａに駆動の開始を指示する。第１駆動回路４４０Ａには、第２プリドライバ４２０Ｂまたは第２電源回路４３０から第２電源電圧が供給されている。この状態で、第１駆動回路４４０Ａは、その駆動の開始の指示に応答して、第１インバータ１００ＡのＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌをオンにする制御信号をそれらに与える。その結果、ＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌは常時オン状態となり、第１インバータ１００Ａのローサイド側のノードＮＡ＿Ｌは中性点として機能することができる。このとき、第１インバータ１００ＡのＳＷ１０１Ａ＿Ｈ、１０２Ａ＿Ｈおよび１０３Ａ＿Ｈはオフ状態である。　
スイッチ素子３１３および３１５はオン状態であってもオフ状態であっても構わないが、オフ状態であることが好ましい。　
図６は、図５に示す電流波形の電気角２７０°において２つのインバータに流れる電流の様子を例示している。　
第２コントローラ４１０Ｂは、第２プリドライバ４２０ＢにＰＷＭ信号を出力することにより、第１インバータ１００Ａの中性点を用いて三相通電制御を継続することができる。例えば、第２コントローラ４１０Ｂは、図５に示される電流波形を得るためのＰＷＭ信号を第２インバータ１００Ｂのスイッチ素子に出力することにより、巻線Ｍ１、Ｍ２およびＭ３を通電することができる。　
本実施形態によれば、第１コントローラ４１０Ａが故障したとしても、第１駆動回路４４０Ａは、故障していない第２コントローラ４１０Ｂによって制御を受けるため、中性点を用いた三相通電制御を継続することが可能となる。　
他の一例として、第１周辺回路４００Ａにおいて第１電源回路４３０Ａが故障した場合を考える。第１電源回路４３０Ａは故障しているため、第１コントローラ４１０Ａおよび第１プリドライバ４２０Ａに電源電圧は供給されない。その結果、第１コントローラ４１０Ａおよび第１プリドライバ４２０Ａは動作不可能となる。第１インバータ１００Ａは故障していないものの、正常時の制御による三相通電制御は不可能となる。　
第２コントローラ４１０Ｂは、第１電源回路４３０Ａの故障を検知すると、第１駆動回路４４０Ａに駆動の開始を指示する。第１駆動回路４４０Ａには、第２プリドライバ４２０Ｂまたは第２電源回路４３０Ｂから第２電源電圧が供給されているため、第１電源回路４３０Ａの故障は第１駆動回路４４０Ａに影響しない。この状態で、第１駆動回路４４０Ａは、その駆動の開始の指示に応答して、第１インバータ１００ＡのＳＷ１０１Ａ＿Ｈ、１０２Ａ＿Ｈおよび１０３Ａ＿Ｈをオンにする制御信号をそれらに与える。　
本実施形態によれば、第１電源回路４３０Ａが故障したとしても、第１駆動回路４４０Ａには第２電源電圧が供給され、かつ、第１駆動回路４４０Ａは、故障していない第２コントローラ４１０Ｂによって制御を受けるため、中性点を用いた三相通電制御を継続することが可能となる。　
他の一例として、第１周辺回路４００Ａにおいて第１プリドライバ４２０Ａが故障した場合を考える。第１プリドライバ４２０Ａは故障しているため、第１インバータ１００Ａは故障していないものの、正常時の制御による三相通電制御は不可能となる。　
第２コントローラ４１０Ｂは、第１プリドライバ４２０Ａの故障を検知すると、第１駆動回路４４０Ａに駆動の開始を指示する。第１駆動回路４４０Ａには、第２プリドライバ４２０Ｂまたは第２電源回路４３０Ｂから第２電源電圧が供給されているため、第１プリドライバ４２０Ａの故障は第１駆動回路４４０Ａに影響しない。この状態で、第１駆動回路４４０Ａは、その駆動の開始の指示に応答して、第１インバータ１００ＡのＳＷ１０１Ａ＿Ｌ、１０２Ａ＿Ｌおよび１０３Ａ＿Ｌをオンにする制御信号をそれらに与える。なお、第１コントローラ４１０Ａは故障しておらず、電源電圧が供給されると動作可能となるため、第１サブドライバ４５０Ａを制御することが可能である。　
本実施形態によれば、第１プリドライバ４２０Ａが故障したとしても、第１駆動回路４４０Ａには第２電源電圧が供給され、かつ、第１駆動回路４４０Ａは、故障していない第２コントローラ４１０Ｂによって制御を受けるため、中性点を用いた三相通電制御を継続することが可能となる。　
（実施形態２）　図７は、本実施形態によるモータモジュール２０００Ａのブロック構成を模式的に示し、主として電力変換装置１０００Ａのブロック構成を模式的に示している。図８は、駆動回路４４０およびその周辺の機能ブロックを模式的に示している。　
電力変換装置１０００Ａは、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂに共通の駆動回路４４０を備えている点で第１実施形態による電力変換装置１０００とは異なる。以下、第１実施形態との差異点を主に説明する。　
電力変換装置１０００Ａは、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂに共通の駆動回路４４０、第１スイッチ９００および第２スイッチ９１０を備える。　
駆動回路４４０は、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子および第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子に接続されている。駆動回路４４０は、モータ２００の第１インバータ１００Ａ側で故障が発生したとき、第２電源電圧を供給することにより、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与え、かつ、第２インバータ１００Ｂ側で故障が発生したとき、第１電源電圧を供給することにより、第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号をそれらのローサイドスイッチ素子に与える。　
駆動回路４４０は、実施形態１による第１駆動回路４４０Ａまたは第２駆動回路４４０Ｂと同様に、スイッチ４４１および４４２を備え、オープンコレクタ出力方式の複数のトランジスタおよび複数の抵抗から構成され得る。駆動回路４４０は、第１コントローラ４１０Ａまたは第２コントローラ４１０Ｂによって制御される。　
例えば、第１インバータ１００Ａ側で、つまり、第１周辺回路４００Ａ内で故障が発生した場合を考える。第２コントローラ１００Ｂは、第１インバータ１００Ａとの通信によりその故障を検知すると、駆動回路４４０の制御を開始する。　
第１スイッチ９００は、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの制御の下で、駆動回路４４０に電源電圧４４３として第１電源電圧を供給することと、駆動回路４４０に電源電圧４４３として第２電源電圧を供給することとを切替える。第２コントローラ４１０Ｂは、第１インバータ１００Ａとの通信によりその故障を検知すると、第１スイッチ９００を制御し、駆動回路４４０に電源電圧４４３として第２電源電圧を供給することを決定す
る。　
第２スイッチ９１０は、駆動回路４４０から第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子に駆動回路４４０の出力を供給することと、駆動回路４４０から第２インバータ１００Ｂの３個のローサイドスイッチ素子にその出力を供給することを、第１コントローラ４１０Ａおよび第２コントローラ４１０Ｂの制御を受けて切替える。第２コントローラ１００Ｂは、第１インバータ１００Ａとの通信によりその故障を検知すると、第２スイッチ９１０を制御し、第１インバータ１００Ａの３個のローサイドスイッチ素子に駆動回路４４０の出力を供給することを決定する。　
本実施形態によると、実施形態１と同様に、第１周辺回路４００Ａまたは第２周辺回路４００Ｂに故障が発生した場合でも、いずれか一方のインバータにおける中性点を用いた三相通電制御を継続することが可能となる。さらに、第１インバータ１００Ａおよび第２インバータ１００Ｂに共通の駆動回路４４０を用いるため、回路面積およびコストの面で有利である。　
駆動回路４４０は、実施形態１による、第１駆動回路４４０Ａおよび第２駆動回路４４０Ｂを１チップ化した集積回路などでもよい。このような回路形態も本開示の範疇である。　
（実施形態３）　図９は、本実施形態による電動パワーステアリング装置３０００の典型的な構成を模式的に示す。　
自動車等の車両は一般に、電動パワーステアリング（ＥＰＳ）装置を有する。本実施形態による電動パワーステアリング装置３０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。電動パワーステアリング装置３０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。　
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。　
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。　
ＥＣＵ５４２は、例えば、実施形態１による第１周辺回路４００Ａおよび第２周辺回路４００Ｂを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。電動パワーステアリング装置３０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ駆動ユニットが構築される。そのユニットに、実施形態１および２によるモータモジュール２０００、２０００Ａを好適に用いることができる。
本開示の実施形態は、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリング装置などの、各種モータを備える多様な機器に幅広く利用され得る。
１００Ａ　　：第１インバータ　　１００Ｂ　　：第２インバータ　　２００　　　：モータ　　３１１、３１２、３１３、３１４、３１５、３１６　　：スイッチ素子　　４００Ａ　　：第１周辺回路　　４００Ｂ　　：第２周辺回路　　４１０Ａ　　：第１コントローラ　　４１０Ｂ　　：第２コントローラ　　４２０Ａ　　：第１プリドライバ　　４２０Ｂ　　：第２プリドライバ　　４３０Ａ　　：第１電源回路　　４３０Ｂ　　：第２電源回路　　４４０Ａ　　：第１駆動回路　　４４０Ｂ　　；第２駆動回路　　４５０Ａ　　：第１サブドライバ　　４５０Ｂ　　：第２サブドライバ　　４６０Ａ　　：第１昇圧回路　　４６０Ｂ　　：第２昇圧回路　　１０００、１０００Ａ　　：電力変換装置　　２０００、２０００Ａ　　：モータモジュール　　３０００　　：電動パワーステアリング装置

Claims (23)

  1. 電源からの電力を、ｎ相（ｎは３以上の整数）の巻線を有するモータに供給する電力に変換する電力変換装置であって、

    　前記モータの各相の巻線の一端に接続される第１インバータであって、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有するｎ個のレグを備える第１インバータと、

    　前記各相の巻線の他端に接続される第２インバータであって、各々がローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有するｎ個のレグを備える第２インバータと、

    　前記第１インバータにおけるｎ個のローサイドスイッチ素子およびｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する第１制御回路と、

    　前記第２インバータにおけるｎ個のローサイドスイッチ素子およびｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する第２制御回路と、

    　前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に接続された駆動回路であって、

    　　前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したとき、前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与え、

    　　前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したとき、前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与える駆動回路と、を備え、

    　前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したとき、前記モータの前記第１インバータ側で生成される第１電源電圧が前記駆動回路に供給され、かつ、前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したとき、前記モータの前記第２インバータ側で生成される第２電源電圧が前記駆動回路に供給される、電力変換装置。
  2. 前記駆動回路は、

    　前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に接続され、かつ、前記モータの前記第１インバータ側で故障が発生したとき、前記第２電源電圧を供給することにより、前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする前記制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与える第１駆動回路と、

    　前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に接続され、かつ、前記モータの前記第２インバータ側で故障が発生したとき、前記第１電源電圧を供給することにより、前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする前記制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与える第２駆動回路と、

    を備える、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１駆動回路は、前記第２制御回路によって制御され、前記第２駆動回路は、前記第１制御回路によって制御される、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記第１インバータにおける前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記ｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を前記第１制御回路の制御の下で生成し、前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記ｎ個のハイサイドスイッチ素子に与える第１プリドライバと、

    　前記第２インバータにおける前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記ｎ個のハイサイドスイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号を前記第２制御回路の制御の下で生成し、前記ｎ個のローサイドスイッチ素子および前記ｎ個のハイサイドスイッチ素子に与える第２プリドライバと、

    をさらに備える、請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１制御回路および前記第１プリドライバに電源電圧を供給する第１電源回路と、

    　前記第２制御回路および前記第２プリドライバに電源電圧を供給する第２電源回路と、

    をさらに備え、

    　前記第１電源回路および前記第１プリドライバの少なくとも１つは、前記電源の電圧よりも大きい前記第１電源電圧を生成し、前記第２電源回路および前記第２プリドライバの少なくとも１つは、前記電源の電圧よりも大きい前記第２電源電圧を生成し、

    　前記第１電源回路または前記第１プリドライバから前記第２駆動回路に前記第１電源電圧は供給され、前記第２電源回路または前記第２プリドライバから前記第１駆動回路に前記第２電源電圧は供給される、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１駆動回路と前記第２制御回路とを接続する、前記第１駆動回路を制御するための第１制御信号線と、

    　前記第２駆動回路と前記第１制御回路とを接続する、前記第２駆動回路を制御するための第２制御信号線と、

    　前記第１電源回路または前記第１プリドライバから前記第２駆動回路に前記第１電源電圧を供給するための第１電源配線と、

    　前記第２電源回路または前記第２プリドライバから前記第１駆動回路に前記第２電源電圧を供給するための第２電源配線と、

    をさらに備える、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記電源の電圧を昇圧して前記第１電源電圧を生成する第１昇圧回路と、

    　前記電源の電圧を昇圧して前記第２電源電圧を生成する第２昇圧回路と、をさらに備え、

    　前記第１昇圧回路から前記第２駆動回路に前記第１電源電圧は供給され、前記第２昇圧回路から前記第１駆動回路に前記第２電源電圧は供給される、請求項４に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１電源電圧の大きさは、前記第２電源電圧の大きさに等しい、請求項１から７のいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 前記第１制御回路および前記第２制御回路は互いに通信可能に接続されている、請求項１から８のいずれかに記載の電力変換装置。
  10. 前記第１制御回路および前記第２制御回路の間で通信を行うことにより、前記第１制御回路および前記第２制御回路の一方は、他方と接続されたインバータ側における故障の発生を監視する、請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 前記第１制御回路および前記第２制御回路の各々は、ウォッチドッグタイマを有し、

    　前記第１制御回路および前記第２制御回路の一方は、他方と接続されたインバータ側における故障の発生を前記ウォッチドッグタイマを用いて監視する、請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 前記第１制御回路が、前記モータの前記第２インバータ側における故障を検知したとき、前記第２駆動回路に駆動の開始を指示し、前記第２駆動回路は、前記駆動の開始の指示に応答して、前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする前記制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与え、

    　前記第２制御回路が、前記モータの前記第１インバータ側における故障を検知したとき、前記第１駆動回路に駆動の開始を指示し、前記第１駆動回路は、前記駆動の開始の指示に応答して、前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンにする前記制御信号を前記ｎ個のローサイドスイッチ素子に与える、請求項９から１１のいずれかに記載の電力変換装置。
  13. 前記第１制御回路および前記第２電源回路は互いに通信可能に接続され、前記第２制御回路および前記第１電源回路は互いに通信可能に接続されている、請求項５から８のいずれかに記載の電力変換装置。
  14. 前記第１プリドライバと前記第２制御回路とを接続する、前記第１プリドライバの故障を監視するための第１監視用信号線と、

    　前記第２プリドライバと前記第１制御回路とを接続する、前記第２プリドライバの故障を監視するための第２監視用信号線と、

    をさらに備える、請求項４から８のいずれかに記載の電力変換装置。
  15. 前記第１インバータとグランドとの接続・非接続を切替える第１スイッチ素子と、

    　前記第２インバータと前記グランドとの接続・非接続を切替える第２スイッチ素子と、

    　前記第１インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第３スイッチ素子と、

    　前記第２インバータと前記電源との接続・非接続を切替える第４スイッチ素子と、をさらに備える、請求項１から１４のいずれかに記載の電力変換装置。
  16. 前記第１駆動回路が前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルは、前記第１プリドライバが前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルよりも大きく、

    　前記第２駆動回路が前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルは、前記第２プリドライバが前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルよりも大きい、請求項４、５、６、７、８、１３、１４のいずれかに記載の電力変換装置。
  17. 前記第１駆動回路が前記第１インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルは、前記第１プリドライバが前記第１インバータの前記ｎ個のハイサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルと等しく、

    　前記第２駆動回路が前記第２インバータの前記ｎ個のローサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルは、前記第２プリドライバが前記第２インバータの前記ｎ個のハイサイドスイッチに与える制御信号の電圧レベルと等しい、請求項４、５、６、７、８、１３、１４のいずれかに記載の電力変換装置。
  18. 前記第１駆動回路および前記第２駆動回路の各々は、オープンコレクタ出力方式の複数のトランジスタを備える、請求項１６または１７に記載の電力変換装置。
  19. 前記第１駆動回路から前記第１インバータに、前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンする制御信号が出力されるときに、前記第１プリドライバに規定値以上の電圧レベルの信号が入力することを抑制する第１保護回路と、

    　前記第２駆動回路から前記第２インバータに、前記ｎ個のローサイドスイッチ素子をオンする制御信号が出力されるときに、前記第２プリドライバに規定値以上の電圧レベルの信号が入力することを抑制する第２保護回路と、

    をさらに備える、請求項１６から１８のいずれかに記載の電力変換装置。
  20. 前記第１保護回路および前記第２保護回路の各々は、ツェナーダイオードを備える、請求項１９に記載の電力変換装置。
  21. 前記駆動回路に前記第１電源電圧を供給することと、前記駆動回路に前記第２電源電圧を供給することとを、前記第１制御回路および前記第２制御回路の制御の下で切替えるスイッチをさらに備える、請求項１に記載の電力変換装置。
  22. 前記モータと、

    　請求項１から２１のいずれかに記載の電力変換装置と、を備える、モータモジュール。
  23. 請求項２２に記載のモータモジュールを備える電動パワーステアリング装置。
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