KR100489826B1 - 주파수 가변 공진 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어발진기 - Google Patents

주파수 가변 공진 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어발진기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역의 주파수를 발진하는 전압제어발진기에서 공진회로의 저항성분을 줄임으로서 고주파특성을 개선하고, 충실도를 높여 위상잡음특성을 개선한 파수 가변 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어 발진기에 관한 것이다.
상기 발진주파수 가변회로는 소정의 고정 인덕턴스값을 갖는 인덕턴스 소자와, 상기 인덕턴스 소자와 병렬로 연결되고 제1제어신호에 따라서 캐패시턴스 값이 변화되는 하나 이상의 버랙터 다이오드쌍으로 이루어져 발진주파수를 미세조정하는 주파수 가변 수단과, a) 각각 소정의 캐패시턴스값을 갖는 한 쌍이상의 캐패시턴스 소자들과, b) 상기 각 캐패시턴스 소자 쌍의 사이에 병렬로 구비되어 제2제어신호에 따라서 대응하는 캐패시턴스 소자 쌍을 상기 인덕턴스 소자에 연결시키는 한 쌍이상의 차동 스위칭 소자를 포함하여, 발진주파수 대역을 선택하는 발진대역 가변 수단으로 이루어져, 턴온된 스위칭소자가 캐패시턴스 소자에 대하여 병렬로 연결됨으로서 저항성분을 감소시켜 충실도(Q)를 높히는 것이다.

Description

주파수 가변 공진 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어 발진기{OSCILLATION FREQUENCY SWITCHABLE CIRCUIT AND VOLTAGE CONTROLLED OSCILLATOR THEREBY}
본 발명은 광대역에 걸친 주파수를 발생시키는 발진기에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 스위칭 소자를 발진대역선택시 스위칭소자에서 나타나는 온저항성분을 감소시킴으로서 충실도를 높이고 위상잡음특성을 개선시킨 주파수 가변 공진 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어 발진기에 관한 것이다.
발진기(oscillator)란 전기회로에 있어서 특정한 주파수의 신호를 발생시키는 것으로, 도 1에 도시된 바와 같이, 특정한 주파수의 신호에 공진(共振)하는 공진회로(11)와 상기 공진회로(11)에 의해 공진된 특정 주파수의 신호를 지속적으로 공급하기 위한 증폭회로(12)로 이루어지는 것이 보통이다. 그리고, 상기 특정한 주파수를 결정하는 공진회로는 전기회로소자중 인덕턴스 소자(코일)와 커패시턴스 소자(콘덴서)를 조합한 LC회로로 구현된다. 이때, 발진주파수는 공진회로의 인덕턴스(L)와 커패시턴스(C)에 의하여 결정되며, 역으로 공진회로의 인덕턴스(L) 또는 커패시턴스(C)을 변화시킴으로서 발진기의 발진주파수를 변경시킬 수 있다. 예를 들어, 버렉터다이오드와 같이 가변 캐패시턴스 소자를 사용하여 캐패시턴스를 가변시킴으로서 주파수를 변화시키며, 상기 버렉터다이오드의 캐패시턴스 가변 가능범위가 곧 주파수 가변범위에 대응하게 된다.
협대역 발진기의 경우는 상기 버렉터 다이오드와 같은 캐패시턴스 가변소자만으로도 구현 가능하다. 그러나, TV 시스템의 공중파 방송신호를 수신하는 수신기나, 그외 다중 대역 수신기에서는 넓은 대역에 걸쳐 주파수 가변이 가능한 광대역 발진기가 요구된다.
도 2는 상기 TV 시스템의 수신기와 다중 대역 수신기등에서 이용할 수 있는 광대역 발진기에 구비되는 발진 주파수 가변 공진회로의 일 예를 보인 회로도로서, 증폭회로(12)와 연결된 출력단(A,B)에 인덕턴스 소자(L21)와, 직렬로 연결되어 제어신호(Vctrl)에 따라서 캐패시턴스값이 변환되는 2개의 버렉터다이오드(VD21,VD22)로 이루어진 미세주파수 조정부(21)와, 다수의 캐패시터 소자와 다수의 스위칭소자로 이루어져 외부로부터 인가된 스위칭제어신호(Vsw1~n)에 따른 다수 스위칭소자의 온/오프에 따라 캐패시턴스값이 변화되는 대역선택부(20)를 병렬로 연결하여 구성된다.
상기 공진회로에서는 제어신호(Vctrl)에 의하여 결정된 2 개의 버렉터다이오드(VD21,VD22)의 캐패시턴스와 스위칭제어신호(Vsw1~n)에 따라 결정된 대역선택부(20)의 캐패시턴스의 합과, 인덕턴스 소자(L21)의 인덕턴스로부터 공진주파수(발진주파수)가 결정된다.
더 구체적으로 설명하면, 상기 미세주파수 조정부(21)의 버렉터다이오드(VD21, VD22)는 내부 캐패시턴스값(CVAR)이 도 3의 (a)와 같이 제어신호(Vctrl)의 전압레벨 증가에 따라 선형적으로 증가한다. 즉, 제어신호(Vctrl)의 변화에 따라서 버렉터다이오드(VD21, VD22)의 캐패시턴스값이 연속적으로 변화된다.
그리고, 상기 대역선택부(20)는 다수의 캐패시턴스 소자가 병렬로 배치되고, 그 각각이 다수의 스위칭소자를 통해 상기 출력단(A,B)에 병렬로 연결되도록 구성되어, 상기 스위칭소자의 온/오프를 통해 상기 출력단(A,B)에 연결되는 캐패시턴스소자가 변화되는 것이다. 따라서, 상기 대역선택부(20)는 턴온(turn-on)된 스위칭소자의 캐패시턴스 소자에 따라서 캐패시턴스값이 결정되며, 이러한 대역선택부(20)에서 선택된 캐패시턴스값은 도 3의 (b)에 도시된 바와 같이, 상기 스위칭소자들의 온/오프 동작을 제어하는 스위칭 제어신호(Vsw1~n)에 따라서 비연속적으로 변화된다.
그러므로, 제어신호(Vsw1~n)를 조정하여 도 3의 (b)와 같은 다수의 발진대역중 하나를 선택하고, 제어신호(Vctrl)를 조정하여 선택된 발진대역내에서 발진주파수를 결정하게 된다.
예를 들어, 도 3의 (b)와 같이 대역선택부(20)의 스위칭제어신호(Vsw1~n)에 의한 선택가능한 경우의 수가 4가지일 경우, 도 3의 (c)에 도시된 바와 같이, 연속적으로 연결된 4개의 대역중 한 대역이 상기 스위칭제어신호(Vsw1~n)에 의해서 선택되고, 선택된 대역내의 미세 주파수 결정은 상기 제어신호(Vctrl)에 의한 버렉터다이오드(VD21, VD22)의 제어에 의하여 이루어진다.
이상과 같은 구성을 통하여, TV 세트의 수신기, 그외 광대역 수신기에서 요구되는 광대역 주파수 발진을 실현하고 있다.
여기서, 상기 대역선택부(20)의 종래 구성은 도 4와 같다.
도 4를 참조하여 종래의 대역선택부(20)의 주파수 가변 구조의 일예를 설명하면, 상기 회로는 증폭회로(12)와 연결된 출력단(A,B)에 공통으로 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)의 드레인단을 연결하고, 상기 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)의 소스단과 접지사이에 제1 내지 제6 캐패시터(C41~C46)를 각각 연결하고, 상기 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)를 2개씩 쌍으로 하여 서로의 게이트를 연결하고, 상기 연결된 각 게이트단에 제1 내지 제3제어신호입력단(VSW1~VSW3)을 연결하여 구성한다.
상기에서, 제1 내지 제3 제어신호입력단(VSW1~VSW3)으로는 로우레벨 전압신호 또는 하이레벨 전압신호가 인가되며, 이에 의하여 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)의 온/오프 특성이 결정된다. 예를 들어, 도 4의 회로에서 상기 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)는 NMOS 트랜지스터이며, 따라서, 상기 제1스위칭트랜지스터(M41)-제2스위칭트랜지스터(M42) 쌍, 제3스위칭트랜지스터(M43)-제4스위칭트랜지스터(M44) 쌍, 제5스위칭트랜지스터(M45)-제6스위칭트랜지스터(M46) 쌍은 각각 제1 내지 제3 제어신호입력단(VSW1~VSW3)으로 하이레벨 전압신호가 인가되면 턴온되고, 로우레벨 전압신호가 인가되면 턴오프된다. 반대로, 상기 제1 내지 제6 스위칭트랜지스터(M41~M46)가 PMOS 트랜지스터라면, 상기 스위칭트랜지스터 쌍들은 각각 제1 내지 제3 제어신호입력단(VSW1~VSW3)으로 로우레벨 전압신호가 인가되면 턴온되고, 하이레벨 전압신호가 인가되면 턴오프된다.
그리고, 상기 도 4에서 스위칭트랜지스터를 통해 출력단(A,B)에 각각 연결되는 캐패시터 쌍(C41-C42),(C43-C44),(C45-C46)은 서로 다른 캐패시턴스 값을 갖는 것으로, 제어신호입력단에 연결된 스위칭트랜지스터(M41~M46)의 턴온시 대응하는 캐패시터 쌍이 출력단(A,B)을 통해 인덕턴스 소자(L21)에 연결되어 공진회로를 형성한다.
따라서, 상기 제1 내지 제3 제어신호입력단(VSW1~VSW3)으로 인가되는 값을 변화시킴으로서 출력단(A,B)를 기준으로 연결되는 총 캐패시턴스 값을 7가지 경우의 수로 변화시킬 수 있게 된다.
이상과 같이 제1 내지 제3 제어신호입력단(VSW1~VSW3)으로 인가되는 제어값의 변화를 통해 결정된 캐패시턴스값은 도 2의 버렉터다이오드(VD21,VD22)와 연결되어, 공진회로(11)의 주파수를 결정하는 것이다.
그런데, 스위칭트랜지스터(M41~M46)는 턴온상태에서 소정의 저항값을 갖게 되며, 더구나, 도 4와 같은 구조에서는 캐패시터(C41~C46)와 각각 직렬로 연결됨으로서 그 합저항에 의해 상기 공진회로부의 충실도(Q)를 감소시킨다는 문제점이 있다.
더 구체적으로 설명하면, 충실도(Q)는 상기 수학식 1과 같이, 공진회로에서 리액턴스분(Im(z))과 저항분()의 비로 나타나며, 이 값(Q)이 클수록 위상잡음특성이 개선된다.
그런데, 상기 도 4와 같은 종래의 구조에서는 출력단(A,B)를 기준으로 한쌍으로 연결되는 두 스위칭트랜지스터가 각각의 캐패시터에 직렬로 연결됨으로서, 전체 저항분()을 증가시켜 충실도(Q)를 감소시키게 된다. 그리고, 이러한 충실도(Q)의 저하에 의하여 위상잡음특성이 나빠질 수 있다.
본 발명은 상술한 종래의 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로서, 그 목적은 광대역에서 주파수를 발진하는 전압제어발진기에서 공진회로내 저항성분을 줄임으로서 고주파특성을 개선하고, 충실도를 높여 위상잡음특성을 개선한 주파수 가변 공진 회로 및 이로부터 구현된 전압 제어 발진기를 제공하는데 있다.
상술한 본 발명의 목적을 달성하기 위한 구성수단으로서, 본 발명에 의한 전압제어발진기의 주파수 가변 공진 회로는
소정의 고정 인덕턴스값을 갖는 인덕턴스 소자;
상기 인덕턴스 소자와 병렬로 연결되고 제1제어신호에 따라서 캐패시턴스 값이 변화되는 하나 이상의 버랙터 다이오드쌍으로 이루어져 발진주파수를 미세조정하는 주파수 가변 수단; 및
a) 각각 소정의 캐패시턴스값을 갖는 한 쌍이상의 캐패시턴스 소자들과, b) 상기 각 캐패시턴스 소자 쌍의 사이에 병렬로 구비되어 제2제어신호에 따라서 대응하는 캐패시턴스 소자 쌍을 상기 인덕턴스 소자에 연결시키는 한 쌍이상의 차동 스위칭 소자를 포함하여, 발진주파수 대역을 선택하는 발진대역 가변 수단로 이루어진다.
또한, 본 발명에 의한 발진주파수 가변 공진 회로에 있어서, 발진대역 가변 수단의 차동 스위칭 소자쌍은 대응하는 캐패시턴스 소자쌍에 드레인단이 연결되고 소스단은 접지됨과 동시에, 서로의 드레인단과 소스단이 교차로 연결되고, 게이트단으로는 제2제어신호가 입력되는 전계효과 트랜지스터로 구현할 수 있다.
또한, 본 발명에 의한 발진주파수 가변 공진 회로에 있어서, 상기 발진대역 가변 수단은 상기 캐패시턴스 소자쌍과 대응하는 차동 스위칭 소자쌍의 각 접점을 접지로 연결하는 한 쌍 이상의 바이어스 저항을 더 포함하여 이루어진다.
또한, 본 발명은 상술한 바와 같이 구성된 발진주파수 가변 공진회로를 포함하여 구현된 전압 제어 발진기를 제공한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 의한 발진주파수 가변 공진회로 및 이를 이용한 전압 제어 발진기에 대하여 상세하게 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명에 의한 발진주파수 가변회로의 바람직한 실시예를 도시한 회로도로서, 상기 회로는 도 1의 증폭회로(12)와 도 2와 같은 공진회로(11)내의 인덕턴스소자(L21)와 연결된 출력단(A,B)에 각각 일단이 연결되는 다수의 캐패시턴스 소자쌍(C51-C52, C53-C54, C55-C56)과, 상기 각 캐패시턴스 소자 쌍(C51-C52, C53-C54, C55-C56)의 사이에 각각 병렬로 구비되고 제1제어신호(VSW1~VSW3)에 따라 온/오프스위칭동작하여 대응하는 캐패시턴스 소자 쌍(C51-C52, C53-C54, C55-C56)을 상기 출력단(A,B)에 연결 또는 단락시키는 다수의 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)과, 상기 다수의 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)과 캐패시턴스 소자 쌍(C51-C52, C53-C54, C55-C56)의 각 접점을 접지로 연결하는 다수의 제1,2저항(R51-R52, R53-R54, R55-R56)로 구성된다.
상기 제1 내지 제3제어신호(VSW1~VSW3)는 로우레벨 전압신호 또는 하이레벨 전압신호이며, 상기 다수의 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)은 각각 제1 내지 제3제어신호(VSW1~VSW3)에 따라서 온/오프 스위칭동작한다. 예를 들어, 도 5에 도시된 실시예에서 NMOS 트랜지스터로 스위칭소자를 구현함으로서, 상기 다수의 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)가 각각 제1 내지 제3제어신호(VSW1~VSW3)로 로우레벨 전압신호가 인가되면 턴오프되고, 제1 내지 제3제어신호(VSW1~VSW3)로 하이레벨 전압신호가 인가되면 턴온된다. 그리고, 상기 도 5의 스위칭 소자를 PMOS 트랜지스터로 구현하는 경우는 앞서의 경우와는 반대로 동작하게 된다.
그리고, 상기와 같은 온/오프 스위칭동작에 의하여, 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52)은 캐패시턴스 소자쌍(C51-C52)를 출력단(A,B)에 연결 또는 단락시키고, 차동 스위칭 소자쌍(M53-M54)은 캐패시턴스 소자쌍(C53-C54)를 출력단(A,B)에 연결 또는 단락시키고, 차동 스위칭 소자쌍(M55-M56)은 캐패시턴스 소자쌍(C55-C56)를 출력단(A,B)에 연결 또는 단락시킨다.
즉, 턴온상태의 차동스위칭 소자쌍을 통해 대응하는 캐패시턴스 소자쌍이 출력단(A,B)와 접지사이에 직렬로 연결된다.
이때, 상기 제1,2저항(R51-R52, R53-R54, R55-R56)은 바이어스저항이다.
따라서, 상기 제1 내지 제3 제어신호(VSW1~VSW3)의 조합에 의해 상기 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)의 스위칭 제어에 대한 7가지 경우의 수가 나타날 수 있으며, 상기 다수 캐패시턴스(C51~C56)의 값을 달리함으로서 선택가능한 캐패시턴스의 수는 7가지가 될 수 있다. 예를 들어, 상기 캐패시턴스 소자쌍(C51,C52)의 총 캐패시턴스가 1pF이고, 캐패시턴스 소자쌍(C53,C54)의 총 캐패시턴스가 2pF이고, 캐패시턴스 소자쌍(C55,C56)의 총 캐패시턴스가 4pF인 경우, 상기 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)의 스위칭 제어에 따라서, 1pF, 2pF, 3pF, 4pF, 5pF, 6pF, 7pF 의 캐패시턴스를 조합하여 만들 수 있다.
이때, 상기 캐패시턴스 소자쌍과, 차동 스위칭 소자쌍 및 제1,2저항으로 이루어지는 회로의 수를 증가시킴으로서, 선택가능한 캐패시턴스 값의 수를 더 증가시킬 수 있다.
이와 같은 차동 스위칭 소자쌍(M51-M52, M53-M54, M55-M56)들은 서로 드레인단과 소스단이 교차 연결되어, 제1 내지 제3제어신호(VSW1~VSW3)에 의하여 턴온되면, 대응하는 캐패시턴스 소자쌍(C51-C52, C53-C54, C55-C56)에 대하여 병렬로 연결된다. 따라서, 상기 회로에서의 저항성분이 감소되고, 그 결과 수학식 1과 같이 나타나는 충실도(Q)가 높아진다.
상기와 같은 발진주파수 가변회로의 동작예를 도 6의 (a),(b)에 보인 등가회로를 참조하여, 더 상세하게 설명한다.
도 6의 (a)는 발진주파수 가변을 위한 종래의 대역선택부에 있어서, 하나의 캐패시턴스소자쌍(C41-C42)과 그에 연결된 스위칭소자 쌍(M41-M42)이 턴온시의 등가회로도이고, 도 6의 (b)는 본 발명에 따른 대역선택부에 있어서, 하나의 캐패시턴스소자쌍(C51-C52)과 그에 연결된 차동 스위칭소자 쌍(M51-M52)이 턴온시의 등가회로도로서, 이 둘을 비교하여 설명한다.
도 4에 도시된 종래 방식의 경우, 제1제어신호(VSW1)로 하이레벨전압이 인가되어 스위칭소자 쌍(M41-M42)이 턴온된 경우, 출력단(A,B)를 기준으로 하는 등가회로는 도 6의 (a)와 같이 나타난다. 상기 등가회로에서, RS는 스위칭소자(M41,M42)의 온저항이다. 즉, 출력단(A,B)과 접지사이에 각각 직렬연결된 캐패시턴스쌍(C41,C42)에 대하여 2개의 저항(RS)이 직렬로 연결된다. 이러한, 등가회로에서 임피던스(Z)는 다음의 수학식 2과 같이 나타난다.
여기에서, 미설명된 부호 C는 캐패시턴스 소자쌍(C41,C42)에 의한 총 캐패시턴스 값이다. 상기 수학식 2로부터 볼때, 도 6의 (a)와 같은 회로에서, 리액턴스분(Im(z))는 가 되고, 저항분(Re(z))은 2Rs이다.
다음으로, 도 5에 도시된 본 발명의 경우, 제1제어신호(VSW1)로 하이레벨전압이 인가되어 스위칭소자 쌍(M51-M52)이 턴온된 경우, 출력단(A,B)를 기준으로 하는 등가회로는 도 6의 (b)와 같이 나타난다. 상기 등가회로에서, RS는 스위칭소자(M51,M52)의 온저항이다. 즉, 출력단(A,B)과 접지사이에 각각 직렬연결된 캐패시턴스쌍(C41,C42)에 대하여 2개의 저항(RS)이 병렬로 연결된다. 그리고, 이러한 등가회로에서 총 저항분(R)은 이므로, 이 회로에서의 임피던스(Z)는 다음의 수학식 3과 같이 나타난다.
여기에서도, C는 캐패시턴스 소자쌍(C51,C52)의 총 캐패시턴스 값이다.
결과적으로, 본 발명에 의한 경우 스위칭소자쌍이 병렬로 연결됨으로서, 종래에는 2Rs 였던 저항성분이 상기 수학식 3에서와 같이 Rs/2로 감소된다. 즉, 저항성분이 종래보다 1/4로 감소하였으며, 이로부터 수학식 1의 충실도(Q)를 예측하여보면, 리액턴스성분이 동일한 상태에서 저항성분만이 1/4로 감소됨으로서, 충실도(Q)가 종래보다 대략 4배 높아졌다.
즉, 본 발명에 의한 발진주파수의 가변회로를 이용하는 경우, 동일한 스위칭소자를 사용하면 종래에 비하여 충실도(Q)를 4배이상 높힐 수 있게 되는 것으로서, 스위칭소자의 사이즈 증가없이 간단한 구조변경을 통하여 충실도를 개선시킬 수 있다.
이러한 본 발명에 의한 발진 주파수 가변회로의 장점은 도 7 내지 도 9에 보인 시뮬레이션 결과를 통해 더 정확하게 알 수 있다.
먼저, 도 7의 (a)는 동일한 조건하에서 종래의 발진주파수 가변회로와 본 발명의 발진주파수 가변회로에서의 저항성분(Re(z))를 비교한 그래프로서, (b)는 충실도를 비교한 그래프이다.
상기 도 7의 (a),(b)의 실험시, 스위칭소자 및 캐패시턴스 소자는 동일한 것을 사용하였다. 먼저 도 7의 (a)로부터, 1GHz 에서의 임피던스 저항분만을 비교하여 보면, 본 발명의 경우 대략 4Ω(P1)인데 반하여, 종래의 경우 저항성분은 대략 16Ω정도로서, 거의 4배의 차이가 발생함이 입증된다. 더하여, 도 7의 (b)를 참조하여, 1GHz 대역에서의 충실도를 비교하면, 본 발명의 경우(P3)가 종래(P4)보다 Q값이 크다는 것을 알 수 있다.
다음으로, 도 8의 (a)와 (b)는 각각 주파수 변화에 대한 종래와 본 발명에서의 캐패시턴스 값 변화를 비교한 것으로서, 도 8의 (a)에 나타난 바와 같이 종래에는 주파수변화에 대하여 캐패시턴스값의 변화가 비선형적으로 나타나 3GHz(P6)와 1GHz(P5)를 비교해 볼때 캐패시턴값이 77%로 감소하는 것을 알 수 있다. 이에 반해, 본 발명에서는 도 8의 (b)에 나타난 바와 같이, 거의 선형적인 특성을 나타냈으며, 3GHz(P8)와 1GHz(P7)을 비교해볼때 99%로 거의 변화가 없었다.
이러한 주파수변화에 대한 캐패시턴스 변화는 주파수변화를 10GHz까지 확대하여 측정하여 보더라도 거의 유사하게 나타났다.
즉, 도 9의 (a),(b)는 10GHz까지의 로그스케일로 캐패시턴스변화를 비교한 것으로서, 도 9의 (a)에서 종래의 회로는 주파수가 증가함에 따라 캐패시턴스 값이 현격히 감소하였는데 반하여, 도 9의 (b)에서 본 발명의 회로는 주파수에 영향을 비교적 받지 않는다는 것을 알 수 있다.
따라서, 본 발명에 의한 발진주파수 가변회로의 경우 종래방식에 비하여 주파수특성도 좋아진다는 것을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 동일한 스위칭소자를 사용할 경우 종래에 비하여 충실도(Q)를 4배이상 높힐 수 있는 효과가 있으며 충실도의 개선을 통하여 위상잡음을 현저하게 감소시킬 수 있다. 또한, 역으로 스위칭소자의 사이즈 증가없이 간단한 구조 변경을 통하여 충실도를 개선시킬 수 있는 우수한 효과가 나타난다.
도 1은 발진기의 기본 구조를 도시한 블럭도이다.
도 2는 광대역 전압제어 발진기에서 주파수 가변 공진회로의 상세 구성을 나타낸 회로도이다.
도 3의 (a)는 도 2의 주파수 가변 공진회로에 구비된 버렉터다이오드의 제어신호에 따른 동작특성을 나타낸 그래프이고, (b)는 도 2의 주파수 가변 공진회로에서 대역선택부의 제어 신호에 따른 동작특성을 보인 그래프이고, (c)는 도 2의 주파수 가변 공진회로부의 발진 주파수 대역을 나타낸 도면이다.
도 4는 도 2의 주파수 가변 공진회로에 있어서, 대역선택부의 종래 구성을 보인 회로도이다.
도 5는 본 발명에 의해 개선된 주파수 가변 공진회로의 대역선택부를 나타낸 회로도이다.
도 6의 (a)는 종래 대역 선택부의 등가회로도이고, (b)는 본 발명에 의한 대역 선택부의 등가회로도이다.
도 7의 (a)는 동일한 조건에서의 종래의 대역 선택 부와 본 발명에 의한 대역 선택 부에서 나타나는 저항성분(Re(z))를 비교한 그래프이고, (b)는 충실도를 비교한 그래프이다.
도 8의 (a)는 1GHz 대역에서의 주파수 변화에 대한 종래 대역 선택부에서의 캐패시턴값 변화를 측정한 그래프이고, (b)는 1GHz 대역에서의 주파수 변화에 대한 본 발명의 대역 선택부에서의 캐패시턴값 변화를 측정한 그래프이다.
도 9의 (a)는 종래의 대역 선택부에서의 10GHz까지의 주파수 변화에 따른 캐패시턴스값 변화를 측정한 그래프이고, (b)는 본 발명의 대역 선택부에서의 10GHz까지의 주파수 변화에 따른 캐패시턴스값 변화를 측정한 그래프이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
A, B : 출력단
C51 ~ C56 : 캐패시턴스 소자
M51 ~ M56 : 스위칭소자
R51 ~ R56 : 저항
20 : 대역선택부
21 : 미세주파수 조정부

Claims (4)

  1. 인덕턴스와 캐패시턴스의 값에 의해 발진주파수를 결정하는 발진기의 주파수 가변 공진회로에 있어서,
    기설정된 고정 인덕턴스값을 갖는 인덕턴스 소자;
    제1제어신호에 따라서 캐패시턴스 값이 변화되는 하나 이상의 버랙터 다이오드쌍으로 이루어져, 제1제어신호에 따라서 발진기의 주파수를 미세조정하는 주파수 가변 수단; 및
    a) 각각 소정의 캐패시턴스값을 갖는 한 쌍이상의 캐패시턴스 소자들과, b) 각각 대응하는 캐패시턴스 소자 쌍의 사이에 병렬로 구비되어 제2제어신호에 따라서 해당 캐패시턴스 소자 쌍을 상기 인덕턴스 소자에 연결시키는 한 쌍이상의 차동 스위칭 소자를 포함하여, 제2제어신호에 따라서 발진주파수 대역을 선택하는 발진대역 가변 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 가변 공진회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 발진대역 가변 수단의 차동 스위칭 소자쌍은 대응하는 캐패시턴스 소자쌍에 드레인단이 연결되고 소스단은 접지됨과 동시에, 서로의 드레인단과 소스단이 교차로 연결되고, 게이트단으로는 제2제어신호가 입력되는 전계효과 트랜지스터쌍인 것을 특징으로 하는 주파수 가변 공진회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 발진대역 가변 수단은
    상기 캐패시턴스 소자쌍과 대응하는 차동 스위칭 소자쌍의 각 접점을 접지로 연결하는 한 쌍이상의 바이어스 저항을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 가변 공진회로.
  4. 제 1 항 내지 제3항에 기재된 주파수 가변 공진회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 제어 발진기.
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