JP2021001799A - レーダシステム - Google Patents

Abstract

【課題】受信信号の分離性能に劣化を生じにくくしたレーダシステムを提供する。【解決手段】複数の送信機３１…３Ｎは、各チャンネルのレーダ波をターゲット２に照射する。複数の受信機４１…４Ｍはそれぞれ受信し、信号処理部９は信号処理する。複数の送信機は、それぞれＦＣＭ変調方式のチャープ周期単位で０又はπの移相値に移相させる二値移相器１１を備え、少なくとも送信機３３はチャープ周期単位で送信電力を調整可能な送信電力調整部１０を備える。送信部３は二値移相器の位相ステップπより高解像度の位相ステップで生成される送信信号によりレーダ波をターゲットに照射する。信号処理部はターゲット反射波を複数の送信機に対応した複数の受信信号として取得するとチャープ周期Ｔ１の繰り返し間隔Ｔ２の解像度により複数の受信信号をサンプリング処理し高速フーリエ変換する。信号処理部９は複数の送信信号に対応した複数の受信信号を互いに分離する。【選択図】図１

Description

本発明は、レーダシステムに関する。

近年、レーダシステムは、ＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）の技術を用いることが検討されている。ＭＩＭＯ技術を用いたレーダシステムは、フェーズドアレイを構成するアンテナの数を仮想的に増やすことができるため、ターゲットの存在する方位角の分解能を高めることができる。

レーダシステムの送信チャンネル分離方式は、各チャンネル毎に送信機をオン・オフするＴＤＭ−ＭＩＭＯ方式と、各チャンネル毎に送信信号の位相を回転させるＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式とに分けられる。ＴＤＭ−ＭＩＭＯ方式は、ある期間において、１つの送信チャンネルだけを動作させるため、チャンネルの分離性能を良好にできる。しかし、ＴＤＭ−ＭＩＭＯ方式は、各チャンネルの受信信号をサンプリングする時間間隔を長くする必要があるため、観測可能な受信信号の周波数が低くなり、計測可能な速度の上限が低下する。

他方、ＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式では、各チャンネルの送信機を同時に動作させるため、チャンネル分離性能が低くなるが、各チャンネルの受信信号をサンプリングする時間間隔を短くできるようになり、速度検出範囲を広くできる。このため、特に車載用のレーダシステムにはＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式を用いることが望ましい。

ＭＩＭＯレーダでは、複数の送信ブランチが送信するレーダ波がターゲットに反射した信号を受信するときに各送信ブランチのレーダ波を弁別する。特許文献１記載の技術では、到来したＰ個（＝Ｍ×Ｎ）のパルス波に、Ｎ個のアンテナ毎に対応した復調処理を施して、Ｐ個の復調信号を生成し、既知の離散値の列に基づいてＰ個の復調信号の位相の相違を揃え、Ｐ個の同相信号を生成して位相を調整している。これは、各送信チャンネルに対応した符号変調を行うことで、受信側で対応するコードと相関ピーク値を取得することで信号を分離する方法となるが、受信側における相関処理を追加しなければならず、またメモリを増加させることによる回路規模が増大してしまう。

またレーダシステムが、通常のＱＰＳＫのような多値位相偏移変調によるＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式を用いた場合、送信機の位相や振幅が製造プロセスや環境温度の変化の影響を受けてばらつきやすくなり、このばらつきがＢＰＳＫ変調を適用した場合に比較して大きくなりやすい。このため、複数の送信機の送信信号に対応した受信信号の分離性能に劣化を生じやすい。

特開２０１６−５０７７８号公報

本開示の目的は、製造プロセスの変化や環境温度の変化を生じたとしても受信信号の分離性能を極力劣化させることなく構成できるようにしたレーダシステムを提供することにある。

請求項１記載の発明は、ＦＣＭ（Fast Charp Modulation）変調方式により周波数変調されたレーダ波をターゲットに照射し当該ターゲットに反射した反射波を受信した信号に基づいて測定対象を測定するレーダシステム（１）を対象としている。複数の送信機（３１…３Ｎ）は、少なくとも３以上のＮチャンネル分備えられ、Ｎチャンネル分の送信チャンネルの送信信号によりレーダ波をターゲット２に照射するように構成される。複数の受信機（４１…４Ｍ）は、複数のＭチャンネル分備えられ複数の送信信号に対応した複数の受信信号をそれぞれ受信する。信号処理部（９）は複数の受信信号を信号処理する。

複数の送信機は、それぞれ、ＦＣＭ変調方式のチャープ周期単位で０又はπの移相値（φ1…φN）に移相させる二値移相器（１１）を備えると共に、複数のうち少なくとも一つ以上の送信機（３３；３３、３４）は、チャープ周期単位で送信電力を調整可能にする送信電力調整部（１０）を備える。複数の送信機は、二値移相器の位相ステップπよりも高解像度の位相ステップにて生成される送信信号によりレーダ波をターゲットに照射するように構成される。

信号処理部は、ターゲットに反射した反射波を複数の送信機に対応した複数の受信信号を取得するとチャープ周期（Ｔ１）の繰り返し間隔（Ｔ２）により複数の受信信号をサンプリング処理して第１ＦＦＴにより高速フーリエ変換し、第１ＦＦＴにより変換した変換結果に基づいて複数の送信信号に対応した受信信号を互いに分離する。

請求項１記載の発明によれば、複数の送信機が、送信チャンネル毎にチャープ周期単位で位相偏移変調方式を変更しながら送信電力を調整することで、高解像度の位相ステップでレーダ波を出力できる。このため、送信信号の位相を比較的高い分解能にて制御する必要を生じるＱＰＳＫ変調によるＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式を適用する場合に比較して、送信信号の位相や振幅が製造プロセスや温度変化によりばらつくことを抑制できる。受信部側では、全送信チャンネルの受信信号の分離性能を極力劣化させることがなくなる。

一実施形態に係るレーダシステムの電気的構成図 送信電力調整部、二値移相器に対する制御方法の説明図 送信機を３チャンネル備えた場合のレーダシステムの電気的構成図 基準位相値、繰り返し回数、移相器の移相値、電圧振幅値の関係性と送信信号の周波数変化を表す説明図 処理内容を概略的に示すフローチャート 送信信号と受信信号の時間に対する周波数遷移図 角速度に対するパワー分布を模式的に表す図 ＦＦＴを用いてピークを検出した結果をマトリクス状にプロットした結果 受信信号の基準位相に対する位相変化を表す説明図 送信機を４チャンネル備えた場合のレーダシステムの電気的構成図 基準位相値、繰り返し回数、移相器の移相値、電圧振幅値の関係性と送信信号の周波数変化を表す説明図 角速度に対するパワー分布を模式的に表す図

以下、レーダシステム１、２０１、３０１の実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すレーダシステム１は、ＦＣＭ（Fast Charp Modulation）変調方式により周波数変調されたレーダ波をターゲット２に照射し当該ターゲット２に反射した反射波を受信した信号に基づいて測定対象を測定するシステムである。測定対象は、レーダシステム１からターゲット２までの距離、ターゲット２の移動速度、ターゲット２が存在する方位角などである。ＦＣＭ変調方式は、周波数を所定の初期周波数から最終周波数まで漸増又は漸減させた後に瞬時に初期周波数に戻すように変化させ、この周期Ｔ１（以下、チャープ周期Ｔ１と称す）毎にレスト期間を挟んで周波数変化を繰り返す方式である（図６参照）。

レーダシステム１は、少なくとも３以上のＮチャンネル分備えられた複数の送信機３１…３Ｎによる送信部３と、２以上のＭチャンネル分備えられた複数の受信機４１…４Ｍによる受信部４と、局部発振信号生成器５と、制御レジスタ６と、ロジック回路７とを備えた集積回路８と、信号処理部９と、を接続して構成される。
信号処理部９は、集積回路８に内蔵された制御レジスタ６に制御指令を記憶させることで、集積回路８のロジック回路７がこの制御指令を実行する。なお、集積回路８と信号処理部９とを分離して構成した形態を示すが、これに限定されるものではなく一体化して構成しても良く、一方の回路（例えば集積回路８）に搭載されている機能を他方の回路（例えば信号処理部９）に組み込んでも良い。

以下、送信機３１…３Ｎのチャンネル変数をｎとし、送信機３１…３Ｎのうちの一つをそれぞれ必要に応じて「第ｎ送信機３ｎ」と称する。また、受信機４１…４Ｍのチャンネル変数をｍとし、受信機４１…４Ｍのうちの一つをそれぞれ必要に応じて「第ｍ受信機４ｍ」と称する。送信機３１…３Ｎは、それぞれ生成したミリ波帯の送信信号ＴＸによりレーダ波をターゲット２に照射する。受信機４１…４Ｍは、複数の送信信号ＴＸに対応した複数の受信信号ＲＸをそれぞれ受信し、信号処理部９は受信機４１…４Ｍによる受信信号ＲＸを信号処理する。

局部発振信号生成器５は、所謂ＰＬＬ回路により構成され、ロジック回路７から入力される制御信号に基づいて局部発振信号を生成することでＦＣＭ変調方式による変調信号を生成し、送信部３及び受信部４にそれぞれ出力する。局部発振信号生成器５と送信部３、受信部４との間に周波数ダブラや周波数トリプラを必要に応じて設けても良い。

送信機３１…３Ｎは、それぞれ、送信電力調整部１０、二値移相器１１、パワーアンプ１２、及びアンテナ素子１３を接続して構成される。送信電力調整部１０は、各チャープ周期Ｔ１ごとに送信電力を調整可能にする。送信電力調整部１０は、送信機３１…３Ｎのうち一つ以上に設ければ良く、特に送信チャンネル数Ｎが３の場合、送信電力調整部１０は第３送信機３３にだけ設けられても良い。また後述するが、送信チャンネル数Ｎが４の場合には、送信電力調整部１０は第３送信機３３、第４送信機３４に設けられても良い。

二値移相器１１は、各送信チャンネルCH1…CHNにおいてＦＣＭ変調方式のチャープ周期Ｔ１の送信信号ＴＸごとに０又はπの移相値φ1…φNで移相することで正相又は逆相の信号にしてパワーアンプ１２に出力する。パワーアンプ１２は、二値移相器１１により移相される信号を電力増幅してアンテナ素子１３にそれぞれ出力する。

図２に模式的に示すように、送信電力調整部１０は、入力段、電力出力段などを備えており、入力段にはＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ２０が構成されている。送信電力調整部１０は入力段により送信信号ＴＸの送信電力を調整して出力する。また、二値移相器１１の入力段にもＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ２１が構成され、位相を正相のまま又は反転して逆相に調整することで移相可能になっている。

他方、ロジック回路７は、可変電流源２２、ドレインゲート間が接続されたＭＯＳＦＥＴ２３及びアナログスイッチ２４を備える。ロジック回路７は、バイアス制御信号を可変電流源２２に出力することで、可変電流源２２は出力定電流を変更可能に構成される。
アナログスイッチ２４は、ＭＯＳＦＥＴ２０及び２３のゲート間に接続されており、ロジック回路７がイネーブル信号を入力させることで当該ゲート間の導通、遮断を切替えることができる。ロジック回路７が、イネーブル信号を有効（イネーブル）にすると、アナログスイッチ２４は導通し、ＭＯＳＦＥＴ２０及び２３のゲート間が導通される。すると、送信電力調整部１０の入力にはカレントミラー回路が構成される。ロジック回路７が、バイアス制御信号を可変電流源２２に出力することで、ＭＯＳＦＥＴ２０の入力バイアスを変化させることができる。これによりロジック回路７は、送信電力調整部１０の電力増幅度を調整できる。

ロジック回路７がイネーブル信号を無効（ディスイネーブル）にすると、アナログスイッチ２４はＭＯＳＦＥＴ２０及び２３のゲート間を遮断し、送信電力調整部１０の入力段のＭＯＳＦＥＴ２０の入力バイアスをグランド（図示せず）に保持する。これにより、送信電力調整部１０は電力増幅度を０にできる。各送信機３１…３Ｎの送信電力調整部１０の入力回路が、このように構成されているため、ロジック回路７は、各送信機３１…３Ｎの送信信号出力を個別に停止又は稼働できる。

またロジック回路７は、例えばラダー抵抗による分圧回路２５を備えており、分圧回路２５の出力を二値移相器１１の入力段のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートに切替入力させることで、二値移相器１１の入力段のＭＯＳＦＥＴ２１のゲートバイアスを調整できる。このためロジック回路７は、入力信号振幅の正相、逆相を切替可能になっており、二値移相器１１は、各入力信号を０又はπだけ移相させることができ、位相変調を実現できる。

参照図面を図１に戻して引き続き説明する。送信機３１…３Ｎのアンテナ素子１３は、所定の配列に整列されており、フェーズドアレイアンテナ方式によりレーダ波の送信エリアを切替可能になっている。ロジック回路７は、タイミング制御することで、局部発振信号生成器５により変調信号を出力させつつ、バイアス制御信号、イネーブル信号及び位相制御信号を調整出力する。このとき、各第ｎ送信機３ｎは、ＦＣＭ変調方式のチャープ周期Ｔ１の一周期毎に基準位相値θｎを変化させながら、下記の（１）式に基づいて電圧振幅値Ａｎ［θｎ］を変化させるようにレーダ波を出力する。

（１）式の基準位相値θｎは、ＦＣＭ変調のチャープ周期Ｔ１が繰り返されるたびに変化する位相値であり、初期値０から位相ステップ２π／｛２＾（ｎ−１）｝ずつ変化する位相値を示す。この基準位相値θｎは、当該位相ステップ２π／｛２＾（ｎ−１）｝毎に変化し、繰り返し回数Ｋｎ＝２＾（ｎ−１）を一周期として２πに達すると０に戻る位相値である。また（１）式のＰＴは、送信信号ＴＸの平均出力電力を示している。各第ｎ送信機３ｎが、このルールに基づいてレーダ波を出力することで、送信部３が、各二値移相器１１の位相ステップπよりも高解像度の位相ステップとなる送信信号ＴＸによりレーダ波をターゲット２に照射可能になっている。

他方、受信機４１…４Ｍは、アンテナ素子２６、ＬＮＡ２７、ミキサ２８、及び中間周波数増幅器２９を備える。受信機４１…４Ｍのアンテナ素子２６は、所定の配列に整列されており、フェーズドアレイアンテナ方式によりレーダ波の受信走査エリアを切替可能になっている。各受信機４１…４Ｍのアンテナ素子２６は、ターゲット２に反射したレーダ波を受信する。ＬＮＡ２７は、アンテナ素子２６による受信信号ＲＸを低雑音増幅してミキサ２８に出力する。ミキサ２８は、ＬＮＡ２７の増幅信号と局部発振信号生成器５が出力する変調信号とを混合し、中間周波数増幅器２９に出力する。中間周波数増幅器２９は、ミキサ２８から入力された混合信号を増幅し信号処理部９に出力する。

信号処理部９は、Ａ／Ｄ変換器５１…５Ｍ、データ記憶部６０、及びＦＦＴ処理部６１、６２などの機能を備えたマイクロコンピュータ等により構成される。信号処理部９は、各受信機４１…４Ｍの中間周波数増幅器２９の増幅信号をＡ／Ｄ変換器５１…５ＭによりＡ／Ｄ変換しデータ記憶部６０に記憶させる。信号処理部９のＦＦＴ処理部６１、６２は、データ記憶部６０に記憶されたＡ／Ｄ変換データを予め定められた低解像度、高解像度でサンプリングして高速フーリエ変換する機能を備える。信号処理部９は、データ記憶部６０に記憶されたＡ／Ｄ変換データを用いて測定対象（ターゲット２までの距離、ターゲット２の移動速度、及び、ターゲット２が存在する方位角等）を算出する。なお、信号処理部９が実行する詳細な処理内容は、下記の具体的な実施例１、実施例２にて説明する。

（実施例１）
ここまで、送信チャンネル数をＮ、受信チャンネル数をＭに一般化した構成を例示して説明したが、以下、Ｎ＝３チャンネル分の送信機３１…３３を設けたレーダシステム２０１の実施例について、図３…図９を参照しながら説明する。なお、図３には図１の構成に付した符号と同一符号を付して説明する。図３に示すように、送信部３は、その中央に第１送信機３１のアンテナ素子１３を設置し、その両脇に第２送信機３２及び第３送信機３３の各アンテナ素子１３を設置している。各アンテナ素子１３は、一直線上に等間隔で設置されていることが望ましい。

第ｎ送信機３ｎは、前述のように（１）式に基づく電圧振幅値Ａｖの送信信号ＴＸを生成する。図４には、送信チャンネルCH1…CH3の各第ｎ送信機３ｎに対応して、時間経過に伴い変化する基準位相値θｎ、繰り返し回数ｋｎ、移相器の移相値φｎ、電圧振幅値Ａｖの対応関係を示している。
前述の（１）式において、ｎ＝１に対応した繰り返し回数Ｋ１は１であり、ｋ１＝｛０｝、θ１＝｛０｝となるため、ロジック回路７は、第１送信機３１の二値移相器１１の移相値φ１を｛０｝とする。また、ロジック回路７は、電圧振幅値Ａ１［θ１］を所定の基準値ＳＱＲＴ（２ＰＴ）（図４には相対値０［ｄＢ］と記載）にする。ＳＱＲＴは平方根を示す。ロジック回路７がこのように設定することで、第１送信機３１は、所定の送信電力のレーダ波をターゲット２に照射する。

また前述の（１）式において、ｎ＝２に対応した繰り返し回数Ｋ２は２となり、ｋ２＝｛０、１｝、θ２＝｛０、π｝となる。ロジック回路７は、第２送信機３２の二値移相器１１の移相値φ２を｛０、π｝の２回を一周期として繰り返し変更する。これにより第２送信機３２は、チャープ周期Ｔ１単位で二値移相器１１の移相値φ２を０、πの２回を一周期として変更を繰り返す。
このときもロジック回路７は、各チャープ波の電圧振幅値Ａ２（θ２）を所定の基準値ＳＱＲＴ（２ＰＴ）（相対値０［ｄＢ］）にする。ロジック回路７がこのように設定することで、第２送信機３２はチャープ周期Ｔ１単位でＢＰＳＫ変調しつつ所定の送信電力のレーダ波をターゲット２に照射する。

前述の（１）式において、ｎ＝３に対応した繰り返し回数Ｋ３は４となり、ｋ３＝｛０、１、２、３｝、θ３＝｛０、π／２、π、３π／２｝となる。このとき第３送信機３３は、チャープ周期Ｔ１単位で基準位相値θ３を０から位相ステップπ／２ずつ遷移させながら当該０、π／２、π、３π／２の４回を一周期として変更を繰り返す。
基準位相値θ３＝π／２、３π／２のとき（１）式の電圧振幅値Ａ３（θ３）は０となる。このためロジック回路７が、第３送信機３３の電圧振幅値Ａ３（θ３）を０に設定し送信信号ＴＸを出力しない場合には、二値移相器１１の移相値φｎを０に設定してもπに設定しても良い。このときロジック回路７は、二値移相器１１の移相値φ３を｛０、０orπ、π、０orπ｝の４回を一周期として繰り返し変更する。ロジック回路７が、このように設定することで、第３送信機３３はチャープ周期Ｔ１単位で疑似ＱＰＳＫ変調しつつ、基準位相値θ３がπ／２、３π／２のときには送信電力をゼロにしつつ、基準位相値θ３が０、πのときには所定の送信電力としたレーダ波をターゲット２に照射する。

各送信機３１…３３は、このようなルールに基づいて、基準位相値θｎ、移相器の移相値φｎ、繰り返し回数ｋｎを変化させながらレーダ波をターゲット２に出力する。

送信部３のレーダ波がターゲット２に反射すると、レーダシステム１の受信部４に入力される。各受信機４１…４Ｍがターゲット２に反射したレーダ波を受信すると、各受信機４１…４Ｍは、受信信号ＲＸをそれぞれ前述のように処理し、信号処理部９に処理結果を出力する。

図５に示すように、信号処理部９は、受信部４の受信信号ＲＸを入力するとＡ／Ｄ変換器５１…５ＭによりＡ／Ｄ変換処理し、Ｓ１においてＡＤ変換データをデータ記憶部６０に取得する。信号処理部９は、送信機３１…３Ｎの送信信号ＴＸに対応した受信信号ＲＸのＡＤ変換データを取得した後、Ｓ２においてデータ記憶部６０に記憶されたＡＤ変換データを用いてＦＦＴ処理部６１により速度ＦＦＴ（第１ＦＦＴ相当）を実行することで、隣接するチャープ周期Ｔ１の繰り返し間隔Ｔ２の低解像度で受信信号ＲＸをサンプリング処理して高速フーリエ変換する。繰り返し間隔Ｔ２単位の基準位相値θ１…θ３の位相回転速度が、送信チャンネルCH1…CH3毎に０、π、π／２にそれぞれ固定されているため、信号処理部９がＦＦＴ処理部６１により速度ＦＦＴすることで基準位相値θ１…θ３の位相回転速度に対応した角速度を検出できる。この結果、第１送信機３１、第２送信機３２、第３送信機３３のチャープ周期Ｔ１単位の各位相差に対応した０、π、π／２又は３π／２をそれぞれ角速度として検出できる。

また信号処理部９は、Ｓ３において図６に示す一回のチャープ周期Ｔ１中の受信信号ＲＸを用いてＦＦＴ処理部６２により高解像度の距離ＦＦＴ（第２ＦＦＴ相当）を実行する。信号処理部９のＦＦＴ処理部６２が距離ＦＦＴを実行することで、レーダ波を出力してからターゲット２に反射して信号受信するまでの遅れ時間を検出でき、これらの遅延時間に基づいてターゲット２までの距離を求めることができる。また信号処理部９は、送信信号ＴＸの周波数と受信信号ＲＸの周波数の差をビート周波数として検出することに基づいて距離を求めることもできる。
そして信号処理部９は、Ｓ４においてＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）によりピーク検出することで、図７に模式的に示すように角速度軸でパワー分布を得ることができる。

例えば、ある第ｍ受信機４ｍが、距離が互いに異なる２つのターゲット２に反射したレーダ波を受信したときの距離ＦＦＴ、速度ＦＦＴを用いたピーク検出結果をそれぞれマトリクス状にプロットすると、図８に示すようにパワースペクトル分布が得られる。図８には、ある第ｍ受信機４ｍが受信した各送信チャンネルCH1…CHNの送信信号Ｔｘ１…Ｔｘ３の符号を付している。信号処理部９は、Ｓ５においてターゲット２までの距離が同一と見做される一群の信号Ｚ１のパワースペクトルをペアマッチングすることで、当該ペアマッチングされたパワースペクトルの一群の信号Ｚ１を選定できる。

次に信号処理部９は、全ての送信機３１…３Ｎの送信信号Ｔｘ１…Ｔｘ３を受信した第ｍ受信機４ｍの受信信号ＲＸを等位相面上で検出することで受信信号ＲＸの基準位相に対する位相を取得する。このとき、信号処理部９により取得された位相が、送信チャンネル数Ｎを超える場合、ミキサ２８にてイメージ成分が検出されていると見做す。この場合、信号処理部９はＳ６においてイメージ成分を除去する。このとき信号処理部９は、Ｓ６において信号の位相が等間隔と見做されるＮ個の信号を抽出して分離する。

例えば、信号処理部９が図９に示すように位相を検出すると等間隔と見做すことが可能なＮ個の一群の信号Ｚｘを抽出、分離できる。他の信号Ｔｘ３（Ｉｍａｇｅ）は見做し除去、破棄すれば良い。各送信チャンネルCH1…CH3のアンテナ素子１３の設置位置とターゲット２の方位角との関係に基づいて受信部４が受信する信号の位相も変化する。例えば、図３に模式的に示すように、第２送信機３２のアンテナ素子１３がターゲット２に比較的近接しており、第３送信機３３のアンテナ素子１３がターゲット２から比較的遠く設置されている場合には、第２送信機３２、第１送信機３１、第３送信機３３の送信信号Ｔｘ２、Ｔｘ１、Ｔｘ３に対応した受信信号ＲＸの順に基準位相に対する位相が大きくなる。このため、信号処理部９は、概ね等間隔で検出される位相の検出値に基づいてＳ７においてターゲット２が存在する方位角を推定できる。

各送信機３１…３Ｎのアンテナ素子１３の配置等を設計したときに、ターゲット２が存在する方位角との関係性が決定される。このため、このターゲット２の方位角に対応してイメージ成分の位相も決定される。例えば、製造会社が多数のレーダシステム１を量産し検査するときに、コーナリフレクタを疑似的なターゲット２と見做してレーダシステム１に対して所定の角度に設置しイメージ成分を検出する。すると、製造された個々のレーダシステム１に対してターゲット２が存在する方位角とイメージ成分の位相との対応関係を求めることができる。

製造会社は、信号処理部９に搭載される不揮発性メモリ（図示せず）にこの対応関係を当該信号処理部９の出荷前に記憶させることで、信号処理部９は、前述したＣＦＡＲによりピーク検出した後に、不揮発性メモリに記憶された対応関係に基づいて受信信号ＲＸを選定することでイメージ成分を容易に除去できる。この結果、必要な信号を容易に分離して取得できる。

（実施例２）
以下、４チャンネル分の送信機３１…３４を設けたレーダシステム３０１の具体例について、図１０…図１２を参照しながら説明する。図１０に示すように、送信部３は、その中央に第１送信機３１及び第２送信機３２を設置し、その両脇に第３送信機３３及び第４送信機３４を設置している。これらの送信機３１…３４のアンテナ素子１３は一直線上に等間隔で設置されていることが望ましい。その他の構成は、実施例１と同様であるため説明を省略する。

実施例１にも示したように、第ｎ送信機３ｎは（１）式に示される電圧振幅値Ａｎ（θｎ）に基づく送信信号ＴＸを生成する。図１１には、各送信チャンネルCH1…CH4の送信機３１…３４が出力する送信信号ＴＸに基づくレーダ波において、時間経過に伴い変化する基準位相値θｎ、繰り返し回数ｋｎ、二値移相器１１の移相値φｎ、電圧振幅値Ａｖの対応関係を示している。第１送信機３１、第２送信機３２、第３送信機３３の基準位相値θｎ、繰り返し回数ｋｎ、移相器の移相値φｎ、電圧振幅値Ａｖは実施例１と同様であるため説明を省略する。

（１）式においては、ｎ＝４に対応した繰り返し回数Ｋ４が８となり、ｋ４＝｛０、１、２、３、４、５、６、７｝、θ４＝｛０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４｝となる。第４送信機３４は、チャープ周期Ｔ１単位で基準位相値θ４を０から位相ステップπ／４ずつ遷移させながら当該０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の８回を一周期として変更を繰り返す。
基準位相値θ４＝π／２、３π／２のとき（１）式の電圧振幅値Ａ４（θ４）は０となる。このため、ロジック回路７が、第４送信機３４の電圧振幅値Ａ４（θ４）を０に設定することで送信信号ＴＸを出力しない場合には、二値移相器１１の移相値φｎを０に設定してもπに設定しても良い。また、基準位相値θ４＝π／４、３π／４、５π／４、７π／４のとき（１）式に基づいて電圧振幅値Ａ４（θ４）をＳＱＲＴ（ＰＴ）とし相対値−３［ｄＢ］に設定する。

ロジック回路７は、第４送信機３４の二値移相器１１の移相値φ４を｛０、０、０orπ、π、π、π、０orπ、０｝の８回を一周期として繰り返し変更する。ロジック回路７が、このように設定することで、第４送信機３４は、基準位相値θ４が０又はπのときには所定の送信電力、基準位相値θ４がπ／２、又は３π／２のときには送信電力をゼロ、基準位相値θ４がπ／４、３π／４、５π／４、又は７π／４のときには所定の半分の送信電力とするように生成される送信信号ＴＸによりレーダ波をターゲット２に照射する。

送信機３１…３４の送信信号に基づくレーダ波がターゲット２に反射すると、レーダシステム１の受信部４に入力される。各受信機４１…４Ｍがターゲット２に反射したレーダ波を受信すると、各受信機４１…４Ｍは、受信信号ＲＸをそれぞれ前述のように処理し、信号処理部９に処理結果を出力する。

図５に示すように、信号処理部９は、受信機４１…４Ｍの受信信号ＲＸを入力するとＡ／Ｄ変換器５１…５ＭによりＡ／Ｄ変換処理し、Ｓ１においてＡＤ変換データをデータ記憶部６０に取得する。信号処理部９は、受信信号ＲＸのＡＤ変換データを取得した後、Ｓ２においてＡＤ変換データを用いてＦＦＴ処理部６１により速度ＦＦＴ（第１ＦＦＴ相当）を実行することで、隣接するチャープ周期Ｔ１の繰り返し間隔Ｔ２の低解像度により受信信号ＲＸをサンプリング処理し高速フーリエ変換する。このとき、基準位相値θ１…θ４の繰り返し間隔Ｔ２毎の位相回転速度が送信チャンネルCH1…CH4毎に０、π、π／２、π／４にそれぞれ固定されているため、信号処理部９が、前述のようにサンプリングし速度ＦＦＴすることで位相回転速度に対応した角速度を検出できる。これにより、信号処理部９は、第１送信機３１、第２送信機３２、第３送信機３３、及び前記第４送信機３４におけるチャープ周期Ｔ１単位の各位相差に対応したπ、０、π／２又は３π／２、若しくはπ／４又は７π／４をそれぞれ角速度として検出できる。

また信号処理部９は、Ｓ３において一回のチャープ周期Ｔ１中の受信信号ＲＸを用いてＦＦＴ処理部６２により高解像度で距離ＦＦＴ（第２ＦＦＴ相当）を実行することで、前述同様にターゲット２までの距離を求めることができる。
信号処理部９は、Ｓ４において受信信号ＲＸについてＣＦＡＲによりピーク検出することで、図１２に示すようにターゲット２の移動速度に対応した角速度に対するパワー分布を得ることができる。

この後、信号処理部９は、実施例１と同様の信号処理を行うことで受信信号ＲＸを分離でき、ターゲット２の移動速度やターゲット２が存在する方位角を推定できる。なお、実施例１ではＮ＝３チャンネル、実施例２ではＮ＝４チャンネルの例を示したが、これに限定されるものではなく、Ｎ＝５チャンネル以上に一般化できる。

以下、本実施形態の構成を概念的にまとめ、その効果を説明する。
本実施形態によれば、送信機３１…３Ｍは、それぞれ、ＦＣＭ変調方式のチャープ周期Ｔ１単位で０又はπの移相値φ1…φNに移相させる二値移相器１１を備えると共に、チャープ周期Ｔ１単位で送信電力を調整可能にする送信電力調整部１０を備える。送信部３は、二値移相器１１の単独の位相ステップπよりも高解像度の位相ステップにて生成される送信信号ＴＸによりレーダ波をターゲット２に照射するように構成される。

信号処理部９は、ターゲット２に反射した反射波を複数の送信機３１…３Ｎに対応した複数の受信信号ＲＸを取得するとチャープ周期Ｔ１の繰り返し間隔Ｔ２により複数の受信信号ＲＸをサンプリング処理して高速フーリエ変換（速度ＦＦＴ）し、この変換結果に基づいて複数の送信信号ＴＸに対応した受信信号ＲＸを互いに分離している。

本実施形態では、製造プロセスや温度変化によるばらつきが比較的少ないＢＰＳＫ変調方式、及び、ＴＤＭ−ＭＩＭＯ方式による高い受信信号ＲＸの分離性能に着目し、各送信機３１…３Ｎが、送信チャンネルCH1…CHN毎にチャープ周期Ｔ１単位の位相偏移変調方式を変更しながら段階的に送信信号ＴＸの振幅を変更することで、高解像度の位相ステップによりレーダ波を出力している。このため、送信信号ＴＸの位相を比較的高い分解能で制御する必要を生じるＱＰＳＫ変調によるＤＤＭ−ＭＩＭＯ方式を適用する場合に比較して、送信信号ＴＸの位相や振幅が製造プロセスの変化や温度変化によりばらつくことを抑制できる。この結果、受信部４側では、全ての送信チャンネルCH1…CHNの受信信号ＲＸの分離性能を極力劣化させることがなくなり、ターゲット２が存在する方位角の検出精度を良好にできる。

また信号処理部９は、一回のチャープ周期Ｔ１の中で高解像度でサンプリング処理してＦＦＴ処理部６２により高速フーリエ変換（距離ＦＦＴ）し、ＦＦＴ処理部６２を用いて算出されるターゲット２までの距離が同一と見做される一群の信号Ｚ１、Ｚ２をペアマッチングし、当該ペアマッチングされた一群の信号Ｚ１、Ｚ２を選定した上でＦＦＴ処理部６１を用いて速度ＦＦＴにより変換した変換結果に基づいて信号を分離している。このため、信号処理部９は、ターゲット２までの距離に応じて信号を分離した後、全ての送信チャンネルCH1…CHNを受信した信号の角速度に基づいて信号を分離、弁別でき、当該信号を段階的に弁別できる。これにより、容易に弁別できる。

また信号処理部９は、分離した受信信号ＲＸの基準位相に対する位相を取得し、取得した位相が送信チャンネル数Ｎを超えるときには、信号の位相が等間隔と見做されるＮ個の信号を抽出し、抽出されたＮの受信信号ＲＸに基づいてターゲット２が存在する方位角を推定している。このため、ハードウェア構成上、ミキサ２８において発生するイメージ成分を除去でき、ターゲット２の存在する方位角を精度良く求めることができる。

（他の実施形態）
前述実施形態に限られるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。
前述実施形態では、送信チャンネル数を３又は４とした実施例を説明したが、Ｎチャンネルに一般化できる。このとき第ｎ送信機３ｎは、チャープ周期Ｔ１単位で基準位相値θｎを位相ステップ２π／｛２＾（ｎ−１）｝ずつ変化させながら繰り返し回数Ｋｎ＝２＾（ｎ−１）を一周期として繰り返すことになり、第ｎ送信機３ｎの送信信号ＴＸの電圧振幅値Ａｖを（１）式に基づく送信信号ＴＸとしてレーダ波をターゲット２に照射する。

そして、信号処理部９は、ターゲット２に反射して受信した複数の受信信号ＲＸについて、チャープ周期Ｔ１の繰り返し間隔Ｔ２の低解像度により複数の受信信号ＲＸをサンプリング処理して高速フーリエ変換する。これにより第ｎ送信機３ｎのチャープ周期Ｔ１単位の各位相差に対応した２π／｛２＾（ｎ−１）｝をそれぞれ角速度として検出できるようになり、角速度の検出結果に基づいて複数の受信信号ＲＸを互いに分離できることになる。したがって、Ｎチャンネルに一般化しても同様に複数の受信信号ＲＸを互いに分離できるようになり、前述実施形態と同様の作用効果を得られる。

前述実施形態では、全ての送信チャンネルCH1…CHNの送信機３１…３Ｎに送信電力調整部１０を備える形態を示したが、これに限定されるものではない。送信電力の調整を必要な少なくとも一つ以上の送信機（例えば３３；３３及び３４）に送信電力調整部１０を設ければ良い。チャープ周期Ｔ１の単位で位相を変調する方式として、ＢＰＳＫや疑似ＱＰＳＫを用いた形態を用いたが、チャープ周期単位で位相を０又はπに変更しつつ振幅を４段階に変更する疑似８ＰＳＫなどの方式を適用しても良い。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１はレーダシステム、２はターゲット、３は送信部、３１…３Ｎは送信機、４は受信部、４１…４Ｍは受信機、９は信号処理部、１０は送信電力調整部、１１は二値移相器、６１、６２はＦＦＴ処理部（第１ＦＦＴ、第２ＦＦＴ）を示す。

Claims (6)

1. ＦＣＭ（Fast Charp Modulation）変調方式により周波数変調されたレーダ波をターゲット（２）に照射し当該ターゲットに反射した反射波を受信した信号に基づいて測定対象を測定するレーダシステム（１）であって、
   少なくとも３以上のＮチャンネル分備えられ、各送信チャンネルの送信信号により前記レーダ波を前記ターゲットに照射するように構成された複数の送信機（３１…３Ｎ）と、
   複数のＭチャンネル分備えられ前記Ｎチャンネル分の送信信号に対応した複数の受信信号をそれぞれ受信する複数の受信機（４１…４Ｍ）と、
   複数の受信信号を信号処理する信号処理部（９）と、を備え、
   前記複数の送信機は、それぞれ、前記ＦＣＭ変調方式のチャープ周期単位で０又はπの移相値（φ1…φN）に移相させる二値移相器（１１）を備えると共に、
   前記複数の送信機のうち少なくとも一つ以上の前記送信機（３３；４３、４４）は、前記チャープ周期単位で送信電力を調整可能にする送信電力調整部（１０）を備え、前記二値移相器の位相ステップπよりも高解像度の位相ステップにて生成される送信信号により前記レーダ波を前記ターゲットに照射するように構成され、
   前記信号処理部は、
   前記ターゲットに反射した前記反射波を前記複数の送信機に対応した複数の受信信号として取得するとチャープ周期（Ｔ１）の繰り返し間隔（Ｔ２）の解像度により前記複数の受信信号をサンプリング処理して高速フーリエ変換する第１ＦＦＴ（６１）を備え、前記第１ＦＦＴにより変換した変換結果に基づいて前記Ｎチャンネル分の送信信号に対応した前記複数の受信信号を互いに分離するレーダシステム。
2. 一の前記チャープ周期の中でサンプリング処理して高速フーリエ変換する第２ＦＦＴ（６２）をさらに備え、
   前記信号処理部は、前記第２ＦＦＴを用いて算出される前記ターゲットまでの距離が同一と見做される一群の信号をペアマッチングし、当該ペアマッチングされた前記一群の信号を選定し前記第１ＦＦＴにより変換した前記変換結果に基づいて前記受信信号を分離する請求項１記載のレーダシステム。
3. 前記信号処理部は、前記受信信号を分離した後、分離した前記受信信号の基準位相に対する位相を取得し、前記取得された位相が前記Ｎを超えるときに、前記受信信号の位相が等間隔と見做される前記Ｎの信号を抽出し、当該抽出された前記Ｎの信号に基づいて前記ターゲットが存在する方位角を推定する請求項１または２記載のレーダシステム。
4. 前記複数の送信機は、第１送信機（３１）、第２送信機（３２）、及び第３送信機（３３）を含む３チャンネル分だけ備えられ、
   前記第１送信機は、前記二値移相器の移相値（φ１）を０としながら所定の送信電力にて生成される送信信号によりレーダ波を前記ターゲットに照射し、
   前記第２送信機は、前記チャープ周期単位で前記二値移相器の移相値（φ２）を０、πの２回を一周期として変更を繰り返すと共に前記所定の送信電力にて生成される送信信号によりレーダ波を前記ターゲットに照射し、
   前記第３送信機は、前記チャープ周期単位で基準位相値（θ３）を０から位相ステップπ／２ずつ遷移させながら当該０、π／２、π、３π／２の４回を一周期として変更を繰り返したときに、前記二値移相器の移相値（φ３）をそれぞれ０、０又はπ、π、０又はπとし、前記基準位相値がπ／２、３π／２のときには送信電力をゼロにしつつ前記基準位相値が０、πのときには前記所定の送信電力とする送信信号によりレーダ波を前記ターゲットに照射し、
   前記信号処理部は、前記チャープ周期（Ｔ１）の繰り返し間隔（Ｔ２）の解像度により前記複数の受信信号をサンプリング処理して高速フーリエ変換することで、前記第１送信機、前記第２送信機、及び前記第３送信機の前記チャープ周期単位の各位相差に対応した０、π、π／２又は３π／２をそれぞれ角速度として検出し、前記角速度の検出結果により前記複数の受信信号を互いに分離する請求項１から３の何れか一項に記載のレーダシステム。
5. 前記複数の送信機は、前記第１送信機、前記第２送信機、前記第３送信機と共に第４送信機（３４）を含む４チャンネル分だけ備えられ、
   前記第４送信機は、前記チャープ周期単位で基準位相値（θ４）を０から位相ステップπ／４ずつ遷移させながら当該０、π／４、π／２、３π／４、π、５π／４、３π／２、７π／４の８回を一周期として変更を繰り返したときに、前記二値移相器の移相値をそれぞれ０、０、０又はπ、π、π、π、０又はπ、０とし、前記基準位相値が０又はπのときには前記所定の送信電力、前記基準位相値がπ／２、又は３π／２のときには送信電力をゼロ、前記基準位相値がπ／４、３π／４、５π／４、又は７π／４のときには前記所定の半分の送信電力とするように生成される前記送信信号により前記レーダ波をターゲットに照射し、
   前記信号処理部は、前記チャープ周期の繰り返し間隔の解像度により前記複数の受信信号をサンプリング処理して高速フーリエ変換することで、前記第１送信機、前記第２送信機、前記第３送信機、及び前記第４送信機における前記チャープ周期単位の各位相差に対応したπ、０、π／２又は３π／２、若しくはπ／４又は７π／４をそれぞれ角速度として検出し、前記角速度の検出結果により前記複数の受信信号を互いに分離する請求項４記載のレーダシステム。
6. 前記複数の送信機は、前記Ｎチャンネルの１…Ｎまでのチャンネル変数をｎとした第１…第Ｎ送信機（３１…３Ｎ）により構成され、
   第ｎ送信機（３ｎ）は、前記チャープ周期単位で基準位相値（θｎ）を位相ステップ２π／｛２＾（ｎ−１）｝ずつ変化させながら繰り返し回数Ｋｎ＝２＾（ｎ−１）を一周期として繰り返したときに、前記第ｎ送信機の送信信号の電圧振幅値を下記の（１）式に基づく送信信号としてレーダ波を前記ターゲットに照射し、
   前記信号処理部は、前記レーダ波が前記ターゲットに反射して受信した複数の受信信号について、前記チャープ周期の繰り返し間隔の解像度により前記複数の受信信号をサンプリング処理して高速フーリエ変換することで、前記第ｎ送信機の前記チャープ周期単位の各位相差に対応した２π／｛２＾（ｎ−１）｝をそれぞれ角速度として検出し、前記角速度の検出結果に基づいて前記複数の受信信号を互いに分離する請求項１から３の何れか一項に記載のレーダシステム。
   

   

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