CN101398483A - 检测和测距装置以及检测和测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及检测和测距装置以及检测和测距方法。在该利用传感器阵列进行到达方向估计并利用多个发射传感器扩大有效孔径的检测和测距装置中，消除了与时分切换关联的副作用，实现高精度测量。发射波在调制器中利用相互正交的代码扩频，并且得到的发射波从两个发射传感器发射。由接收传感器接收的信号中的每一个由分割器分为两部分，所述两部分在解调器中分别利用发射机中使用的相同代码解扩。

Description

检测和测距装置以及检测和测距方法

技术领域

本发明涉及检测和测距装置以及检测和测距方法，所述检测和测距装置以及检测和测距方法具有通过利用传感器阵列和到达方向估计方法来估计信号到达方向的功能。

背景技术

作为此类检测和测距装置的示例，可以考虑能够估计目标的相对距离、相对速度、和角度方位所有这三个量的雷达装置。在雷达中，传感器是指天线。FW-CW雷达是这样类型的雷达，其向前投射由三角波等进行了频率调制的发射波，并从目标接收反射波，将反射波在混合器中与发射的信号的一部分混合，以获得包含目标信息的基带信号，并根据基带信号计算距离和相对速度，并且此类雷达在商业上实现为汽车雷达等。

确定目标所处的方向的一种可行方法是使用具有多个天线阵子的阵列天线从目标接收反射波，并通过对接收的信号应用到达方向估计方法(例如已知的波束形成器方法(beam former method))确定目标的方向。

在利用阵列天线的到达方向估计方法中，例如，在给定方向上扫描阵列天线的主瓣并将输出功率最大的方向确定为到达方向的波束形成器方法中，主瓣的波束宽度确定了角分辨率，并且因此，如果期望增加分辨率以使得能够确定多个目标的方向，则必须通过增加天线阵子的数量来增加阵列的孔径长度(aperture length)。这对于根据阵列接收的信号的相关矩阵的特征值和特征向量确定到达方向的最小范数(Min-Norm)方法，及其衍生的例如MUSIC(多信号分类)和ESPRIT(经由旋转不变性技术对信号参数的估计)的算法也同样适用，即在这些方法中，由于相关矩阵的维数(即天线阵子的数量)确定了可检测的目标的数量，所以为了能够确定多个目标的方向，必须增加天线阵子的数量。

然而，在例如汽车雷达的雷达装置中，其中对安装天线的尺寸有多种限制，很难增加天线阵子的数量而不在接收功率上做出妥协。

JP 2006-98181A和JP 2000-155171A各提出了利用多个发射天线扩大有效孔径的方法。

在此情况下，对于各接收的反射波，必须标识发射了初始无线电波的发射天线。在上述专利文献中，利用开关以时分方式选择使用多个发射天线中的各发射天线，以使得能够标识各接收的波的发射天线。此外，在接收机侧，利用开关以时分方式选择多个接收天线中的各接收天线，以通过减少RF电路的数量降低成本。

然而，利用开关从一个天线到另一个天线的切换具有负作用，例如导致信号变差以及降低检测距离。此外，由于从多个发射天线发射并因反射而返回的波不会由多个接收天线同时接收，出现的问题是发生时移和相移。此问题可通过提高切换速度缓解，但对开关速度天然地有限制。

此外，JP 2001-237755A涉及与本发明不同领域，即涉及所谓的相位单脉冲方案。在相位单脉冲方案中，从移动通信系统中的基站处的两个天线发射的无线电波由移动台的一个天线接收，以根据到达相位之间的差确定方向。在该JP 2001-237755A中，理想的是利用相互正交的扩频码对无线电波扩频，以使得可在接收端区分发射各无线电波的发射天线。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种利用多个发射传感器以扩大具有多个传感器元件的传感器阵列的有效孔径的检测和测距装置，这样可消除与时分切换相关联的副作用并由此实现高精度测量。

上述目的是通过一种检测和测距装置实现的，所述装置包括：M个扩频器，用于通过利用相互正交的M个正交码对发射波扩频生成M个扩频发射波，其中M是不小于2的整数；M个发射传感元件，用于发射所述M个扩频发射波；N个接收传感元件，其中N是不小于2的整数；接收控制设备，用于将在所述N个接收传感元件获得的N个接收信号的每一个分割为M个部分，并且用于通过利用所述M个正交码对经分割接收信号进行解扩生成N×M个解扩输出；以及到达方向估计设备，用于根据所述N×个M解扩输出估计来自多个目标的反射信号的到达方向。

上述目标还通过一种检测信号到达方向的检测和测距方法来实现，其中用相互正交的M个正交码分别对将要输入到M个发射传感元件的信号扩频，并同时从所述M个发射传感元件发射，其中M是不小于2的整数，并且将从N个接收传感元件输出的信号中的每一个信号分割为M个部分，并且接着用所述M个正交码对所述M个部分分别解扩。

附图说明

图1是根据本发明的一种实施方式的雷达装置的框图；

图2是示出了图1中的调制器16(16₁，16₂)的一个配置实施例的图；

图3是示出了图1中的解调器26(26₁₁，26_2N)的一个配置实施例的图；

图4是解释图1的装置的操作的图；

图5是示出了图4中各个端口的输出信号的示意图；

图6是根据一个变型例的雷达装置的框图；以及

图7是示出天线配置的另选实施例的框图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的一种实施方式的雷达装置。图1中示出的实施例与JP 2006-98181A中的类似，使用包括N个天线阵子A_R1到A_RN的接收阵列天线和位于接收阵列天线的两侧的包括2(M＝2)个天线阵子A_T1和A_T2的发射阵列天线。

振荡器模块(oscillator module)10包括用于生成基带信号(例如三角波)的振荡器12和压控RF(射频)振荡器14，压控RF振荡器14的频率由振荡器12的输出控制，振荡器模块10生成频率经所述三角波调制了的发射波。代码生成器20生成相互正交的两个PN码1和2。在调制器16₁和16₂中，利用PN码1和2，对经三角波调制了频率的发射波(transmitter wave)直接进行二进制相移键控(BPSK)扩频，并且所得发射波经由功率放大器18₁和18₂输入到天线AT₁和AT₂进行发射。

由天线阵子A_R1到A_RN接收的N个信号经由低噪声放大器20₁到20_N输入到混合器22₁到22_N，在混合器22₁到22_N，利用扩频之前的、从振荡器模块10输出的发射波对各信号下转换(downconvert)。N个混合器22₁到22_N的输出由分割器(splitter)24₁到24_N中对应的分割器分为两部分，并利用与在发射端使用的PN码相同的PN码1和2在2N个解调器26₁₁到26_2N中解扩。来自解调器26₁₁到26_2N的2N个解扩结果由A/D转换器28₁₁到28_2N转换为输出到信号处理单元30的数字信号。

如下面将描述的，从天线阵子A_T1发射的发射波的反射波由天线阵子A_R1到A_RN接收，由混合器22₁到22_N下转换，并且由解调器26₁₁到26_2N用代码1解扩；这意味着在A_T1位置处具有发射天线的常规雷达的基带信号从解调器26₁₁到26_2N输出。类似地，从天线阵子A_T2发射的发射波的反射波由天线阵子A_R1到A_RN接收，并由混合器22₁到22_N下转换，并且由解调器26₁₁到26_2N用代码2解扩；这意味着在A_T2位置处具有发射天线的常规雷达的基带信号从解调器26₂₁到26_2N输出。因此，从天线阵子A_T1发射的发射波的反射波由天线阵子A_R1到A_RN接收时的结果和从天线阵子A_T2发射的发射波的反射波由天线阵子A_R1到A_RN接收时的结果同时被获得而没有冲突。

信号处理单元30对上述信号进行FFT(快速傅立叶变换)，并根据在三角波的上扫描部分(upsweep section)和下扫描部分(downsweepsection)中进行FFT获得的峰值频率计算相对于目标的距离和相对速度。此外，通过在FFT获得的、指示目标存在的频率位置处应用例如波束形成器方法的到达方向估计方法，确定每个目标的方向。如果在方向估计之前需要估计目标的数量，则使用基于例如AIC(Akaike信息准则)的目标数量估计方法作为预处理。

图2示出了调制器16₁，16₂的一种配置实施例。经由传输线40输入的高频信号由T形传输线42分为两部分，其一部分由反相器(inverter)44翻转符号，并由此在相位上移位180°，并之后输入到传输线46，而另一部分直接输入到传输线56。如果传输线46的DC电压是高电压，则二极管48、50、52和54正向偏置(forward bias)，并且传输线46置为短路状态，由此阻挡高频电波的传输，但如果DC电压是低电压，则二极管48、50、52和54反向偏置，并且传输线46被置为导通状态，由此允许高频电波传输。对传输线56适用相同原理。

由代码生成器生成的PN码的逻辑值S(例如0或1)被转换为用作偏置电压的合适的值，并作为DC电压施加给传输线46，并且经翻转的逻辑值被施加给传输线56。因此，根据PN码的值选择输出相位没有移位的高频信号或者相位移位了180°的高频信号。

图3示出了解调器26(26₁₁到26_2N)的一种配置实施例。经混合器22(22₁到2_2N)利用扩频前的发射波而下变换了的接收信号被输入到解调器26。换句话说，此处输入了常规FM-CW雷达产生并由PN码BPSK调制了的所谓的差拍(beat)信号。所述信号在乘法器58中与作为±1双极信号的PN码相乘，并且该乘积由积分器60在周期Tf内积分。积分周期Tf被设定为等于PN码乘以代码长度所得的码片持续时间，并且选择码片持续时间和代码长度以使得积分周期Tf变得比差拍信号的周期足够短。为了减少例如后文所述的因代码的滤波效应的影响，期望PN码的码片速率(码片持续时间的倒数)比将要测量的最大延迟时间长，当主要目的是扩大孔径时，尤其如此。并且期望码片速率设定为比三角波频率调制的宽度充分小的值，以防止发射波的带宽因扩频而扩散，对其它装置造成干扰。

在解调器中，由于积分器60是用于计算到来信号中包含的各代码分量的相关的部件，如果向乘法器58施加的PN码与到来信号中包含的PN码匹配，并且如果所述代码的相位也相互匹配，则积分器60针对此代码分量的输出采用最大值1(当归一化到非扩频信号功率时)，而如果相位不匹配，则针对所述代码分量的输出是-1/(代码长度)(当然，在正交码的情况下通常是0)。考虑到这一点，通过以一个码片的时间间隔改变PN码的相位(实际上相位以约1/3个码片的间隔改变，但为了简便说明，假设以一个码片的时间间隔改变)，PN码由可变延迟装置62扫描，并且当积分器60的输出处提供的决定装置64检测到超出适当设定的阈值的相关值时，可变延迟装置62停止扫描，由此完成同步获取。计数器66计数来自可变延迟装置62的脉冲的数量，并输出指示由可变延迟装置62引入的延迟量的延迟指标；如下所述，还可根据同步获取之后的延迟指标计算到目标的距离。一旦建立了同步，由来自决定装置64的控制信号导通开关65，并且由PN码扩频之前的差拍信号从解调器输出。

由于为相同代码使用N个并行解调器26，因而如果延迟量的初始值分别设定为0，Tf/N，2Tf/N，...，(N-1)Tf/N，其中Tf代表扫描范围(通常为积分区间)，则完成同步获取所要求的时间可减少到1/N。

作为解调器的可替换配置实施例，可使用匹配滤波器、SAW卷积器等。当然，串行/并行同步电路、DLL(延迟锁相环)等也可用作同步获取电路。

通过用GaAs HEMT、HBT等实现高输出功率的装置构建发射机IC，并用CMOS等具有低输出功率但与随后的数字信号处理系统良好匹配的装置构建接收机IC，可增强装置的整体性能。

图4是示出了从图1中提取的实质配置的图。发射天线阵子和接收天线阵子沿直角坐标系统中的X轴排列，并且接收阵列天线包括沿X轴在其正方向从起点开始彼此间隔距离d排列的N个天线阵子A_R1到A_RN，而接收阵列天线包括位于这些接收天线阵子的最外侧外布置的2个(M＝2)天线阵子A_T1和A_T2。

返回到图1，V_S(t)表示由振荡器模块10生成的系统基准信号，V_C1(t)表示由生成相互正交的码的代码生成器20生成的用于A_T1的调制信号，V_C2(t)代表类似生成的用于A_T2的调制信号。此外，为了方便，假设V_C(t)≡V_C1(t)+V_C2(t)；接着，来自各个发射天线阵子的探索信号(probesignal)分别给出为V_T1(t)＝V_S(t)V_C1(t)和V_T2(t)＝V_S(t)V_C2(t)。如果例如代码长度为Q1和Q2的PN码序列[C₁ ¹，...，C_Q1 ¹]和[C₁ ²，...，C_Q2 ²]被分别设定为用于A_T1和A_T2的正交码，则V_C1(t)和V_C2(t)被具体表达为如以下与承载代码和脉冲码片持续时间T_C1和T_C2的脉冲波形p(t)相关的关系。

$v_{C1}\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{mod}(n,Q1)p(t-n{T}_{C1})}^1---\left(1\right)$

$v_{C2}\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{mod}(n,Q2)p(t-n{T}_{C2})}^2---\left(2\right)$

再次参照图4，如果在装置的检测距离内存在L个独立目标，并且如果第m个目标(m＝1到L)位于相对视线距离d_m处并且位于角度θ_m(从y轴的正部开始，以顺时针方向测量的角度为正)，那么RF解调回波信号X_m(t)如下所示。τ_m是延迟时间，其被给出为τ_m＝2d_m/C₀，其中C₀是光速。

$x_m\left(t\right)=v_S\left(t\right)v_S^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_m)v_c^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_m)---\left(3\right)$

由于到达第k个接收天线阵子A_RK(k＝1到N)的X_m(t)相对于到达A_R1的X_m(t)之间的相位差被表示为，

${\mathrm{\φ}}_m^k=-\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(k-1)d\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)---\left(4\right)$

因而，由对A_RK的输出用分配给A_T1的PN码信号V_C1(t)解调得到的基带信号V_1k(t)与噪声信号n_k(t)一起由以下等式给出。

$v_{1k}\left(t\right)=v_{C1}\left(t\right)[\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m\left(t\right)\exp \left({\mathrm{j\φ}}_m^k\right)+n_k\left(t\right)]---\left(5\right)$

为了简便，仅考虑上述等式中用PN码解调第m个信号分量的处理过程，所述解调处理被表示为。

$v_{C1}\left(t\right)v_C^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_m)=v_{C1}\left(t\right)v_{C1}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_m)+v_{C1}\left(t\right)v_{C2}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_m)$

$=\underset{x=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{y=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{mod}(x,Q1)}^1{c}_{\mathrm{mod}(y,Q1)}^{1*}p(t-{\mathrm{xT}}_{C1})p^{*}(t-y{T}_{C1}-{\mathrm{\τ}}_m)---\left(6\right)$

$+\underset{x=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{v=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{\mathrm{mod}(x,Q1)}^1{c}_{\mathrm{mod}(y,Q2)}^{2*}p(t-{\mathrm{xT}}_{C1})p^{*}(t-y{T}_{C2}-{\mathrm{\τ}}_m)$

由于图1中的解调器具有例如图3所示的配置，并在改变PN码信号的移位量xT_C1的同时通过用解调PN码信号乘以到来信号进行积分，因而，如果发射的代码信号和解调代码信号(包括其延迟版本)，处于同相位，则等式(6)的右侧第一项对于每个积分区间例如为1(如果处于不同相位，则为-1/(代码长度))。另一方面，由于{C¹}和{C²}彼此正交，因而等式(6)的右侧第二项总是0。

接着，设定_nk(t)≡V_C(t)n_k(t)和X_m(t)≡V_S(t)V^* _S(t-τm)，与A_T1关联的基带信号在解调之后被给出为

$v_{1k}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{X}_m\left(t\right)\exp \left({\mathrm{j\φ}}_m^k\right)+n_k\left(t\right)---\left(7\right)$

并且通过排列这些基带信号构建的向量V₁(t)＝[V₁₁(t)，...，V_1N(t)]^T的空间相位形成图4中的等相位面1。

类似地，在此情况下基准天线从以上情况的基准天线隔开(N-1)d，到达A_RK的X_m(t)相对于到达基准天线A_RN的X_m(t)的相位差被表示为

${\mathrm{\φ}}_m^k=-\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}[k-1-(N-1)]d\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)=\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}(N-k)d\sin \left({\mathrm{\θ}}_m\right)---\left(8\right)$

因此，与上述情况类似，由用分配给A_T2的PN码信号V_C2(t)解调A_RK的输出获得的基带信号V_2k(t)被给出为

$v_{2k}\left(t\right)=\underset{m=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{x}_m\left(t\right)\exp \left({\mathrm{j\φ}}_m^k\right)+n_k\left(t\right)---\left(9\right)$

并且通过排列这些基带信号构建的V₂(t)＝[V₂₁(t)，...，V_2N(t)]^T的空间相位形成图4中的等相位面2。

因此，如果在用PN码解调过程中发生的目标角度的变化足够小，并且如果系统对于相位起始点的移位稳定(为保持电磁耦合等的类似程度，接收天线阵子相对于发射天线阵子的基准位置是旋转对称的)，那么通过利用由以下等式定义的延伸信号向量的合成孔径(syntheticaperture)，在比全部2N个解调器26完成同步获取要求的时间长的时间间隔内，本发明实现2Nd的有效孔径，其中Nd为物理孔径。

v(t)＝[v₁(t)，v₂(t)]^T           (10)

图5是示意地示出了例如当来自振荡器模块10的信号是经三角波频率调制的载波时的各端口的输出信号的时序图；在此，可见在FM调制输入的一个周期T_FM中获得具有2Nd孔径的阵列信号向量。

从如图3所示的解调器26中的计数器66输出的延迟指标所指示的延迟量在同步获取之后与到目标的距离对应。换句话说，当m指示从计数器66输出的延迟指标，T_C代表PN码的码片持续时间，d代表到目标的距离，并且c代表光速时，由于存在关系

mT_C＝2d/c，

因而，到目标的距离可从下式计算

d＝cmT_C/2。

因此，当采用FM-CW作为基本系统时，如果T_C过小，则首先由PN码进行距离确定，即选择来自位于特定距离的目标的信号并传递到随后的处理阶段(换句话说，等价于根据距离对到来信号滤波)。因此，如果主要目的是扩大天线孔径，则期望将T_C设定为不短于将要测量的最大延迟时间(由最大检测距离确定)。换句话说，尽管本发明的主要目的是通过在代码空间复用物理孔径以实时地扩大天线孔径，但可以作为附加效果的滤波效果也是本发明的实质特征。

从另一个角度，如果增加PN码的码片速率，可以以良好的精度测量距离，但在另一方面，发射波的带宽也扩展，这对长距离的测距是不利的，这是因为与其它装置的干扰会成为问题。考虑到这一点，优选地，相同的装置可被用作SS(扩频)雷达，其停止三角波调制，以上述相同方法测量到目标的距离。在此情况下，也可通过与FM-CW雷达的情况类似地采用FFT来确定多普勒频率而测量相对速度。

例如，如果适当地切换或在图1中的CPU 31的指令下以时分方式切换图1中的振荡器模块10中的压控RF振荡器14的控制输入，则装置不仅可用作FM-CW雷达，并且还可用作SS雷达。在此情况下，如果由代码生成器20生成的PN码的码片速率以同步方式切换，可以将装置用作测量长距离内的目标的FM-CW雷达以及高精度地测量短距离内的目标的SS雷达。

此外，如果振荡器模块10用于选择经三角波频率调制的发射波，并且代码生成器20通过改变各个调制器16₁和16₂之间的码片速率(当然同时保持它们之间的正交)为各个调制器16₁和16₂生成PN码，则尽管有效孔径保持为Nd，但可同时执行由FM-CW雷达的测距和由SS雷达的测距。

当以时分方式切换FM-CW雷达和SS雷达的操作时，或当同时地操作FM-CW雷达和SS雷达时，可使用由各个雷达为相同目标测量的距离d_FM和d_SS计算较低精度的FM-CW雷达的距离测量误差δd，即，

δd＝d_FM-d_SS

并且可利用d_SS校正d_FM。

例如，如果在配备了所述装置的车辆之前行使的车辆向后发射被与配备了所述装置的车辆中使用的代码相同的代码扩频的雷达波，所述雷达波可直接由接收天线阵子A_R1到A_RN拾取，由此引起干扰并导致不能进行准确测量。如果发生上述情况，则会造成发射天线阵子A_T1和A_T2停止发射，并且检查解调器26₁₁到26_2N的输出以确定前面行驶的车辆使用的代码；接着，通过用CPU 31的指令改变配备了所述装置的车辆中使用的代码，可以避免干扰。

图6示出了根据图1所示的雷达装置的变型例的雷达装置的配置。与图1中相同的组成元件用相同的附图标记代表，并且将不再重复对其的描述。

在调制器16₂和功率放大器18₂之间(或在调制器16₁和功率放大器18₁之间)提供移相器70。在正常模式中，其中目标方向利用上述方法确定，相移器70通过将其相移量设定为0而不工作，但在追踪模式中设定为可以工作，在追踪模式中，在正常模式中确定了目标方向之后，通过将发射波束导向目标而进行目标追踪。在追踪模式中，用于将发射波束导向被追踪目标的方向θ所需的相移量φ是根据正常模式中确定的目标方向θ确定的，并且CPU 31由此设定移相器70。通过用两个天线阵子输出以相位差φ移位的发射波，发射波导向特定方向θ，由此容易追踪感兴趣的目标。在启动了追踪之后，利用根据天线阵子A_R1到A_RN接收的信号估计的目标方向θ更新相移量φ，并且更新的相移量φ在CPU 31的控制下反馈到移相器70。期望通过根据目标的速度和位置对危险程度进行的计算而进行正常模式和追踪模式之间的切换。

在图1和图4中所示的阵列天线配置中，接收天线阵子等间隔地排列，并且两个发射天线阵子置于接收天线阵子的两侧，与一个发射天线关联的接收数据和与另一发射天线关联的接收数据具有彼此旋转不变性(即，它们可视为一个线性天线)。因此，当例如利用旋转不变关系的ESPRIT算法的超分辨率角度测量技术应用于信号处理单元30中的到达方向估计时，可有利地使用本发明的装置。

然而，本发明不限于上述天线配置，而是还可应用于例如JP2000-155171A中描述的天线配置，其中如图7所示，多个发射天线阵子A_T1到A_TM(图中M＝3)置于接收天线阵子A_R1到A_RN的阵列的一侧。在此配置中，通过将发射天线阵子A_T1到A_TM以接收天线阵子A_R1到A_RN的间距d_RN倍的间距d_T排列，即通过设定d_T＝N·d_R，接收天线的有效孔径可增加M倍。

在图7中，代码生成器20生成相互正交的M个PN码(图中M＝3)，并将它们提供到M个调制器16₁到16_M。由接收天线阵子A_R1到A_RN接收的信号分别由分割器24₁到24_N分为M个部分，并提供到解调器26₁₁到26_MN(在本图中M＝3)。

Claims (9)

1、一种检测和测距装置，该检测和测距装置包括：

M个扩频器，用于使用相互正交的M个正交码对发射波扩频而生成M个扩频发射波，其中M是不小于2的整数；

M个发射传感元件，用于发射所述M个扩频发射波；

N个接收传感元件，其中N是不小于2的整数；

接收控制部分，用于将在所述N个接收传感元件处获得的N个接收信号的每一个分割为M个部分，并且使用所述M个正交码对所述M个部分进行解扩而生成M×N个解扩输出；以及

到达方向估计部分，用于根据所述M×N个解扩输出来估计从多个目标到达的反射信号的到达方向。

2、根据权利要求1所述的检测和测距装置，其中所述M个扩频器中的每一个包括BPSK调制器，所述BPSK调制器用于通过用所述正交码中相应的一个正交码对所述发射波进行二进制相移键控而对所述发射波扩频。

3、根据权利要求1所述的检测和测距装置，该检测和测距装置还包括发射波生成器，所述发射波生成器用于有选择地生成经三角波进行了频率调制的载波和未调制的载波之一，作为所述发射波。

4、根据权利要求1所述的检测和测距装置，其中

所述M个正交码包括第一正交码和具有比第一正交码高的码片速率的第二正交码，并且

至少由所述第一正交码扩频的发射波是经三角波频率调制的载波，

所述装置还包括：

第一距离计算部分，用于将用所述第一正交码解扩产生的解扩输出作为输入，并且用于根据所述三角波的升频扫描部分中的所述解扩输出的频率和所述三角波的降频扫描部分中的所述解扩输出的频率而计算到目标的距离，以及

第二距离计算部分，用于将用所述第二正交码解扩产生的解扩输出作为输入，并根据所述解扩使用的第二正交码的相位计算到所述目标的距离。

5、根据权利要求4所述的检测和测距装置，所述检测和测距装置还包括校正部分，所述校正部分用于根据由所述第一距离计算装置和第二距离计算装置对相同目标计算出的距离的差校正由所述第一距离计算装置计算出的距离。

6、根据权利要求1所述的检测和测距装置，其中所述N个接收传感元件是等间距地排列的，并且

所述M个发射传感元件是位于所述N个接收传感元件的两侧的两个发射传感元件。

7、根据权利要求6所述的检测和测距装置，所述检测和测距装置还包括移相器，所述移相器用于调节将要从所述两个发射传感元件中的至少其一辐射的无线电波的相位。

8、根据权利要求1所述的检测和测距装置，其中所述N个接收传感元件是等间距地排列的，并且

所述M个发射传感元件是以所述N个接收传感元件的间距的N倍的间距排列的。

9、一种检测信号到达方向的检测和测距方法，该方法包括：

用相互正交的M个正交码分别对将要输入到M个发射传感元件的信号扩频，以同时从所述M个发射传感元件发射，其中M是不小于2的整数，并且

将从N个接收传感元件输出的信号中的每一个分离为M个部分，并且用所述M个正交码对所述M个部分进行解扩，其中N是不小于2的整数。

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