WO2006134702A1 - 機械位置制御装置 - Google Patents

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WO2006134702A1
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signal
load
motor
transfer function
torque
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PCT/JP2006/306829
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hidetoshi Ikeda
Yoshihiro Marushita
Kei Terada
Takashi Isoda
Hiroto Takei
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
    • G05D3/00—Control of position or direction
    • G05D3/12—Control of position or direction using feedback
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
    • G05B19/00—Programme-control systems
    • G05B19/02—Programme-control systems electric
    • G05B19/18—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of programme data in numerical form
    • G05B19/19—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of programme data in numerical form characterised by positioning or contouring control systems, e.g. to control position from one programmed point to another or to control movement along a programmed continuous path
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position

Definitions

  • the present invention relates to a machine position control device that controls the position of a mechanical system by driving using an actuator such as an electric motor such as a machine tool or a component mounting machine.
  • a conventional machine position control device applies a high-pass filter to a signal obtained by applying a lowpass filter to a load position signal that is a detected value of a load position, and to a motor position signal that is a detected value of an electric motor position.
  • a signal using the motor position signal is used as a feedback signal to the position controller, so that the control system can be stabilized (for example, Patent Document 1).
  • a precompensation unit is provided, and a signal obtained by multiplying the second-order differential value of the input variable based on the position command signal by the gain is added to the input variable as a feedforward compensation value. It is configured to compensate for deformation errors in the moving direction and to enable high-precision control (for example, Patent Document 2).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-334772 (FIG. 1)
  • Patent Document 2 JP-A-11-184529 (Figs. 3 and 4)
  • the feedforward compensation value is calculated and added based on the second-order differential value of the input variable based on the position command signal.
  • a machine position control device provides a position command signal indicating a target value of a load position, an electric motor position signal indicating a current position of the electric motor, and an electric motor indicating the current speed of the electric motor
  • the control target position signal which is reference information related to the current position of the motor and the load, is fed back to calculate a torque command signal indicating the target value of the torque that the motor drives the load.
  • the position signal to be controlled is a compensated load position signal that is a measured value of the current position of the load, based on the transfer function that advances the phase, and is applied to the stabilization compensation circuit to compensate for the phase delay.
  • the position signal synthesizing circuit synthesizes the signal composed of the low frequency component and the signal composed of the high frequency component of the motor position signal.
  • the load position control performed by feeding back the load position signal is equivalent to the semi-closed control in which only the motor position signal is fed back. This makes it possible to control the position of the load with high accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a machine position control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a frequency response of a control target.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a machine position control device using semi-closed control.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of a position signal synthesis circuit.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an internal configuration of a stability compensation circuit.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an internal configuration of an attenuation compensation circuit.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a machine position control device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a machine position control device according to Embodiment 4 of the present invention. Explanation of symbols
  • Attenuation compensation circuit as attenuation compensation means
  • FIG. 1 is a block diagram showing a machine position control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the controlled object 10 includes an electric motor 30 or the like that drives the load 20, and the electric motor 30 drives the load 20 via a timing belt, a ball screw, and the connected torque transmission mechanism 40, and the torque ⁇ of the electric motor 30 is a torque.
  • the control circuit 50 matches the torque command signal ⁇ .
  • the current position of the motor 30 is detected by the motor position detector 60 such as an encoder attached to the motor 30 and output as the motor position signal X.
  • load position detector 70 such as
  • the stabilization compensation circuit 80 receives the load position signal X as an input and delays the phase of the load position signal X.
  • control target position signal ⁇ that is a feedback signal related to the position of the motor and load
  • the speed calculation circuit 100 receives the motor position signal X and inputs the current value of the motor speed.
  • the motor speed signal V shown is output.
  • Position speed control circuit 110 receives position command signal X and control target position signal X as inputs.
  • the basic control torque mr which is the basis for the calculation of the torque command signal ⁇ , is input using the position gain circuit 120 that outputs the speed command, which is the target speed value, and the speed command and the motor speed signal V as inputs.
  • a speed PI control circuit 130 for outputting a signal ⁇ .
  • the damping compensation circuit 140 is a basic control torque signal based on a damping adjustment parameter ⁇ that sets an external force with the position command signal X, the motor position signal X, and the load position signal X as input r m 1 forces.
  • the signal obtained by adding c to the basic control torque signal ⁇ is the torque command signal ⁇ .
  • the position gain circuit 120 calculates the position gain r fb based on the deviation between the position command signal X and the control target position signal X.
  • the signal multiplied by k is output as the speed command v. That is, the following equation is calculated.
  • the speed calculation circuit 100 differentiates the motor position signal X as expressed by the following equation: m
  • speed PI control circuit 130 receives speed command V and motor speed signal V as input, and speed r m
  • the basic control torque signal ⁇ is output by the ⁇ (proportional integral) calculation expressed by the following equation.
  • the controlled object 10 When the mechanical rigidity of the controlled object 10 is low, the controlled object 10 is low and has a characteristic having a mechanical resonance of a frequency (several Hz to several tens Hz). Focusing on the mechanical resonance characteristics of the lowest frequency, the controlled object 10 is approximated as a two-inertia system in which the motor 30 and the load 20 are connected by a torque transmission mechanism 40 that is a panel, and the response of the torque control circuit 50 is sufficient.
  • Transfer function G (s) from torque command signal ⁇ to motor position signal X and transfer to load position signal X rmp 1 Each reaching function G (s) is expressed as follows.
  • J represents the overall inertia of the controlled object 10
  • ⁇ represents the antiresonance frequency
  • ⁇ represents the resonance frequency ⁇ ⁇ number.
  • FIG. 2 shows the frequency response of the transfer function of the controlled object 10 shown in the equations (4) and (5). From Fig. 2, the transfer function G (s) from the torque command signal ⁇ to the motor position signal X does not delay the rmp phase from 180 degrees, but the transfer function G (s) to the load position signal X is
  • Fig. 3 is a block diagram showing the configuration of the semi-closed control system. Compared with the configuration of Fig. 1, the load position detector 70 and the load position signal X
  • the position signal synthesis circuit 90, the stability compensation circuit 80, and the attenuation compensation circuit 140 are not provided, and the motor position signal X is input to the position gain circuit 120 as the control target position signal X as it is. Is.
  • the semi-closed control system in FIG. 3 does not feed back the load position signal X, so
  • the position gain k of the position gain circuit is relatively large while maintaining the stability of the control system.
  • the response of controlling the motor position signal X can be made high.
  • the open loop transfer function L (s) also called the cyclic transfer function, hereinafter simply called the open loop transfer function
  • the open loop transfer function L (s) obtained by opening the entire control loop at the torque command signal ⁇ ⁇ is Using the speed gain k and the speed integral gain ⁇ ,
  • the open loop transfer function L (s) of the semi-closed control includes the transfer function G (s) of the controlled object 10 up to the motor position signal X even as a torque command signal. That
  • the anti-resonance point z force included in G (s) is included as it is as the zero point of the open-loop transfer function.
  • the zeros other than the antiresonance point in the open loop transfer function are the real zeros of ⁇ and ⁇ k set by the speed PI control circuit 130 and the position gain circuit 120.
  • the attenuation compensation circuit 140 is removed to make the attenuation compensation torque signal ⁇ 0, and the stability compensation circuit 80 is removed to replace the compensation load position signal X.
  • Position signal X and motor position X are synthesized by position signal synthesis circuit 90 and position gain circuit 120
  • FIG. 4 is a block diagram showing the internal configuration of the position signal synthesis circuit 90. As shown in FIG.
  • the motor position filter 91 receives the motor position signal X as input and sets the filter frequency to ⁇ .
  • a sum signal of the output of the motor position filter 91 and the output of the load position filter 92 is output as the control target position signal X by the position signal synthesis circuit 90.
  • the position signal synthesis circuit 90 performs an operation represented by the following equation.
  • the position signal synthesizing circuit 90 generates the low frequency component of the load position signal X and the motor position lc.
  • the control target position signal X is synthesized from the high-frequency component of the signal X.
  • control target position signal X is generated by synthesizing the frequency fb m 1 number components of the motor position signal X and the load position signal X.
  • the control target position f is generated by synthesizing the frequency fb m 1 number components of the motor position signal X and the load position signal X.
  • the position gain k in the position gain circuit 120 is sufficiently large.
  • the response r 1 response G (s) of the load position signal X to the torque command signal ⁇ is more in phase than the response G (s) of the motor position signal X to the torque command signal ⁇ .
  • the phase delay of the load position signal X is reduced as follows.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the internal configuration of the stability compensation circuit 80.
  • the second-order differentiation circuit 81 outputs a signal obtained by second-order differentiation of the load position signal X. Also stable
  • the compensation gain circuit 82 is connected to the output of the second-order differentiation circuit 81 from the stabilization compensation gain set externally. Outputs the signal multiplied by IN.
  • the stabilization compensation circuit 80 has a stability compensation gain time st
  • the sum signal of the output of the path 82 and the load position signal X is output as the compensation load position signal X.
  • the stability compensation circuit 80 performs an operation represented by the following transfer function C (s).
  • the stability compensation circuit 80 Since the stability compensation circuit 80 operates as described above, the compensation load position signal X is generated after the torque command signal.
  • the stability compensation gain K is set as follows using the anti-resonance frequency ⁇ of the controlled object 10.
  • the anti-resonance frequency ⁇ is estimated by a method such as measuring the frequency response of the controlled object 10 or measuring the vibration frequency of the controlled object 10 when the speed gain k of the speed ⁇ control circuit 130 is increased. be able to.
  • the transfer function from ic p r to the compensation load position signal X also matches G (s).
  • the stability equivalent to the semi-closed control can be ensured by using the stability compensation circuit 80, and the position gain k in the position gain circuit 120 and the position signal synthesizing can be ensured.
  • the filter frequency ⁇ in the circuit 90 can be made sufficiently large.
  • the anti-resonance point z of the controlled object 10 shown in Eq. (6) is included in the zero point of the open loop transfer function.
  • the stabilization compensation circuit 80 calculates the compensation load level by an operation including the second derivative of the load position signal X.
  • Position signal X is output via the load position filter 92.
  • control target position signal X should not be extremely noisy.
  • the position compensation signal 140, the motor position signal X, and the load position are detected by the attenuation compensation circuit 140.
  • Attenuation compensation calculated from the signal ⁇ based on the attenuation adjustment parameter ⁇ set from the outside.
  • the torque command signal ⁇ is obtained by adding the compensation torque signal ⁇ to the basic control torque signal ⁇ .
  • FIG. 6 is a block diagram showing the internal configuration of the attenuation compensation circuit 140.
  • the first attenuation gain circuit 141 generates a difference signal between the load position signal X and the motor position signal X.
  • the load position differentiating circuit 142 differentiates the difference signal between the position command signal X and the load position signal X.
  • the second attenuation gain circuit 143 is connected to the output of the load position differentiating circuit 142.
  • the signal multiplied by the second attenuation gain K is output as the second attenuation compensation signal X.
  • Attenuation gain circuit 144 applies a third attenuation to the difference signal between position command signal X and load position signal X.
  • the 5 includes a first attenuation compensation signal X, a second attenuation compensation signal X, and a third attenuation compensation signal X.
  • the attenuation compensation circuit 140 performs the following calculation.
  • the attenuation compensation circuit 140 the first attenuation gain K, the second attenuation gain ⁇ , and the third reduction gain
  • the attenuation gain K is a constant set by the speed ⁇ control circuit 130 and position gain circuit 120.
  • ⁇ ⁇ 2 k v (k p + ⁇ ⁇ ) (1 7 /
  • the antiresonance point in the open-loop transfer function is expressed by the following equation from z expressed by equation (6).
  • the damping coefficient at the antiresonance point increases as the damping parameter oc is increased as shown in the equation (22).
  • the other zeros in the open loop transfer function L (s) are real numbers ⁇ and k.
  • the attenuation adjustment parameter ⁇ it is sufficient to set the attenuation adjustment parameter ⁇ to a large value so that the attenuation coefficient ⁇ expressed by the equation (22) is about 0.5, and the adjustment prospect is also good.
  • the speed gain k, the speed integral gain ⁇ , and the position gain k may be increased in the same manner as the adjustment method in the normal semi-closed control.
  • the attenuation compensation circuit 140 the load obtained by second-order differentiation of the load position signal X
  • the first attenuation compensation signal X is calculated by multiplying the difference signal by the first attenuation gain K so that noise problems do not occur.
  • the attenuation adjustment parameter O which is a parameter to be adjusted from the outside, is adjusted to an appropriate value while being adjusted by the same adjustment method as the semi-closed control.
  • the control accuracy of the load position signal X is improved, and vibration is suppressed against disturbance applied to the control target 10.
  • Such a control system can be realized.
  • the attenuation compensation circuit 140 performs the calculation of the block diagram shown in FIG. 6, that is, the calculation shown in the equation (14), but this is expressed by the following equation: Even if the calculation to obtain the attenuation compensation torque signal ⁇ directly from the input signal to the attenuation compensation circuit 1 40 is the same An effect is obtained.
  • the principle of the effect obtained by the attenuation compensation circuit 140 is that the attenuation coefficient of the closed-loop pole is increased by increasing the attenuation coefficient of the anti-resonance point in the open-loop transfer function as shown in Equation (22). Is to suppress vibration. Therefore, the calculation operation for the position command signal X in the attenuation compensation circuit 140 may be configured to be different from those in the above-described equations (14) and (23) if the open-loop transfer function is the same.
  • the position command signal X input to the attenuation compensation circuit 140 is replaced with a signal obtained by applying a low-pass filter to the position command signal X, and the change of the attenuation compensation torque signal ⁇ with respect to the change of the position command signal X is changed. It may be smooth.
  • the command acceleration signal a which is a signal obtained by second-order differentiation of the position command signal X is calculated, and the command acceleration signal a is multiplied by an appropriate gain and an attenuation parameter oc. Even if it is configured so that the response of the motor position signal X to the change of the position command signal X becomes as fast as possible when the damping parameter a is increased by adding the above signal to the damping compensation torque signal.
  • the calculation of the attenuation compensation circuit 140 may be the same as described above.
  • the transfer function from the torque finger signal command ⁇ force to the basic control torque signal ⁇ is
  • the calculation of the attenuation compensation circuit 140 can be changed accordingly.
  • the speed calculation circuit 100 uses a speed filter F (s as shown in (24) instead of the differential calculation in (4). ) If the motor speed signal V is calculated by calculating The transfer function up to the control torque signal ⁇ is given by equation (25).
  • the attenuation compensation torque signal in the attenuation compensation circuit 140 is calculated using the first attenuation gain K set by Equation (16) and the third attenuation gain set by Equation (18).
  • K and the attenuation parameter ⁇ the newly introduced fourth attenuation gain K, the fifth attenuation gain ⁇ , and the same transfer function F (s) as the velocity filter in equation (25), Good.
  • the 4th attenuation gain K and the 5th attenuation gain K are set as follows.
  • the attenuation adjustment parameter ⁇ can be increased to an appropriate value as in Embodiment 1,
  • the attenuation coefficient of the closed loop pole can be increased. This makes it possible to suppress vibration even when a disturbance is applied to the controlled object 10, and to control the position of the motor 30 or the position of the load 20 with high accuracy by simple adjustment. Become.
  • the load position signal X is second-order differentiated.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a machine position control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. However, the damping compensation circuit 140 in Embodiment 1 shown in FIG. 1 is omitted, and the basic control torque signal ⁇
  • the configuration is r.
  • an operation represented by the following transfer function is performed using the stability compensation gain K and the filter time constant t.
  • Equation (30) is obtained by adding a second-order low-pass filter to the calculation of the stability compensation circuit 80 in the first embodiment, and the resolution of the load position detector 70 is particularly coarse. The effect of reducing noise increases when generating noise.
  • the stability compensation gain K is set to a value close to the equation (11) used in the first embodiment.
  • the filter time constant t should be less than the square root of the stability compensation gain K.
  • the denominator numerator has a phase advance characteristic using a second-order transfer function. For example, as shown in the following equation, even if the denominator numerator is a first-order transfer function, Resonance frequency The effect of advancing the phase in the vicinity of the number ⁇ and the resonance frequency ⁇ is
  • the position gain k and the filter frequency ⁇ can be increased.
  • the stability compensation circuit 80a receives the load position signal x as an input
  • the position signal synthesizing circuit 90 is connected to the motor position signal X.
  • the torque is based on the position command signal X and the control target position signal X.
  • the stability compensation circuit 80a feeds back the control target position signal X whose phase is advanced as compared with the wireless configuration. Even if the mechanical rigidity of the control target 10 is low, the position signal fb
  • the operation of the attenuation compensation circuit 140 is as follows.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a machine position control apparatus according to the fourth embodiment.
  • the configuration compensation circuit 80 and the position signal synthesis circuit 90 shown in FIG. 1 are omitted, and the position gain circuit 120 includes , Control target position signal X
  • the open-loop transfer function is expressed by equation (20) as in the first embodiment. It is configured to change only the damping coefficient ⁇ of the anti-resonance point in the open-loop transfer function by changing the damping adjustment parameter ⁇ .
  • the attenuation coefficient of the closed loop pole can be increased simply by increasing the attenuation adjustment parameter ⁇ to an appropriate value, and even when disturbance is applied to the controlled object 10. Vibrations can be suppressed.
  • the operation is performed so that the motor position signal X matches the position command signal X. rm
  • the speed gain k and position gain k can be increased and attenuated with a simple control system configuration.
  • the function of the compensation circuit 140 can suppress the vibration by increasing the damping coefficient of the antiresonance point in the open loop transfer function, and can control the position of the motor 30 with high accuracy. As a result, the position of the load 20 can be controlled without any problem. Therefore, the position of the electric motor 30 and the load 20 can be controlled with high accuracy by simple adjustment.
  • Embodiments 1 to 4 can be configured in the same manner as in Embodiment 4.

Abstract

電動機による負荷の駆動系の剛性が低い場合でも、負荷位置信号をフィードバックして行う負荷の位置制御を、電動機位置信号だけをフィードバックするセミクローズ制御と同等の安定性で行えるようにすることで、高精度の負荷の位置制御を可能とする。そのために、負荷２０の現在位置の計測値である負荷位置信号ｘlに対して、位相遅れに対する補償を安定化補償回路８０において行ったあと、位置信号合成回路９０において高調波部分は電動機２０の現在位置の計測値である電動機位置信号ｘmに置き換て制御対象位置信号ｘfbとして、この制御対象位置信号ｘfbを位置制御回路１１０にフィードバックして、電動機３０が負荷２０を駆動するトルクの目標値を示すトルク指令信号を出力するように構成した。

Description

明 細 書
機械位置制御装置
技術分野
[0001] この発明は、工作機械や部品実装機など、電動機等のァクチユエータを用いて駆 動することにより機械系の位置を制御する、機械位置制御装置に関するものである。 背景技術
[0002] 従来の機械位置制御装置は、負荷の位置の検出値である負荷位置信号にローバ スフィルタを作用させた信号と、電動機の位置の検出値である電動機位置信号にハ ィパスフィルタを作用させた信号とを加算した信号、すなわち、電動機による負荷の 駆動系が有限剛性であることにより、負荷位置信号の位相遅れが顕著となる共振周 波数以上の周波数帯域につ!、ては、位相遅れの無!、電動機位置信号を用いた信 号を位置制御器へのフィードバック信号とすることにより、制御系の安定を図るように 構成されて!ヽる（例えば特許文献 1)。
[0003] また、前置補償部を設けて、位置指令信号に基づく入力変数の 2階微分値にゲイ ンを乗じた信号をフィードフォワード補償値として入力変数に加算することにより、機 械系における移動方向の変形誤差を補償して、高精度の制御を可能とするように構 成されて!/ヽる（例えば特許文献 2)。
[0004] 特許文献 1 :特開 2004— 334772号公報（図 1)
特許文献 2 :特開平 11— 184529号公報（図 3、図 4)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 負荷位置信号にローパスフィルタを作用させた信号と、電動機位置信号にハイパス フィルタを作用させた信号とを加算して位置制御器へのフィードバック信号とする構 成では、負荷の位置制御の精度を高くするためにはハイパスフィルタ及びローパスフ ィルタのフィルタ周波数を大きく上げる必要がある。しかし、電動機による負荷の駆動 系の剛性が低い場合は、フィルタ周波数を大きくすると制御系が不安定になるため、 フィルタ周波数を十分大きくすることができずに負荷の位置を高精度に制御するのが 困難であると!/、う問題があった。
[0006] また、前置補償部を設ける構成では、位置指令信号に基づく入力変数の 2階微分 値に基づ 、てフィードフォワード補償値を演算して加算するため、位置指令信号の 変化に対してトルク指令信号の変化が急峻になり、制御対象に与える衝撃が大きくな るため、十分に位置制御器のゲインを大きくすることができない。その結果、高精度 な負荷の位置制御を実現するのが困難であり、また、制御対象に外乱が入力したと きに生じる振動を抑制することができな 、と 、う問題があった。
課題を解決するための手段
[0007] この発明の機械位置制御装置は、位置速度制御回路において、負荷の位置の目 標値を示す位置指令信号と、電動機の現在位置を示す電動機位置信号及び電動 機の現在速度を示す電動機速度信号に加えて、更に電動機及び負荷の現在位置 に関する参照情報である制御対象位置信号をフィードバックして、電動機が負荷を 駆動するトルクの目標値を示すトルク指令信号を演算するものであって、制御対象位 置信号は、負荷の現在位置の測定値である負荷位置信号を、位相を進ませる伝達 関数に基づ ヽて、安定化補償回路にぉ ヽて位相遅れを補償した補償負荷位置信号 の低周波成分からなる信号と、電動機位置信号の高周波成分からなる信号とを位置 信号合成回路において合成するように構成したものである。
発明の効果
[0008] この発明によれば、電動機による負荷の駆動系の剛性が低い場合でも、負荷位置 信号をフィードバックして行う負荷の位置制御を、電動機位置信号だけをフィードバッ クするセミクローズ制御と同等の安定性で行えるようにすることで、高精度の負荷の位 置制御が可能となる。
図面の簡単な説明
[0009] [図 1]本発明の実施の形態 1による機械位置制御装置を示すブロック図である。
[図 2]制御対象の周波数応答を示す図である。
[図 3]セミクローズ制御による機械位置制御装置を示すブロック図である。
[図 4]位置信号合成回路の内部構成を示すブロック図である。
[図 5]安定ィ匕補償回路の内部構成を示すブロック図である。 [図 6]減衰補償回路の内部構成を示すブロック図である。
[図 7]本発明の実施の形態 3による機械位置制御装置を示すブロック図である。
[図 8]本発明の実施の形態 4による機械位置制御装置を示すブロック図である。 符号の説明
[0010] 10 制御対象
20 負荷
30 電動機
80、 80a 安定化補償手段である安定化補償回路
110 速度位置制御手段である速度位置制御回路
140 減衰補償手段である減衰補償回路
発明を実施するための最良の形態
[0011] 実施の形態 1.
図 1は、本発明の実施の形態 1による機械位置制御装置を示すブロック図である。 制御対象 10は、負荷 20を駆動する電動機 30等から構成され、電動機 30はタイミ ングベルトやボールネジと 、つたトルク伝達機構 40を介して負荷 20を駆動し、その電 動機 30のトルク τ は、トルク制御回路 50によりトルク指令信号 τ に一致するように
m r
制御される。
また、電動機 30に取り付けられたエンコーダなどの電動機位置検出器 60により、電 動機 30の現在位置を検出して電動機位置信号 Xとして出力し、負荷 20に取り付け
m
られたリユアスケールなどの負荷位置検出器 70により、負荷 20の現在位置を検出し て負荷位置信号 X
1として出力する。
[0012] 安定化補償回路 80は、負荷位置信号 Xを入力として、負荷位置信号 Xの位相遅れ
1 1 を補償した補償負荷位置信号 Xを出力し、位置信号合成回路 90は、補償負荷位置
lc
信号 X X
lcと電動機位置信号 mとを入力として、電動機及び負荷の位置に関するフィー ドバック信号である制御対象位置信号 χ
fbを出力する。
速度演算回路 100は、電動機位置信号 Xを入力として、電動機の速度の現在値を
m
示す電動機速度信号 Vを出力する。
m
位置速度制御回路 110は、位置指令信号 Xと制御対象位置信号 Xとを入力として
r fb 、速度の目標値である速度指令 を出力する位置ゲイン回路 120と、速度指令 と電 動機速度信号 Vとを入力として、トルク指令信号 τの算出の基礎となる基礎制御トル m r
ク信号 τ を出力する速度 PI制御回路 130とからなる。
b
減衰補償回路 140は、位置指令信号 Xと電動機位置信号 Xと負荷位置信号 Xを入 r m 1 力として、外部力 設定する減衰調整パラメータ αに基づいて、基礎制御トルク信号 て
bを補正する減衰補償トルク信号て
eを出力する。この減衰補償トルク信号て
cを基 礎制御トルク信号 τ 〖こ加算した信号がトルク指令信号 τとなる。
b r
[0013] 次に動作について説明する。
位置ゲイン回路 120は、位置指令信号 Xと制御対象位置信号 Xとの偏差に位置ゲ r fb
イン kを乗じた信号を速度指令 vとして出力する。すなわち次式の演算を行う。
P r
[0014] [数 1]
vr = k p (xr - fb ) ( 1 )
[0015] 次に、速度演算回路 100は次式で表されるように、電動機位置信号 Xを微分する m
ことにより電動機速度信号 Vを出力する。
m
[0016] [数 2]
[0017] 次に、速度 PI制御回路 130は、速度指令 Vと電動機速度信号 Vを入力とし、速度 r m
ゲイン kと速度積分ゲイン ω とを用いて、次式で表される ΡΙ (比例積分)演算によつ て基礎制御トルク信号 τ を出力する。
b
[0018] [数 3]
kv(s + ωνί) (
=― ― (vr - vm) { ό )
[0019] 次に、制御対象 10の特性について説明する。
制御対象 10の機械剛性が低 、場合、制御対象 10は低 、周波数 (数 Hz〜数 10H z)の機械共振を持つ特性となる。最も低い周波数の機械共振特性に着目すると、制 御対象 10は、電動機 30と負荷 20とがパネであるトルク伝達機構 40で結合された二 慣性系として近似され、トルク制御回路 50の応答が十分に速いとすると、トルク指令 信号 τから電動機位置信号 Xまでの伝達関数 G (s)及び負荷位置信号 Xまでの伝 r m p 1 達関数 G (s)はそれぞれ以下で表される。
1
[0020] 画 = G p ^
J - S (Οΰ ρ S+' ( 4 )
τΓ + 1)
[0021] [数 5]
[0022] ここで、 Jは制御対象 10の全体の慣性を表し、 ωは反共振周波数、 ωは共振周波 ζ Ρ 数を表す。
このとき、トルク指令信号 τから電動機位置信号 Xまでの伝達関数 G (s)は、反共 r m p
振周波数 ω
ζに対応した複素零点 (反共振点) ζ
0を有する。
[0023] [数 6]
z0 = ± i ' ζ ( ο )
[0024] また、（4)式及び（5)式に示した、制御対象 10の伝達関数の周波数応答を図 2に 示す。図 2より、トルク指令信号 τから電動機位置信号 Xまでの伝達関数 G (s)は、 r m p 位相が— 180度より遅れることはないが、負荷位置信号 Xまでの伝達関数 G (s)は、
1 1 共振周波数 ωで位相が大きく遅れることがわかる。
Ρ
[0025] 次に、安定ィ匕補償回路 80及び位置信号合成回路 90の動作を説明するために、電 動機を用いて機械系を駆動する場合に最も広く用いられる制御系であって、負荷 20 の位置に関するフィードバックを利用しな 、セミクローズ制御系につ 、て説明する。 図 3は、セミクローズ制御系の構成を示すブロック図であって、図 1の構成に比べて 、負荷位置検出器 70及び負荷位置信号 X
1がなぐまた、位置信号合成回路 90、安 定ィ匕補償回路 80及び減衰補償回路 140を備えておらず、電動機位置信号 Xをその m まま制御対象位置信号 Xとして位置ゲイン回路 120に入力するものである。
fb
[0026] この図 3のセミクローズ制御系は、負荷位置信号 Xをフィードバックしないため、トル
1
ク伝達機構 40の変形などがあると負荷 20の位置を正確に制御することができない。 しかしながら制御系の安定を保ったまま位置ゲイン回路の位置ゲイン kを比較的大き
P
くすることができ、電動機位置信号 Xを制御する応答は高くできるという特徴がある。 またこのセミクローズ制御系では、全体の制御ループをトルク指令信号 τ ^ 箇所で 切り開いた開ループ伝達関数 L(s) (—巡伝達関数とも呼ぶ、以下では単に開ルー プ伝達関数と呼ぶ）は、速度ゲイン kと速度積分ゲイン ω を用いて次式で表される。
[数 7]
kv{s + (kp +rovi)s + kprovl}
L(S):
P
kv{s (kp +wvi)s + kpcovi} ω~ 22„522 +1
(7)
s J-s2(ro„2s2 +1)
_ kv(s + kp)(s + rovi) +i
s J-s2(rop2s2+l)
[0028] 上記のセミクローズ制御の開ループ伝達関数 L(s)には、トルク指令信号て も電 動機位置信号 Xまでの制御対象 10の伝達関数 G (s)が要素として含まれる。そのた
m
め、 G (s)に含まれる反共振点 z力 そのまま開ループ伝達関数の零点として含まれ
P 0
る。また開ループ伝達関数における反共振点以外の零点は、速度 PI制御回路 130 及び位置ゲイン回路 120で設定した ω 及び—kの実数零点である。
[0029] 一方、上記のセミクローズ制御系に対して、負荷位置信号 X
1をフィードバックするこ とで、トルク伝達機構 40の変形などにかかわらず負荷 20の位置を正確に制御するこ とも考えられる。しかし、負荷位置信号 Xをそのまま使用すると、一定の周波数以上の
1
領域では、制御対象 10の機械剛性が低 、ことによる位相遅れの影響を受けて制御 が不安定となるため、特許文献 1に記載のような、所定の周波数以上の領域につい ては電動機位置信号 X フィードバック
mを する構成が考えられて 、る。
その構成は、図 1の構成において、減衰補償回路 140を取り除いて減衰補償トルク 信号 τ を 0とし、また安定ィ匕補償回路 80を取り除いて、補償負荷位置信号 Xの代わ
lc りに負荷位置信号 Xをそのまま位置信号合成回路 90に入力した構成に相当し、負荷
1
位置信号 Xと電動機位置 Xを位置信号合成回路 90で合成して位置ゲイン回路 120
1 m
にフィードバックするものである。
[0030] 図 4は、位置信号合成回路 90の内部構成を示すブロック図である。
電動機位置フィルタ 91は、電動機位置信号 Xを入力として、フィルタ周波数を ωと
m f するハイパスフィルタ F (s)を作用させた信号を出力する。また、負荷位置フィルタ 92 は、補償負荷位置信号 xを入力として、フィルタ周波数を電動機位置フィルタ 91と同 lc
じ ωとする、ローパスフィルタ F (s)を作用させた信号を出力する。
f 1
そして、電動機位置フィルタ 91の出力と負荷位置フィルタ 92の出力との和信号が、 位置信号合成回路 90により制御対象位置信号 Xとして出力される。
fb
すなわち、位置信号合成回路 90は次式で表される演算を行う。
[0031] [数 8]
Xf = Fm (s)xm + Fi (S)Xlc
s cof ( 8 )
xm + xlc
S + C0f S + G f
[0032] つまり、位置信号合成回路 90は、負荷位置信号 Xの低周波数成分と電動機位置 lc
信号 Xの高周波数成分とから、制御対象位置信号 Xを合成するものであって、フィ m fb
ルタ周波数 ωを大きくするほど、電動機位置信号 Xより負荷位置信号 Xを利用する f m lc 度合 、が大きくなるように構成される。
[0033] ところが、制御対象位置信号 Xは、電動機位置信号 Xと負荷位置信号 Xとの周波 fb m 1 数成分を合成して生成しており、フィルタ周波数 ωより低い周波数では、制御対象位 f
置信号 Xには負荷位置信号 X
fb 1が多く含まれる。したがって、負荷位置信号 Xの
1 制御 精度を向上させるためには、位置ゲイン回路 120における位置ゲイン kを十分に大
P
きくするとともに、位置信号合成回路 90のフィルタ周波数 ω
fを大きくして負荷位置信 号 X
1を利用する度合 、を大きくする必要がある。
し力しながら、図 2に示したとおり、トルク指令信号 τ に対する負荷位置信号 Xの応 r 1 答 G (s)は、トルク指令信号 τ に対する電動機位置信号 Xの応答 G (s)よりも位相が
1 r m p 遅れるため、開ループ伝達関数 L (s)は（7)式に示したセミクローズ制御のものよりも 位相が遅れる。その結果、制御系が不安定になりやすぐ振動も大きくなるため、フィ ルタ周波数 ωと位置ゲイン kを十分に大きくすることができな力つた。
f P
[0034] そこで以下のように、安定ィ匕補償回路 80において、負荷位置信号 Xの位相遅れに
1
対する補償を行った補償負荷位置信号 X
lcを出力するように構成する。
図 5は、安定ィ匕補償回路 80の内部構成を示すブロック図である。
2階微分回路 81は、負荷位置信号 Xを 2階微分した信号を出力する。また、安定ィ匕
1
補償ゲイン回路 82は、 2階微分回路 81の出力に、外部から設定する安定化補償ゲ イン を乗じた信号を出力する。また、安定化補償回路 80は、安定ィ匕補償ゲイン回 st
路 82の出力と負荷位置信号 Xとの和信号を、補償負荷位置信号 Xとして出力する。
1 lc
すなわち、安定ィ匕補償回路 80は次式の伝達関数 C (s)で表される演算を行う。
st
[0035] [数 9]
-^ = Cst(s) = Kst -s 2 +l (9 )
χ1
[0036] 安定ィ匕補償回路 80が以上のように動作することから、トルク指令信号てから補償 負荷位置信号 X
lcまでの伝達関数は次式で表される。
[0037] [数 10]
, ( 1 0)
J.s (ωρ s +1)
[0038] ここで、安定ィ匕補償ゲイン Kは、制御対象 10の反共振周波数 ωを用いて次式の ように設定する。
[0039] [数 11]
なお、反共振周波数 ωは、制御対象 10の周波数応答を測定したり、速度 ΡΙ制御 回路 130の速度ゲイン kを大きくしたときの制御対象 10の振動周波数を測定したり するなどの方法で推定することができる。
[0040] (11)式のように安定化補償ゲイン Kを設定すると、トルク指令信号 τから補償負
st r
荷位置信号 χまでの伝達関数は (4)式の G (s)に一致し、またトルク指令信号 τか
ic p r ら補償負荷位置信号 Xまでの伝達関数も同じく G (s)に一致する。
lc p
すなわち次式が成り立つ。
[0041] [数 12] = = = Gp(s) ( 1 2)
[0042] したがって、トルク指令信号 τから基礎制御トルク信号 τ までの伝達関数は、次式
r b
に示すように（7)式に示したセミクローズ制御の場合の開ループ伝達関数に一致す る。
[0043] [数 13]
( 1 つ、
[0044] 上記の結果、安定ィ匕補償回路 80を用いることによりセミクローズ制御と同等な安定 性を確保することができ、位置ゲイン回路 120における位置ゲイン kや、位置信号合
P
成回路 90におけるフィルタ周波数 ωを十分に大きくすることが可能になる。
f
その結果、負荷位置信号 X
1の制御精度を向上させることが可能になる。
また、セミクローズ制御と同様に、開ループ伝達関数の零点に（6)式に示した制御 対象 10の反共振点 zが含まれる。
0
[0045] ここで、安定ィ匕補償回路 80と高周波数ノイズの関係について説明する。
安定化補償回路 80は、負荷位置信号 Xの 2階微分を含む演算により補償負荷位
1
置信号 Xを出力するように構成するが、負荷位置フィルタ 92を介して制御対象位置 lc
信号 Xを求めること、また、一般に位置制御系の応答は速度 PI制御回路 130の応答 fb
よりは遅いため位置信号合成回路 90のフィルタ周波数 ωを極端に大きくする必要は f
ないことから、制御対象位置信号 Xは極端にノイズ的にはならない。
fb
また、位置指令信号 Xの入力に対するトルク指令信号 τの動作は通常のセミクロ ーズ制御と同様であるため、位置指令信号 Xが急峻に変化してもトルク指令信号て の変化が急峻に変化するような問題を生じることもない。
[0046] 更に、減衰補償回路 140により、位置指令信号 Xと電動機位置信号 Xと負荷位置
r m
信号 χとから、外部から設定する減衰調整パラメータ αに基づいて演算される減衰補
1
償トルク信号 τ を基礎制御トルク信号 τ に加算して、トルク指令信号 τを得るように
c b r
構成する。
[0047] 図 6は、減衰補償回路 140の内部構成を示すブロック図である。
第 1の減衰ゲイン回路 141は、負荷位置信号 Xと電動機位置信号 Xとの差信号を
1 m
入力とし、第 1の減衰ゲイン K を乗じた信号を、第 1の減衰補償信号 X として出力す zl zl
る。負荷位置微分回路 142は、位置指令信号 Xと負荷位置信号 Xとの差信号を微分
r 1
した信号を出力し、第 2の減衰ゲイン回路 143は、負荷位置微分回路 142の出力に 第 2の減衰ゲイン K を乗じた信号を、第 2の減衰補償信号 X として出力する。第 3の
減衰ゲイン回路 144は、位置指令信号 Xと負荷位置信号 Xとの差信号に第 3の減衰
r 1
ゲイン を乗じた信号を、第 3の減衰補償信号 X として出力する。減衰調整回路 14 z3 z3
5は、第 1の減衰補償信号 X と第 2の減衰補償信号 X と第 3の減衰補償信号 X とを
zl z2 z3 加算した信号に、減衰調整パラメータ Oを乗じた信号を出力する。
すなわち、減衰補償回路 140は以下の演算を行う。
[0048] [数 14]
xc = α{ ζ1 (Χ] - xm)+ z2 -s•(χ,. - xi)+ z3 '( !- - [)} ( 1 4 )
[0049] 次に、減衰補償回路 140の定数設定方法について説明する。減衰補償回路 140 は上述のように動作することにより、トルク指令信号 τ力ら減衰補償トルク信号 τま での伝達関数は（6)式、（7)式、（8)式より次式で表される。
[0050] [数 15]
^ = - {Kzl(Gp(s) - G,(s)) + (Κζ2■ s + Kz3)G,(s)}
τΓ
[0051] 減衰補償回路 140における、第 1の減衰ゲイン K と第 2の減衰ゲイン Κ と第 3の減
zl z2
衰ゲイン K とを、速度 ΡΙ制御回路 130及び位置ゲイン回路 120で設定した定数であ
る速度ゲイン k、積分ゲイン ω 、位置ゲイン kを用いて以下のように設定する。
[0052] [数 16]
[0053] [数 17]
ΚΖ2 = kv(kp + ωνί) (1 7/
[0054] [数 18]
Κζ3 = kvkpWvi ( 1 8)
[0055] 上記のように設定した結果、トルク指令信号 τ ら減衰補償トルク信号 τ ^までの伝 達関数は次式となる。
[0056] [数 19]
[0057] また、トルク指令信号 の点で開いた開ループ伝達関数は、（15)式と（19)式力も 次式となる。
[0058] [数 20]
L(s): kv{s + (kp + rovi)s + kprovi} co:2 s 2 + a-s + 1
( 20)
― kv(s + kp)(s + rovi) ω-2 8^ + α.8 + ι
s J - s (ωρ s + 1)
[0059] したがって、開ループ伝達関数における反共振点が（6)式で表される zから、次式
0 の Zへと変化する。
[0060] [数 21] zc - ςζωζ土 j 、2 1 ) ただし、上記で用いた反共振点の減衰係数 ζ は次式で表される。
[0061] [数 22]
ςζ - -ωζ /2 ( 2 2 )
[0062] また、減衰定数 aの変更によって、（20)式の開ループ伝達関数の極及び零点は、
(21)式及び (22)式に示した反共振点以外は変化しない。また反共振点の絶対値 である反共振周波数 ω
zも変化せず、反共振点の減衰係数だけが変化する。
このように、減衰補償回路 140を上記のとおり構成することで、外部から設定する減 衰パラメータ aによって、図 1の制御系の開ループ伝達関数における反共振点の減 衰係数だけを変更するように構成して!/ヽる。
[0063] この、外部力 設定する減衰パラメータ aによって、開ループ伝達関数における反 共振点の減衰係数だけを変更する構成の利点を以下に説明する。
速度ゲイン kを十分に大きくすると、制御系の閉ループ極は開ループ伝達関数の 零点へと漸近することが知られている。すなわち、（7)式に示した開ループ伝達関数 を持つセミクローズ制御系や、図 1の制御系で減衰パラメータ aを 0とした場合、速度 制御ゲイン を大きくすると、閉ループ極の一部が（6)式に示した制御対象 10の反 共振点に近づく。このため、閉ループ極が減衰係数の小さいものになり、制御対象 1 0の応答が振動的になる。
[0064] 一方、反共振点の減衰係数が、 (22)式に示したように減衰パラメータ ocを大きくす れば大きくなる。また、開ループ伝達関数 L (s)におけるそれ以外の零点は、実数で ある ω 及び kである。
その結果、速度制御ゲイン kを大きくすると、閉ループ極力 減衰係数の大きな反 共振点と実数の零点に近づき、制御対象 10に外乱が加わっても制御系の振動が抑 制される。
なお、減衰調整パラメータ αは、（22)式で表される減衰係数 ζ が 0. 5程度になる 程度まで大きな値に設定すれば十分であり、調整の見通しも良い。また、外乱抑制 効果を大きくするためには、通常のセミクローズ制御における調整方法と全く同様に 速度ゲイン k、速度積分ゲイン ω 、位置ゲイン kを大きくすればよい。
[0065] なお、減衰補償回路 140において、負荷位置信号 Xを 2階微分して得られる負荷
1
加速度信号に、速度ゲイン kと 1を乗じて第 1の減衰補償信号 X を演算しても、開 ループ伝達関数は上記と同一の（20)式になるため同様の効果が得られる力 負荷 位置信号 Xの 2階微分信号を用いることにより高周波数のノイズ成分が大きくなる。し
1
たがって上述のように、電動機位置信号 Xと負荷位置信号 Xとの 1
1 差信号に、第 の減 衰ゲイン K を乗じて第 1の減衰補償信号 X を演算することにより、ノイズの問題が発 生しないように構成している。
[0066] 以上により、安定ィ匕補償回路 80及び減衰補償回路 140の効果により、セミクローズ 制御と全く同様な調整方法で調整するとともに、外部から調整するパラメータである 減衰調整パラメータ Oを適切な大きさまで大きくするだけの簡単な調整で、負荷位置 信号 Xの制御精度を向上させ、制御対象 10に加わる外乱に対しても振動を抑制する
1
ような制御系を実現することが可能になる。
[0067] なお、上記では、減衰補償回路 140では、図 6に記載したブロック図の演算、すな わち（14)式に示した演算を行うとしたが、これは、次式で表すような減衰補償回路 1 40への入力信号から直接的に減衰補償トルク信号 τ を得る演算を行っても同様の 効果が得られる。
[0068] [数 23]
[0069] また、減衰補償回路 140により得られる効果の原理は、開ループ伝達関数におけ る反共振点の減衰係数を (22)式に示したように大きくすることにより、閉ループ極の 減衰係数を大きくして振動を抑制するものである。したがって、減衰補償回路 140に おける位置指令信号 Xに対する演算動作は、開ループ伝達関数が同じならば前述 の（ 14)式や（23)式のものと異なるように構成しても良 、。
[0070] 例えば、減衰補償回路 140に入力する位置指令信号 Xを、位置指令信号 Xにロー パスフィルタを作用させた信号に代え、位置指令信号 Xの変化に対する減衰補償ト ルク信号 τ の変化を滑らかにしても良い。また逆に、減衰補償回路 140の内部にお いて、位置指令信号 Xを 2階微分した信号である指令加速度信号 aの演算を行い、 この指令加速度信号 aに適切なゲインと減衰パラメータ ocを乗じた信号を、減衰補償 トルク信号て に更に加えることにより、減衰パラメータ aを大きくしたときに位置指令 信号 Xの変化に対する電動機位置信号 Xの応答がなるべく速くなるように構成しても r m
良い。
[0071] 実施の形態 2.
実施の形態 1では、基礎制御トルク信号 τ
bの演算を、位置ゲイン回路 120、速度 演算回路 100や速度 PI制御回路 130を用いて（1)式、（2)式、（3)式を用いた演算 により計算する構成について説明したが、異なる構成で演算しても良い。特に、トルク 信号指令 τ力ら基礎制御トルク信号 τ までの伝達関数が、実施の形態 1の（13)式
r b
で示したものと等価な場合は、減衰補償回路 140の演算は上述のままで良い。 一方、トルク指信号令 τ力ら基礎制御トルク信号 τ までの伝達関数が（13)式で
r b
示したものと異なる場合は、減衰補償回路 140の演算もそれに応じて変更すれば良 ぐ以下にその内容について説明する。
[0072] 例えば、電動機位置検出器 60の分解能が極端に低い場合の対策として、速度演 算回路 100が (4)式の微分演算の代わりに、（24)式のように速度フィルタ F (s)を追 カロした演算により電動機速度信号 Vを演算したとすると、トルク指令信号 τ力 基礎 制御トルク信号 τ までの伝達関数は（25)式のものとなる。
b
[0073] [数 24]
vm = s -F"s)'xm ( 2 4 )
[0074] [数 25]
— kv{s Fv(s) + (kp + roviFv(s))s+ kprovi} rozV+l ¾ Γ ,
s J.s2(fflpV +1)
[0075] この場合、減衰補償回路 140での減衰補償トルク信号て，演算は、 (16)式で設 定される第 1の減衰ゲイン K 、（18)式で設定される第 3の減衰ゲイン K及び減衰パ ラメータ αと、新たに導入する第 4の減衰ゲイン K 、第 5の減衰ゲイン Κ及び（25) 式の速度フィルタと同じ伝達関数 F (s)を用いて、次式により行えばよい。
[0076] [数 26]
xc - a{ lFv (s)- ( i - m ) + ( z4Fv (s) K. ^¾ ) - s · ( Γ - i ) + K. z3 - ( r - j )} ( 2 6 ) ただし、第 4の減衰ゲイン K及び第 5の減衰ゲイン K は次のように設定する。
[0077] [数 27]
[0078] [数 28]
Kzi =kvkp ( 2 8 )
[0079] そうすると、トルク指令信号て ^箇所で開!、た開ループ伝達関数 L (s)は次式とな る。
[0080] [数 29]
. kv{s2Fv(s) + (kp + roviFv(s))s + kprovi} ωζ^2 + a■ s + 1 ί ^ a )
J pV
[0081] すなわち、減衰パラメータ aの変更によって、（29)式の開ループ伝達関数の零点 のうち、反共振点の減衰係数だけが変化する構成となる。なお、反共振点以外の零 点については、（29)式を展開すると記述が複雑になるため省略する力 減衰パラメ ータ (Xの変更で変化しないのは明らかであり、また通常の調整では、反共振点以外 の零点は実数、あるいは減衰係数の大きな複素零点になるものである。 [0082] 以上により、トルク指令信号てから基礎制御トルク信号て までの伝達関数が、実施 r b
の形態 1の（13)式で示したものと異なる場合においても、速度ゲイン kを十分に大き くすると、実施の形態 1と同様に、減衰調整パラメータ αを適切な値に大きくするだけ で、閉ループ極の減衰係数を大きくすることができる。これにより、制御対象 10に外 乱が加わるような場合でも振動を抑制することが可能になり、簡単な調整で高精度に 電動機 30の位置、あるいは負荷 20の位置、を制御することが可能になる。
[0083] 実施の形態 3.
実施の形態 1では、安定ィ匕補償回路 80において、負荷位置信号 Xを 2階微分して
1
安定ィ匕補償ゲイン Κを乗じた信号を負荷位置信号 Xに加算することで、負荷位置信 st 1
号 Xの位相遅れに対する補償を行ったが、制御対象 10の反共振周波数 ω及び共
1 ζ 振周波数 ωの近辺で位相を進ませる効果があれば、効果の大小はあるものの、他
Ρ
の演算を行っても負荷位置信号 Xの
1 位相遅れに対する補償を行うことができる。 図 7は、本発明の実施の形態 3による機械位置制御装置を示すブロック図であるが 、図 1に示した実施の形態 1における減衰補償回路 140を省略し、基礎制御トルク信 号 τ
bをそのままトルク指令信号 τ
rとする構成である。
[0084] 例えば、安定ィ匕補償回路 80aにおいて、安定ィ匕補償ゲイン Kとフィルタ時定数 t を用いて以下の伝達関数で表される演算を行う。
[0085] [数 30] xlc = K sts 2 + Xl ( 3 0 )
(tsts + l) 2
[0086] 式（30)は、実施の形態 1における安定ィ匕補償回路 80の演算に、更に 2次のローバ スフィルタを追加したものであり、負荷位置検出器 70の分解能が特に粗くて問題を生 じる場合などにノイズを低減する効果が大きくなる。
この場合、安定ィ匕補償ゲイン Kは、実施の形態 1にて用いた（11)式に近い値に設 st
定すればよぐまたフィルタ時定数 tは安定ィ匕補償ゲイン Kの平方根より小さい値に st st
すれば、 (30)式の演算により位相を進ませる効果が得られる。
[0087] また、 (30)式では、分母分子が 2次の伝達関数により位相進み特性を持つ演算を 行ったが、例えば次式に示すような、分母分子が 1次の伝達関数でも、反共振周波 数 ω及び共振周波数 ω の付近で位相を進ませる効果があるため、安定ィ匕補償回 ζ Ρ
路 80aが無い構成に比べて位置ゲイン kとフィルタ周波数 ωを大きくできる効果があ
P f
る。
[0088] [数 31] xlc = - - - X 1 1 )
t 2 - s + l ただし、位相を進ませる効果は t < tにしたときに得られ、また、 tは反共振周波数
2 1 1
ωの逆数付近の値に設定するものとする。
[0089] 以上のように構成すれば、安定ィ匕補償回路 80aは、負荷位置信号 xを入力として、
1
(30)式あるいは（31)式で表されるような位相を進ませる伝達関数の演算により補償 後負荷位置信号 X
lcを出力する。また、位置信号合成回路 90は、電動機位置信号 X
m にハイノ スフィルタを作用させた信号と、補償負荷位置信号 Xにローパスフィルタを
1
作用させた信号との和信号を、制御対象位置信号 X
fbとして出力する。したがって、こ の実施の形態 3の構成では、位置指令信号 Xと制御対象位置信号 Xに基づいてトル
r fb
ク指令信号て ^演算を行っている。
その結果、安定ィ匕補償回路 80aが無 ヽ構成に比べて位相を進めた制御対象位置 信号 Xをフィードバックすることになり、制御対象 10の機械剛性が低くても、位置信 fb
号合成回路 90のフィルタ周波数 ω及び位置ゲイン回路 120の位置ゲイン kを安定 f P に大きくすることが可能になり、負荷位置信号 Xの
1 制御精度を向上させることが可能 になる。
[0090] 実施の形態 4.
実施の形態 1の安定ィ匕補償回路 80と位置信号合成回路 90とを省略したときの、減 衰補償回路 140の動作は以下のとおりとなる。
図 8は、この実施の形態 4による機械位置制御装置を示すブロック図であり、図 1の 構成カゝら安定ィ匕補償回路 80と位置信号合成回路 90を省略し、位置ゲイン回路 120 には、制御対象位置信号 X
fbの代わりに電動機位置信号 X
mをそのまま入力するもので ある。
[0091] 以上のような構成において、開ループ伝達関数は実施の形態 1と同じく（20)式で 表され、減衰調整パラメータ αの変更により開ループ伝達関数における反共振点の 減衰係数 ζ だけを変更するように構成する。その結果、速度ゲイン kを十分に大きく すると、減衰調整パラメータ αを適切な値に大きくするだけで、閉ループ極の減衰係 数を大きくすることができ、制御対象 10に外乱が加わるような場合でも振動を抑制す ることが可能になる。
[0092] なお、この実施の形態 4では安定化補償回路 80と位置信号合成回路 90とが無 ヽこ とにより、位置指令信号 Xに電動機位置信号 Xがー致するように動作し、負荷位置 r m
信号 χ
1と電動機位置信号 χとの
m 間に生じる定常的誤差を補正する機能は無いが、こ のような誤差が特に問題にならない用途においては、簡単な制御系の構成で速度ゲ イン kや位置ゲイン kを大きくするとともに、減衰補償回路 140の機能によって開ル ープ伝達関数における反共振点の減衰係数を大きして振動を抑制し、電動機 30の 位置を高精度に制御することができる。またその結果、負荷 20の位置も問題なく制御 される。したがって簡単な調整で高精度に電動機 30の位置及び負荷 20を制御する ことが可能になる。
[0093] なお、実施の形態 1から実施の形態 4の構成の他、位置速度制御回路 110に電動 機の速度のフィードバックである電動機速度信号 Vを入力しない構成や、速度 PI制 m
御回路 130に代えて、速度 IP制御を行う回路を用いる構成などの変形例が考えられ るが、それらの変更に対応した伝達特性を持つ安定ィ匕補償回路 80や減衰補償回路 140を、上記の実施の形態 1から実施の形態 4と同様の方法で構成することができる

Claims

請求の範囲
[1] 電動機により駆動される負荷の位置の目標値を示す位置指令信号と、前記電動機 と前記負荷との現在位置に関する参照情報である制御対象位置信号とを入力として 、前記電動機が前記負荷を駆動するトルクの目標値であるトルク指令信号を出力す る位置速度制御手段と、
前記負荷の現在位置の測定値である負荷位置信号を入力として、位相を進ませる 伝達関数に基づ ヽて、前記負荷位置信号の位相遅れに対する補償を行った補償後 負荷位置信号を出力する安定化補償手段と、
及び前記電動機の現在位置の測定値である電動機位置信号の高周波成分力 な る信号と、前記補償後負荷位置信号の低周波成分力 なる信号とを合成して、前記 制御対象位置信号を出力する位置信号合成手段と、
を備えたことを特徴とする機械位置制御装置。
[2] 安定化補償手段は、負荷位置信号を 2階微分して安定化補償ゲインを乗じた信号 と負荷位置信号とを加算するものであることを特徴とする請求項 1に記載の機械位置 制御装置。
[3] 電動機により駆動される負荷の位置の目標値を示す位置指令信号と、前記電動機 及び前記負荷の現在位置に関する参照情報である制御対象位置信号とを入力とし て、前記電動機が前記負荷を駆動するトルクの目標値であるトルク指令信号の算出 の基礎となる基礎制御トルク信号を出力する位置速度制御手段と、
前記負荷の現在位置の測定値である負荷位置信号を入力として、位相を進ませる 伝達関数に基づ ヽて、前記負荷位置信号の位相遅れに対する補償を行った補償後 負荷位置信号を出力する安定化補償手段と、
前記電動機の現在位置の測定値である電動機位置信号の高周波成分力 なる信 号と、前記補償後負荷位置信号の低周波成分カゝらなる信号とを合成して、前記制御 対象位置信号を出力する位置信号合成手段と、
及び前記基礎制御トルク信号に加算することで前記トルク指令信号を得る減衰補 償トルク信号を、前記電動機位置信号と前記負荷位置信号とを入力として出力する 手段であって、前記電動機による負荷の駆動系を二慣性系としてモデルィ匕したとき に、前記トルク指令信号力 前記基礎制御トルク信号までの伝達関数である第 1の開 ループ伝達関数に対して、その第 1の開ループ伝達関数と合成して得られる開ルー プ伝達関数が、前記第 1の開ループ伝達関数における前記二慣性系の反共振点の 減衰係数だけを変更したものとなるように定めた第 2の開ループ伝達関数に基づ ヽ て、前記トルク指令信号力 の伝達関数が前記第 2の開ループ伝達関数となるように 前記減衰補償トルク信号の演算を行う減衰補償手段と、
を備えたことを特徴とする機械位置制御装置。
[4] 電動機に駆動される負荷の位置の目標値を示す位置指令信号と、前記電動機の 現在位置の測定値である電動機位置信号とを入力として、前記電動機が前記負荷 を駆動するトルクの目標値であるトルク指令信号の算出の基礎となる基礎制御トルク 信号を出力する位置速度制御手段と、
及び前記基礎制御トルク信号に加算することで前記トルク指令信号を得る減衰補 償トルク信号を、前記電動機位置信号と前記負荷の現在位置の測定値である負荷 位置信号とを入力として出力する手段であって、前記電動機による負荷の駆動系を 二慣性系としてモデルィ匕したときに、前記トルク指令信号力 前記基礎制御トルク信 号までの伝達関数である第 1の開ループ伝達関数に対して、その第 1の開ループ伝 達関数と合成して得られる開ループ伝達関数が、前記第 1の開ループ伝達関数にお ける前記二慣性系の反共振点の減衰係数だけを変更したものとなるように定めた第 2 の開ループ伝達関数に基づ 、て、前記トルク指令信号からの伝達関数が前記第 2の 開ループ伝達関数となるように前記減衰補償トルク信号の演算を行う減衰補償手段 と、
を備えたことを特徴とする機械位置制御装置。
[5] 減衰補償手段が出力する減衰補償トルク信号は、負荷位置信号と電動機位置信 号との差に第 1の減衰ゲインを乗じた信号、位置指令信号と前記負荷位置信号との 差を微分して第 2の減衰ゲインを乗じた信号、及び前記位置指令信号と前記負荷位 置信号との差に第 3の減衰ゲインを乗じた信号を加算した信号に、二慣性系の反共 振点の減衰係数を調整する減衰調整パラメータに基づく係数を乗じた信号であるこ とを特徴とする請求項 3又は 4に記載の機械位置制御装置。 位置速度制御回路は、電動機の速度の現在値を示す電動機速度信号を更に入力 とすることを特徴とする請求項 1乃至 5のいずれかに記載の機械位置制御装置。
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