CN100495281C

CN100495281C - 一种低压差线性稳压器

Info

Publication number: CN100495281C
Application number: CNB2007101214826A
Authority: CN
Inventors: 沈良国; 严祖树; 赵元富; 张兴
Original assignee: China Aerospace Modern Electronic Co 772nd Institute; Peking University; Mxtronics Corp
Current assignee: China Aerospace Modern Electronic Co 772nd Institute; Peking University; Mxtronics Corp
Priority date: 2007-09-07
Filing date: 2007-09-07
Publication date: 2009-06-03
Anticipated expiration: 2027-09-07
Also published as: CN101122804A

Abstract

一种低压差线性稳压器，通过在误差放大器的输出端引入可变跨导的gm/C滤波器电路模块，实现了高输出电压精度、高稳定性、高电源电压抑制比等性能指标。滤波器电路模块的可变跨导机制，降低了稳压器在空载和轻载时的静态功耗，并且能够产生一个频率随稳压器负载电流增加而向高频移动的寄生极点，从而拓展了稳压器的单位增益带宽，增强了稳压器在重度负载及满载时的稳定性。此外，稳压器环路中采用的可变电流高增益放大级，增加了稳压器内部节点的压摆率，提高了稳压器的响应性能。

Description

一种低压差线性稳压器

技术领域

本发明涉及一种低压差线性稳压器，特别是一种利用可变跨导gm/C滤波器电路模块和可变电流高增益放大级来实现高稳定性高精度高电源电压抑制比快速响应的低压差线性稳压器。

背景技术

电源管理电路是便携式电子应用中的重要模块之一，它通常包括开关电源电路和低压差线性稳压器(LDO，Low-Dropout Voltage Regulator)电路等。开关电源电路的转换效率通常可达90％以上，但其芯片面积大，输出电压纹波大，并且需要使用磁元件；而LDO电路具有芯片面积小，输出电压纹波小等特点，因此广泛用于为高性能模拟电路供电。

高性能模拟电路对LDO的输出电压精度提出了很高的要求。输出电压精度主要包括输出电压稳态值的精度和输出电压瞬态值的精度。前者可用线性调整率、负载调整率以及输出电压在不同工艺、电源电压、温度下的稳态值变化率等指标来表征，后者可用负载瞬态响应特性等指标来衡量。为提高输出电压稳态值的精度，除了要求LDO所使用的参考电压具有高精度外，还需要提高反馈网络中反馈因子的精度和LDO电路的环路增益。而提高输出电压瞬态值的精度，通常需要增加LDO环路的单位增益带宽(UGF)和增加LDO环路中内部节点的压摆率(Slew Rate)。但是，环路增益越高、UGF越高，LDO系统的稳定性就越差，其频率补偿难度就越大。为提高内部节点(特别是LDO中功率管栅端的节点)的压摆率，通常需要增加连接至该节点的放大级或缓冲级的静态电流，从而增加了LDO的静态功耗，影响了LDO在便携式产品中的应用。

目前，几乎所有的便携式设备中都集成了对噪声极为敏感的RF电路及其它高性能电路，这就要求LDO具有优异的电源电压噪声抑制能力，该指标通常用电源电压抑制比(PSRR，Power Supply Rejection Ratio)来衡量。LDO的PSRR越高，其对电源电压噪声的抑制能力越强，对应的输出电压纹波就越小。

图1给出了现有的第一种典型LDO原理框图。该电路由电压基准电路101、误差放大器102、驱动缓冲级108、功率管104、分压采样网络105、输出电容106以及负载107组成。电压基准电路101产生一个恒定的、基本不受电源电压、温度等条件变化影响的参考电压V_REF。LDO的输出电压V_OUT经分压采样网络105采样后产生反馈电压V_FB。参考电压V_REF和反馈电压V_FB分别连接至误差放大器102的两个输入端，其差值经误差放大器102放大后产生一个控制信号，该控制信号经驱动缓冲级108传递至功率管104的栅端，用来调节功率管104的工作状态，从而确保LDO的输出电压V_OUT在电源电压、工作温度、负载条件变化时仍为标称值。驱动缓冲级108通常由电压跟随器实现，其作用是提高功率管104栅处寄生极点(记为Pgate)的频率，以确保LDO环路的稳定性。

图1所示电路的主要缺点是环路增益较低，因此LDO输出电压稳态值的精度不高，并且低频段的PSRR性能无法满足便携式设备的要求。

为改善性能，图2描述了现有的第二种典型LDO原理框图。该电路与图1所示电路的区别在于：该电路在图1所示电路的误差放大器102的输出端和驱动缓冲级108的输入端之间增加了用来改善PSRR性能的低增益级202，其余部分与图1相同。

图2所示电路虽然增加了低增益级202，由于其增益较低，同时驱动缓冲级108不能提供增益(例如，驱动缓冲级用电压跟随器实现，其增益为1)，因此整个LDO的环路增益仍然较低，使得图2所示电路也无法满足高性能系统对LDO输出电压精度的要求。此外，低增益级202的引入在LDO的反馈环路中增加了一个寄生极点，从而降低了环路的稳定性。

图3给出了现有的第三种典型LDO原理框图。该电路与图1所示电路的区别在于：采用固定电流高增益放大级109代替图1中的驱动缓冲级108，其余部分与图1相同。由于采用了固定电流高增益放大级109，实现了高环路增益，从而有效增加了输出电压稳态值的精度。但固定电流高增益放大级109的引入，使得位于功率管104栅端的寄生极点(Pgate)位于低频，因此需要对该环路进行补偿。常采用的一种补偿方法是利用输出电容106的C_OUT和其上的等效串联电阻(R_ESR)产生一个低频零点Z_ESR抵消低频极点Pgate。该补偿方法存在以下缺点：输出电容的等效串联电阻很难精确确定并随温度等条件的变化而变化，使得所产生的零点不能与极点Pgate精确对消，从而降低了环路的稳定性；为产生低频零点Z_ESR，需要较大的R_ESR，从而降低了LDO的负载瞬态响应性能；为产生低频零点Z_ESR，需要使用电容值较大的钽电容，从而增加了电路板的面积和成本；所产生的低频零点Z_ESR即使能够确保LDO电路的稳定工作，使用该方法设计的LDO电路在中频段的PSRR性能会因低频极点Pgate的存在而降低。

为解决图3电路的中频段PSRR性能差的问题，图4所示的第四种典型LDO原理框图在图3所示电路的基础上，在分压采样网络105和误差放大器102的输入端之间引入了固定跨导的滤波器电路模块301。所述固定跨导的滤波器电路模块301由固定跨导的跨导级gm(该跨导级由电流值固定的偏置电流源提供偏置电流)和电阻R、电容C组成，跨导级gm的同向输入端和输出端分别为固定跨导的滤波器电路模块301的输入端和输出端。固定跨导的滤波器电路模块301能够产生一个频率为1/RC的零点Z_C。通过合理设置R和C的值，可以得到一个位置可精确确定的低频零点并将其用来抵消低频极点Pgate。该补偿方法主要有两个优点：克服了图3电路对输出电容的类型和大小的依赖性，从而提高了LDO的稳定性和负载瞬态响应性能，降低了系统成本；低频零点Z_C的存在可以改善LDO在中频段的PSRR性能。

然而，图4中的电路存在几个很明显的缺点：

1、电路模块301的引入影响了LDO的静态工作点，降低了LDO环路反馈因子的精度。引入模块301之前，反馈因子为R2/(R1+R2)。该因子为两个相互匹配的电阻的比值，因此其精度较高。引入模块301后，反馈因子变为固定跨导的滤波器电路模块301输入端到输出端的DC增益与R2/(R1+R2)的乘积。由于模块301的DC增益(该增益为gm＊ro/(gm＊ro+1)，其中ro为跨导级gm的输出阻抗)为一个随工艺、电源电压、工作温度变化的值，使得LDO的反馈因子的精度降低。由于LDO的输出电压稳态值精度与反馈因子的精度直接相关，因此引入固定跨导的滤波器电路模块301后，LDO的输出电压精度降低。

2、固定跨导的滤波器电路模块301的引入降低了LDO环路的稳定性，特别是在LDO重度负载及满载时的稳定性。为保证LDO的输出电压在负载从空载到满载的变化范围内始终为恒定值，需要LDO的反馈因子不随负载条件变化，亦即固定跨导的滤波器电路模块301的DC增益不随负载条件变化，因此固定跨导的滤波器电路模块301中的跨导级gm需要使用固定的偏置电流。LDO通常应用在便携式产品中，为降低其消耗的静态电流以延长电池的使用寿命，需要尽量减小跨导级gm的偏置电流。而固定跨导的滤波器电路模块301在产生零点1/RC的同时，又产生一个频率为gm/C的寄生极点Pc。gm的偏置电流越小，该极点的位置越低。LDO带载越大，其UGF越宽，寄生极点Pc对环路的稳定性影响越大。

3、为降低固定跨导的滤波器电路模块301中的寄生极点Pc对LDO稳定性的影响，需要降低环路的DC增益和UGF。如前所述，环路增益越低，输出电压精度越低；UGF越窄，瞬态响应速度越慢。

4、在分压采样网络105和误差放大器102输入端之间引入固定跨导的滤波器电路模块301，降低了LDO对输出电压的噪声抑制性能(模块301产生的噪声直接叠加到误差放大器102的输入端并经误差放大器102放大，从而增加了LDO的输出电压噪声)。

5、为满足系统在空载时对静态功耗的要求，所使用的固定电流高增益放大级109的偏置电流不能过大，这就限制了内部节点的压摆率，从而限制了LDO的响应速度。需要说明的是，该缺点也存在于图3所示的电路中。

发明内容

本发明的技术解决问题是：针对现有的LDO电路不能同时实现高输出电压精度、高稳定性、高电源电压抑制比的缺点，通过在LDO电路中引入可变跨导的滤波器电路模块，提供了一种高精度高稳定性高PSRR的低压差线性稳压器电路。此外，由于采用了可变跨导滤波器电路模块和可变电流高增益放大级，使得本发明的LDO电路还具有快速响应、低静态电流的特点。

本发明的技术解决方案是：一种低压差线性稳压器，包含电压基准电路、误差放大器、高增益放大级和功率管，电压基准电路产生的参考电压接至误差放大器的反向输入端或同向输入端，高增益放大级的输出端连接至功率管的栅端，功率管的源端和漏端分别作为本发明稳压器的电压输入端和电压输出端，且电压输出端的电压直接或经分压采样后连接至误差放大器的未与电压基准电路相连的另一输入端，其特征在于：在误差放大器的输出端和高增益放大级的输入端之间还包含一个由可变跨导级、电阻和电容组成的滤波器电路模块，其中可变跨导级的同向输入端和输出端分别为滤波器电路模块的输入端和输出端，电阻的两端分别连接至可变跨导级的反向输入端和输出端，电容的一端与跨导级的反向输入端相连，电容的另一端与地电位或固定电位相连。

所述滤波器电路模块中可变跨导级的偏置电流源由一个固定偏置电流源和一个电流大小变化的可变偏置电流源构成。

所述的可变偏置电流源的电流大小正比于本发明稳压器的负载电流。

所述的高增益放大级为可变电流高增益放大级，流过该高增益放大级的电流为大小可变的电流。

流过所述高增益放大级的电流随稳压器负载电流的增加而增加。

流过所述高增益放大级的电流正比于所述滤波器电路模块的偏置电流。

所述的高增益放大级包含至少一级增益级或缓冲级放大器。

本发明与现有技术相比的优点在于：一种低压差线性稳压器，通过引入由可变跨导级gm、电阻和电容组成的滤波器电路模块302和可变电流高增益放大级103，实现了高输出电压精度、高稳定性、高电源电压抑制比、快速响应、低静态电流、低输出噪声等性能。

1、高输出电压精度。可变电流高增益放大级103的使用，显著提高了LDO环路的增益，特别是轻载和中度负载时的增益，从而提高了输出电压稳态值的精度；电路模块302位于误差放大器102的输出端，克服了图4所示常规滤波器电路模块301影响LDO静态工作点、降低反馈因子精度的缺点，确保了电压精度。

2、高稳定性。滤波器电路模块302产生一个频率为1/RC的可精确控制的零点Zc(通过合理设置R、C的值，可将此零点置于低频)，该零点用于抵消环路中低频极点(例如Pgate)，克服了ESR零点(Z_ESR)因频率位置不精确而导致的系统稳定性降低；滤波器电路模块302的可变跨导机制能够产生一个频率随LDO负载电流增加而升高的寄生极点Pc(其频率为gm/C)，在LDO处于重度负载及满载时，其UGF拓宽，而寄生极点Pc也相应向高频移动，从而确保LDO在整个负载范围内的稳定性。

3、高电源电压抑制比。低频零点Zc用来抵消低频极点(例如Pgate)所导致的PSRR性能的降低，增强了中频段的PSRR，而ESR零点不具备该功能；滤波器电路模块302的可变跨导机制，不仅具有增强LDO重载时稳定性的作用，而且有利于提高环路的DC及低频增益，从而提高环路的DC及低频时的PSRR性能。

4、快速响应。滤波器电路模块302的可变跨导机制拓展了LDO的UGF，从而缩短了环路的响应时间；高增益放大级103的可变电流原理，显著增加了LDO在大电流负载时功率管栅处的压摆率，而该指标通常是制约稳压器响应速度的首要因素。

5、低静态电流。滤波器电路模块302和高增益放大级103的电流大小与负载电流同比变化，当LDO处于空载和轻度负载时，这两个模块消耗的电流很小。由于LDO绝大部分时间工作在空载和轻载状态，因此降低该状态下的静态电流有重要的意义。

6、低输出噪声。滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和可变电流高增益放大级103的输入端之间，克服了常规的电路模块301在误差放大器102的输入端引入噪声的缺点，从而降低了LDO的输出噪声。

附图说明

图1为现有的第一种典型LDO原理框图；

图2为现有的第二种典型LDO原理框图；

图3为现有的第三种典型LDO原理框图；

图4为现有的第四种典型LDO原理框图；

图5为本发明的一种典型LDO原理框图；

图6为图5所示本发明LDO原理框图中可变偏置电流源的一种连接方式；

图7为本发明图5所示LDO原理框图中可变跨导的滤波器电路模块302的一种电路实现方式；

图8为本发明图5所示LDO原理框图的一种电路实现方式；

图9为图4所示典型LDO原理框图的一种电路实现方式；

图10为图8和图9所示电路输出电压稳态值精度的对比示意图；

图11为图8和图9所示电路幅频特性和相频特性的对比示意图；

图12为图8和图9所示电路电源电压抑制比特性的对比示意图。

具体实施方式

图5给出了本发明的一种典型LDO原理框图。该LDO由电压基准电路101、误差放大器102、可变跨导的滤波器电路模块302、可变电流高增益放大级103(流过该级的电流随LDO负载电流的增加而增加)、功率管104、分压采样网络105、输出电容106以及负载107组成。其与图3所示电路的区别在于：用可变电流高增益放大级103代替固定电流高增益放大级109，并且在误差放大器102的输出端和可变电流高增益放大级103的输入端之间加入了可变跨导的滤波器电路模块302。

所述可变跨导的滤波器电路模块302由可变跨导的跨导级gm、电阻R和电容C组成，可变跨导的跨导级gm的同向输入端和输出端分别为可变跨导的滤波器电路模块302的输入端和输出端，电阻R的两端分别连接至跨导级的反向输入端和输出端，电容C的一端与可变跨导的跨导级gm的反向输入端相连，另一端接地。图5中还给出了可变跨导的跨导级gm的一种实现方式：即在原有的使用固定偏置电流源Ib实现的固定跨导的跨导级gm的基础上，增加一个电流大小正比于LDO负载电流的可变偏置电流源311(其电流值为k＊Iout，其中Iout为LDO的负载电流，k通常为远小于1的比例因子)。需要说明的是，根据实际电路的设计条件，固定偏置电流源Ib和可变偏置电流源311也有可能连接在跨导级gm和地(GND)之间(例如，当所述跨导级gm的输入差分对管为NMOS晶体管时)。但两种连接方式具有相同的为所述跨导级gm提供所需的可变偏置电流的作用。

所述模块302能够产生一个频率为1/RC的零点Zc(通过合理设置R、C的值，可以将此零点置于低频)和一个频率随LDO负载电流变化的寄生极点Pc(其频率为gm/C)。所述零点Zc主要有两个作用：第一，用于抵消高增益LDO环路中低频极点(例如，位于功率管104栅处的低频极点Pgate)产生的负相移，从而增强反馈环路的稳定性；第二，该零点可用来抵消低频极点Pgate导致的电源电压抑制比性能降低，从而增加LDO在中频段的PSRR。

需要说明的是，图3中所述的通过输出电容和其上的等效串联电阻产生的低频零点Z_ESR，虽然也具有增强环路稳定性的功能，但不具有改善LDO在中频段的PSRR的功能。

与图4使用的固定跨导的滤波器电路模块301及固定电流高增益放大级109相比，图5中使用的可变跨导的滤波器电路模块302和可变电流高增益放大级103具有以下优点：

1、可变跨导的滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和可变电流高增益放大级103的输入端之间，这种位置不会降低LDO环路反馈因子的精度，从而消除了图4中引入模块301所导致的LDO输出电压精度降低。

2、可变跨导的滤波器电路模块302的使用，可以显著增强LDO环路的稳定性，特别是在LDO重度负载及满载时的稳定性。可变跨导的跨导级gm可以根据LDO负载电流的变化动态调整其偏置电流(其总的偏置电流值为Ib+k＊Iout)，当LDO处于空载状态时，Iout＝0，因此可变跨导的跨导级gm的偏置电流为Ib，随着LDO负载电流Iout的增加，可变跨导的跨导级gm的总偏置电流中可变偏置电流部分(k＊Iout)相应增加，使得可变跨导的跨导级gm的跨导也相应增加。而跨导的增加会使模块302中的寄生极点Pc(其频率可用gm/C表示)向高频移动。由于LDO的UGF随负载电流的增加而变宽，因此在LDO处于重载和满载时，寄生极点的影响变大。因此寄生极点Pc随负载电流的增加而相应向高频移动的特点，确保了LDO在满载时也能稳定工作。

3、可变跨导的滤波器电路模块302中使用的可变跨导机制，可以有效降低滤波器电路模块302在LDO处于空载和轻度负载时的静态功耗。而滤波器电路模块301使用的是固定跨导机制，为保证图4所示LDO能在满载时稳定工作，通常需要使用较大的固定偏置电流Ib，这就增加了LDO空载时滤波器电路模块301的功耗。

4、由于滤波器电路模块302连接至误差放大器102的输出端，该模块的引入不会明显降低LDO的对输出电压噪声的抑制性能。而图4中置于分压采样网络105和误差放大器102输入端之间的滤波器电路模块301会显著降低LDO的噪声性能。

5、滤波器电路模块302的可变跨导机制，有利于提高环路的DC及低频增益，从而提高LDO在DC及低频时的PSRR性能。此外，该机制还拓展了LDO的UGF，从而缩短环路的响应时间。

6、与固定电流高增益放大级109不同的是，高增益放大级103中的可变电流，能够显著增加LDO在大电流负载时功率管栅处的压摆率。由于要驱动大的负载电流，功率管的尺寸很大，其栅端寄生电容也很大，因此该节点的压摆率指标通常是决定稳压器响应速度快慢的首要因素。

在图6所示电路中，晶体管Mps给出了本发明图5原理框图中的可变偏置电流源311的一种电路实现方式。晶体管Mps的栅端与功率管104的栅端相连，晶体管Mps的源端和功率管104的源端相连(均连接至电源电位VDD)，晶体管Mps的漏端连接至可变跨导的跨导级gm中差分输入对管的源端。晶体管Mps的宽长比为功率管104的宽长比的k倍(其中k通常远小于1)，由于两个晶体管具有相同的栅源电压，在沟道长度调制效应可忽略的情况下，流过Mps的电流为流过功率管104的电流的k倍(即为k＊Iout)。

图7给出了图5所示LDO原理框图中可变跨导的滤波器电路模块302的一种电路实现。滤波器电路模块302由晶体管M11～M14、固定偏置电流源Ib、利用晶体管Mps实现的可变偏置电流源311和电阻R、电容C组成，其中晶体管M11～M14、电流源Ib和晶体管Mps构成了具有可变跨导的跨导级gm。M11的栅端、M12和M14的漏端、M12的栅端分别为可变跨导的跨导级gm的同向输入端、输出端和反向输入端；电阻R的两端分别连接至可变跨导的跨导级gm的反向输入端和输出端；电容C的一端接地，另一端与可变跨导的跨导级gm的反向输入端相连。需要说明的是，电容C接地的一端也可接至VDD或其它固定电位。可变跨导的跨导级gm的同向输入端输出端分别对应滤波器电路模块302的输入端和输出端。晶体管Mps的栅端与功率管104的栅端相连，从而为可变跨导的跨导级gm提供随LDO负载条件变化的可变偏置电流。

图8为本发明图5所示LDO原理框图的一种电路实现方式。可变跨导的滤波器电路模块302由晶体管M11～M14、固定偏置电流源Ib、利用晶体管Mps实现的可变偏置电流源311和电阻R、电容C组成。需要说明的是，在晶体管Mps的栅端和功率管104的栅端之间引入了由电阻R1和电容C1组成的低通滤波器，其作用是确保LDO环路稳定工作。可变电流高增益放大级103由晶体管M5～M8组成，该放大级为推挽式输出级，M6的栅端连接至可变跨导的滤波器电路模块302的输出端，M8的栅端连接至晶体管M13、M14的栅端。流过高增益放大级103的电流正比于滤波器电路模块302的偏置电流(Ib+k＊Iout)，因此高增益放大级103消耗的电流也随着LDO负载电流的增加而增加，从而便于降低LDO空载和轻载时的功耗，并且能够加快LDO的响应速度。

例如，在仿真时，选取LDO的基准电压为0.6V，输出电压的预设值为1V，输入电压为1.5V，负载电流的变化范围为0～100mA。在此条件下，固定偏置电流源Ib的电流为2μA，在LDO处于空载状态时，滤波器电路模块302消耗的电流为2μA，可变电流高增益放大级103消耗的电流为5μA(其中流过M6所在支路的电流为4μA，流过M8所在支路的电流为1μA)，因此滤波器电路模块302和可变电流高增益放大级103消耗的电流为7μA；在LDO满载(Iout＝100mA)时，滤波器电路模块302消耗的电流为12μA(其中可变电流k＊Iout为10μA)，可变电流高增益放大级103消耗的电流为30μA(其中流过M6所在支路的电流为24μA，流过M8所在支路的电流为6μA)。

图8所示电路具有如下特点：

1、滤波器电路模块302产生的低频零点用来抵消环路中低频极点所产生的负相移，改善LDO在中频段的PSRR性能，增强了反馈环路的稳定性；

2、滤波器电路模块302位于误差放大器102的输出端和高增益放大级103的输入端之间，使得LDO输出电压稳态值的精度高，输出噪声低；

3、滤波器电路模块302所使用的可变跨导机制，增强了LDO环路在重度负载及满载时的稳定性；

4、滤波器电路模块302中使用的可变跨导机制和高增益放大级103的可变电流机理，有效降低了LDO在空载和轻载时的静态功耗，从而延长便携式产品的电池使用寿命；

5、滤波器电路模块302中所使用的随负载条件变化的偏置电流源，可以提高LDO的瞬态响应性能。

6、高增益放大级103的可变电流机理，改善了LDO的压摆率，加快了响应速度。

需要说明的是，本发明中的滤波器电路模块302所使用的跨导级gm可以是本领域的普通技术人员所熟知的任何常规的跨导级，而并不局限于图7列举的电路结构。本发明中的滤波器电路模块302所使用的电容C，可以是集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电容，例如MOS电容、poly-poly电容、金属电容等；而电阻R，也可以是集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电阻，例如，扩散电阻、夹层电阻、薄膜电阻、poly电阻、工作在线性区的MOS管形成的电阻等。

同样需要说明的是，本发明中所使用的误差放大器102和可变电流高增益放大级103可以是本领域的普通技术人员所熟知的任何常规的放大器，而并不局限于图8列举的电路结构。

为进一步阐述本发明与现有技术相比的优点，图9给出了图4所示典型LDO电路原理框图的一种电路实现并将其与图8所示的本发明原理框图的一种电路实现进行对比。需要说明的是，为便于比较，图9中使用的误差放大器102、功率管104、分压采样网络105、输出电容106及负载107与图8完全相同。在仿真时，同样选取LDO的基准电压为0.6V，输出电压的预设值为1V，输入电压为1.5V，负载电流的变化范围为0～100mA。

在图9中，固定跨导滤波器电路模块301由晶体管M11～M14、固定偏置电流源Ib(其电流为4μA)和电阻R、电容C组成。固定电流高增益放大级109由晶体管M5～M8组成，其消耗电流为10μA(其中流过M6所在支路的电流为8μA，流过M8所在支路的电流为2μA)。

在空载时，图9中的滤波器电路模块301和固定电流高增益放大级109消耗的电流为14μA，为图8所示电路中滤波器电路模块302和可变电流高增益放大级103消耗电流的两倍(后者仅为7μA)，因此图9所示LDO空载时的静态功耗较大。

在满载时，图9中固定电流高增益放大级109输出级(M6所在支路)的电流仅为8μA，而图8中的可变电流高增益放大级103输出级(M6所在支路)的电流为24μA，使得后者在功率管104栅处节点的压摆率为前者的3倍。因此，本发明可变电流高增益放大级103的可变电流机制，在降低LDO空载时静态功耗的同时，还有效加快了满载时响应速度。

图10给出了图8所示LDO电路和图9所示LDO电路的输出电压稳态值在整个工作温度范围内的变化情况。图10中曲线1对应于采用现有技术LDO电路(图9)的输出电压稳态值随温度变化的曲线，曲线2对应于本发明LDO电路(图8)的输出电压稳态值随温度变化的曲线。从图中可以看出，当温度从-40℃变化到125℃时，采用现有技术的LDO输出电压稳态值从1.006V变化到1.014V，其变化值为8mV，对应输出电压精度为0.8％；本发明LDO输出电压稳态值从1.0008V变化到1V，其变化值为0.8mV，对应输出电压精度为0.08％。该对比说明，相比于现有技术(图9所示电路)将滤波器电路模块301置于误差放大器102输入端的做法，本发明通过将滤波器电路模块302置于误差放大器102的输出端能够使输出电压稳态值随温度的变化降低一个数量级。

从图10还可以看出，图9所示采用现有技术的LDO电路输出电压稳态值(1.006V～1.014V)与预设电压(1V)之间有6mV～14mV的差值。出现该差值的原因是：滤波器电路模块301置于误差放大器102的输入端，其DC增益为gm＊ro/(gm＊ro+1)，其中ro为跨导级gm的输出阻抗，该增益随温度变化而变化，引起LDO的反馈因子随温度变化而变化，从而使得输出电压稳态值相应发生变化。此外，即使在固定温度下，由于滤波器电路模块301的DC增益并不等于1(该增益只是近似等于1)，因此LDO的反馈因子并不严格等于R2/(R1+R2)，致使输出电压稳态值与预设电压之间出现了至少6mV的差值。而在图8所示本发明LDO电路中，由于消除了滤波器电路模块对反馈因子的影响，输出电压稳态值随温度的变化仅为0.8mV，并且输出电压稳态值与预设电压之间的差值小于1mV。

图11给出了图8所示本发明LDO电路和图9所示采用现有技术的LDO电路的幅频特性和相频特性曲线对比示意图。其仿真条件为输入电压1.5V，输出电压1V，负载电流100mA。曲线1和曲线3分别为图8所示电路的幅频特性和相频特性曲线，曲线2和曲线4分别为图9所示电路的幅频特性和相频特性曲线。

图8所示电路的UGF为3.6MHz(对应于曲线1中A点)，在UGF处的相移为123度(对应相位裕度为57度，如曲线3中B点所示)；图9所示电路的UGF仅为1.3MHz(对应于曲线2中C点)，在UGF处的相移为123度(对应相位裕度为57度，如曲线4中D点所示)。可见，本发明LDO的UGF远高于采用现有技术LDO的UGF，因此本发明LDO的环路响应速度也高于采用现有技术的LDO的环路响应速度。若图9所示电路的UGF设计为与本发明相同的3.6MHz，则其相移变为147度(对应相位裕度为33度，如曲线4中E点所示)，使得环路稳定性降低。

极零分析结果也验证了理论分析的正确性。在图8所示本发明的LDO中，当负载电流为100mA时，功率管104栅处的极点(Pgate)频率为146KHz，滤波器电路模块302的寄生极点Pc的频率为6.78MHz；而图9所示LDO对应的两个极点的位置分别为46.5KHz和3.89MHz。出现该现象的原因是：重度负载时，图8中滤波器电路模块302的总偏置电流(12μA)远大于图9中滤波器电路模块301的偏置电流(4μA)，使得前者的寄生极点位置(6.78MHz)比后者(3.89MHz)高1.74倍；图8中可变电流高增益放大级103的输出级电流(24μA)远大于图9中固定电流高增益放大级109的输出级电流(8μA)，使得前者的输出阻抗低，因此其极点Pgate的位置(146KHz)也比后者(46.5KHz)高3.1倍。而Pgate频率的提高有利于降低LDO在较低频段(例如，100KHz～1MHz)的相移，Pc频率的提高有利于拓展LDO的UGF，并提高LDO的相位裕度，从而增强了环路稳定性。

图12给出了图8所示LDO电路和图9所示LDO电路的PSRR性能对比。曲线1为本发明LDO电路在负载电流为1mA时的PSRR特性，曲线2为现有LDO电路在负载电流为1mA时的PSRR特性。由于本发明电路在轻载时其静态电流小、环路增益高，使得其PSRR性能指标在DC及低频时远优于图9所示的LDO电路。

当可变电流高增益放大级103具有两级以上放大器时，其采用滤波器电路模块302提高LDO性能的原理与上述可变电流高增益放大级103只有一级放大器时的相同，此处不再赘述。

虽然本发明的具体实施方式中对所涉及的具体LDO电路进行了描述，但对这些具体电路所进行的描述仅是用来说明本发明的内容。在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明的实例做出各种等效的变化和修改，但其变型都将落在本发明权利要求的范围内。因此本发明是广泛的。

Claims

1、一种低压差线性稳压器，包含电压基准电路(101)、误差放大器(102)、高增益放大级(103)和功率管(104)，电压基准电路(101)产生的参考电压接至误差放大器(102)的反向输入端或同向输入端，高增益放大级(103)的输出端连接至功率管(104)的栅端，功率管(104)的源端和漏端分别作为所述低压差线性稳压器的电压输入端和电压输出端，且电压输出端的电压直接或经分压采样后连接至误差放大器(102)的未与电压基准电路相连的另一输入端，

其特征在于：在误差放大器(102)的输出端和高增益放大级(103)的输入端之间还包含一个由可变跨导级、电阻和电容组成的滤波器电路模块(302)，其中可变跨导级的同向输入端和输出端分别为滤波器电路模块(302)的输入端和输出端，电阻的两端分别连接至可变跨导级的反向输入端和输出端，电容的一端与可变跨导级的反向输入端相连，电容的另一端与地电位或固定电位相连；所述可变跨导级的偏置电流源由一个固定偏置电流源和一个电流大小正比于所述低压差线性稳压器负载电流的可变偏置电流源构成。

2、根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于：所述的高增益放大级(103)为可变电流高增益放大级，流过该高增益放大级的电流为大小可变的电流。

3、根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于：流过所述高增益放大级(103)的电流随所述低压差线性稳压器负载电流的增加而增加。

4、根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于：流过所述高增益放大级(103)的电流正比于所述滤波器电路模块(302)中固定偏置电流源的电流和可变偏置电流源的电流之和。

5、根据权利要求1所述的一种低压差线性稳压器，其特征在于：所述的高增益放大级(103)包含至少一级增益级或缓冲级放大器。