JP2004312655A - 周波数可変共振回路及びこれから具備された電圧制御発振器 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は高周波特性を改善し、Ｑファクターを高め位相雑音特性を改善した発振周波数可変回路及びこれから具現した電圧制御発振器に関するものである。
【解決手段】前記発振周波数可変回路は、所定の固定インダクタンス値を有するインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子と並列連結され第１制御信号ＶＳＷ１に応じてキャパシタンス値が変化する１つ以上のバラクターダイオード対から成り発振周波数を微調整する周波数可変手段と、 ａ）各々所定のキャパシタンス値を有する１対以上のキャパシタンス素子Ｃ５１〜Ｃ５６、ｂ）前記各キャパシタンス素子対の間に並列に設けられ第２制御信号ＶＳＷ２に従って対応するキャパシタンス素子対を前記インダクタンス素子に連結する１対以上の差動スイッチング素子Ｍ５１〜Ｍ５６を含み発振周波数帯域を選択する発振帯域可変手段とで成る。
【選択図】 図１
【解決手段】前記発振周波数可変回路は、所定の固定インダクタンス値を有するインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子と並列連結され第１制御信号ＶＳＷ１に応じてキャパシタンス値が変化する１つ以上のバラクターダイオード対から成り発振周波数を微調整する周波数可変手段と、 ａ）各々所定のキャパシタンス値を有する１対以上のキャパシタンス素子Ｃ５１〜Ｃ５６、ｂ）前記各キャパシタンス素子対の間に並列に設けられ第２制御信号ＶＳＷ２に従って対応するキャパシタンス素子対を前記インダクタンス素子に連結する１対以上の差動スイッチング素子Ｍ５１〜Ｍ５６を含み発振周波数帯域を選択する発振帯域可変手段とで成る。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は広帯域で周波数を発生する発振器に関するもので、より詳しくはスイッチング素子を発振帯域選択時にスイッチング素子にあらわれるオン抵抗成分を減少させることによりＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を高め位相雑音特性を改善させた発振周波数可変共振回路及びこれから具備された電圧制御発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
発振器（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とは電気回路において特定周波数の信号を発生させるものとして、図６に表すように、特定周波数の信号に共振する共振回路（１１）と前記共振回路（１１）により共振された特定周波数の信号を持続して供給するための増幅回路（１２）とで成るのが通常である。そして、前記特定周波数を決定する共振回路は電気回路素子中インダクタンス素子（コイル）とキャパシタンス素子（コンデンサ）とを組合せたＬＣ回路に具現される。この際、発振周波数は共振回路（１１）のインダクタンス（Ｌ）とキャパシタンス（Ｃ）により決定され、逆に共振回路のインダクタンス（Ｌ）またはキャパシタンス（Ｃ）を変化させることによって発振器の発振周波数を変更させることができる。例えば、バラクターダイオードのように可変キャパシタンス素子を用いてキャパシタンスを可変させることにより周波数を変化させ、前記バラクターダイオードのキャパシタンス可変可能範囲が直に周波数可変範囲に対応するようになる。
【０００３】
狭帯域発振器の場合は、前記バラクターダイオードのようなキャパシタンス可変素子のみでも具現可能である。しかし、ＴＶシステムの空中波放送信号を受信する受信機や、その他多重帯域受信機には広帯域に亙って周波数可変が可能な広帯域発振器が要求される。
【０００４】
図７は前記ＴＶシステムの受信機と多重帯域受信機等に利用できる光帯域発振器に具備される発振周波数可変共振回路の一例を表す回路図として、増幅回路（１２）と連結された出力端（Ａ、Ｂ）に、インダクタンス素子（Ｌ２１）と、直列連結されて制御信号（Ｖｃｔｒｌ）に応じてキャパシタンス値が変換される２個のバラクター（可変容量）ダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）から成る微周波数調整部（２１）と、多数のキャパシター素子と多数のスイッチング素子から成り外部から印加されたスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）による多数スイッチング素子のオン／オフに応じてキャパシタンス値が変化する帯域選択部（２０）とを並列連結して成る。
【０００５】
前記共振回路においては、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）により決定された２個のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）のキャパシタンスとスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）により決定された帯域選択部（２０）のキャパシタンスとの和と、インダクタンス素子（Ｌ２１）のインダクタンスとにより共振周波数（発振周波数）が決定される。
【０００６】
より具体的に説明すると、前記微周波数調整部（２１）のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）は内部キャパシタンス値（ＣＶＡＲ）が図８の（Ａ）のように制御信号（Ｖｃｔｒｌ）の電圧レベルの増加に応じて線形的に増加する。即ち、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）の変化に従ってバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）のキャパシタンス値が連続的に変化する。
【０００７】
そして、前記帯域選択部（２０）は多数のキャパシタンス素子が並列配置され、該各キャパシタンス素子が多数のスイッチング素子により前記出力端（Ａ、Ｂ）に並列連結されるよう構成され、前記スイッチング素子のオン／オフにより前記出力端（Ａ、Ｂ）に連結されるキャパシタンス素子が変化するのである。従って、前記帯域選択部（２０）はターンオン（ｔｕｒｎ−ｏｎ）されたスイッチング素子のキャパシタンス素子によりキャパシタンス値が決定され、こうした帯域選択部（２０）で選択されたキャパシタンス値は図８の（Ｂ）に表すように、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）に応じて非連続的に変化される。従って、制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）を調整して図８の（Ｂ）のような多数の発振帯域中一つを選択し、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）を調整して選択された発振帯域内で発振周波数を決定するようになる。例えば、図８の（Ｂ）のように帯域選択部（２０）のスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）による選択可能な場合の数が４つの場合、図８の（Ｃ）のように、連続的に連結された４つの帯域のうち１帯域が前記スイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）により選択され、選択された帯域内の微細な周波数の決定は前記制御信号（Ｖｃｔｒｌ）によるバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）の制御により行われる。
【０００８】
以上のような構成から、ＴＶセットの受信機、その他の光帯域受信機に要求される光帯域周波数発振を実現している。
【０００９】
ここで、前記帯域選択部（２０）の従来の構成は図９のとおりである。図９を参照して従来の帯域選択部（２０）の周波数可変構造の一例を説明すると、前記回路は、増幅回路（１２）に連結された出力端（Ａ、Ｂ）に共通して第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のドレイン端を連結し、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のソース端と接地との間に第１ないし第６キャパシター（Ｃ４１〜Ｃ４６）を各々連結し、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）を２つずつ１対にして相互ゲートを連結し、前記連結した各ゲート端に第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）を連結して構成する。
【００１０】
前記において、第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）には低レベル電圧信号または高レベル電圧信号が印加され、これによって第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のオン／オフ特性が決定される。例えば、図９の回路において前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）はＮＭＯＳトランジスタであり、従って前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ４１）−第２スイッチングトランジスタ（Ｍ４２）対、第３スイッチングトランジスタ（Ｍ４３）−第４スイッチングトランジスタ（Ｍ４４）対、第５スイッチングトランジスタ（Ｍ４５）−第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４６）対は各々第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）から高レベル電圧信号が印加されるとターンオンされ、低レベル電圧信号が印加されるとターンオフされる。逆に、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）がＰＭＯＳトランジスタであると、前記スイッチングトランジスタ対は各々第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に低レベル電圧信号が印加されるとターンオンされ、高レベル電圧信号が印加されるとターンオフされる。
【００１１】
そして、前記図９においてスイッチングトランジスタを介して出力端（Ａ、Ｂ）に各々連結されるキャパシター対（Ｃ４１−Ｃ４２）、（Ｃ４３−Ｃ４４）、（Ｃ４５−Ｃ４６）は相互に異なるキャパシタンス値を有するもので、制御信号入力端に連結されたスイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のターンオン時に対応するキャパシター対が出力端（Ａ、Ｂ）を介してインダクタンス素子（Ｌ２１）に連結されて共振回路を形成する。
【００１２】
従って、前記第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に印加される数値を変化させることにより出力端（Ａ、Ｂ）を基準に連結される総キャパシタンス値を７つの場合の数に変化させられるようになる。以上のように第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に印加される制御値の変化により決定されたキャパシタンス値は図７のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）と連結され、共振回路（１１）の周波数を決定するものである。
【００１３】
しかし、スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）はターンオン状態において所定の抵抗値を有し、しかも図９のような構造においてはキャパシター（Ｃ４１〜Ｃ４６）と各々直列連結されることにより総抵抗値が高くなり前記共振回路部のＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を減少させるという問題を抱えている。
【００１４】
【数１】
より具体的に説明すれば、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）は前記数１のように、共振回路においてリアクタンス分（Ｉｍ（ｚ））と抵抗分（Ｒｅ｜ｚ｜）との比であらわれ、この値（Ｑ）が大きいほど位相雑音特性が改善される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記図９のような従来の構造においては出力端（Ａ、Ｂ）を基準に一対として連結される２つのスイッチングトランジスタが各々のキャパシターに直列連結されることにより、全体としての抵抗分（Ｒｅ｜ｚ｜）を増加させてＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を減少させるようになる。そして、こうしたＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）の低下により位相雑音特性が悪くなり兼ねない。
【００１６】
本発明は上述した従来の問題点を解決するために案出されたもので、その目的は広帯域で周波数を発振する電圧制御発振器において共振回路内抵抗成分を減らすことにより高周波特性を改善し、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を高め位相雑音特性を改善した発振周波数可変共振回路及びこれから具備された電圧制御発振器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した本発明の目的を成し遂げるための構成手段として、本発明による電圧制御発振器の発振周波数可変共振回路は、所定の固定インダクタンス値を有するインダクタンス素子；前記インダクタンス素子と並列連結され第１制御信号に応じてキャパシタンス値が変化する１つ以上のバラクターダイオード対から成り発振周波数を微調整する周波数可変手段；及び、ａ）各々所定のキャパシタンス値を有する１対以上のキャパシタンス素子、ｂ）前記各キャパシタンス素子対の間に並列に設けられ第２制御信号に従って対応するキャパシタンス素子対を前記インダクタンス素子に連結する１対以上の差動スイッチング素子を含み、発振周波数帯域を選択する発振帯域可変手段から成る。さらに、本発明による発振周波数可変共振回路において、発振帯域可変手段の差動スイッチング素子対は対応するキャパシタンス素子対にドレイン端が連結されてソース端は接地されると共に、相互のドレイン端とソース端が交差連結され、ゲート端には第２制御信号が入力される電界効果トランジスタに具現することができる。また、本発明による発振周波数可変共振回路において、前記発振帯域可変手段は前記キャパシタンス素子対と対応する差動スイッチング素子対の各接点を接地に連結する一対以上のバイアス抵抗をさらに含んで成る。さらに、本発明は上述したように構成された発振周波数可変共振回路を含んで具現された電圧制御発振器を提供する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面に基づき本発明による発振周波数可変共振回路及びこれを利用した電圧制御発振器に対して詳細に説明する。図１は本発明による発振周波数可変回路の好ましき実施の形態をあらわす回路図として、前記回路は図６の増幅回路（１２）と図７のような共振回路（１１）内のインダクタンス素子（Ｌ２１）に連結された出力端（Ａ、Ｂ）に各々一端が連結される多数のキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）と、前記各キャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）の間に各々並列に設けられ第１制御信号（ＶＳＷ１）によりオン／オフスイッチング動作して対応するキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）を前記出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させる多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）と、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）とキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）との各接点を接地に連結する多数の第１、２抵抗（Ｒ５１−Ｒ５２、Ｒ５３−Ｒ５４、Ｒ５５−Ｒ５６）とで成る。
【００１９】
前記第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）は低レベル電圧信号または高レベル電圧信号であり、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）は各々第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に応じてオン／オフスイッチング動作する。例えば、図１の実施の形態において、ＮＭＯＳトランジスタでスイッチング素子を具現することにより、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）が各々第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に低レベル電圧信号が印加されるとターンオフされ、第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に高レベル電圧信号が印加されるとターンオンされる。そして、前記図１のスイッチング素子をＰＭＯＳトランジスタで具現する場合は先に述べた場合と逆に動作する。
【００２０】
そして、前記のようなオン／オフスイッチング動作により、差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）はキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させ、差動スイッチング素子対（Ｍ５３−Ｍ５４）はキャパシタンス素子対（Ｃ５３−Ｃ５４）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させ、差動スイッチング素子対（Ｍ５５−Ｍ５６）はキャパシタンス素子対（Ｃ５５−Ｃ５６）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させる。
【００２１】
即ち、ターンオン状態の差動スイッチング素子対を介して対応するキャパシタンス素子対が出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に直列連結される。この際、前記第１、２抵抗（Ｒ５１−Ｒ５２、Ｒ５３−Ｒ５４、Ｒ５５−Ｒ５６）はバイアス抵抗である。
【００２２】
従って、前記第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）の組合せによって前記差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）のスイッチング制御に対する７つの場合の数が可能で、前記多数のキャパシタンス（Ｃ５１〜Ｃ５６）の値を異ならせることにより選択可能なキャパシタンスの数は７つになることができる。例えば、前記キャパシタンス素子対（Ｃ５１、Ｃ５２）の総キャパシタンスが１ｐＦ、キャパシタンス素子対（Ｃ５３、Ｃ５４）の総キャパシタンスが２ｐＦ、キャパシタンス素子対（Ｃ５５、Ｃ５６）の総キャパシタンスが４ｐＦの場合、前記差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）のスイッチング制御に応じて、１ｐＦ、２ｐＦ、３ｐＦ、４ｐＦ、５ｐＦ、６ｐＦ、７ｐＦのキャパシタンスを組み合せることができる。この際、前記キャパシタンス素子対と、差動スイッチング素子対及び第１、２抵抗から成る回路数を増加させることにより、選択可能なキャパシタンス値の数を増加させられる。
【００２３】
こうした差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）は相互にドレイン端とソース端が交差連結され、第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）によってターンオンされると、対応するキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）に対して並列連結される。従って、前記回路における抵抗成分が減少し、その結果、数１のように表示されるＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が高くなる。
【００２４】
前記のような発振周波数可変回路の動作例を図２の（Ａ）、（Ｂ）に表す等価回路を参照して、より詳しく説明する。図２の（Ａ）は発振周波数可変のための従来の帯域選択部において、一つのキャパシタンス素子対（Ｃ４１−Ｃ４２）とそれに連結されたスイッチング素子対（Ｍ４１−Ｍ４２）がターンオンされた時の等価回路図で、図２の（Ｂ）は本発明による帯域選択部において、 １つのキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２）とそれに連結された差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）がターンオンされた時の等価回路図で、両者を比較説明する。図９にあらわす従来の方式の場合、第１制御信号（ＶＳＷ１）に高レベル電圧が印加されスイッチング素子対（Ｍ４１−Ｍ４２）がターンオンされた場合、出力端（Ａ、Ｂ）を基準にする等価回路は図２の（Ａ）のようにあらわれる。前記等価回路において、Ｒｓはスイッチング素子（Ｍ４１、Ｍ４２）のオン抵抗である。即ち、出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に各々直列連結されたキャパシタンス対（Ｃ４１、Ｃ４２）に対して２つの抵抗（Ｒｓ）が直列連結される。こうした等価回路においてインピーダンス（Ｚ）は次の数２のようになる。
【００２５】
【数２】
ここで、未説明の符号Ｃはキャパシタンス素子対（Ｃ４１、Ｃ４２）による総キャパシタンス値である。前記数２によれば、図２の（Ａ）のような回路において、リアクタンス分（Ｉｍ（ｚ））は２／ωＣになり、抵抗分（Ｒｅ（ｚ））は２Ｒｓである。
【００２６】
次に、図１にあらわす本発明の場合、第１制御信号（ＶＳＷ１）に高レベル電圧が印加されスイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）がターンオンされた場合、出力端（Ａ、Ｂ）を基準にする等価回路は図２の（Ｂ）のように示される。前記等価回路において、Ｒｓはスイッチング素子（Ｍ５１、Ｍ５２）のオン抵抗である。即ち、出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に各々直列連結されたキャパシタンス対（Ｃ４１、Ｃ４２）に対して２個の抵抗（Ｒｓ）が並列連結される。そして、こうした等価回路において総抵抗分（Ｒ）は１／Ｒ＝１／Ｒｓ＋１／Ｒｓなので、この回路におけるインピーダンス（Ｚ）は次の数３のようになる。
【００２７】
【数３】
ここでもＣはキャパシタンス素子対（Ｃ５１、Ｃ５２）の総キャパシタンス値である。結果として、本発明による場合はスイッチング素子対が並列連結されることにより、従来には２Ｒｓであった抵抗成分が前記数３のようにＲｓ／２に減少する。即ち、抵抗成分が従来の１／４に減り、これから数１のＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を予測すると、リアクタンス成分が等しい状態で抵抗成分のみが１／４に減少することにより、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が従来より約４倍高くなっている。
【００２８】
即ち、本発明による発振周波数の可変回路を利用する場合、同一なスイッチング素子を使用すると従来に比してＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を４倍以上高められるもので、スイッチング素子を嵩張らせることなく簡単な構造変更からＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を改善させることができる。
【００２９】
こうした本発明による発振周波数可変回路の利点は図３ないし５に表すシミュレーションの結果からより明確になる。先ず、図３の（Ａ）は同一の条件下において従来の発振周波数可変回路と本発明の発振周波数可変回路における抵抗成分（Ｒｅ（ｚ））を比較したグラフ、（Ｂ）はＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較したグラフである。
【００３０】
前記図３の（Ａ）、（Ｂ）の実験の際、スイッチング素子及びキャパシタンス素子は同じものを使用した。先ず、図３の（Ａ）において、１ＧＨｚでのインピーダンス抵抗分のみ比較して見ると、本発明の場合は約４Ω（Ｐ１）なのに比して、従来の場合、抵抗成分は約１６Ωほどで、ほぼ４倍の差が生じていることが立証される。さらに、図３の（Ｂ）により、１ＧＨｚ帯域におけるＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較すると、本発明の場合は（Ｐ３）が従来（Ｐ４）よりＱ値が大きいことがわかる。
【００３１】
次に、図４の（Ａ）と（Ｂ）は各々周波数変化に対する従来と本発明におけるキャパシタンス値の変化を比較したもので、図４の（Ａ）に表れるように従来は周波数変化に対してキャパシタンス値変化が非線形的にあらわれ３ＧＨｚ（Ｐ６）と１ＧＨｚ（Ｐ５）とを比較してみるとキャパシタンス値が７７％に減少することがわかる。これに比して、本発明においては図４の（Ｂ）のように、ほぼ線形的な特性を示し、３ＧＨｚ（Ｐ８）と１ＧＨｚ（Ｐ７）とを比較する場合９９％とほぼ変り無かった。こうした周波数変化に対するキャパシタンス変化は周波数変化を１０ＧＨｚまで拡大して測定してもほぼ同様であった。
【００３２】
即ち、図５の（Ａ）、（Ｂ）は１０ＧＨｚまでのログスケールでキャパシタンス変化を比較したもので、図５の（Ａ）において従来の回路は周波数の増加につれてキャパシタンス値が著しく減少したのに比して、図５の（Ｂ）において本発明の回路は周波数にあまり影響を受けないことがわかる。従って、本発明による発振周波数可変回路の場合、従来の方式に比して周波数特性も良くなることがわかる。
【００３３】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明は同一なスイッチング素子を用いる場合、従来に比してＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を４倍以上高める効果があり、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）の改善により位相雑音を著しく減少することができる。また、逆にスイッチング素子を嵩張らせることなく簡単な構造変更からＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を改善させられる優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明により改善された周波数可変共振回路の帯域選択部を表す回路図である。
【図２】（Ａ）は従来の帯域選択部の等価回路図、（Ｂ）は本発明による帯域選択部の等価回路図である。
【図３】（Ａ）は同一な条件における従来の帯域選択部と本発明による帯域選択部において表れる抵抗成分（Ｒｅ（ｚ））を比較したグラフ、（Ｂ）はＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較したグラフである。
【図４】（Ａ）は１ＧＨｚ帯域における周波数変化に対する従来の帯域選択部におけるキャパシタンス値の変化を測定したグラフ、（Ｂ）は１ＧＨｚ帯域における周波数変化に対する本発明の帯域選択部におけるキャパシタンス値の変化を測定したグラフである。
【図５】（Ａ）は従来の帯域選択部における１０ＧＨｚまでの周波数変化によるキャパシタンス値変化を測定したグラフ、（Ｂ）は本発明の帯域選択部における１０ＧＨｚまでの周波数変化によるキャパシタンス値変化を測定したグラフである。
【図６】発振器の基本構造を表すブロック図である。
【図７】広帯域電圧制御発振器において周波数可変共振回路の詳細構成を表す回路図である。
【図８】（Ａ）は図７の周波数可変共振回路に設けられたバラクターダイオードの制御信号による動作特性を表すグラフ、（Ｂ）は図７の周波数可変共振回路において帯域選択部の制御信号による動作特性を表すグラフ、（Ｃ）は図７の周波数可変共振回路部の発振周波数帯域を表す図面である。
【図９】図７の周波数可変共振回路において、帯域選択部の従来の構成を表す回路図ある。
【符号の説明】
Ａ、Ｂ 出力端
Ｃ５１〜Ｃ５６ キャパシタンス素子
Ｍ５１〜Ｍ５６ スイッチング素子
Ｒ５１〜Ｒ５６ 抵抗
２０ 帯域選択部
２１ 微周波数調整部
【発明の属する技術分野】
本発明は広帯域で周波数を発生する発振器に関するもので、より詳しくはスイッチング素子を発振帯域選択時にスイッチング素子にあらわれるオン抵抗成分を減少させることによりＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を高め位相雑音特性を改善させた発振周波数可変共振回路及びこれから具備された電圧制御発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
発振器（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）とは電気回路において特定周波数の信号を発生させるものとして、図６に表すように、特定周波数の信号に共振する共振回路（１１）と前記共振回路（１１）により共振された特定周波数の信号を持続して供給するための増幅回路（１２）とで成るのが通常である。そして、前記特定周波数を決定する共振回路は電気回路素子中インダクタンス素子（コイル）とキャパシタンス素子（コンデンサ）とを組合せたＬＣ回路に具現される。この際、発振周波数は共振回路（１１）のインダクタンス（Ｌ）とキャパシタンス（Ｃ）により決定され、逆に共振回路のインダクタンス（Ｌ）またはキャパシタンス（Ｃ）を変化させることによって発振器の発振周波数を変更させることができる。例えば、バラクターダイオードのように可変キャパシタンス素子を用いてキャパシタンスを可変させることにより周波数を変化させ、前記バラクターダイオードのキャパシタンス可変可能範囲が直に周波数可変範囲に対応するようになる。
【０００３】
狭帯域発振器の場合は、前記バラクターダイオードのようなキャパシタンス可変素子のみでも具現可能である。しかし、ＴＶシステムの空中波放送信号を受信する受信機や、その他多重帯域受信機には広帯域に亙って周波数可変が可能な広帯域発振器が要求される。
【０００４】
図７は前記ＴＶシステムの受信機と多重帯域受信機等に利用できる光帯域発振器に具備される発振周波数可変共振回路の一例を表す回路図として、増幅回路（１２）と連結された出力端（Ａ、Ｂ）に、インダクタンス素子（Ｌ２１）と、直列連結されて制御信号（Ｖｃｔｒｌ）に応じてキャパシタンス値が変換される２個のバラクター（可変容量）ダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）から成る微周波数調整部（２１）と、多数のキャパシター素子と多数のスイッチング素子から成り外部から印加されたスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）による多数スイッチング素子のオン／オフに応じてキャパシタンス値が変化する帯域選択部（２０）とを並列連結して成る。
【０００５】
前記共振回路においては、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）により決定された２個のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）のキャパシタンスとスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）により決定された帯域選択部（２０）のキャパシタンスとの和と、インダクタンス素子（Ｌ２１）のインダクタンスとにより共振周波数（発振周波数）が決定される。
【０００６】
より具体的に説明すると、前記微周波数調整部（２１）のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）は内部キャパシタンス値（ＣＶＡＲ）が図８の（Ａ）のように制御信号（Ｖｃｔｒｌ）の電圧レベルの増加に応じて線形的に増加する。即ち、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）の変化に従ってバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）のキャパシタンス値が連続的に変化する。
【０００７】
そして、前記帯域選択部（２０）は多数のキャパシタンス素子が並列配置され、該各キャパシタンス素子が多数のスイッチング素子により前記出力端（Ａ、Ｂ）に並列連結されるよう構成され、前記スイッチング素子のオン／オフにより前記出力端（Ａ、Ｂ）に連結されるキャパシタンス素子が変化するのである。従って、前記帯域選択部（２０）はターンオン（ｔｕｒｎ−ｏｎ）されたスイッチング素子のキャパシタンス素子によりキャパシタンス値が決定され、こうした帯域選択部（２０）で選択されたキャパシタンス値は図８の（Ｂ）に表すように、前記スイッチング素子のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）に応じて非連続的に変化される。従って、制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）を調整して図８の（Ｂ）のような多数の発振帯域中一つを選択し、制御信号（Ｖｃｔｒｌ）を調整して選択された発振帯域内で発振周波数を決定するようになる。例えば、図８の（Ｂ）のように帯域選択部（２０）のスイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）による選択可能な場合の数が４つの場合、図８の（Ｃ）のように、連続的に連結された４つの帯域のうち１帯域が前記スイッチング制御信号（Ｖｓｗ１〜Ｎ）により選択され、選択された帯域内の微細な周波数の決定は前記制御信号（Ｖｃｔｒｌ）によるバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）の制御により行われる。
【０００８】
以上のような構成から、ＴＶセットの受信機、その他の光帯域受信機に要求される光帯域周波数発振を実現している。
【０００９】
ここで、前記帯域選択部（２０）の従来の構成は図９のとおりである。図９を参照して従来の帯域選択部（２０）の周波数可変構造の一例を説明すると、前記回路は、増幅回路（１２）に連結された出力端（Ａ、Ｂ）に共通して第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のドレイン端を連結し、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のソース端と接地との間に第１ないし第６キャパシター（Ｃ４１〜Ｃ４６）を各々連結し、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）を２つずつ１対にして相互ゲートを連結し、前記連結した各ゲート端に第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）を連結して構成する。
【００１０】
前記において、第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）には低レベル電圧信号または高レベル電圧信号が印加され、これによって第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のオン／オフ特性が決定される。例えば、図９の回路において前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）はＮＭＯＳトランジスタであり、従って前記第１スイッチングトランジスタ（Ｍ４１）−第２スイッチングトランジスタ（Ｍ４２）対、第３スイッチングトランジスタ（Ｍ４３）−第４スイッチングトランジスタ（Ｍ４４）対、第５スイッチングトランジスタ（Ｍ４５）−第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４６）対は各々第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）から高レベル電圧信号が印加されるとターンオンされ、低レベル電圧信号が印加されるとターンオフされる。逆に、前記第１ないし第６スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）がＰＭＯＳトランジスタであると、前記スイッチングトランジスタ対は各々第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に低レベル電圧信号が印加されるとターンオンされ、高レベル電圧信号が印加されるとターンオフされる。
【００１１】
そして、前記図９においてスイッチングトランジスタを介して出力端（Ａ、Ｂ）に各々連結されるキャパシター対（Ｃ４１−Ｃ４２）、（Ｃ４３−Ｃ４４）、（Ｃ４５−Ｃ４６）は相互に異なるキャパシタンス値を有するもので、制御信号入力端に連結されたスイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）のターンオン時に対応するキャパシター対が出力端（Ａ、Ｂ）を介してインダクタンス素子（Ｌ２１）に連結されて共振回路を形成する。
【００１２】
従って、前記第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に印加される数値を変化させることにより出力端（Ａ、Ｂ）を基準に連結される総キャパシタンス値を７つの場合の数に変化させられるようになる。以上のように第１ないし第３制御信号入力端（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に印加される制御値の変化により決定されたキャパシタンス値は図７のバラクターダイオード（ＶＤ２１、ＶＤ２２）と連結され、共振回路（１１）の周波数を決定するものである。
【００１３】
しかし、スイッチングトランジスタ（Ｍ４１〜Ｍ４６）はターンオン状態において所定の抵抗値を有し、しかも図９のような構造においてはキャパシター（Ｃ４１〜Ｃ４６）と各々直列連結されることにより総抵抗値が高くなり前記共振回路部のＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を減少させるという問題を抱えている。
【００１４】
【数１】
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記図９のような従来の構造においては出力端（Ａ、Ｂ）を基準に一対として連結される２つのスイッチングトランジスタが各々のキャパシターに直列連結されることにより、全体としての抵抗分（Ｒｅ｜ｚ｜）を増加させてＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を減少させるようになる。そして、こうしたＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）の低下により位相雑音特性が悪くなり兼ねない。
【００１６】
本発明は上述した従来の問題点を解決するために案出されたもので、その目的は広帯域で周波数を発振する電圧制御発振器において共振回路内抵抗成分を減らすことにより高周波特性を改善し、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を高め位相雑音特性を改善した発振周波数可変共振回路及びこれから具備された電圧制御発振器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上述した本発明の目的を成し遂げるための構成手段として、本発明による電圧制御発振器の発振周波数可変共振回路は、所定の固定インダクタンス値を有するインダクタンス素子；前記インダクタンス素子と並列連結され第１制御信号に応じてキャパシタンス値が変化する１つ以上のバラクターダイオード対から成り発振周波数を微調整する周波数可変手段；及び、ａ）各々所定のキャパシタンス値を有する１対以上のキャパシタンス素子、ｂ）前記各キャパシタンス素子対の間に並列に設けられ第２制御信号に従って対応するキャパシタンス素子対を前記インダクタンス素子に連結する１対以上の差動スイッチング素子を含み、発振周波数帯域を選択する発振帯域可変手段から成る。さらに、本発明による発振周波数可変共振回路において、発振帯域可変手段の差動スイッチング素子対は対応するキャパシタンス素子対にドレイン端が連結されてソース端は接地されると共に、相互のドレイン端とソース端が交差連結され、ゲート端には第２制御信号が入力される電界効果トランジスタに具現することができる。また、本発明による発振周波数可変共振回路において、前記発振帯域可変手段は前記キャパシタンス素子対と対応する差動スイッチング素子対の各接点を接地に連結する一対以上のバイアス抵抗をさらに含んで成る。さらに、本発明は上述したように構成された発振周波数可変共振回路を含んで具現された電圧制御発振器を提供する。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面に基づき本発明による発振周波数可変共振回路及びこれを利用した電圧制御発振器に対して詳細に説明する。図１は本発明による発振周波数可変回路の好ましき実施の形態をあらわす回路図として、前記回路は図６の増幅回路（１２）と図７のような共振回路（１１）内のインダクタンス素子（Ｌ２１）に連結された出力端（Ａ、Ｂ）に各々一端が連結される多数のキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）と、前記各キャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）の間に各々並列に設けられ第１制御信号（ＶＳＷ１）によりオン／オフスイッチング動作して対応するキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）を前記出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させる多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）と、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）とキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）との各接点を接地に連結する多数の第１、２抵抗（Ｒ５１−Ｒ５２、Ｒ５３−Ｒ５４、Ｒ５５−Ｒ５６）とで成る。
【００１９】
前記第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）は低レベル電圧信号または高レベル電圧信号であり、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）は各々第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に応じてオン／オフスイッチング動作する。例えば、図１の実施の形態において、ＮＭＯＳトランジスタでスイッチング素子を具現することにより、前記多数の差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）が各々第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に低レベル電圧信号が印加されるとターンオフされ、第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）に高レベル電圧信号が印加されるとターンオンされる。そして、前記図１のスイッチング素子をＰＭＯＳトランジスタで具現する場合は先に述べた場合と逆に動作する。
【００２０】
そして、前記のようなオン／オフスイッチング動作により、差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）はキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させ、差動スイッチング素子対（Ｍ５３−Ｍ５４）はキャパシタンス素子対（Ｃ５３−Ｃ５４）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させ、差動スイッチング素子対（Ｍ５５−Ｍ５６）はキャパシタンス素子対（Ｃ５５−Ｃ５６）を出力端（Ａ、Ｂ）に連結または短絡させる。
【００２１】
即ち、ターンオン状態の差動スイッチング素子対を介して対応するキャパシタンス素子対が出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に直列連結される。この際、前記第１、２抵抗（Ｒ５１−Ｒ５２、Ｒ５３−Ｒ５４、Ｒ５５−Ｒ５６）はバイアス抵抗である。
【００２２】
従って、前記第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）の組合せによって前記差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）のスイッチング制御に対する７つの場合の数が可能で、前記多数のキャパシタンス（Ｃ５１〜Ｃ５６）の値を異ならせることにより選択可能なキャパシタンスの数は７つになることができる。例えば、前記キャパシタンス素子対（Ｃ５１、Ｃ５２）の総キャパシタンスが１ｐＦ、キャパシタンス素子対（Ｃ５３、Ｃ５４）の総キャパシタンスが２ｐＦ、キャパシタンス素子対（Ｃ５５、Ｃ５６）の総キャパシタンスが４ｐＦの場合、前記差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）のスイッチング制御に応じて、１ｐＦ、２ｐＦ、３ｐＦ、４ｐＦ、５ｐＦ、６ｐＦ、７ｐＦのキャパシタンスを組み合せることができる。この際、前記キャパシタンス素子対と、差動スイッチング素子対及び第１、２抵抗から成る回路数を増加させることにより、選択可能なキャパシタンス値の数を増加させられる。
【００２３】
こうした差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２、Ｍ５３−Ｍ５４、Ｍ５５−Ｍ５６）は相互にドレイン端とソース端が交差連結され、第１ないし第３制御信号（ＶＳＷ１〜ＶＳＷ３）によってターンオンされると、対応するキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２、Ｃ５３−Ｃ５４、Ｃ５５−Ｃ５６）に対して並列連結される。従って、前記回路における抵抗成分が減少し、その結果、数１のように表示されるＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）が高くなる。
【００２４】
前記のような発振周波数可変回路の動作例を図２の（Ａ）、（Ｂ）に表す等価回路を参照して、より詳しく説明する。図２の（Ａ）は発振周波数可変のための従来の帯域選択部において、一つのキャパシタンス素子対（Ｃ４１−Ｃ４２）とそれに連結されたスイッチング素子対（Ｍ４１−Ｍ４２）がターンオンされた時の等価回路図で、図２の（Ｂ）は本発明による帯域選択部において、 １つのキャパシタンス素子対（Ｃ５１−Ｃ５２）とそれに連結された差動スイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）がターンオンされた時の等価回路図で、両者を比較説明する。図９にあらわす従来の方式の場合、第１制御信号（ＶＳＷ１）に高レベル電圧が印加されスイッチング素子対（Ｍ４１−Ｍ４２）がターンオンされた場合、出力端（Ａ、Ｂ）を基準にする等価回路は図２の（Ａ）のようにあらわれる。前記等価回路において、Ｒｓはスイッチング素子（Ｍ４１、Ｍ４２）のオン抵抗である。即ち、出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に各々直列連結されたキャパシタンス対（Ｃ４１、Ｃ４２）に対して２つの抵抗（Ｒｓ）が直列連結される。こうした等価回路においてインピーダンス（Ｚ）は次の数２のようになる。
【００２５】
【数２】
【００２６】
次に、図１にあらわす本発明の場合、第１制御信号（ＶＳＷ１）に高レベル電圧が印加されスイッチング素子対（Ｍ５１−Ｍ５２）がターンオンされた場合、出力端（Ａ、Ｂ）を基準にする等価回路は図２の（Ｂ）のように示される。前記等価回路において、Ｒｓはスイッチング素子（Ｍ５１、Ｍ５２）のオン抵抗である。即ち、出力端（Ａ、Ｂ）と接地との間に各々直列連結されたキャパシタンス対（Ｃ４１、Ｃ４２）に対して２個の抵抗（Ｒｓ）が並列連結される。そして、こうした等価回路において総抵抗分（Ｒ）は１／Ｒ＝１／Ｒｓ＋１／Ｒｓなので、この回路におけるインピーダンス（Ｚ）は次の数３のようになる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
即ち、本発明による発振周波数の可変回路を利用する場合、同一なスイッチング素子を使用すると従来に比してＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を４倍以上高められるもので、スイッチング素子を嵩張らせることなく簡単な構造変更からＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を改善させることができる。
【００２９】
こうした本発明による発振周波数可変回路の利点は図３ないし５に表すシミュレーションの結果からより明確になる。先ず、図３の（Ａ）は同一の条件下において従来の発振周波数可変回路と本発明の発振周波数可変回路における抵抗成分（Ｒｅ（ｚ））を比較したグラフ、（Ｂ）はＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較したグラフである。
【００３０】
前記図３の（Ａ）、（Ｂ）の実験の際、スイッチング素子及びキャパシタンス素子は同じものを使用した。先ず、図３の（Ａ）において、１ＧＨｚでのインピーダンス抵抗分のみ比較して見ると、本発明の場合は約４Ω（Ｐ１）なのに比して、従来の場合、抵抗成分は約１６Ωほどで、ほぼ４倍の差が生じていることが立証される。さらに、図３の（Ｂ）により、１ＧＨｚ帯域におけるＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較すると、本発明の場合は（Ｐ３）が従来（Ｐ４）よりＱ値が大きいことがわかる。
【００３１】
次に、図４の（Ａ）と（Ｂ）は各々周波数変化に対する従来と本発明におけるキャパシタンス値の変化を比較したもので、図４の（Ａ）に表れるように従来は周波数変化に対してキャパシタンス値変化が非線形的にあらわれ３ＧＨｚ（Ｐ６）と１ＧＨｚ（Ｐ５）とを比較してみるとキャパシタンス値が７７％に減少することがわかる。これに比して、本発明においては図４の（Ｂ）のように、ほぼ線形的な特性を示し、３ＧＨｚ（Ｐ８）と１ＧＨｚ（Ｐ７）とを比較する場合９９％とほぼ変り無かった。こうした周波数変化に対するキャパシタンス変化は周波数変化を１０ＧＨｚまで拡大して測定してもほぼ同様であった。
【００３２】
即ち、図５の（Ａ）、（Ｂ）は１０ＧＨｚまでのログスケールでキャパシタンス変化を比較したもので、図５の（Ａ）において従来の回路は周波数の増加につれてキャパシタンス値が著しく減少したのに比して、図５の（Ｂ）において本発明の回路は周波数にあまり影響を受けないことがわかる。従って、本発明による発振周波数可変回路の場合、従来の方式に比して周波数特性も良くなることがわかる。
【００３３】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明は同一なスイッチング素子を用いる場合、従来に比してＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を４倍以上高める効果があり、Ｑファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）の改善により位相雑音を著しく減少することができる。また、逆にスイッチング素子を嵩張らせることなく簡単な構造変更からＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を改善させられる優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明により改善された周波数可変共振回路の帯域選択部を表す回路図である。
【図２】（Ａ）は従来の帯域選択部の等価回路図、（Ｂ）は本発明による帯域選択部の等価回路図である。
【図３】（Ａ）は同一な条件における従来の帯域選択部と本発明による帯域選択部において表れる抵抗成分（Ｒｅ（ｚ））を比較したグラフ、（Ｂ）はＱファクター（ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）を比較したグラフである。
【図４】（Ａ）は１ＧＨｚ帯域における周波数変化に対する従来の帯域選択部におけるキャパシタンス値の変化を測定したグラフ、（Ｂ）は１ＧＨｚ帯域における周波数変化に対する本発明の帯域選択部におけるキャパシタンス値の変化を測定したグラフである。
【図５】（Ａ）は従来の帯域選択部における１０ＧＨｚまでの周波数変化によるキャパシタンス値変化を測定したグラフ、（Ｂ）は本発明の帯域選択部における１０ＧＨｚまでの周波数変化によるキャパシタンス値変化を測定したグラフである。
【図６】発振器の基本構造を表すブロック図である。
【図７】広帯域電圧制御発振器において周波数可変共振回路の詳細構成を表す回路図である。
【図８】（Ａ）は図７の周波数可変共振回路に設けられたバラクターダイオードの制御信号による動作特性を表すグラフ、（Ｂ）は図７の周波数可変共振回路において帯域選択部の制御信号による動作特性を表すグラフ、（Ｃ）は図７の周波数可変共振回路部の発振周波数帯域を表す図面である。
【図９】図７の周波数可変共振回路において、帯域選択部の従来の構成を表す回路図ある。
【符号の説明】
Ａ、Ｂ 出力端
Ｃ５１〜Ｃ５６ キャパシタンス素子
Ｍ５１〜Ｍ５６ スイッチング素子
Ｒ５１〜Ｒ５６ 抵抗
２０ 帯域選択部
２１ 微周波数調整部
Claims (4)
- インダクタンスとキャパシタンスとにより発振周波数を決定する発振器の発振周波数可変共振回路において、
所定の固定インダクタンス値を有するインダクタンス素子と、
前記インダクタンス素子と並列連結されて第１制御信号に応じてキャパシタンス値が変化する１つ以上のバラクター（可変容量）ダイオード対から成り発振周波数を微調整する周波数可変手段と、
ａ）各々所定のキャパシタンス値を有する１対以上のキャパシタンス素子と、ｂ）前記各キャパシタンス素子対の間に並列に設けられて第２制御信号に従って対応するキャパシタンス素子対を前記インダクタンス素子に連結させる１対以上の差動スイッチング素子とを含み、発振周波数帯域を選択する発振帯域可変手段と、
を含むことを特徴とする発振器の発振周波数可変共振回路。 - 前記発振帯域可変手段の差動スイッチング素子対は対応するキャパシタンス素子対にドレイン端が連結されてソース端は接地されると共に、相互のドレイン端とソース端が交差連結され、ゲート端には第２制御信号が入力される電界効果トランジスタ対であることを特徴とする請求項１に記載の発振器の発振周波数可変共振回路。
- 前記発振帯域可変手段は、前記キャパシタンス素子対と対応する差動スイッチング素子対の各接点を接地に連結する１対以上のバイアス抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の発振器の発振周波数可変共振回路。
- 請求項１ないし３に記載の発振周波数可変共振回路を含むことを特徴とする電圧制御発振器。
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