CN101496287A - 在多标准多频率合成器中的持续增益补偿和快速频带选择 - Google Patents

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Abstract

提供了一种能够高速、低功率、宽带操作的频率合成器，包括增益补偿的方法和快速压控振荡器(VCO)频带校准的方法。另外，所述频率合成器可以包括两个或更多个可切换的独立环路滤波器以便于宽带操作。这种频率合成器可以在许多应用中使用，在一个例子中，可以具体适用于多频带、多标准发射机或无线电收发机。

Description

在多标准多频率合成器中的持续增益补偿和快速频带选择
技术领域
本发明在于一种包括增益补偿和操作频带选择及校准的宽带、低功率频率合成器。
背景技术
在无线发射机中，频率合成器的典型应用是提供本地振荡器信号(LO)到混频器，该混频器转而用于将已调制数据向上转换至适于通过天线传输的较高射频(RF)信号。如果例如对于全球移动通信系统(GSM)标准，使用包络恒定调制，则频率合成器的输出可以直接被调制以在压控振荡器(VCO)输出上叠加已调制数据。参考图1，这里说明了在锁相环中包括VCO 102的常规频率合成器100。锁相环包括可编程分频器110、相位检测器112(该相位检测器112也在线路(line)114上接收参考频率)、电荷泵116和环路滤波器118。如图1所示，VCO 102的输出通过放大器120被回馈到环路中。一种用于在频率合成器的输出端处直接调制VCO 102的方法和设备以通过所谓的∑-Δ(Sigma-Delta)调制器104提供数据调制路径。通过用在线路108上进入调制器的恒定频率控制字来总和合适地格式化和时钟化的信号(在线路106上进入∑-Δ调制器)，数据信号可以被叠加到最终的频率合成器的输出上。
该方法的问题在于数据通过锁相环的低通频率响应动态而在频域形成。如果数据信号的带宽大于环路的低通带宽，则数据信号将不合需要的被形成或失真。为了补偿这种失真，在线路106(数据路径1)上施加到∑-Δ调制器的相同的数据信号可以被用于通过第二数据路径用高通滤波器响应来调制压控振荡器。来自两个路径的数据信号叠加到频率合成器的输出上可以随后在频率合成器的输出端口处产生数据的平坦(flat)响应。使用两种数据路径来调制频率合成器的输出的方法和设备被称作两点(Two-Point)调制。
参见图1，在线路106上即通过数据路径1进入频率合成器的数据是数字格式的。在线路122上即通过数据路径2进入系统的数据也可以是以数字信号的形式。因此，数摸转换器124可以与数据路径2串行放置以便输入模拟信号到VCO 102。另外，具有可变增益G的放大器126也可以在数模转换器124和VCO 102之间的路径中放置，如图1所示。可以看出为了调制频率合成器的输出以维持平坦(即不失真)的数据的整体频率响应，可变增益G必须满足以下需求：G＝Fref/Kv2。这里参考频率Fref的值(在线路114上输入到频率合成器)由系统设计确定，因而是已知量。然而，至VCO的辅助端口的增益值Kv2(以MHz/V为单位)是可能经历由于例如温度和供应电压的波动之类的电路运行条件改变而造成的变化的量。
通常，用于补偿两点调制器的增益Kv2的变化的传统方法包括了具有周期性更新的数字测量和校准。然而，由于这一过程对于频率合成器的实际操作是有破坏性的，并且在每一校准步骤之后都需要相位锁定，这样的方法则可能受到允许系统校准更新的时间所强加的限制。Arnold等人的题为“Lownoise frequency synthesizer using half integer dividers and analog gaincompensation”的美国专利No.5,307,071中给出了增益补偿的方法的一个例子，此篇专利作为参考结合于此。Nilsson的题为“Trimming of a two pointphase modulator”的美国专利No.6,700,447中给出了增益补偿方法的另一个例子，此篇专利也作为参考结合于此。这些例子依赖于外部校准序列的引入，并且因此受到这样的主要缺陷，即校准序列可能将噪声或频率刺激(spur)引入到频率合成器中，因此严重降低了系统性能。
除了增益补偿，频率校准是另一重要的考虑。传统的频率校准方法具有以下缺点，即它们花费太长的时间来达到合适的频带的最终选择，尤其在频带的数量接近32或者甚至64时(对应于5或6位VCO频带控制)。传统频率校准方法的一个例子是连续近似方法，该方法使用如图2所示的竞争(race)计数器。在这个例子中，在锁相环配置中使用的VCO 102通过用具有分频比N的频率分频器110进行分频并将结果与Fref比较而被锁定到特定的参考频率Fref。如图2所示，相同的VCO 102和可编程分频器110可以在开环方式中使用以将接收被分频的VCO信号的计数器128的结果和在线路132上接收参考频率信号的等同计数器130的结果进行比较。每一计数器128，130分别对被分频的VCO信号和参考频率Fref的脉冲进行计数，并且结果由竞争逻辑电路134进行比较。方法如下：完成其计数的第一计数器被用作参考频率(Fref)或被分频的VCO频率(Fvco/N)中频率较高的一者的指示器。如果被分频的VCO频率(Fvco/N)较高，则指示VCO 102需要被设置成较低的频带。相应地，VCO频带可以被设置成新的值，并且重复计数比较。使用用于通过VCO频带搜索来发现合适频带的连续近似算法来重复这一过程，在所述合适频带中可以发现所需VCO频率(N*Fref)。一旦发现合适频带，则VCO 102可以被设置以用于锁相环成功地获取具有参考频率的锁定。
在竞争计数器系统中，计数器的大小是最终频带决定需要的所需准确度的函数。接着，所需准确度是频带之间的重叠量的函数。例如，如果需要500kHz的频率准确度Faccuracy，则可以看出计数器值M由以下等式控制：
Faccuracy＝Fref/(M-1)                                     (1)
因此，对于50MHz的参考频率，需要的计数值是105。对50MHz信号的105个周期进行计数花费2.1μs。因而对六位频带选择方案的每一位执行这一过程将需要12.6μs。
发明内容
本发明的各方面和实施方式涉及一种频率合成器，包括增益补偿方法、快速压控振荡器(VCO)频带校准方法，以及所述频率合成器能够进行高速、宽带操作。这种频率合成器可以在许多应用中使用，在一个实例中，可以特别适用于多频带多标准发射机或无线电收发机。
在一种实施方式中，提供了一种用于两点调制频率合成器中的持续增益补偿的方法，该方法可以不涉及额外的校准序列，并且具有这样的优点，即用于持续补偿第二数据路径的增益所需要的所有信息可能已经在系统中存在。在另一种实施方式中，提供一种用于VCO频带校准的方法，该方法可以通过使用对于哪些频带应该被用于哪些频率的预定初始设置使锁定时间减少为一半(与上面讨论的12.6μs相比较)。在又一实施方式中，提供了一种包括具有较宽范围的可编程分频比的可编程分频器的频率合成器。可编程分频器能够通过直接与VCO交互，而以较高的频率和较低的功率操作。在一个例子中，源耦合逻辑(source-coupled logic)方法可以用于分频器单元的级联链的设计，该设计可允许使用低功率电源。这些特征便于灵活(能够为宽范围的通信标准综合本地振荡器载波频率)、高效、快速的频率合成器的设计，
根据一种实施方式，一种在频率合成器中进行压控振荡器频带校准的方法可以包括以下动作：基于操作中心频率所位于的期望频带将频带选择控制信号的值设置成初始设置；反复调整所述频带选择控制信号的值以搜索一个高于初始设置的频带设置和一个低于初始设置的频带设置，直到确定出操作中心频率所位于的操作频带的合适设置；以及将所述频带选择控制信号的值设置成所述合适设置以将压控振荡器的谐振频率调谐到所述操作频带中。该方法还包括将所述压控振荡器的谐振频率精调谐至所述操作中心频率的动作。在一个实例中，设置所述频带选择控制信号的值的行为可以包括设置数字控制信号的位模式(bit pattern)以控制多个开关来激活相对应的多个电容中的所选择的电容，从而使得所述压控振荡器的谐振频率在所述操作频带中。在另一个实例中，精调谐的动作可以包括调整可变电容的控制电压以将所述压控振荡器的谐振频率精确调谐至所述操作中心频率。此外，反复调整所述频带选择控制信号的值的动作可以包括使用竞争计数器电路来将所述压控振荡器的谐振频率的测量版(scaled vesion)与参考频率进行比较。
另一种实施方式涉及一种压控振荡器，包括多个可切换调谐电路，联合提供产生压控振荡器的谐振频率的谐振电路；以及控制器，适用于提供用于控制将所述多个可切换调谐电路接入和不接入(switching in and out)所述谐振电路的数字频带控制信号以选择初始谐振频带设置。所述控制器还适用于反复调整所述频带选择控制信号的值以搜索一个高于初始谐振频带的频带设置和一个低于初始谐振频带的频带设置，直到确定出数字频带控制信号的合适值以选择包括所述压控振荡器的所需操作中心频率的所述谐振电路的操作频带。在一个实例中，多个可切换调谐电路可以包括多个可切换电容。在另一实例中，数字频带控制信号可以包括多个位，并且控制器适用于设置所述数字频带控制信号的位模式以控制多个开关来激活多个可切换电容中的所选择的电容，从而使得所述压控振荡器的谐振频率在所述操作频带中。该压控振荡器还包括精调谐耦合到多个可切换调谐电路和控制器的电路，并且所述控制器还适用于提供精调谐信号到精调谐电路以将压控振荡器的谐振频率精调谐至所需操作中心频率。在另一实例中，所述精调谐电路包括至少一个可变电容，并且所述控制器适用于调整至少一个可变电容的控制电压以将所述压控振荡器的谐振频率精调谐至所需操作中心频率。
根据另一实施方式，一种可编程两点频率合成器结构可以包括：压控振荡器，具有第一端口、第二端口和输出端；可编程分频器，耦合到所述压控振荡器的输出端并适用于接收数据信号；相位检测器，具有耦合到所述可编程分频器的第一输入端和适用于接收参考频率的第二输入端，所述相位检测器适用于基于参考频率和从所述可编程分频器接收到的信号的组合来产生环路信号；第一环路滤波器，在所述相位检测器的输出端和所述压控振荡器的第一端口之间耦合以提供包括压控振荡器、可编程分频器、相位检测器和第一环路滤波器的锁相环；可变增益放大器，具有耦合到所述压控振荡器的第二端口的输出端，适用于接收所述数据信号的输入端，和控制端口；以及相关取消电路(correlation canceling circuit)，耦合到可变增益放大器的控制端口并且适用于接收所述数据信号和环路信号。所述相关取消电路适用于基于所述数据信号和所述环路信号来产生控制信号，并且将所述控制信号施加到可变增益放大器的控制端口；以及所述控制信号可以被选择以持续调整可变增益放大器的增益从而使得由所述可编程分频器分频的压控振荡器的输出信号实质上等于所述参考频率。在一个实例中，该可编程两点频率合成器还包括：第二环路滤波器，与并联耦合到所述相位检测器的输出端和压控振荡器的第一端口之间的第一环路滤波器；第一开关，耦合到所述第一环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第一环路滤波器；以及第二开关，耦合到所述第二环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第二环路滤波器；并且所述可编程两点频率合成器可以被配置成选择性地激活所述第一开关和第二开关以使得第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。
一种频率合成器的实施方式可以包括：压控振荡器，在锁相环配置中与可编程分频器和电荷泵耦合；第一环路滤波器，耦合在所述电荷泵的输出端和所述压控振荡器的输入端之间；第二环路滤波器，与在所述电荷泵的输出端和所述压控振荡器的输入端之间的第一环路滤波器并联耦合；第一开关，耦合到所述第一环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第一环路滤波器；以及第二开关，耦合到所述第二环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第二环路滤波器。所述频率合成器被配置成选择性地激活所述第一开关和第二开关以使得第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。在一个实例中，所述第一开关和第二开关可以是MOS开关。在另一个实例中，选择施加到所述第一开关的门级的控制电压的值以打开第一开关，由此从所述锁相环中解耦合(decouple)所述第一环路滤波器。在另一个实例中，该频率合成器还包括与所述第一环路滤波器和第二环路滤波器并联耦合的至少一个附加环路滤波器；以及相对应的至少一个附加开关，该至少一个附加开关耦合到至少一个附加环路滤波器并且可操作用于从所述锁相环中连接和断开连接所述至少一个附加环路滤波器。所述第一环路滤波器包括被选择和配置以实现预定的传递功能的电阻和电容的组合。另外，在一个实例中，所述可编程分频器被直接耦合到所述压控振荡器的输出端。所述可编程分频器包括多个级联的小数-N(fractional-N)分频器单元；其中数字控制信号被施加到所述多个级联的小数-N分频器单元中的每一个以激活多个级联的小数-N分频器单元中的所选择的小数-N分频器单元，从而设置可编程分频器的分频比。
根据另一种实施方式，提供了一种控制频率合成器的操作频率的方法。该方法可以包括以下动作：使用包括第一环路滤波器和第二环路滤波器的锁相环来产生谐振频率；提供用于控制将所述第一环路滤波器和第二环路滤波器接入和不接入所述锁相环的选择信号；以及调整所述选择信号以基于谐振频率来控制所述第一环路滤波器和第二环路滤波器的切换，以便所述第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。
在另一实施方式中，一种包括串联耦合到一起的多个小数-N分频器单元的可编程小数-N(fractional-N)分频器，多个小数-N分频器单元中的每一个小数-N分频器单元具有适用于接收数字控制信号的控制端口；其中所述数字控制信号激活和去激活所述多个小数-N分频器块中所选择的小数-N分频器块，以便设置所述可编程小数-N分频器的分频比。多个分频器单元中的每一个包括耦合到数字组件的触发器。在一个实例中，所述数字组件包括至少一个与门。
附图说明
下面结合附图详细描述了各种实施方式和各个方面。需要注意的是随后的附图并不意在限制附图所示。在附图中，在不同附图中描述的每一个相同的或者近似相同的组件由相似的数字代表。为了清楚的目的，并未在每一附图中都列出每一个组件。在附图中：
图1是使用两点调制的频率合成器的框图；
图2是传统的竞争计数器频带校准电路的框图；
图3是根据本发明的实施方式的包括两点调制的频率合成器的一个实例的框图；
图4是说明根据本发明的实施方式的压控振荡器实施的一个实例的示意图；
图5是说明压控振荡器调谐频带的实例图；
图6是说明由于改变操作条件图5中的VCO频带偏移的示意图；
图7是根据本发明的实施方式的修改的竞争计数器电路的框图；
图8是根据本发明的另一实施方式的包括一系列级联的分频器的可编程分频器结构的一个实例的框图；
图9是根据本发明的另一实施方式的图8中的分频器之一的数字逻辑实现的逻辑电路图；
图10是图9中所示的逻辑电路的电路实现的一个实例的电路图；以及
图11是根据本发明的另一实施方式的包括多个可切换环路滤波器的频率合成器的一个实例的电路图。
具体实施方式
根据本发明的各个方面和实施方式，提供了一种能够进行宽带操作的频率合成器，该频率合成器可以包括不需要外部校准序列的增益补偿方法，以及快速VCO频带选择方法。为有助于宽带操作，频率合成器的实施方式可以包括允许频率合成器能适合带宽上的重大变化的可切换独立环路滤波器。此外，公开了增益补偿和VCO频带选择的方法，以及可以在根据本发明的频率合成器的实施方式中使用的快速、宽带可编程分频器配置。
需要注意的是本发明并不将其应用限制于下面的描述或者在附图中说明的组件结构和排列的细节。本发明可以是其他的实施方式，或者以各种方式实现或执行，并且本发明不限于所呈现的实例，除非在权利要求中特别指出。另外，需要注意的是这里使用的短语和术语仅是为了说明目的，而不应该被视为限制。使用的词语“包括”、“包含”、“具有”、“容纳”以及“涉及”或者其任何变化，意味着包括此后列出的项及其对等物以及附加项。
参考图3，说明了根据本发明的一个实施方式的使用两点调制和持续增益校准电路的频率合成器的一个实例的框图。频率合成器136包括在锁相环配置中的压控振荡器(VCO)138。环路包括可编程小数-N分频器140、相位检测器142、电荷泵144和环路滤波器146。此外，VCO 138的输出可以在被反馈到可编程分频器140之前由放大器148放大。参考频率在线路152上被反馈锁相环。
在一种实施方式中，频率合成器还包括用于将数据信号(包括将被发送的数据)调制到由频率合成器产生的载波频率上的∑-Δ调制器150。由频率合成器产生的载波信号，这里在线路154上被称作Fvco，该载波信号可以经由提供用于通过∑-Δ调制器150的数据调制的路径而被直接调制。通过用在线路160上提供的恒定频率控制字对(在加法器156或者∑-Δ调制器自身中)在线路158上(称作数据路径1)被恰当地格式化或时钟化的数据进行总和，数据信号可以在频率合成器输出端处被叠加到载波信号上。这可能具有是相对简单的调制方法的益处，这可减少例如发射机的总体复杂性(通过减少组件单元的数量)，在该发射机中可使用频率合成器。较少的组件可以减小装置的总体功率消耗，这也是所期望的。也可以由例如耦合到频率合成器的微控制器(未图示)提供频率控制字。
根据一种实施方式，频率合成器可以使用两点调制，其中相同的数据信号经由第二数据路径(数据路径2)也被反馈到VCO 138。线路162上的数字数据信号可以通过数模转换器164以被转换成模拟信号，该模拟信号可以经由可变增益放大器166而被反馈到VCO 138。如上所讨论的，通过使用两个数据路径，一个具有低通滤波器响应(即通过锁相环的环路滤波器146的路径)以及第二路径具有高通滤波器响应(数据路径2)，来自两个数据路径的信号被叠加到由频率合成器产生的载波信号上，则可以引起对于在频率合成器输出端处的载波信号上的已调制数据的平坦的宽带响应。为了数据调制载波频率的总体频率响应保持平坦(即不失真)，可变增益放大器的可变增益G应该满足以下需求：G＝Fref/Kv2，其中Kv2是在数据路径2中的辅助VCO端口170的增益值(以MHz/V为单位)。Kv2是可能经历由于电路操作条件改变而引起的变化的量，所述电路操作条件改变例如温度波动和供应电压的波动之类的。因此在任何这种变化下G的值持续追随Kv2将是所期望的。
根据本发明的一种实施方式，提供了一种频率合成器，该频率合成器可不涉及外部的校准序列，并且具有用于持续调整数据路径2的增益的所有必要信息已经在系统中呈现的优点。在理想的系统条件下，其中增益G被精确校准，如上所讨论的，在两个数据路径中都引入数据信号，可能造成在主要VCO控制端口172处具有增益设置Kv1的信号，该信号可能是十分平坦的。然而如果在增益G的设置和Fref/Kv2的值之间存在不匹配，则将有一些在VCO138的主要控制端口172上可以观察到的残留数据信号。如果增益G太小，则主要控制端口172上的残留信号将表现出与输入数据直接成比例的关系。作为替换，如果增益G太大，则主要控制端口172上的残留信号可表现出与输入数据成反比例的关系。基于输入数据的该信息和认识，可以开发一种反馈控制系统，该反馈控制系统监控这种关系，并且校正数据路径的增益，直到在主要控制端口上观察到的信号和输入数据之间具有零相关(zerocorrelation)(或接近零相关)。
再次参考图3，根据本发明的方面的频率合成器的一种实施方式可以包括耦合到数据路径2的相关取消电路。在一个实例中，辅助电荷泵174可以被用于反映主锁相环的响应。辅助充电泵174可以提供关于在主环路中由于增益不匹配的任何残留信号的信息而不直接感测主要VCO控制端口172。输入数据的标记可以被感测出(通过标记感测电路176)，并且可以被用于反转辅助电荷泵174对来自相位检测器142在线路178上的信号的响应的极性，所述来自相位检测器142在线路178上的信号代表在主环路中的残留数据信号。辅助充电泵174的输出可以被集成，如图3中由集成器(integrator)180所表示的。在被集成信号中变化的方向和速率可以提供关于输入数据与主环路中的残留信号的关系的信息。由集成器180产生的相关信号可以在差错放大器182中与在线路184上输入到差错放大器的零相关参考电压相比较。差错放大器182可以在线路186上提供校准电压到可变增益放大器166以控制数据路径2的增益G。以这种方式，增益G可以被连续地调整以维持来自VCO 138的平坦、不失真的输出信号。
作为替换，根据另一实施方式，主环路的残留数据信号可在VCO 138的主控制端口172中被直接感测出。然而，需要注意的是如果在跟踪输入数据的标记时发生任何开关瞬变现象，主VCO控制端口的直接感测可能潜在地具有破坏性。这些瞬变现象，可通过电容性耦合或开关电荷注入形成，并可由环路滤波器146集成而且不利地地影响主环路的性能。因此，在至少一些实施方式中，以上描述的未直接感测VCO 138的主控制端口172的方法直接的方法更优先采用。
如以上所讨论，本发明的另一个实施方式涉及一种VCO频带选择/校准的方法，该方法允许频率合成器通过降低选择合适的VCO频带所占用的时间进而达到更快的锁定时间。特别地，如以下讨论，预定的初始设置可用于限制频率范围的数目，在该频带范围上可以使用一种搜索算法来查找所需的操作频带。
参考图4，说明了VCO 138的示意电路实现的一个例子。根据一种实施方式，VCO电路可采用交互耦合的PMOS晶体管Q1和Q2以产生负阻抗，并采用NMOS、源极跟随器长尾晶体管(tail transistor)Q3和Q4以控制偏置电流。控制度可由电流源196完成。电源的源电压可由终端电压Vs提供。由频率合成器产生的载波信号通常具有被称为Fc的已知所需操作中心频率，并在线路168上从VCO输出(见图3)。举例说明，再次参考图4，VCO 138可以包括与电感元件198并联的可调谐电容性元件，以提供产生载波频率Fc的谐振结构。谐振调谐电路包括可由电容组200及以下所讨论的附加调谐电容扩充的电感198(包括电感L1和L2)。在一个实例中，VCO谐振电路可采用与固定和可变的电容性元件连接的传输线路所形成的固定电感。这种结构可为VCO的宽频带调谐电路提供一种有效的实现方式，其中VCO允许调谐范围大于1千兆赫兹。
根据一种实施方式，电感L1和L2可实现为键合线(bondwire)，该键合线可用于将各种电路元件耦合至半导体衬底。每条键合线与特定的电感相关，所述特定的电感取决于键合线的长度，键合线的横截面区域及相邻键合线的间距(影响各键合线之间的相互电感性耦合的相邻键合线)。对于给定操作频率，与键合线相关的电感近似为图4中L1和L2代表固定的电感。值得注意的是L1和L2可能都包括一条或多条键合线，而且电感198也可包括附加电感元件。在VCO谐振电路中使用键合线电感有很多优点，包括例如提供更好的相位噪声、更低功率消耗及比传统的芯片上螺旋电感更宽的调谐范围。相位噪声的改善可归因于相对芯片上电感如螺旋电感，键合线中较高的品质因数(Q)，而且扩大的调谐范围可归因于与键合线电感相关的较低寄生电感。此外，传统的螺旋电感相对较大，并且考虑到更小的电路占用空间采用了键合线替代这样的螺旋电感。然而可以理解的是本发明不必须使用电感198的键合线，也可以采用其它传输线路电感或传统的电感。
再次参考图4，电容性元件例如可以包括可切换固定值电容组200。通过选择电容组中起作用的电容，来选择谐振频率的一个“频带”。在一种实施方式中，VCO 138可配置以具有多个操作频带。电容组200可包括，如多个MOS(金属氧化半导体)或MIM(金属-绝缘体-金属)电容，其中MIM电容通过施加于开关202a...202b，202c的控制信号进行电子切换。可以理解的是可使用任意类型的电容；然而，MOS和MIM电容对于CMOS及其它半导体电路很普遍，因而在一些实施方式中更优先采用。为在更好的电路性能及更大的微电过程变化中进行折中，可切换电容组206可用于增加VCO的整个调谐范围，同时降低调谐灵敏度以减少电磁(EM)耦合效应并进一步提高相位噪声。这些可通过将整个调谐范围划分成频带来实现。在一个实例中，电容组200可具有相对较大的电容值(每个近似为数十皮法)，并且通过接通和/或断开电容组中的适当电容来选择所需操作频带。
根据一种实施方式，六位(bit)开关金属对金属(MOM)电容阵列可用于频带选择。在该实例中，电容组200可包括6对电容C01和C02～Cn1和Cn2，其中(在该实例中)n＝6。当然，可以理解的是本发明不局限于6位的情况，而可采用其它的n值，比如，4位或8位设计。此外，每位不需要对应一对电容，但反而可控制一个或多个电容。数字控制字，这里指VCO频带选择控制信号，可以被发出(比如通过一个微控制器)以激活开关202a…202b和202c。在一个实例中，该控制字可以为二进制字，该二进制字包括用以控制每个开关的位。比如，在举例说明的6位情况下，第0位可控制开关202a，第5位可控制开关202b及第6位可控制开关202c。介于其间的其它位可控制图4中未显示但以点204代表的附加开关。
一旦选择了频带，所需中心频率Fc可在该频带内调整，比如通过控制可变电容(如变容二极管)，该电容也构成了谐振结构的电容性元件的一部分。参考图4，在一个实施例中，通过控制可变电容206a和206b的电容值，可在所选的频带范围内实现精协调。在一个实例中，通过经由终端208施加可变模拟电压(Vcontrol)，两个累加模式MOS变容器Ct1、Ct1可用于对频率精协调。这些变容器可实现为如N阱(N-well)变容器中的NMOS，但也可以使用其它设计方法。本发明中使用的VCO实施方式在同时待审且共同拥有的美国专利申请No.11/202,606中公开，该专利申请于2005年8月11日提交且名称为“PROGRAMMABLE RADIO TRANSCEIVER”，这里此篇专利作为参考结合于此，并且也在同时待审且共同拥有的名称为“PROGRAMMABLE TRANSMITTER ARCHITECTURE FORNON-CONSTANT AND CONSTANT ENVELOPE MODULATION”的美国专利申请中公开，其提交日期同上，这里此篇专利作为参考结合于此。
通过控制固定电容组、调谐可变电容的控制电压和VCO输出频率而选择出的频带之间的有效关系在图5中示出。如图5所示，一旦通过激活合适的位模式来选择出频带0-7以接通或者断开可切换电容组中的电容，则可以通过改变控制电压(Vcontrol)以调节可变电容来在频带内调节中心频率Fc的值。因此，在至少一个实施方式中，切换电容200可作为粗协调的一种装置，并且电容大小可以通过可变控制电压调节的可变电容(如变容二极管)可用于精协调。当然可以理解的是VCO的其它谐振电路可达到同样效果，也就是说VCO频率可在一些操作频带范围上和内部被调节，而且本发明不局限于所举的特殊实施例。
以下表1说明了三个不同的VCO频带选择的一些实施例，其中VCO可用6位二进制模式0-63来实现。可以理解的是给每个VCO的频带值仅是示例性的而不是限制。给定实现过程中的实际频带值取决于电容200的值、电感198提供的电感值、参考频率值(如参见图1)及其它因素。
表1
Figure A20078002802000221
所需操作中心频率Fc落在VCO 138的任意一个操作频带内。在没有供电电压改变、温度波动和生产过程及参数变化的情况下，可具有关于将VCO设置成哪个频带适合于维持所需频率Fc的先验知识。然而，上述操作条件的变化可具有使频带转移至更高或更低频率的不需要的效应，如图5所述。如图6显示，由于操作条件的一些改变，VCO频带在频率上转移至更高频率。在该实例中，可发现之前Fc在频带7中，但现在Fc不再落入频带7范围内。这阐明了在操作条件存在变化时，如何手动设置VCO可能成为问题。相应地，在本发明的一个实施方式中，可提供一种自动选择或校准VCO中心频带的智能方法，从而确保Fc可在选择的频带范围内找到所需频率。
如以上所讨论，存在VCO校准的现有技术方法，如竞争计数器法。然而，这些方法可能经历这种缺点即花费太长时间去处理合适频带的最终选择，尤其是当频带数字开始接近32或64时(即为5或6位VCO频带控制情况，这对于多频带频率合成器非常普遍)。因此，根据本发明多方面，可提供一种大大降低处理时间的VCO频带校准的方法，该方法利用了设置哪个频带应用于哪个所需中心频率的预定初始设置。
在一些应用中，十分需要确定VCO频带的速度非常快。这要求非常快的合成器锁定周期。这种应用的一个例子是锁定时间要求快达100us的用于移动手持电话的GSM蜂窝标准。通常非常难以满足这么快的锁定时间，即使是不考虑VCO频带选择。如果要求在锁相环中的频率锁定的例程开始之前需要选择VCO频带，将变得更加难以获得足够快的锁定以符合诸如GSM的标准。因此，本发明的一些实施方式涉及一种可降低VCO频带选择需要的时间量的方法，从而允许频率合成器在最大限度时间内获得锁定。特别地，根据本发明的实施例的方法可允许将合成器频率从一个所需操作频率切换至另一个操作频率之间的最小开销时间。
根据本发明的一种实施方式，提供了一种对VCO频带校准的方法，在该方法中可使用智能初始频带选择将VCO频带设置为非常接近合适的操作频带。以计数和比较周期的仅仅很少的重复操作需要被反复进行的方式，修改的二进制搜索算法进而可应用于搜索初始设置以上或以下的频带。上述所述，在至少一种实施方式中，与一些现有技术设计中花费12.6μs相比较，这些方法可减少一半的锁定时间。
参考图7，说明了根据本发明的实施方式的修改的竞争计数器频带校准电路的一个实施方式的框图。在该实例中，所称的竞争逻辑电路188可接收来自两个M计数器190、192的输入信号。第一计数器190可在线路194上从可编程分频器140(在合成器上的锁相环中)接收频率Fdiv以作为输入。参考频率可在线路152上被施加到第二计数器192上。根据电路的设计极性，如果信号先从第二计数器192接收而不是从第一计数器190接收时，那么竞争逻辑电路188可改变频带选择位(被施加以激活图4中的开关202)，从而以高的频率操作VCO。相反，如果信号先从第一计数器190接收而不是从第二计数器192接收时，那么竞争逻辑电路可改变频带选择位，从而以低的频率操作VCO。以这种方式，VCO输出(N分频)所需的合适操作频带可反复聚合在参考频率中。
如以上讨论，在传统的竞争计时器设计中，计数器之间的比较可能被重复与频带选择位的数目相等的次数。计数器大小M可能是最终频带结果所需的准确度及合成器的所选参考频率(Fref)的函数。此外，所需准确度可能是VCO频带之间的重叠量的函数。比如，采用52MHz参考频率的GSM合成器及有6个频带以从其中进行选择的VCO中，需要达到500KHz的准确度(Faccuracy)。如以上所述，由于参考频率的示例值Fref＝50MHz要求计数值为105。对50MHz的信号数105个周期花费2.1μs，因此对6位频带选择中的每一位进行这样的计数花费12.16μs。通常，校准时间可通过以下方程计算出：
Tcal＝[(1/Faccuracy)+(1/Fref)]*VCO_频带    (2)
其中，Faccuracy＝Fref/(M-1)，M为计数器的大小。
根据一种实施方式，VCO频带校准方法通过使用针对哪一频率应当使用哪一频带的预定初始参数，能降低一半的校准时间。智能初始选择设置可将VCO频带初始化设定为非常接近于合适的操作频带。再次参考图7，频率合成器可以包括，或可以耦合于存储设备(未显示)，该存贮设备包括查找表并在线路210上提供VCO频带选择控制信号的位的估计值。该估计值可能基于比如所需中心频率FC应该落入哪个频带的先验知识及操作条件下缺少的变量。估计值是用于设定VCO频带选择控制信号的位的初始值。而后，竞争计数器电路可被用于调整VCO频带选择控制信号至Fc实际上位于的合适的频带(如参考图6的上述所讨论，考虑改变操作条件)。特别地，在一个例子中可以使用一种可搜索初始设定值以上或以下的两个相邻频带的搜索算法。这可提供一个更为狭窄的搜索空间。如图7所示，竞争逻辑电路188的输出可在线路211上被提供到加法器213，在该加法器中竞争逻辑电路188的输出可与由查找表提供的估计值信号相结合，并反馈给VCO 138以选择VCO频带。通过这种方式，尽管VCO包括8个频带(对于6位位控制)，但计数和比较周期可以仅被重复执行三次。在这种特殊情况下，查找合适的频带所需的时间Tcal可通过以下方程得出：
Tcal＝[(1/Faccuracy)+(1/Fref)]*3                          (3)
其中VCO频带的数目大于3。从以上方程可以看出，该方法可明显减少用于定位合适的频带的时间，从而更快地允许频率合成器锁定为所需中心频率。
在被设计为允许沿多个不同频带的多个不同通信标准的频率合成器中，所需VCO 138应该能够产生大范围的输出频率。同样地，为了对VCO频率(Fvco)进行分频以与频率校准的参考频率Fref相匹配，所需的小数-N分频器140应该能够有大范围的分频比。此外，在多标准系统的一些实施方式中，VCO 138很可能以甚高(very high)频率振荡，而且可编程分频器140因而需要以甚高频率接入VCO。
一些现有技术方案避免了设计能以与VCO相同的频率操作的分频器的需要，这通过在可编程分频器前放置分频值为M的所谓预频分器(prescaler)以降低可编程分频器需要的操作频率来实现。Ahmed等在论文(″CMOSVCO-prescaler cell-based design for RF PLL frequency synthesizers，″2000IEEE Proceedings ISCAS，Geneva，卷2，2000年5月，737-740页)中公开了这种设计方法的一个实施例，这里此篇论文作为参考结合于此。这种方法的一个缺点是：在频率合成器(见图1)中，在执行对VCO输出信号的小数-N分频的过程中由∑-Δ调节器产生的量化噪声可能是预分频器值M倍。此外，在小数-N分频器中的最小分频值Nmin现在可能受M*Nmin大小限制。通常很可能的情况是：对于一个多标准宽频带系统结构，最小分频比需要比采用这种方法实现的值更小。CS.Vaucher在论文(″A Family of Low-Power TrulyModular Programmable Dividers in Standard 0.35-um CMOS Technology，″IEEEJ.固态电路(Solid-State)，卷35，第1039至1045页，2000年7月)中公开了一种传统结构的实施例，这里此篇论文作为参考结合于此，其中该实施例尝试通过采用双模2/3分频器级联排列以处理有限的可编程分频比问题。然而，尽管该实施例能够适度地高速操作，但因为许多要求高功率供电电压的层叠MOS(金属氧化半导体)装置的应用，该实施例对于以非常高的速度进行低功率的操作达不到最佳效果。
根据本发明的一些实施方式，提供了具有非常大范围的可编程分频比的可编程分频器。此外，该可编程分频器能够通过直接接入VCO中以甚高频和低功率方式工作。在一种实施例中，通过采用可替换的源耦合逻辑方法设计允许使用低压电源供应的级联分频单元，如采用减少的数量的层叠MOS装置。
参考图8，阐明了包括一系列的级联分频器单元1到n的可编程小数-N分频器的实施例。每个小数分频器单元212可具有，比如2/3分频比，并可包括输入214以为级联中的第一分频器接收VCO输出信号Fvco，及接收来自级联中所有其它分频器212之前的分频器的分频信号。每个分频器的输出216(级联中最后一个分频器除外)耦合于级联中下一个分频器的输入，其中信号相继除以2/3。级联中最后一个分频单元的输出值可在线路194上提供(见图3)分频频率Fdiv。在一个实施例中，位数为等于级联中分频器的个数n的控制信号可应用到分频器中以控制整个小数-N分频器140的分频比。如图8所示，控制信号中的位可施加到每个分频器212的方式使能(mode-enable)输入218。基于可由如微控制器提供的二进制输入b0，b1，……bn的设置，可设置全部分频比。
参考图9，阐明了图8中每个分频器单元212的逻辑实现实施例。在阐述的实例中，如图9所示，分频器单元212中采用四个D型触发器(220)，三个与门(222)，一个或门(224)。信号p显示了永久为逻辑1的状态。该设计方法的优势在于它非常简单而且在包括较少的部件的同时允许大的灵活性(由于由二进制位模式b0...bn提供的分频比的组合)，进而允许低功率操作。此外，与以上参考的Vaucher等人的论文中公开的设计方法相比较，此实施例不要求利用许多通常为高功率的层叠MOS装置。
根据VCO频率及参考频率Fref的变化的最大可重构性，如以上所讨论，可编程分频器140的实现可提供大范围内的分频值。举例说明，对于900MHz的VCO输出值及104MHz的参考频率，其分频值为8.65。在小数-N分频合成器(fractional-N synthesizer)中，分频比包括两部分：整数部分为8及小数部分为0.65。由于频率分频器电路可能仅能够被整数相除，可使用平均值方法以求出长时间内小数分频比的近似值。比如，在每个时钟周期中频率分频器将接收的信号除以一个整数值。比如，假设100个周期，为实现分频比为8.65的长期近似值，除以8的分频过程可能进行35次(即35个时钟周期)，除以9的分频过程进行65个时钟周期。在8.65的100个时钟周期中，可产生一个有效的平均分频比，如方程所示：
( 8 * 35 ) + ( 9 * 65 ) 100 = 8.65 - - - ( 4 )
在∑-Δ调制的小数-N分频合成器中，如应用在本发明的至少一些实施例中，∑-Δ调制器可控制实现所需分频比。比如，∑-Δ调制器可循环地从集合{-4，-3，-2，-1，0，1，2，3，4}中添加一个数字到标准整数分频比中，从而使得多个时钟周期的平均有效分频比近似等于所需小数分频比。举另一个例子，假设VCO输出为2.5GHz及参考频率为13MHz。此种情况下，分频比为192.308。因此，标准整数分频比可为192，并且小数部分可以通过每时钟周期±4以改变增加或减少整数值192的方式来近似，从而长期平均值近似为192.308。通过采用以上描述的近似位数n的设计方法，可容易又简单地实现具有综合这些实例中两种能力的可编程分频器。
图10阐明了小数分频器单元212中的一个单元的电路实施方式。在该实施方式中，显示了所谓的源耦合CMOS分频器门电路，即图9中描述的逻辑电路的低功率晶体管标准实现。对于第一顺序，在给定的输入频率情况下，分频器单元212中功率消耗正比于图10中所示电路牵引的平均直流电流与供电电压相乘的值。通过设计以上描述的电路，这些电路以一种能够提供更低供电电压的方式实现，节省的功率直接正比于降低的电源电压量。由于以上描述的电路简单且采用相对较少的部件及较少的MOS装置，这些电路可以具有更小的节点大小，因而工作时需要更低的电源电压。举例说明，如果这些电路的节点大小中按比例缩小，可以提供1.2V的供应电源代替1.5V的供应电源，那么这种设计对于可编程分频器在功率消耗方面将实现20％的降低量，其中可编程分频器通常是频率合成器中最消耗功率的单元之一。
根据另一种实施方式，频率合成器可通过含有两个独立的环路滤波器进行设置，以致在带宽方面提供重要的改变。如上述所描述，如果调制到频率合成器所产生的载波的数据信号带宽比环路滤波器的带宽大时，一些信号将出现失真。这种情况至少在某种程度上可通过使用以上所讨论的两点调制法得到补偿。此外，如果提供两个或多个环路滤波器，采用依赖于VCO操作频率范围或甚至更宽的频率范围以在其之间进行切换的机制，可实现非失真的频率合成器带宽。参考图11，根据本发明的一种实施方式阐明了频率合成器的一部分，包括了两个独立的环路滤波器226和228，所述环路滤波器226和228耦合于在电荷泵116与压控振荡器138(见图3)之间。环路滤波器226和228都可以包括电阻和电容组合。如图所示，第一环路滤波器226可以包括电容C1、C2、C3、C4，并与电阻R1、R2、R3组合。第二环路滤波器包括C1′、C2′、C3′和C4′并与R1′、R2′和R3′组合。选择每个环路滤波器的电阻电容大小及其配置以实现任意所需传递函数，包括低通或高通传递函数及具有不同带宽、不同中心频率或不同截止频率的传递函数。值得注意的是环路滤波器不受限于示出的确定电阻和电容的实现，而且频率合成器也不受限于两个环路滤波器；这种设计方法可扩展至两个以上的并行环路滤波器。
参照图11，每一环路滤波器226，228可以分别被耦合到相应的MOS开关230，232。两个MOS开关可以接收施加到其各自门级的控制信号。根据施加的控制信号的电压等级，可以建立各个环路滤波器结构与地之间的连接。例如，当MOS开关230或者MOS开关232被打开时，也就是高阻态，整个响应的环路滤波器会呈现出似乎高阻抗存在。因此，环路滤波器可以有效地断开电荷泵116和VCO 138之间的连接。然而，一旦MOS开关230或232中的一者变成低阻态(由于接收到合适的门限偏置电压)，可以建立到地的直接连接，并且各个环路滤波器可在电荷泵116和VCO 138之间起作用。以这种方式，合适的环路滤波器(或者环路滤波器的组合)可以通过应用合适的控制电压来选择(可以通过例如微控制器来控制)。如上所讨论的，多个环路滤波器之间的切换可以有助于允许频率合成器的带宽中的重大变化。
综上，本发明的各方面和实施方式意在一种频率合成器和其上的元件，这些元件特别适于在多频带多标准发射机或无线电收发机中使用。特别地，频率合成器可通过提供多个可切换环路滤波器以允许宽带操作，及允许实际VCO频带校准的方法以提供多种不同的操作频带，并且可以包括被设计成允许使用减小的功率供电电压的可编程分频器。此外，频率合成器可允许持续增益补偿，而不直接感测VCO输出因而不用中断VCO操作。

Claims (22)

1、一种在频率合成器中进行压控振荡器频带选择的方法，该方法包括以下动作：
基于操作中心频率所位于的期望频带，将频带选择控制信号的值设置成初始设置；
反复调整所述频带选择控制信号的值以搜索一个高于所述初始设置的频带设置和一个低于所述初始设置的频带设置，直到确定出所述操作中心频率所位于的操作频带的合适设置；以及
将所述频带选择控制信号的值设置成所述合适设置以将所述压控振荡器的谐振频率调谐到所述操作频带中。
2、根据权利要求1所述的方法，该方法还包括将所述压控振荡器的谐振频率精调谐至所述操作中心频率的动作。
3、根据权利要求2所述的方法，其中设置所述频带选择控制信号的值的动作包括设置数字控制信号的位模式以控制多个开关来激活相对应的多个电容中的所选电容，从而使得所述压控振荡器的谐振频率在所述操作频带中。
4、根据权利要求3所述的方法，其中精调谐的动作包括调整可变电容的控制电压以将所述压控振荡器的谐振频率精调谐至所述操作中心频率。
5、根据权利要求1所述的方法，其中反复调整所述频带选择控制信号的值的动作包括使用竞争计数器电路来将所述压控振荡器的谐振频率的测量版与参考频率进行比较。
6、一种压控振荡器，该压控振荡器包括：
多个可切换调谐电路，该多个可切换调谐电路组合起来提供用于产生所述压控振荡器的谐振频率的谐振电路；以及
控制器，该控制器适用于提供用于控制将所述多个可切换调谐电路接入和不接入谐振电路的数字频带控制信号，以选择初始谐振频带设置；
其中所述控制器还适用于反复调整所述频带选择控制信号的值以搜索一个高于所述初始谐振频带设置的频带设置和一个低于初始谐振频带设置的频带设置，直到确定出所述数字频带控制信号的合适值，以选择包括所述压控振荡器的所需操作中心频率的用于所述谐振电路的操作频带。
7、根据权利要求6所述的压控振荡器，其中所述多个可切换调谐电路包括多个可切换电容。
8、根据权利要求7所述的压控振荡器，其中所述数字频带控制信号包括多个位，其中所述控制器适用于设置所述数字频带控制信号的位模式以控制多个开关来激活所述多个可切换电容中的所选电容，从而使得所述压控振荡器的谐振频率在所述操作频带中。
9、根据权利要求6所述的压控振荡器，该压控振荡器还包括耦合到所述多个可切换调谐电路和所述控制器的精调谐电路，其中：
所述控制器还适用于提供精调谐信号到所述精调谐电路以将压控振荡器的谐振频率精调谐至所需操作中心频率。
10、根据权利要求9所述的压控振荡器，其中所述精调谐电路包括至少一个可变电容，并且其中所述控制器适用于调整所述至少一个可变电容的控制电压以将所述压控振荡器的谐振频率精调谐至所需操作中心频率。
11、一种可编程两点频率合成器结构，该可编程两点频率合成器结构包括：
压控振荡器，该压控振荡器具有第一端口、第二端口和输出端；
可编程分频器，该可编程分频器耦合到所述压控振荡器的输出端并且适用于接收数据信号；
相位检测器，该相位检测器具有耦合到所述可编程分频器的输出端的第一输入端和用于接收参考频率的第二输入端，所述相位检测器适用于基于所述参考频率和从所述可编程分频器接收到的信号的组合来产生环路信号；
第一环路滤波器，该第一环路滤波器耦合在所述相位检测器的输出端和所述压控振荡器的第一端口之间，以提供包括压控振荡器、可编程分频器、相位检测器和第一环路滤波器的锁相环；
可变增益放大器，该可变增益放大器具有耦合到所述压控振荡器的第二端口的输出端、适用于接收所述数据信号的输入端、以及控制端口；以及
相关取消电路，该相关取消电路耦合到所述可变增益放大器的控制端口并且适用于接收所述数据信号和所述环路信号；
其中所述相关取消电路适用于基于所述数据信号和所述环路信号来产生控制信号，并且将所述控制信号施加到所述可变增益放大器的控制端口；和
其中所述控制信号被选择以持续调整所述可变增益放大器的增益从而使得由所述可编程分频器分频的所述压控振荡器的输出信号实质上等于所述参考频率。
12、根据权利要求11所述的可编程两点频率合成器，该可编程两点频率合成器还包括：
第二环路滤波器，该第二环路滤波器与所述第一环路滤波器并行耦合到所述相位检测器的输出端和所述压控振荡器的第一端口之间；
第一开关，该第一开关耦合到所述第一环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第一环路滤波器；以及
第二开关，该第二开关耦合到所述第二环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第二环路滤波器；
其中所述可编程两点频率合成器被配置成选择性地激活所述第一开关和第二开关以使得所述第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。
13、一种频率合成器，该频率合成器包括：
压控振荡器，该压控振荡器在锁相环配置中与可编程分频器和电荷泵耦合；
第一环路滤波器，该第一环路滤波器耦合在所述电荷泵的输出端和所述压控振荡器的输入端之间；
第二环路滤波器，该第二环路滤波器与所述第一环路滤波器并行耦合在所述电荷泵的输出端和所述压控振荡器的输入端之间；
第一开关，该第一开关耦合到所述第一环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第一环路滤波器；以及
第二开关，该第二开关耦合到所述第二环路滤波器，并且适用于接入和不接入所述第二环路滤波器；
其中所述频率合成器被配置成选择性地激活所述第一开关和第二开关以使得第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。
14、根据权利要求13所述的频率合成器，其中所述第一开关和第二开关是MOS开关。
15、根据权利要求14所述的频率合成器，其中施加到所述第一开关的门级的控制电压的值被选择以便打开所述第一开关，由此从所述锁相环中解耦合所述第一环路滤波器。
16、根据权利要求13所述的频率合成器，该频率合成器还包括与所述第一环路滤波器和第二环路滤波器并行耦合的至少一个附加环路滤波器，以及相对应的至少一个附加开关，该至少一个附加开关耦合到至少一个附加环路滤波器并且可操作地用于从所述锁相环中连接和断开连接所述至少一个附加环路滤波器。
17、根据权利要求13所述的频率合成器，其中所述第一环路滤波器包括电阻和电容的组合，该组合被选择和配置成实现预定的传递功能。
18、根据权利要求13所述的频率合成器，其中所述可编程分频器被直接耦合到所述压控振荡器的输出端。
19、根据权利要求18所述的频率合成器，其中所述可编程分频器包括多个级联的小数分频器单元；并且其中数字控制信号被施加到所述多个级联的小数分频器单元中的每一个小数分频器单元以激活所述多个级联的小数分频器单元中的所选小数分频器单元，从而设置可编程分频器的分频比。
20、一种用于控制频率合成器的操作频率的方法，该方法包括以下动作：
使用包括第一环路滤波器和第二环路滤波器的锁相环来产生谐振频率；
提供用于控制将所述第一环路滤波器和第二环路滤波器接入和不接入所述锁相环的的选择信号；以及
基于所述谐振频率调整所述选择信号，以控制所述第一环路滤波器和第二环路滤波器的切换，从而使所述第一环路滤波器和第二环路滤波器中的一者在锁相环中被激活。
21、一种可编程小数-N分频器，该可编程小数-N分频器包括串联耦合到一起的多个小数分频器单元，所述多个小数分频器单元中的每一个小数分频器单元具有适用于接收数字控制信号的控制端口；其中所述数字控制信号激活和去激活所述多个小数分频器单元中的所选小数分频器单元，以便设置所述可编程小数-N分频器的分频比；其中：
所述多个分频器单元中的每一个分频器单元包括耦合到数字组件的多个触发器。
22、根据权利要求21所述的可编程-N小数分频器，其中所述数字组件包括至少一个与门。
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