CN101026332A

CN101026332A - 充电泵电路

Info

Publication number: CN101026332A
Application number: CNA2007101006429A
Authority: CN
Inventors: 樱井敦司; 佐藤丰
Original assignee: Seiko Instruments Inc
Current assignee: Ablic Inc
Priority date: 2006-02-22
Filing date: 2007-02-22
Publication date: 2007-08-29
Anticipated expiration: 2027-02-22
Also published as: JP4849907B2; US7427891B2; CN101026332B; JP2007228679A; US20070273431A1

Abstract

提供一种级数多、即使晶体管的阈值电压因基板效应而上升，功率效率也不降低的充电泵电路。用耗尽型晶体管来构成形成高电压时钟发生电路内的反相器的N沟道型晶体管。另外，用P沟道增强型晶体管来构成电荷传送用元件。

Description

充电泵电路

技术领域

本发明涉及在电子机器等中使用的充电泵电路，尤其涉及改善了升压能力的充电泵电路。

背景技术

现在的电子机器为了实现其功能在内部使用多个IC。一般这些IC在各自不同的电压下工作，因此需要与电源电压不同的多个恒压源。这些恒压源采用开关式稳压器或充电泵电路。

开关式稳压器在高功率效率(输出功率/输入功率)下，能够产生规定电压。但是，这个电路存在在电流切换时发生高谐波噪声的缺点，必须屏蔽电源电路才能使用。尤其是作为外部零件需要线圈，限制了小型化。另一方面，充电泵电路虽然能够在小噪声下产生高电压，但是存在功率效率差的缺点。

作为基本的充电泵电路，已知狄克松(Dixon)充电泵电路。图4是4级狄克松充电泵电路的电路图。在图4中串联连接了5个二极管101～105。106～109是耦合电容，110是输出电容，CLK和CLKB是相互反相的输入时钟脉冲。另外，1是时钟驱动器，3是负载。

在稳定状态中，在负载3中流过恒电流Iout的情形下，流向充电泵电路的输入电流是来自于输入电压Vdd的电流和由时钟驱动器1供给的电流。这些电流在忽略不计流向寄生电容的充放电电流时成为如下所述：在时钟脉冲CLK处于H(High：高)电平、CLKB处于L(Low：低)电平的期间，沿图中的实线箭头方向流过2Iout的平均电流。另外，在时钟脉冲CLK处于L电平、CLKB处于H电平的期间，沿图4的虚线箭头方向流过2Iout的平均电流。在时钟周期内这些平均电流全部是Iout。在稳定状态中，充电泵电路的升压电压Vout可如下表示。

[数学式1]

Vout＝Vin-Vd+n(V_Φ’-V1-Vd)

其中，V_Φ’是在各连接节点处，由随着时钟脉冲变化的耦合电容产生的电压振幅。V1是由输出电流Iout产生的电压降，Vin是输入电压，通常正升压时是电源电压Vdd，负升压时是0V。Vd是正向偏置二极管电压，n是泵级数。而且，V1和V_Φ’还可用下式表示。

[数学式2]

V 1 = \frac{Iout}{f (C + C_{s})} = \frac{2 IoutT / 2}{C + C_{2}}

[数学式3]

{V_{φ}}^{'} = V_{φ} \frac{C}{C + C_{s}}

其中，C是时钟耦合电容，C_s是在各连接节点处的寄生电容，V_Φ是时钟脉冲的振幅，f是时钟脉冲的频率，T是时钟周期。充电泵电路的功率效率在忽略不计从时钟驱动器1流到寄生电容的充放电电流，且假设Vin＝Vdd，那么可用下式表示。

[数学式4]

η (%) = \frac{Vout \times Iout}{(n + 1) Vdd \times Iout} \times 100 = \frac{Vout}{(n + 1) Vdd} \times 100

如上所述，在充电泵电路中，通过使用二极管作为电荷传送元件向下级和下下级传送电荷来进行升压。

但是，在考虑装配到MOS集成电路上时，由于工艺的适合性，使用MOS晶体管比使用pn结二极管更容易实现。因此，提出使用MOS晶体管代替二极管作为电荷传送用元件的方案。这种情形中数学式1的Vd变成MOS晶体管的阈值电压Vth。

图5是示出了使用MOS晶体管代替二极管作为电荷传送用元件的充电泵电路的电路图。

在图5中，n个其漏极和栅极在同一节点处连接的N型MOS晶体管201～205串联连接。在各N型MOS晶体管相互连接的节点处，分别连接耦合电容106～109，在各耦合电容另一端上被供给相互反相的时钟脉冲CLK和CLKB。通过N型MOS晶体管201，给N型MOS晶体管202的漏极与耦合电容206的连接点施加输入电压Vin，通过从耦合电容106到耦合电容109顺次传送电荷，从N型MOS晶体管205输出比输入电压Vin升压了的高电压即Vout。另外，110的电容是输出电容。其中，N型MOS晶体管202和耦合电容106这一对为第一级升压单元，该对的节点为节点1，升压电路内的升压单元数是升压电路的级数，N型MOS晶体管205和耦合电容209的升压单元为第n级升压单元。下面对现有技术中使用电荷传送用N型MOS晶体管的充电泵电路的电路动作进行说明。

时钟脉冲CLKB处于L电平时，节点1的电位通过电流I1而上升，考虑到N型MOS晶体管201的阈值Vth0，被充电到(VDD-Vth0-Vthb0)。其中，Vthb0是由N型MOS晶体管201的基板效应产生的阈值变动部分。然后，时钟脉冲CLKB变化到H电平时，节点1的电位被提升而上升。在节点1处的寄生电容是Cnode 1时，这时的上升电位Vup可以用数学式5表示。

[数学式5]

Vup = Vdd \times \frac{C 1}{C 1 + Cnodel}

从而，1级升压后节点1的电压V1用下式表示。

[数学式6]

V1＝(Vdd-Vth0-Vthb0)+Vup

这时，由于CLK处于L电平，因此第2级的节点2的电压被降低。其中，在下式的条件成立时，电荷从节点1移动到节点2，流过电流I2。

[数学式7]

V2-V1＞Vth1+Vthb1

因此，通过该电流I2，节点2的电位上升到下式表示的电位。

[数学式8]

V2＝V1-Vth1-Vthb1

然后，时钟脉冲CLK变化到H电平时，根据与上述同样的工作原理，节点2的电位通过电容耦合而升高到高电压，电荷从节点2移动到节点3，结果是节点3的电位升高。这样将电荷充分蓄积在耦合电容中后，反复进行使电荷向下级节点移动的动作，电荷从初级N型MOS晶体管201顺次向最末级N型MOS晶体管205移动，在越向后级块的节点越成为高电压，从而进行了升压。因此，在最末级N型MOS晶体管205的源极，即输出电压Vout得到高电压。

图6是解决了上述问题的动态方式的充电泵电路(例如，参照非专利文献1)。MOS晶体管MD1～MD4是各泵送节点初始设定用二极管，对泵的动作没有贡献。这个电路为了避免MOS晶体管MD4的Vgs降低到Vdd+(Vdd-Vth)，而且MOS晶体管MD0的Vgs降低到(Vdd-Vth)，以用高电压驱动MOS晶体管MS1～MS4为目的，采用自举(boot-strap)方式的高电压时钟发生电路。该高电压时钟发生电路由形成反相器的N沟道增强型晶体管MN1～MN4和P沟道增强型晶体管MP1～MP4构成。另外，MOS晶体管MS1～MS4由N沟道型构成(例如参照专利文献1)。

[非专利文献1]Jieh-Tsorng Wu MOS Charge Pumps for Low-Voltage OperationIEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS.VOL.33.NO.4 APRIL 1998

[专利文献1]日本特开2002-233134

发明内容

但是，在图6中示出的动态方式充电泵电路中，高电压时钟发生器电路62的N沟道增强型晶体管MN1～MN4随着到了后级，通过MOS晶体管的基板效应而使阈值电压Vth上升。结果是后级的N沟道增强型晶体管MN4没有导通，MS4的漏极-源极间成为层间短路状态。于是由于电荷也向着位于MD0的漏极处的节点的寄生电容和耦合电容C4移动，因此寄生电容Cnode变大、电位Vup降低、功率效率变差。也就是在充电泵电路中，如图6的电路动作所述，因为在将电荷充分蓄积到耦合电容中后，通过反复进行使电荷向下级节点移动的动作而进行升压动作，所以如果MS4常时处于导通状态，就不能在耦合电容中充分蓄积电荷，而是任凭电荷向下级节点移动，结果存在功率效率变差这样的问题。充电泵电路的升压单元级数越多，另外Vdd越高，就越不能忽略不计由基板效应引起的阈值电压Vth的上升，存在升压效率变差这样的问题。

为了解决上述问题，本发明的充电泵电路采用N沟道耗尽型晶体管作为形成高电压时钟发生电路的反相器的N沟道型晶体管来构成。

另外，本发明的充电泵电路采用P沟道增强型晶体管作为电荷传送用元件来构成。

而且，本发明的充电泵电路采用限制充电泵电路的输入电压的电路来构成。

根据本发明的充电泵电路，通过采用N沟道耗尽型晶体管作为形成充电泵电路的高电压时钟发生电路的反相器的N沟道型晶体管，能够减轻由于基板效应引起Vth上升所造成的功率效率降低，即使充电泵电路的升压单元级数变多，功率效率也不会降低。

另外，通过采用P沟道增强型晶体管作为电荷传送用元件，能够排除由于基板效应引起Vth上升所造成的功率效率降低，充电泵电路的升压单元级数越多，就越有减轻功率效率降低的效果。

另外，因为采用限制输入电压的电路来使充电泵电路的输入电压不变得过大，所以能够防止因寄生双极的动作而造成的功率效率降低，具有能够在宽输入电压范围内实现升压动作的效果。

附图说明

图1是本发明实施例1的动态方式充电泵电路的电路图。

图2是本发明实施例2的动态方式充电泵电路的电路图。

图3是本发明实施例3的动态方式充电泵电路的电路图。

图4是现有技术中的4级狄克松充电泵电路图。

图5是采用MOS晶体管作为图4电路中的电荷传送用元件的充电泵电路的电路图。

图6是现有技术中的动态方式的充电泵电路图。

图7是本发明实施例4的动态方式充电泵电路的电路图。

图8是本发明实施例5的动态方式充电泵电路的电路图。

具体实施方式

[实施例1]

在图1中示出了本发明实施例1的动态方式充电泵电路的电路图。

图1的动态方式充电泵电路由以下部分构成：作为泵送节点初始设定用二极管的MOS晶体管MD1～MD(n+2)、分别与MOS晶体管MD1～MD(n+2)并联连接的MOS晶体管MS1～MS(n+2)、用高电压驱动MOS晶体管MS1～MS(n+2)的自举(boot-strap)方式的高电压时钟发生电路2、耦合电容C1～C(n-2)和向耦合电容C1～C(n-2)提供时钟的时钟驱动器1。高电压时钟发生电路2由N沟道耗尽型晶体管MND1～MND(h+2)和P沟道增强型晶体管MP1～MP(n+2)构成，分别成对地构成反相器，由反相器的输出，控制电荷传送用元件的N沟道增强型晶体管MS1～MS(n+2)的栅极。

MD(n)漏极和耦合电容C(n-1)这一对为一个单元，其节点为节点(n)、以下同样设为节点(n+1)、节点(n+2)时，节点(n)的电位要考虑按照V1时序的电路动作。此时，节点(n+1)的电位是V2+Vup＝V1+2Vup，节点(n+2)的电位是V3＝V2+Vup＝V1+2Vup。就是说，考虑由MND(n)、MP(n)构成的反相器时，给MND(n)的源极施加电位V1，给MP(n)的源极和MND(n)、MP(n)的栅极分别施加相同的电位V1+2Vup，理想的是给与MS(n)的栅极连接的反相器输出施加V1电位而MS(n)断开。但是，由于存在MND(n)的基板效应，所以为了使反相器确实输出电位V1，需要以下示出的MND(n)的阈值电压和栅极电压之间的关系条件。

[数学式9]

V2+Vup(MND(n)的栅极电压)＞V1+Vtnd+Vthb0(MND(n)的阈值电压)

其中Vtnd是MND(n)的阈值电压，Vthb0是由MND(n)的基板效应引起的阈值变动部分。考虑到V2+Vup＝V1+2Vup，展开数学式9时，

[数学式10]

2Vup＞Vtnd+Vthb0

由于基板效应，Vthb0上升而不再满足数学式10时，因为不能向耦合电容充分蓄积电荷而任凭电荷向下级节点移动，所以功率效率变差。

通常，如果N沟道增强型晶体管的阈值为Vtn，因为Vtnd＜Vtn，所以为了使数学式10成立，用阈值更低的N沟道耗尽型晶体管来构成形成高电压时钟发生电路内反相器的N沟道型晶体管的方法占有优势。

[实施例2]

在图2中示出了本发明实施例2的动态方式充电泵电路的电路图。与图1的充电泵电路的不同点在于采用N沟道增强型晶体管MN1～MN3作为控制高电压时钟发生电路内升压单元的最初数级的反相器。

通常，根据半导体线路设计中设计规则的晶体管最小尺寸设定，N沟道增强型晶体管比N沟道耗尽型晶体管小。因此，由基板效应引起的阈值上升的影响少，用晶体管尺寸小的N沟道增强型晶体管作为最初升压单元的数级，采用N沟道耗尽型晶体管作为由基板效应引起的阈值上升的影响大的升压单元后级。通过使晶体管尺寸小，与实施例1的电路相比，电路面积缩小，并且寄生电容Cnode也变小，所以Vup上升而能减轻电压效率的降低。

[实施例3]

在图3中示出了本发明实施例3的动态方式的充电泵电路的电路图。与图2的充电泵电路的不同点在于删除初始设定用二极管MD1～MN(n+2)。由此与实施例2的电路相比，电路面积缩小，并且寄生电容Cnode也变小，所以Vup上升而能减轻电压效率的降低。

[实施例4]

在图7中示出了本发明实施例4的动态方式充电泵电路的电路图。与图3的充电泵电路的不同点在于用P沟道型增强晶体管来形成后级的电荷传送用元件MS(n)～MS(n+2)，和为了导通、断开P沟道型增强晶体管的栅极而变更高电压时钟发生电路内的反相器配线。

例如，为了使电荷传送用元件MS(n+1)导通，使N沟道耗尽型晶体管MND(n+1)导通，并使电荷传送用元件MS(n+1)的栅极为耦合电容C(n-1)的电位，为了使电荷传送用元件MS(n+1)断开，使P沟道增强型晶体管MP(n+1)导通，并使电荷传送用元件MS(n+1)的栅极为耦合电容C(n+1)的电位。在高电压时钟发生电路内的反相器中采用N沟道耗尽型晶体管MND的效果与图3相同。

由此，能够在第n级以下的升压级中排除由基板效应引起的阈值上升的影响，充电泵电路的升压单元级数越多就越能够减轻功率效率的下降。

[实施例5]

在图8中示出了本发明实施例5的动态方式充电泵电路的电路图。与图7的充电泵电路的不同点在于，在作为输入的电源电压Vdd和充电泵电路2之间，采用了输入电压限制电路4，以使充电泵电路的输入电压不过大。

通过在充电泵电路的输入端采用输入电压限制电路4，由于每一级的升压级的升压电压没有变得过大，所以能够防止因寄生双极动作而造成的功率效率降低，能够在宽输入电压范围内实现升压动作。

寄生双极例如是在电荷传送用元件MS(n)的漏极P、电荷传送用元件MS(n)的基板N及IC的基板P之间形成的PNP元件。通过升压时的泵送动作，对于电荷传送用元件MS(n)的漏极P来说，电荷传送用元件MS(n)的基板N暂时降低到预定电压以上的情形下，寄生双极电流流向电位低的IC的基板P。寄生双极电流当然会降低升压效率。因此，对于电荷传送用元件MS(n)的漏极P来说，为了使电荷传送用元件MS(n)的基板N不降低到预定电压以上，采用限制每一级的升压电压、即充电泵电路的输入电压的电路来防止寄生双极动作。

输入电压限制电路4的电路构成没有限定，例如可以是在预定电源电压以上时输出一定电压的电压调节器等。由此因为即使电源电压Vdd变大也不会引起双极动作，所以本发明的充电泵电路能够在宽范围的电源电压内实现升压动作。

Claims

1.一种充电泵电路，其特征在于包括：在电压输入端子和电压输出端子之间串联连接的电荷传送用晶体管；一个端子与所述电荷传送用晶体管的连接点连接的耦合电容；对所述耦合电容的另一端子输入相互反相时钟的时钟发生电路；以及根据所述耦合电容的一个端子的信号控制所述电荷传送用晶体管的栅极的由N沟道耗尽型晶体管和P沟道增强型晶体管构成的反相器。

2.如权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于：所述电荷传送用晶体管采用N沟道增强型晶体管。

3.如权利要求2所述的充电泵电路，其特征在于：所述电荷传送用晶体管的第n级以后采用P沟道增强型晶体管，其中n是2以上的整数。

4.如权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于：所述反相器在第m级以前由N沟道增强型晶体管和P沟道增强型晶体管构成，其中m是2以上的整数。

5.如权利要求1所述的充电泵电路，其特征在于：在所述电荷传送用晶体管的初级输入端设置了限制输入电压的输入电压限制电路。