CN100578412C - 机械位置控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种机械位置控制装置，其即使在由电动机构成的负载驱动系统的刚性低的情况下，也可以通过以与仅反馈电动机位置信号的半封闭控制相同的稳定性，执行通过反馈负载位置信号而进行的负载位置控制，由此实现高精度的负载位置控制。为此，其构成为，由稳定化补偿电路(80)针对负载(20)的当前位置的测定值、即负载位置信号(x_l)实施相位延迟补偿后，由位置信号合成电路(90)将高频部分置换为电动机(20)的当前位置测定值、即电动机位置信号(x_m)而作为控制对象位置信号(x_fb)，将该控制对象位置信号(x_fb)反馈至位置控制电路(110)，从而输出表示电动机(30)驱动负载(20)的扭矩目标值的扭矩指令信号。

Description

机械位置控制装置

技术领域

本发明涉及工作机械或部件安装机等中的机械位置控制装置，其使用电动机等致动器进行驱动，由此控制机械系统的位置。

背景技术

现有的机械位置控制装置构成为，使用将下述信号相加而获得的信号，上述信号包括对负载的位置检测值即负载位置信号实施低通滤波处理而获得的信号、和对电动机的位置检测值即电动机位置信号实施高通滤波处理而获得的信号，亦即，因电动机所构成的负载驱动系统是有限刚性的，从而针对负载位置信号相位出现显著延迟的大于或等于共振频率的频带，将使用没有相位延迟的电动机位置信号而获得的信号，作为向位置控制器的反馈信号，由此实现控制系统的稳定(例如专利文献1)。

另外，也可以采用以下结构，即设置前置补偿部，通过将基于位置指令信号的输入变量的二次微分值乘以增益后的信号，作为前馈补偿值与输入变量相加，由此对机械系统的移动方向的变形误差进行补偿，而实现高精度的控制(例如专利文献2)。

专利文献1：特开2004-334772号公报(图1)

专利文献2：特开平11-184529号公报(图3、图4)

发明内容

在如下结构中，即，将对负载位置信号实施低通滤波处理而获得的信号和对电动机位置信号实施高通滤波处理而获得的信号相加，并作为向位置控制器的反馈信号的结构，为了提高负载的位置控制精度，需要大幅提高高通滤波器和低通滤波器的滤波频率。但是，在电动机所构成的负载驱动系统的刚性低的情况下，由于如果使滤波频率提高，则控制系统会变得不稳定，因此，存在无法充分提高滤波频率，难以高精度地控制负载位置的问题。

另外，在设置前置补偿部的结构中，由于根据基于位置指令信号的输入变量的二次微分值而运算前馈补偿值并相加，因此，相对于位置指令信号的变化，扭矩指令信号的变化变快，对控制对象的冲击增大，因此，无法充分提高位置控制器的增益。其结果，难以实现高精度的负载位置控制，而且存在无法抑制当外部干扰输入至控制对象时所产生的振动这样的问题。

本发明的机械位置控制装置采用以下结构：向位置速度控制电路中，除了表示负载位置目标值的位置指令信号、表示电动机当前位置的电动机位置信号以及表示电动机当前速度的电动机速度信号之外，还反馈与电动机和负载的当前位置相关的参照信息、即控制对象位置信号，从而运算表示电动机驱动负载的扭矩目标值的扭矩指令信号，控制对象位置信号通过由位置信号合成电路对由补偿负载位置信号的低频成分构成的信号、和由电动机位置信号的高频成分构成的信号进行合成而获得，上述补偿负载位置信号是由稳定化补偿电路对负载当前位置的测定值、即负载位置信号，基于使相位提前的传递函数对相位延迟进行补偿而获得的。

发明的效果

根据本发明，即使在由电动机构成的负载驱动系统的刚性低的情况下，也可以通过以与仅反馈电动机位置信号的半封闭控制相同的稳定性，执行通过反馈负载位置信号而进行的负载位置控制，由此实现高精度的负载位置控制。

附图说明

图1是表示本发明的第1实施方式的机械位置控制装置的框图。

图2是表示控制对象的频率响应的图。

图3是表示采用半封闭控制的机械位置控制装置的框图。

图4是表示位置信号合成电路的内部结构的框图。

图5是表示稳定化补偿电路的内部结构的框图。

图6是表示衰减补偿电路的内部结构的框图。

图7是表示本发明的第3实施方式的机械位置控制装置的框图。

图8是表示本发明的第4实施方式的机械位置控制装置的框图。

具体实施方式

第1实施方式

图1是表示本发明的第1实施方式的机械位置控制装置的框图。

控制对象10由对负载20进行驱动的电动机30等构成，电动机30通过同步带或滚珠丝杠这样的扭矩传递机构40而驱动负载20，该电动机30的扭矩τ_m由扭矩控制电路50控制，使其与扭矩指令信号τ_r一致。

另外，利用安装在电动机30上的编码器等电动机位置检测器60检测电动机30的当前位置，并作为电动机位置信号x_m输出，利用安装在负载20上的线性标度尺等负载位置检测器70检测负载20的当前位置，并作为负载位置信号x_l输出。

稳定化补偿电路80以负载位置信号x_l作为输入，对负载位置信号x_l的相位延迟进行补偿后输出补偿负载位置信号x_lc，位置信号合成电路90以补偿负载位置信号x_lc和电动机位置信号x_m作为输入，输出与电动机和负载的位置相关的反馈信号、即控制对象位置信号x_fb。

速度运算电路100以电动机位置信号x_m作为输入，输出表示电动机速度当前值的电动机速度信号v_m。

位置速度控制电路110由下述部分构成：位置增益电路120，其以位置指令信号x_r和控制对象位置信号x_fb作为输入，输出速度的目标值即速度指令v_r；以及速度PI控制电路130，其以速度指令v_r和电动机速度信号v_m作为输入，输出基础控制扭矩信号τ_b，作为扭矩指令信号τ_r的计算基础。

衰减补偿电路140以位置指令信号x_r、电动机位置信号x_m及负载位置信号x_l作为输入，基于从外部设定的衰减调整参数α，输出用于校正基础控制扭矩信号τ_b的衰减补偿扭矩信号τ_c。将该衰减补偿扭矩信号τ_c与基础控制扭矩信号τ_b相加而得的信号就是扭矩指令信号τ_r。

下面对动作进行说明。

位置增益电路120将下述信号作为速度指令v_r输出，上述信号是将位置指令信号x_r与控制对象位置信号x_fb间的偏差乘以位置增益k_p而获得的。即，执行以下算式的计算。

[算式1]

v_r＝k_p(x_r-x_fb)    (1)

此外，速度运算电路100按照以下算式对电动机位置信号x_m进行微分，由此输出电动机速度信号v_m。

[算式2]

v_m＝s·x_m    (2)

接着，速度PI控制电路130以速度指令v_r和电动机速度信号v_m作为输入，使用速度增益k_v和速度积分增益ω_vi，执行以下算式表示的PI(比例积分)运算，输出基础控制扭矩信号τ_b。

[算式3]

${\mathrm{\τ}}_b=\frac{k_v(s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})}{s}(v_r-v_m)---\left(3\right)$

下面说明控制对象10的特性。

在控制对象10的机械刚性低的情况下，控制对象10具有低频(几Hz至数十Hz)机械共振这一特性。如果着眼于最低频的机械共振特性，则控制对象10近似于使电动机30和负载20通过弹簧这一扭矩传递机构40连接而成的双惯性系统，如果使扭矩控制电路50的响应足够快，则从扭矩指令信号τ_r至电动机位置信号x_m的传递函数G_p(s)、及至负载位置信号x_l的传递函数G_l(s)分别表示如下。

[算式4]

$\frac{x_m}{{\mathrm{\τ}}_r}=G_p\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(4\right)$

[算式5]

$\frac{x_l}{{\mathrm{\τ}}_r}=G_l\left(s\right)=\frac{1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(5\right)$

在这里，J表示控制对象10整体的惯性，ω_z表示反共振频率，ω_p表示共振频率。

这时，从扭矩指令信号τ_r至电动机位置信号x_m的传递函数G_p(s)具有与反共振频率ω_z相对应的多个零点(反共振点)z₀。

[算式6]

z_o＝±j·ω_z    (6)

另外，图2示出算式(4)和(5)所表示的控制对象10的传递函数的频率响应。由图2可知，从扭矩指令信号τ_r至电动机位置信号x_m的传递函数G_p(s)的相位延迟不会超过-180度，而至负载位置信号x_l的传递函数G_l(s)在共振频率ω_p处相位大幅度延迟。

下面，为了说明稳定化补偿电路80和位置信号合成电路90的动作，针对在使用电动机驱动机械系统的情况下应用最广泛的控制系统，即没有利用与负载20的位置相关的反馈的半封闭控制系统进行说明。

图3是表示半封闭控制系统的结构的框图，与图1的结构相比，没有负载位置检测器70和负载位置信号x_l，此外，不具备位置信号合成电路90、稳定化补偿电路80和衰减补偿电路140，而是将电动机位置信号x_m直接作为控制对象位置信号x_fb输入到位置增益电路120。

该图3的半封闭控制系统的特征在于，由于其不反馈负载位置信号x_l，因此如果存在扭矩传递机构40的变形等，则无法准确地控制负载20的位置。但是，能够在保持控制系统稳定的同时使位置增益电路的位置增益k_p较大，能够提高对电动机位置信号x_m进行控制的响应。

另外，在这种半封闭控制系统中，将整个控制环在扭矩指令信号τ_r的位置切开的开环传递函数L(s)(也称为单周传递函数，以下简称为开环传递函数)，使用速度增益k_v和速度积分增益ω_vi表示为以下算式。

[算式7]

$L\left(s\right)=\frac{k_v\{s^2+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}{G}_p\left(s\right)$

$=-\frac{k_v\{s^2+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}$

$=-\frac{k_v(s+k_p)(s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(7\right)$

上述半封闭控制的开环传递函数L(s)中包含如下要素，即，从扭矩指令信号τ_r至电动机位置信号x_m的控制对象10的传递函数G_p(s)。因此，G_p(s)中包含的反共振点z₀也直接作为零点而包含在开环传递函数中。另外，开环传递函数中的除了反共振点以外的零点，是由速度PI控制电路130和位置增益电路120设定的-ω_vi和-k_p这两个实数零点。

另一方面，也考虑在上述半封闭控制系统中进行负载位置信号x_l的反馈，从而避免扭矩传递机构40的变形等的影响，准确地控制负载20的位置。但是，如果直接使用负载位置信号x_l，则在大于或等于一定频率的区域中，就会受到因控制对象10的机械刚性低而导致的相位延迟的影响，控制变得不稳定，因此，考虑采用专利文献1中记载的那种在大于或等于规定频率的区域中反馈电动机位置信号x_m的结构。

该结构相当于在图1的结构中去掉衰减补偿电路140，将衰减补偿扭矩信号τ_c设定为0，并去掉稳定化补偿电路80，取代补偿负载位置信号x_lc，而将负载位置信号x_l直接输入到位置信号合成电路90，在这种结构中，将负载位置信号x_l和电动机位置x_m经位置信号合成电路90合成后，反馈到位置增益电路120。

图4是表示位置信号合成电路90的内部结构的框图。

电动机位置滤波器91以电动机位置信号x_m作为输入，输出经过滤波频率为ω_f的高通滤波处理F_m(s)处理后的信号。另外，负载位置滤波器92以补偿负载位置信号x_lc作为输入，输出经过低通滤波处理F_l(s)处理后的信号，该低通滤波处理的滤波频率与电动机位置滤波器91相同为ω_f。

然后，使电动机位置滤波器91的输出和负载位置滤波器92的输出间的和信号，由位置信号合成电路90输出作为控制对象位置信号x_fb。

即，位置信号合成电路90执行以下算式所表示的运算。

[算式8]

$x_{\mathrm{fb}}=F_m\left(s\right)x_m+F_l\left(s\right)x_{\mathrm{lc}}$

$=\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_f}{x}_m+\frac{{\mathrm{\ω}}_f}{s+{\mathrm{\ω}}_f}{x}_{\mathrm{lc}}---\left(8\right)$

即，位置信号合成电路90构成为，根据负载位置信号x_lc的低频成分和电动机位置信号x_m的高频成分而合成控制对象位置信号x_fb，滤波频率ω_f越大，与电动机位置信号x_m相比利用负载位置信号x_lc的比例就越高。

但是，控制对象位置信号x_fb是通过电动机位置信号x_m和负载位置信号x_l的频率成分合成而生成的，在比滤波频率ω_f低的频率下，控制对象位置信号x_fb中包含较多的负载位置信号x_l。因此，为了提高负载位置信号x_l的控制精度，必须在充分增大位置增益电路120中的位置增益kp的同时，提高位置信号合成电路90的滤波频率ω_f，而提高负载位置信号x_l的利用比例。

但是，如图2所示，由于与扭矩指令信号τ_r相对的负载位置信号x_l的响应G_l(s)的相位，迟于与扭矩指令信号τ_r相对的电动机位置信号x_m的响应G_p(s)，因此，会使开环传递函数L(s)的相位迟于算式(7)所示的半封闭控制的相位。其结果，由于控制系统容易变得不稳定，振动也增大，因此，无法充分提高滤波频率ω_f和位置增益k_p。

因此，如下所示，在稳定化补偿电路80中采用对负载位置信号x_l的相位延迟进行补偿而输出补偿负载位置信号x_lc的结构。

图5是表示稳定化补偿电路80的内部结构的框图。

二次微分电路81输出对负载位置信号x_l进行二次微分后的信号。另外，稳定化补偿增益电路82输出将二次微分电路81的输出乘以从外部设定的稳定化补偿增益K_st而得到的信号。另外，稳定化补偿电路80将稳定化补偿增益电路82的输出和负载位置信号x_l的和信号，作为补偿负载位置信号x_lc输出。

即，稳定化补偿电路80执行以下算式的传递函数C_st(s)所表示的运算。

[算式9]

$\frac{x_{\mathrm{lc}}}{x_l}=C_{\mathrm{st}}\left(s\right)=K_{\mathrm{st}}\·s^2+1---\left(9\right)$

稳定化补偿电路80以上述方式动作，因此从扭矩指令信号τ_r至补偿负载位置信号x_lc的传递函数可以表示为以下算式。

[算式10]

$\frac{x_{\mathrm{lc}}}{{\mathrm{\τ}}_r}=(K_{\mathrm{st}}{s}^2+1)G_l\left(s\right)$

$=\frac{K_{\mathrm{st}}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(10\right)$

在这里，稳定化补偿增益K_st，使用控制对象10的反共振频率ω_z按照以下算式设定。

[算式11]

$K_{\mathrm{st}}=1/{\mathrm{\ω}}_z^2---\left(11\right)$

此外，可以通过以下方法推定反共振频率ω_z：测定控制对象10的频率响应，或者测定使速度PI控制电路130的速度增益k_v增大后控制对象10的振动频率。

如果按照算式(11)设定稳定化补偿增益K_st，则从扭矩指令信号τ_r至补偿负载位置信号x_lc的传递函数与算式(4)的G_p(s)一致，此外，从扭矩指令信号τ_r至补偿负载位置信号x_lc的传递函数也与该G_p(s)一致。

即，以下算式成立。

[算式12]

$\frac{x_{\mathrm{fb}}}{{\mathrm{\τ}}_r}=\frac{x_{\mathrm{lc}}}{{\mathrm{\τ}}_r}=\frac{x_m}{{\mathrm{\τ}}_r}=G_p\left(s\right)---\left(12\right)$

因此，从扭矩指令信号τ_r至基础控制扭矩信号τ_b的传递函数如以下算式所示，与算式(7)所表示的半封闭控制的情况下的开环传递函数一致。

[算式13]

$\frac{{\mathrm{\τ}}_b}{{\mathrm{\τ}}_r}=-\frac{k_v(s+k_p)(s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(13\right)$

由此，通过使用稳定化补偿电路80能够确保与半封闭控制同等程度的稳定性，可以充分提高位置增益电路120的位置增益k_p和位置信号合成电路90的滤波频率ω_f。

其结果，可以提高负载位置信号x_l的控制精度。

另外，与半封闭控制相同，开环传递函数的零点中包含算式(6)所示的控制对象10的反共振点z₀。

在这里，对稳定化补偿电路80和高频噪声的关系进行说明。

稳定化补偿电路80的结构为，通过包含负载位置信号x_l的二次微分的运算而输出补偿负载位置信号x_lc，但由于经由负载位置滤波器92求取控制对象位置信号x_fb，并且通常情况下位置控制系统的响应比速度PI控制电路130的响应慢，因此不需要极端地增大位置信号合成电路90的滤波频率ω_f，由此不会使控制对象位置信号x_fb出现极大的噪声。

另外，由于与位置指令信号x_r的输入对应的扭矩指令信号τ_r的动作，与通常的半封闭控制相同，因此即使位置指令信号x_r急剧变化，也不会出现扭矩指令信号τ_r急剧变化的问题。

此外，构成为利用衰减补偿电路140，根据位置指令信号x_r、电动机位置信号x_m及负载位置信号x_l，基于从外部设定的衰减调整参数α运算衰减补偿扭矩信号τ_c，将该衰减补偿扭矩信号τ_c与基础控制扭矩信号τ_b相加，而获得扭矩指令信号τ_r。

图6是表示衰减补偿电路140的内部结构的框图。

第1衰减增益电路141以负载位置信号x_l与电动机位置信号x_m的差信号作为输入，将其乘以第1衰减增益K_z1而获得的信号作为第1衰减补偿信号x_z1输出。负载位置微分电路142输出对位置指令信号x_r与负载位置信号x_l的差信号进行微分而获得的信号，第2衰减增益电路143将负载位置微分电路142的输出乘以第2衰减增益K_z2，并将所得的信号作为第2衰减补偿信号x_z2输出。第3衰减增益电路144将位置指令信号x_r与负载位置信号x_l的差信号乘以第3衰减增益K_z3，并将所得信号作为第3衰减补偿信号x_z3输出。衰减调整电路145输出将下述信号乘以衰减调整参数α而获得的信号，上述信号是通过将第1衰减补偿信号x_z1、第2衰减补偿信号x_z2及第3衰减补偿信号x_z3相加而获得的。

即，衰减补偿电路140执行以下运算。

[算式14]

τ_c＝α{K_z1(x_l-x_m)+K_z2·s·(x_r-x_l)+K_z3·(x_r-x_l)}    (14)

下面，说明衰减补偿电路140的常数设定方法。衰减补偿电路140按照上述方式动作，由此，从扭矩指令信号τ_r至衰减补偿扭矩信号τ_c的传递函数可以根据算式(6)、算式(7)、算式(8)表示为以下算式。

[算式15]

$\frac{{\mathrm{\τ}}_c}{{\mathrm{\τ}}_r}=-\mathrm{\α}\{K_{z1}(G_p\left(s\right)-G_l\left(s\right))+(K_{z2}\·s+K_{z3})G_l\left(s\right)\}$

$=-\mathrm{\α}\frac{K_{z1}{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+K_{z2}s+K_{z3}}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(15\right)$

使用速度PI控制电路130及位置增益电路120中设定的常数、即速度增益k_v、积分增益ω_vi、位置增益k_p，按照以下方式设定衰减补偿电路140的第1衰减增益K_z1、第2衰减增益K_z2及第3衰减增益K_z3。

[算式16]

$K_{z1}=K_v{\mathrm{\ω}}_z^2---\left(16\right)$

[算式17]

K_z2＝k_v(k_p+ω_vi)    (17)

[算式18]

K_z3＝k_vk_pω_vi       (18)

按照上述方式进行设定，由此使从扭矩指令信号τ_r至衰减补偿扭矩信号τ_c的传递函数成为以下算式。

[算式19]

$\frac{{\mathrm{\τ}}_c}{{\mathrm{\τ}}_r}=-\frac{k_v\{s^2+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}\frac{\mathrm{\α}\·s}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(19\right)$

另外，在扭矩指令信号τ_r这一点处开放的开环传递函数根据算式(15)和算式(19)推导为以下算式。

[算式20]

$L\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\τ}}_b+{\mathrm{\τ}}_c}{{\mathrm{\τ}}_r}$

$=-\frac{k_v\{s^2+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+\mathrm{\α}\·s+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}$

$=-\frac{k_v\{s+k_p)(s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}})}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+\mathrm{\α}\·s+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(20\right)$

因此，开环传递函数中的反共振点从算式(6)所示z₀变为以下算式中的z_c。

[算式21]

$z_c=-{\mathrm{\ζ}}_z{\mathrm{\ω}}_z\±j\·{\mathrm{\ω}}_z\sqrt{1-{\mathrm{\ζ}}_z^2}---\left(21\right)$

其中，上面使用的反共振点的衰减系数ζ_z由以下算式表示。

[算式22]

ζ_c＝α·ω_z/2    (22)

另外，算式(20)的开环传递函数的极点和零点，除了算式(21)和算式(22)中表示的反共振点之外，都不随衰减常数α的改变而变化。另外，反共振点的绝对值、即反共振频率ω_z也不变，而仅是反共振点的衰减系数发生变化。

这样，通过按照上述方式构成衰减补偿电路140，可以利用从外部设定的衰减参数α，仅改变图1的控制系统的开环传递函数中反共振点的衰减系数。

下面，说明这种利用从外部设定的衰减参数α，仅改变开环传递函数中反共振点的衰减系数的结构的优点。

已知如果使速度增益k_v足够大，则控制系统的闭环极点逐渐趋近开环传递函数的零点。即，在基于算式(7)所表示的开环传递函数的半封闭控制系统，或在图1的控制系统中将衰减参数α设定为0的情况下，如果使速度控制增益k_v增大，则会使一部分闭环极点趋近算式(6)所表示的控制对象10的反共振点。因此，闭环极点的衰减系数减小，控制对象10的响应发生振动。

另一方面，反共振点的衰减系数如算式(22)所示，随衰减参数α的增大而增大。另外，开环传递函数L(s)的除此之外的零点是实数即-ω_vi和-k_p。

其结果，如果使速度控制增益k_v增大，则闭环极点趋近衰减系数大的反共振点和实数零点，即使控制对象10上施加有外部干扰，也可以抑制控制系统的振动。

此外，衰减调整参数α的值只要设定为使算式(22)所示的衰减系数达到0.5左右的程度的大小即可，易于调整。另外，为了提高抑制外部干扰的效果，只要与通常的半封闭控制的调整方法完全相同地增大速度增益k_v、速度积分增益ω_vi及位置增益k_p即可。

此外，在衰减补偿电路140中，将对负载位置信号x_l进行二次微分后所得的负载加速度信号，乘以速度增益k_v和-1，而运算第1衰减补偿信号x_z1，由于开环传递函数也会成为与上述相同的算式(20)，因而可以获得同样的效果，但是，会由于使用负载位置信号x_l的二次微分信号而导致高频噪声成分增大。因此，采用如上所述的结构，将电动机位置信号x_m与负载位置信号x_l的差信号，乘以第1衰减增益K_z1而运算第1衰减补偿信号x_z1，从而避免出现噪声问题。

按照以上方式，可以实现如下控制系统，其利用稳定化补偿电路80和衰减补偿电路140的效果，从而能够以与半封闭控制完全相同的调整方法进行调整，同时，通过使从外部进行调整的参数即衰减调整参数α增大至适当大小这样的简单调整，从而提高负载位置信号x_l的控制精度，并抑制由施加在控制对象10上的外部干扰所导致的振动。

此外，在上述控制系统中，衰减补偿电路140执行图6所示框图的运算，即算式(14)所表示的运算，但即使执行以下算式所示这样根据向衰减补偿电路140的输入信号直接求取衰减补偿扭矩信号τ_c的运算，也可以获得同样的效果。

[算式23]

τ_c＝α(K_z2·s+K_z3)x_r-α(K_z2·s+K_z3-K_z1)x_l-α·K_z1·x_m    (23)

另外，利用衰减补偿电路140所获得的效果的原理是，通过如算式(22)所示增大开环传递函数的反共振点的衰减系数，从而提高闭环极点的衰减系数，抑制振动。因此，衰减补偿电路140针对位置指令信号x_r的运算动作，只要使开环传递函数相同，则也可以与上述算式(14)和算式(23)不同。

例如，也可以将输入到衰减补偿电路140中的位置指令信号x_r，替换为对位置指令信号x_r实施低通滤波处理而获得的信号，使与位置指令信号x_r的变化对应的衰减补偿扭矩信号τ_c变化变平滑。另外，也可以相反地采用以下结构，即，在衰减补偿电路140的内部，运算出对位置指令信号x_r实施二次微分而获得的信号即指令加速度信号a_r，将该指令加速度信号a_r乘以适当的增益和衰减参数α，然后将所得的信号与衰减补偿扭矩信号τ_c相加，由此，当使衰减参数α增大时，使电动机位置信号x_m与位置指令信号x_r的变化对应的响应尽可能地加快。

第2实施方式

在第1实施方式中对如下结构进行了说明，即，使用位置增益电路120、速度运算电路100、速度PI控制电路130，根据算式(1)、算式(2)、算式(3)进行运算，由此计算基础控制扭矩信号τ_b，但也可以利用不同的结构进行运算。特别地，在从扭矩信号指令τ_r至基础控制扭矩信号τ_b的传递函数，与第1实施方式的算式(13)所表示的函数等价的情况下，衰减补偿电路140的运算保持不变即可。

另一方面，在从扭矩指令信号τ_r至基础控制扭矩信号τ_b的传递函数与算式(13)所表示的函数不同的情况下，相应地改变衰减补偿电路140的运算即可，下面针对这方面的内容进行说明。

例如，在电动机位置检测器60的分辨率极低的情况下，作为对策，如果取代算式(4)的微分运算，而是使速度运算电路100按照算式(24)，进行增加了速度滤波处理F_v(s)的运算，而运算电动机速度信号v_m，则从扭矩指令信号τ_r至基础控制扭矩信号τ_b的传递函数成为算式(25)。

[算式24]

v_m＝s·F_v(s)·x_m    (24)

[算式25]

$\frac{{\mathrm{\τ}}_b}{{\mathrm{\τ}}_r}=-\frac{k_v\{s^2{F}_v\left(s\right)+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}{F}_v\left(s\right))s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(25\right)$

这种情况下，在衰减补偿电路140中衰减补偿扭矩信号τ_c的运算，使用根据算式(16)设定的第1衰减增益K_z1、算式(18)设定的第3衰减增益K_z3、衰减参数α，以及新引入的第4衰减增益K_z4、第5衰减增益K_z5以及与算式(25)的速度滤波处理相同的传递函数F_v(s)，按照以下算式进行即可。

[算式26]

τ_c＝α{K_z1F_v(s)·(x_l-x_m)+(K_z4F_v(s)+K_z5)·s·(x_r-x_l)+K_z3·(x_r-x_l)}  (26)

其中，第4衰减增益K_z4和第5衰减增益K_z5按照以下方式设定。

[算式27]

K_z4＝k_vω_vi   (27)

[算式28]

K_z5＝k_vk_p    (28)

这样，在扭矩指令信号τ_r这一位置开放的开环传递函数L(s)成为以下算式。

[算式29]

$L\left(s\right)=-\frac{k_v\{s^2{F}_v\left(s\right)+(k_p+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}{F}_v\left(s\right))s+k_p{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{vi}}\}}{s}\frac{{\mathrm{\ω}}_z^{-2}{s}^2+\mathrm{\α}\·s+1}{J\·s^2({\mathrm{\ω}}_p^{-2}{s}^2+1)}---\left(29\right)$

即，构成为算式(29)的开环传递函数的零点之中，只有反共振点的衰减系数随着衰减参数α的改变而变化。此外，关于除了反共振点以外的零点，由于如果将算式(29)展开，则会使记述变复杂，因此省略，但它们显然不会随着衰减参数α的改变而变化，而且在通常的调整中，除了反共振点以外的零点为实数或大衰减系数的复数零点。

由此，即使在从扭矩指令信号τ_r至基础控制扭矩信号τ_b的传递函数，与第1实施方式的算式(13)所示函数不同的情况下，如果充分增大速度增益k_v，则能够与第1实施方式同样地，仅通过使衰减调整参数α增大至适当值，就可以提高闭环极点的衰减系数。由此，即使在控制对象10受到外部干扰的情况下，也能够抑制振动，通过简单的调整就可以高精度地控制电动机30的位置或负载20的位置。

第3实施方式

在第1实施方式中，由稳定化补偿电路80，将负载位置信号x_l二次微分后乘以稳定化补偿增益K_st，然后将所得的信号与负载位置信号x_l相加，由此对负载位置信号x_l的相位延迟进行补偿，然而只要在控制对象10的反共振频率ω_z和共振频率ω_p附近具有使相位提前的效果即可，虽然效果有大有小，但执行其他运算也能够对负载位置信号x_l的相位延迟进行补偿。

图7是表示本发明的第3实施方式的机械位置控制装置的框图，其中省略了图1所示的第1实施方式中的衰减补偿电路140，而采用直接将基础控制扭矩信号τ_b作为扭矩指令信号τ_r的结构。

例如，在稳定化补偿电路80a中，使用稳定化补偿增益K_st和滤波时间常数t_st，执行以下传递函数所表示的运算。

[算式30]

$x_{\mathrm{lc}}=\frac{K_{\mathrm{st}}{s}^2+1}{{(t_{\mathrm{st}}s+1)}^2}\·x_l---\left(30\right)$

算式(30)是在第1实施方式中的稳定化补偿电路80的运算中进一步增加二次低通滤波处理，在负载位置检测器70的分辨率特别低而导致发生问题等情况下，可以使降低噪声的效果增大。

在这种情况下，稳定化补偿增益K_st设定为与第1实施方式中使用的算式(11)相近的值即可，此外，滤波时间常数t_st只要设定为小于稳定化补偿增益K_st的平方根的值，就能够利用算式(30)的运算获得使相位提前的效果。

另外，在算式(30)中，通过分母分子为二次的传递函数而执行具有使相位提前这一特性的运算，但即使是例如以下算式那样的分母分子是一次的传递函数的情况下，在反共振频率ω_z和共振频率ω_p附近也具有使相位提前的效果，因此，与没有稳定化补偿电路80a的结构相比，具有能够提高位置增益k_p和滤波频率ω_f的效果。

[算式31]

$x_{\mathrm{lc}}=\frac{t_1\·s+1}{t_2\·s+1}\·x_l---\left(31\right)$

其中，使相位提前的效果可以在t₂＜t₁时获得，此外，t1设定为反共振频率ω_z的倒数附近的值。

根据如上所述的结构，稳定化补偿电路80a以负载位置信号x_l作为输入，通过算式(30)或算式(31)所表示这样使相位提前的传递函数的运算，输出补偿后负载位置信号x_lc。另外，位置信号合成电路90将下述信号的和信号输出作为控制对象位置信号x_fb，上述信号包括对电动机位置信号x_m实施高通滤波处理而获得的信号、和对补偿负载位置信号x_l实施低通滤波处理而获得的信号。因此，在该第3实施方式的结构中，基于位置指令信号x_r和控制对象位置信号x_fb执行扭矩指令信号τ_r的运算。

其结果，与没有稳定化补偿电路80a的结构相比，将使相位提前后的控制对象位置信号x_fb反馈，即使控制对象10的机械刚性低，也可以稳定地提高位置信号合成电路90的滤波频率ω_f和位置增益电路120的位置增益k_p，能够提高负载位置信号x_l的控制精度。

第4实施方式

如果省略第1实施方式的稳定化补偿电路80和位置信号合成电路90，则衰减补偿电路140以如下方式动作。

图8是表示该第4实施方式的机械位置控制装置的框图，其中省略了图1的结构中的稳定化补偿电路80和位置信号合成电路90，取代控制对象位置信号x_fb，而直接将电动机位置信号x_m输入至位置增益电路120。

在如上所述的结构中，开环传递函数与第1实施方式同样地由算式(20)表示，通过改变衰减调整参数α，仅改变开环传递函数中反共振点的衰减系数ζ_z。其结果，如果充分增大速度增益k_v，则仅通过使衰减调整参数α增大至适当值，就可以提高闭环极点的衰减系数，即使在控制对象10受到外部干扰的情况下，也能够抑制振动。

此外，该第4实施方式中，由于没有稳定化补偿电路80和位置信号合成电路90，因此以使电动机位置信号x_m与位置指令信号x_r一致的方式动作，不具有对负载位置信号x_l和电动机位置信号x_m之间产生的恒定误差进行校正的功能，但在这种误差不会特别造成问题的应用中，可以通过简单的控制系统结构而增大速度增益k_v和位置增益k_p，同时，利用衰减补偿电路140的功能增大开环传递函数中反共振点的衰减系数，从而抑制振动，高精度地控制电动机30的位置。另外，最终使负载20的位置也正常地受到控制。因此，可以通过简单的调整，高精度地控制电动机30的位置以及负载20。

此外，除了第1实施方式至第4实施方式的结构之外，还可以考虑以下变形例，即，不将电动机速度的反馈、即电动机速度信号v_m输入位置速度控制电路110的结构，或者使用执行速度IP控制的电路取代速度PI控制电路130的结构等，具有与这些变更相对应的传递特性的稳定化补偿电路80和衰减补偿电路140，可以使用与上述第1实施方式至第4实施方式同样的方法构成。

Claims (7)

1.一种机械位置控制装置，其特征在于，具备：

位置速度控制单元，其以位置指令信号和控制对象位置信号作为输入，输出使电动机驱动负载的扭矩目标值、即扭矩指令信号，其中，上述位置指令信号代表由上述电动机驱动的上述负载的位置目标值，上述控制对象位置信号代表与上述电动机及上述负载的当前位置相关的参照信息；

稳定化补偿单元，其以上述负载的当前位置测定值、即负载位置信号作为输入，输出基于使相位提前的传递函数而对上述负载位置信号的相位延迟进行补偿而获得的补偿后负载位置信号；以及

位置信号合成单元，其将由上述电动机的当前位置测定值即电动机位置信号的高频成分构成的信号、和由上述补偿后负载位置信号的低频成分构成的信号进行合成，而输出上述控制对象位置信号。

2.根据权利要求1所述的机械位置控制装置，其特征在于，

稳定化补偿单元将对负载位置信号进行二次微分并乘以稳定化补偿增益而获得的信号，与负载位置信号相加。

3.一种机械位置控制装置，其特征在于，具备：

位置速度控制单元，其以位置指令信号和控制对象位置信号作为输入，输出扭矩指令信号的计算基础、即基础控制扭矩信号，其中，该位置指令信号代表由电动机驱动的负载的位置目标值，该控制对象位置信号代表与上述电动机及上述负载的当前位置相关的参照信息，该扭矩指令信号代表上述电动机驱动上述负载的扭矩目标值；

稳定化补偿单元，其以上述负载的当前位置测定值、即负载位置信号作为输入，输出基于使相位提前的传递函数而对上述负载位置信号的相位延迟进行补偿而获得的补偿后负载位置信号；

位置信号合成单元，其将由上述电动机的当前位置测定值即电动机位置信号的高频成分构成的信号、和由上述补偿后负载位置信号的低频成分构成的信号进行合成，而输出上述控制对象位置信号；以及

衰减补偿单元，其以上述电动机位置信号和上述负载位置信号作为输入而输出衰减补偿扭矩信号，其中，通过将该衰减补偿扭矩信号与上述基础控制扭矩信号相加，可以获得上述扭矩指令信号，该衰减补偿单元基于第2开环传递函数进行上述衰减补偿扭矩信号的运算，以使从上述扭矩指令信号开始的传递函数成为上述第2开环传递函数，该第2开环传递函数通过下述方式确定，即，在将由上述电动机构成的负载驱动系统作为双惯性系统进行建模时，相对于从上述扭矩指令信号至上述基础控制扭矩信号的传递函数、即第1开环传递函数，通过使将该第2开环传递函数与该第1开环传递函数合成而得到的开环传递函数，成为仅能改变上述第1开环传递函数中的上述双惯性系统反共振点的衰减系数的开环传递函数，由此确定该第2开环传递函数。

4.一种机械位置控制装置，其特征在于，具备：

位置速度控制单元，其以位置指令信号和电动机位置信号作为输入，输出扭矩指令信号的计算基础、即基础控制扭矩信号，其中，该位置指令信号代表由电动机驱动的负载的位置目标值，该电动机位置信号代表上述电动机的当前位置测定值，该扭矩指令信号代表上述电动机驱动上述负载的扭矩目标值；以及

衰减补偿单元，其以上述电动机位置信号、和上述负载的当前位置测定值即负载位置信号作为输入，而输出衰减补偿扭矩信号，其中，通过将该衰减补偿扭矩信号与上述基础控制扭矩信号相加，可以获得上述扭矩指令信号，该衰减补偿单元基于第2开环传递函数进行上述衰减补偿扭矩信号的运算，以使从上述扭矩指令信号开始的传递函数成为上述第2开环传递函数，该第2开环传递函数通过下述方式确定，即，在将由上述电动机构成的负载驱动系统作为双惯性系统进行建模时，相对于从上述扭矩指令信号至上述基础控制扭矩信号的传递函数、即第1开环传递函数，通过使将该第2开环传递函数与该第1开环传递函数合成而得到的开环传递函数，成为仅能改变上述第1开环传递函数中的上述双惯性系统反共振点的衰减系数的开环传递函数，由此确定该第2开环传递函数。

5.根据权利要求3或4所述的机械位置控制装置，其特征在于，

衰减补偿单元输出的衰减补偿扭矩信号，是以下述方式获得的信号，即，将使负载位置信号与电动机位置信号之差乘以第1衰减增益而获得的信号、对位置指令信号与上述负载位置信号之差进行微分并乘以第2衰减增益而获得的信号、以及使上述位置指令信号与上述负载位置信号之差乘以第3衰减增益而获得的信号之间相加，并乘以基于衰减调整参数的系数，其中，该衰减调整参数用于调整双惯性系统的反共振点的衰减系数。

6.根据权利要求1至4中任意一项所述的机械位置控制装置，其特征在于，

还将表示电动机速度当前值的电动机速度信号输入至位置速度控制电路。

7.根据权利要求5所述的机械位置控制装置，其特征在于，

还将表示电动机速度当前值的电动机速度信号输入至位置速度控制电路。

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