CN100478823C - 具有改善的电源抑制比特性和窄响应频带的电压调整器 - Google Patents

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Abstract

在电压调整器中，参考电压产生电路(1)产生了参考电压(VREF)。驱动晶体管(5)连接在所述第一电源端(Vcc)与所述输出端(OUT)之间并且具有控制端。分压器(3，4)产生了反馈电压(VFB)，该反馈电压是输出端电压与第一电源端电压之间的中间电压。差动放大器(2)根据分压器的反馈电压和参考电压而产生了误差电压(VER)，并将其传送到驱动晶体管的控制端。振荡防止电容器(6)连接在驱动晶体管的控制与所述输出端之间。电容器(7)连接在第一电源端与差动放大器的第一输入之间。

Description

具有改善的电源抑制比特性和窄响应频带的电压调整器
技术领域
本发明涉及这样一种电压调整器，该电压调整器具有改善的电源抑制比(PSRR)特性，同时保持窄响应频带。
背景技术
电压调整器已并入到诸如移动电话机或者电子备忘录这样的其大小及功耗必须很小的移动站中。
在第一现有技术电压调整器(参见：JP-10-260741-A的图2)中，参考电压产生电路产生了参考电压。驱动晶体管连接在电源端与输出端之间并且具有控制端。分压器产生了这样的反馈电压，该反馈电压是输出端电压与地面终端电压之间的中间电压。差动放大器根据分压器的反馈电压以及参考电压而产生了误差电压，并且将其传送到驱动晶体管的控制端。振荡防止电容器连接在驱动晶体管的控制端与输出端之间。随后将对进行详细的描述。
在上述第一现有技术电压调整器中，因为差动放大器的电路电流相对很小并且振荡防止电容器的电容相对很大，因此响应频带很窄以至于操作很稳定。然而，如果将其比预定值要高的高频噪声施加到电源电压上，那么PSRR特性曲线快速的降低，以致不能通过负反馈控制来对高频噪声进行补偿。其结果是，在输出端出现了这种高频噪声。
在上述第一现有技术电压调整器中，为了改善较高频率的PSRR特性，一个方法是增加差动放大器的电路电流，并且另一个方法是降低振荡防止电容器的电容。然而，在这种情况下，响应频带也变宽了以致于操作可能不稳定。此外，前者方法会使功耗增加。
在第二技术现有电压调整器(参见：JP-2001-159922-A)中，将差动放大器(运算放大器)添加到上述第一现有技术电压调整器的元件上。随后将对其进行详细的说明。其结果是，由差动放大器所形成的差动放大器部件的放大提高了以可改善PSRR特性。
然而，即使在上述第二现有技术电压调整器中，也会使响应频带变宽。此外，因为差动放大器(运算放大器)的数目增加了，因此功耗增加了并且电路大小增加了。
发明内容
本发明的一个目的就是提供这样一种电压调整器，该电压调整器具有改善的PSRR特性，同时可保持窄响应频带，该电压调整器可并入到其大小及功耗必须很小的移动站中。
根据本发明，在电压调整器中，参考电压产生电路产生了参考电压。驱动晶体管连接在第一电源端与输出端之间并且具有控制端。分压器产生了这样的反馈电压，该反馈电压是输出端电压与第一电源端电压之间的中间电压。差动放大器根据分压器的反馈电压以及参考电压而产生了误差电压，并且将其传送到驱动晶体管的控制端。振荡防止电容器连接在驱动晶体管的控制端与输出端之间。电容器连接在第一电源端与差动放大器的第一输入之间。
根据本发明，提供一种电压调整器，包括：第一和第二电源端；
输出端；参考电压产生电路(1)，该参考电压产生电路用来产生参考电压；驱动晶体管(5)，该驱动晶体管连接在所述第一电源端与所述输出端之间，所述驱动晶体管具有控制端；分压器(3，4)，该分压器连接在所述输出端与所述第二电源端之间，所述分压器用来产生所述输出端电压与所述第一电源端电压之间的反馈电压；差动放大器(2)，该差动放大器具有与所述分压器相连的第一输入、与所述参考电压产生电路相连的第二输入、以及与所述驱动晶体管的控制端相连的输出，所述差动放大器根据所述反馈电压以及所述参考电压而产生误差电压并且将所述误差电压传送到所述驱动晶体管的控制端；振荡防止电容器(6)，该振荡防止电容器连接在所述驱动晶体管的控制端与所述输出端之间；多个电容器(21-1，21-2，...，31-1，31-2，...)，所述多个电容器分别与多个开关(22-1，22-2，...；32-1，32-2，...)连接，所述多个电容器连接在所述第一电源端与所述差动放大器的第一输入之间；以及控制电路(23，33)，该控制电路与所述多个电容器相连，并且用来根据与所述输出端相连的外部负载(12)的电阻来选择所述多个电容器。
电容器通过了其比下述预定值要高的高频噪声，所述预定值是由驱动晶体管的负反馈控制和差动放大器所形成的响应频带所确定。因此，电容器将这种高频噪声传到负反馈控制以改善PSRR特性。值得注意的是，因为电容器未在负反馈控制之内，因此电容器不会使负反馈控制的响应频带变宽。
附图说明
参考附图，与现有技术相比较，从下面的描述中可更显而易见的得知本发明，在附图中：
图1给出了第一现有技术电压调整器的电路图；
图2A给出了图1电压调整器的增益特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很小并且振荡防止电容器的电容相对很大；
图2B给出了图1电压调整器的PSRR特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很小并且振荡防止电容器的电容相对很大；
图3A给出了图1电压调整器的增益特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很大或者振荡防止电容器的电容相对很小；
图3B给出了图1电压调整器的PSRR特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很大并且振荡防止电容器的电容相对很小；
图4给出了第二现有技术电压调整器的电路图；
图5给出了根据本发明第一实施例的电压调整器的电路图；
图6A给出了图5电压调整器的增益特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很小并且振荡防止电容器的电容相对很大；
图6B给出了图5电压调整器的PSRR特性的曲线图，其中差动放大器的电路电流相对很小并且振荡防止电容器的电容相对很大；
图7给出了根据本发明第二实施例的电压调整器的电路图；
图8给出了根据本发明第三实施例的电压调整器的电路图；
图9给出了根据本发明第四实施例的电压调整器的电路图；以及
图10给出了对图5电压调整器的改进的电路图。
具体实施方式
在对优选实施例进行描述之前，参考图1、2A、2B、3A、3B、以及4对现有技术电压调整器进行说明。
在其示出了第一现有技术电压调整器100(参见JP 10-260741-A的图2)的图1中，参考电压产生电路1产生了参考电压VREF并且将其施加到差动放大器(运算放大器)2的负输入，该差动放大器的正输入从由电阻3和4所形成的分压器接收反馈电压VFB。
其电路电流相对很小的差动放大器2根据反馈电压VFB与参考电压VREF之间的差值而产生了误差电压VER并且将其施加到驱动P沟道MOS晶体管5的栅极。其结果是，驱动P沟道MOS晶体管5在其即就是输出端OUT的漏极产生了输出电压OUT。
其电容相对很大的振荡防止电容器6连接在驱动P沟道MOS晶体管5的栅极与漏极之间。
外部电容器11和外部负载12与输出端OUT相连。
将电源电压Vcc和接地电压GND分别施加到终端T1和T2上，其中一系列驱动P沟道MOS晶体管5与电阻3和4相连。
在图1中，执行负反馈控制，也就是说通过差动放大器2而将输出电压VOUT作为反馈电压VFB而反馈到驱动P沟道MOS晶体管5的栅极，以便可抑制输出电压VOUT的波动。
此外，因为提供了振荡防止电容器6，因此即使将其比预定值f1要低的低频噪声施加到电源电压Vcc上，增益也可保持在图2A中的X1所示的开环增益A0上，所述图2A给出了图1电压调整器100的增益特性，并且图2B中的X1所示的电源抑制比(PSRR)特性不会降低，所述图2B给出了图1电压调整器100的PSRR特性。
在图1的电压调整器100中，因为差动放大器2的电路电流相对很小并且振荡防止电容器6的电容相对很大，因此图2A中的X1所示响应频带很窄以至于操作很稳定。然而，如果将其比频率f1要高的高频噪声施加到电源电压VCC上，那么如图2A中的X2所示增益降低了，并且同时，如图2B中的X2所示PSRR特性快速降低了，以致于不能通过负反馈控制来对这种高频噪声进行补偿。其结果是，在输出端OUT出现了高频噪声。
在图1的电压调整器100中，为了改善图3B中的X1′所示的高频处的PSRR特性，一个方法是增加差动放大器2的电路电流，并且另一方法是降低振荡防止电容器6的电容。然而，在这种情况下，如图3A中的X1′所示响应频带也变宽了，以便于操作可能不稳定。此外，先前方法会使功耗增加。
在其示出了第二现有技术电压调整器(参见：JP2001-159922-A)的图4中，除了图1的电压调整器100之外，电压调整器200还包括差动放大器(运算放大器)21和22。其结果是，差动放大器部件的放大增大了以可改善图3B所示的PSRR特性。即使在这种情况下，如图3A所示响应频带也变宽了。此外，因为差动放大器(运算放大器)的数目增加了，因此功耗增加了并且电路大小增加了。
在其示出了根据本发明第一实施例的电压调整器的图5中，除了图1的电压调整器100之外，电压调整器10还包括电容器7。
图6A示出了图5电压调整器10的增益特性，其中响应频带受限于振荡防止电容器6。值得注意的是因为振荡防止电容器6的电容相对很大，因此由响应频带所定义的上频率f1例如是80Hz。因此，如果将其比频率f1要低的低频噪声施加到电源电压Vcc上，那么执行其利用反馈电压VFB的负反馈控制以对低频噪声进行补偿，以便输出电压VOUT不会受到低频噪声的影响。
另一方面，确定电容器7的电容以将比频率f1要高的其被施加到电源电压Vcc上的高频噪声通过其而传到用于接收反馈电压VFB的差动放大器2的输入。因此，电容器7不会影响如图6A所示的增益特性，但是电容器7会影响，也就是说会改善如图6B所示的PSRR特性，其中PSRR在诸如500Hz这样的其比频率f1要高的频率f2处增加。
其结果是，如果将其具有比频率f1要高的频率的高频噪声施加到电源电压Vcc上，那么噪声将重叠在反馈电压VFB上并且被反馈到差动放大器2，因此可对高频噪声进行补偿。
在图5的电压调整器10中，因为差动放大器2的电路电流相对很小，功耗很小。
因此，因为仅将电容器7施加到图1的电压调整器100上，因此图5电压调整器10的大小不会十分大。
在图5的电压调整器10中，当外部负载12的电阻改变时，驱动P沟道MOS晶体管5的增益也改变了，以便改变由图6A的频率f1所定义的响应频带。也就是说，外部负载12的电阻越小，图6A的频率f1越高。因此，最好是电容器7的电容根据外部负载12的电阻而变化，这通过以下第二、第三、以及第四实施例将会了解到。
在其示出了根据本发明第二实施例的电压调整器的图7中，电压调整器20包括其分别与由P沟道MOS晶体管22-1、22-2、22-3所形成的开关有关的电容器21-1、21-2、21-3以及控制电路23，以代替图5的电压调整器10的电容器7。在这种情况下，电容器21-1、21-2、以及21-3的电容C1、C2、以及C3彼此不相同，也就是说，C1＜C2＜C3。
控制电路23是由下述构造而成的：电压检测器，该电压检测器是由用于根据外部负载12的电阻值来对驱动P沟道MOS晶体管5的源栅极电压进行检测的P沟道MOS晶体管231形成的；电阻232，该电阻232与P沟道MOS晶体管231的漏极相连；比较器233和234，该比较器用于对P沟道MOS晶体管231和电阻232之间的电压V1与参考电压VR1及VR2(VR1＜VR2)进行比较；以及门电路235。其结果是，当V1＜VR1时，开关(P沟道MOS晶体管)22-1导通以选择电容器21-1。此外，当VR1≤V1＜VR2时，开关(P沟道MOS晶体管)22-2导通以选择电容器21-2。进一步，当V1≥VR2时，开关(P沟道MOS晶体管)22-3导通以选择电容器21-3。
在其示出了根据本发明第三实施例的电压调整器的图8中，电压调整器30包括其分别与开关32-1、32-2、以及32-3有关的电容为C0∶2C0∶4C0的电容器31-1、31-2、31-3(P沟道MOS晶体管)以及控制电路33，以代替图5的电压调整器10的电容器7。
控制电路33是由下述构造而成的：电压检测器，该电压检测器是由用于根据负载12的电阻来对驱动P沟道MOS晶体管5的源栅极电压进行检测的P沟道MOS晶体管331形成的；电阻332，该电阻332与P沟道MOS晶体管331的漏极相连；以及模拟/数字(A/D)转换器333，该转换器用于在P沟道MOS晶体管331与电阻332之间的电压V1时执行A/D转换以产生三比特数据(DO、D1、D2)。其结果是，根据A/D转换器333的输出信号，开关(P沟道MOS晶体管)32-1、32-2、以及32-3导通。例如，如果(D0，D1，D2)＝(0，1，0)，那么仅选择电容器31-2，以便整个电容器31-1、31-2、以及31-3的电容是2C0。此外，如果(D0，D1，D2)＝(1，1，1)，那么选择电容器31-1、31-2、以及31-3，以便整个电容器31-1、31-2、以及31-3的电容是7C0(C0+2C0+4C0)。值得注意的是禁止数据(0，0，0)。此外，A/D转换器333的每个位“1”表示低电平，并且A/D转换器33的每个位“0”表示高电平。
在其示出了根据本发明第四实施例的电压调整器的图9中，电压调整器40包括可变电容41和控制电路42，以代替图5电压调整器10的电容器7。
控制电路42是由下述构造而成的：电压检测器，该电压检测器是由用于根据负载12的电阻来对驱动P沟道MOS晶体管5的源栅极电压进行检测的P沟道MOS晶体管421形成的；电阻422，该电阻422与P沟道MOS晶体管421的漏极相连；其结果是，根据P沟道MOS晶体管的漏极与电阻422之间的电压V1来控制可变电容41的电容。
在图7和图8中，与开关有关的电容器数目可以是四个或之上。此外，在图7、8、以及9中，通过电源电压Vcc和输出电压VOUT以代替电源电压Vcc和误差电压VER来对负载12的电阻进行监控。
此外，在图5、7、8、以及9中，驱动晶体管5可由如图10所示的N沟道MOS晶体管替代，图10示出了对图5电压调整器10的改进。
如上文所示，根据本发明，可改善PSEE特性，同时可保持很窄的响应频带。

Claims (11)

1.一种电压调整器，包括：
第一和第二电源端；
输出端；
参考电压产生电路(1)，该参考电压产生电路产生了参考电压；
驱动晶体管(5)，该驱动晶体管连接在所述第一电源端与所述输出端之间，所述驱动晶体管具有控制端；
分压器(3，4)，该分压器连接在所述输出端与所述第二电源端之间，所述分压器用来产生所述输出端电压与所述第一电源端电压之间的反馈电压；
差动放大器(2)，该差动放大器具有与所述分压器相连的第一输入、与所述参考电压产生电路相连的第二输入、以及与所述驱动晶体管的控制端相连的输出，所述差动放大器用来根据所述反馈电压以及所述参考电压而产生误差电压并且将所述误差电压传送到所述驱动晶体管的控制端；
振荡防止电容器(6)，该振荡防止电容器连接在所述驱动晶体管的控制端与所述输出端之间；以及
电容器(7)，该电容器连接在所述第一电源端与所述差动放大器的第一输入之间。
2.如权利要求1所述的电压调整器，其中确定所述电容器的电容以使施加到所述
第一电源端上的噪声通过，所述噪声具有比下述预定值要高的频率，所述预定值是由所述驱动晶体管的负反馈控制、所述振荡防止电容器、所述分压器、以及所述差动放大器来定义的。
3.如权利要求1所述的电压调整器，其中所述电容器(41)的电容是可变的，所述电压调整器进一步包括控制电路(42)，该控制电路与所述电容器相连并且根据与所述输出端相连的外部负载(12)的电阻来改变所述电容器的电容。
4.如权利要求3所述的电压调整器，其中所述控制电路包括：
晶体管(421)，该晶体管与所述第一电源端和所述驱动晶体管的控制端相连，所述晶体管用来根据所述第一电源端与所述驱动晶体管的控制端之间的电压差值而产生电流；以及
电阻(422)，该电阻连接在所述晶体管与所述第二电源端之间，并且用来产生用于根据流过所述晶体管的电流来控制所述电容器的电容的电压。
5.如权利要求1所述的电压调整器，其中所述驱动晶体管包括处于下述状态的P沟道MOS晶体管，所述状态就是所述第一电源端上的电压高于所述第二电源端上的电压。
6.如权利要求1所述的电压调整器，其中所述驱动晶体管包括处于下述状态的N沟道MOS晶体管，所述状态就是所述第一电源端上的电压低于所述第二电源端上的电压。
7.一种电压调整器，包括：
第一和第二电源端；
输出端；
参考电压产生电路(1)，该参考电压产生电路用来产生参考电压；
驱动晶体管(5)，该驱动晶体管连接在所述第一电源端与所述输出端之间，所述驱动晶体管具有控制端；
分压器(3，4)，该分压器连接在所述输出端与所述第二电源端之间，所述分压器用来产生所述输出端电压与所述第一电源端电压之间的反馈电压；
差动放大器(2)，该差动放大器具有与所述分压器相连的第一输入、与所述参考电压产生电路相连的第二输入、以及与所述驱动晶体管的控制端相连的输出，所述差动放大器根据所述反馈电压以及所述参考电压而产生误差电压并且将所述误差电压传送到所述驱动晶体管的控制端；
振荡防止电容器(6)，该振荡防止电容器连接在所述驱动晶体管的控制端与所述输出端之间；
多个电容器(21-1，21-2，...，31-1，31-2，...)，所述多个电容器分别与多个开关(22-1，22-2，...；32-1，32-2，...)连接，且所述多个电容器连接在所述第一电源端与所述差动放大器的第一输入之间；以及
控制电路(23，33)，该控制电路经由所述多个开关与所述多个电容器相连，并且用来根据与所述输出端相连的外部负载(12)的电阻来选择所述多个电容器。
8.如权利要求7所述的电压调整器，其中所述控制电路包括：
晶体管(221)，该晶体管与所述第一电源端以及所述驱动晶体管的控制端相连，所述晶体管用来根据所述第一电源端与所述驱动晶体管的控制端之间的电压差值而产生电流；
电阻(222)，该电阻连接在所述晶体管与所述第二电源端之间并且用来根据流过所述晶体管的电流而产生了电压；以及
逻辑电路(233，234，235)，该逻辑电路与所述电阻相连，并且用来选择所述多个电容器之一。
9.如权利要求7所述的电压调整器，其中所述控制电路包括：
晶体管(331)，该晶体管与所述第一电源端以及所述驱动晶体管的控制端相连，所述晶体管根据所述第一电源端与所述驱动晶体管的控制端之间的电压差值而产生电流；
电阻(332)，该电阻连接在所述晶体管与所述第二电源端之间，并且用来根据流过所述晶体管的电流而产生电压；以及
模拟/数字转换器(333)，该转换器与所述电阻相连，并且用来选择所述多个电容器中的至少一个。
10.如权利要求7所述的电压调整器，其中所述驱动晶体管包括处于下述状态的P沟道MOS晶体管，所述状态就是所述第一电源端上的电压高于所述第二电源端上的电压。
11.如权利要求7所述的电压调整器，其中所述驱动晶体管包括处于下述状态的N沟道MOS晶体管，所述状态就是所述第一电源端上的电压低于所述第二电源端上的电压。
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