CN110896276A - 电压转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明为一种电压转换器，包括：一主晶体管、一运算放大器、一第一电容器、一第二电容器、一第一电阻、一第二电阻以及一阻抗。主晶体管的源极端连接至第一供应电压，栅极端接收误差电压，漏极端产生第二供应电压。运算放大器的负输入端连接至参考电压，正输入端连接至一节点，输出端产生误差电压。第一电容器连接于主晶体管栅极端与接地端之间。第二电容器连接于主晶体管栅极端与漏极端之间。第一电阻连接于主晶体管漏极端与节点之间。第二电阻连接于节点与接地端之间。以及，阻抗连接于主晶体管的源极端与节点之间。

Description

电压转换器
技术领域
本发明涉及一种电压转换器，且特别涉及一种利用共轭复数零点技术(complexconjugate zeros technique)设计的高(high)电源抑制(power supply rejection，简称PSR)低压差(low dropout，简称LDO)电压转换器(High-PSRR LDO voltage regulator)。
背景技术
请参照图1，其示出了电源系统示意图。电源系统10提供供应电压Vout至负载16。电源系统10包括一直流/直流切换电路(DC-DC switching converter)12与电压转换器14。其中，电压转换器14为低压差电压转换器(LDO voltage regulator)。
举例来说，直流/直流切换电路12接收3.3V的供应电压(supplying voltage)并产生直流1.6V(DC 1.6V)的供应电压至低压差电压转换器14。低压差电压转换器14再转换为直流1.3V(DC 1.3V)的供应电压至负载16。
电源抑制比(power supply rejection ratio，简称PSRR)是运用在电压转换器14的参数，用来代表电源转换器16对电源杂讯的抑制能力。
以图1的电压转换器14为例，电压转换器14接收直流1.6V的供应电压并产生直流1.3V的供应电压。其中，在接收直流1.6V的供应电压中，其涟波(ripple)变化量为ΔVin；在产生直流1.3V的供应电压中，其涟波变化量为ΔVout。因此，电源抑制比的定义即为PSRR＝ΔVout/ΔVin。
换言之，电压转换器14的电源抑制比PSRR的数值越低代表电压转换器14电源抑制(PSR)的能力越佳。另外，电压转换器14的电源抑制比PSRR会随着涟波的频率而改变。因此，电源抑制比PSRR会跟电压转换器14的开回路频宽(open loop bandwidth，开环带宽)成正比。
为了要维持低压差电压转换器的稳定度(stability)以及高增益(higher gain)，将无法设计出具备较宽的开回路频宽的电压转换器14，所以在百万赫兹等级的中频带(MHz)附近，电压转换器14的电源抑制比PSRR会比较差，亦即电源抑制比PSRR的数值会较高。
请参照图2A与图2B，其示出了现有电压转换器及其电源抑制比PSRR与频率的关系图。此电压转换器公开于期刊，“Analysis and design of monolithic,high PSR,linearregulators for SoC applications”IEEE Intl.SoC Conf.,pp.311-315,2004年9月。
在该电压转换器中，参考电压Vref为1.2V，电阻R为30K欧姆、电流源提供200μA的电流，电容器Cm为25pF，电容器Cout为100pF时，其电源抑制比PSRR与频率的关系图即如图2B所示。
明显地，当涟波的频率在几千赫兹等级(1E+03)时，电源抑制比PSRR的数值很低，约在-75dB。当涟波的频率在百万赫兹等级的中频带(1E+06)时，电源抑制比PSRR的数值变高，约在-20dB。也就是说，在涟波的频率在百万赫兹等级的中频带时，现有电压转换器的电源抑制(PSR)能力会比较差。
发明内容
本发明为一种电压转换器，包括：一主晶体管，具有一源极端连接至一第一供应电压，一栅极端接收一误差电压，一漏极端产生一第二供应电压；一运算放大器，具有一负输入端连接至一参考电压，一正输入端连接至一节点，一输出端产生该误差电压；一第一电容器，连接于该主晶体管的栅极端与一接地端之间；一第二电容器，连接于该主晶体管的栅极端与该主晶体管的漏极端之间；一第一电阻，连接于该主晶体管的漏极端与该节点之间；一第二电阻，连接于该节点与该接地端之间；以及一阻抗，连接于该主晶体管的源极端与该节点之间。
附图说明
为了对本发明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特举实施例，并配合附图详细说明如下：
图1为电源系统示意图。
图2A与图2B为现有电压转换器及其电源抑制比PSRR与频率的关系图。
图3A至图3D为本发明第一实施例的电压转换器电路图、详细电路图、小信号模型以及波德图。
图4A至图4D为本发明第二实施例的电压转换器电路图、详细电路图、小信号模型以及波德图。
图5为第一实施例与第二实施例的比较示意图。
符号说明
10：电源系统
12：DC/DC切换电路
14：低压降电压转换器
16：负载
30、40：电压转换器
32：运算放大器
具体实施方式
请参照图3A至图3D，其示出了本发明第一实施例的电压转换器电路图、详细电路图、小信号模型(small signal model)以及波德图(bode diagram)。
如图3A所示，电压转换器30接收供应电压Vin并产生供应电压Vout至负载RL。电压转换器30包括：一主晶体管(main transistor)M6、一运算放大器32、电容器c1、电容器c2、电阻R1与电阻R2。其中，电压转换器30为一种低压差电压转换器(LDO voltage regulator)，且电容器c1可为主晶体管M6栅极端寄生电容器，电容器c2为补偿米勒电容(millercompensation capacitor，米勒补偿电容器)。举例来说，电容器c1为3.7pF、电容器c2为2.8pF、电阻R1为30K欧姆、电阻R2为220K欧姆。
于电压转换器30中，运算放大器32的负输入端接收参考电压Vref，正输入端接收反馈电压vfb，输出端产生一误差电压(error voltage)v1。
主晶体管M6栅极端连接至运算放大器32输出端以接收误差电压v1，主晶体管M6源极端接收供应电压Vin，漏极端接至电压转换器30的输出端以产生供应电压Vout。
电容器c1连接于运算放大器32输出端与接地端之间。电容器c2连接于运算放大器32输出端与主晶体管M6漏极端之间。
再者，电阻R1连接于主晶体管M6漏极端与节点a之间；电阻R2连接于节点a与接地端之间。再者，节点a产生反馈电压vfb，且节点a连接至运算放大器32的正输入端。
基本上，于电压转换器30正常运行时，误差信号v1控制主晶体管M6产生供应电压Vout，使得供应电压Vout＝(1+R1/R2)×Vref。
请参照图3B，电压转换器30内的运算放大器32包括：晶体管M1～M5。晶体管M1与晶体管M2组成差分对(differential pair)，晶体管M3与晶体管M4组成电流镜(currentmirror)，晶体管M5为定电流源(constant current source)。其中，电流镜连接至第一供应电压，差分对连接至电流镜，且定电流源连接至差分对以及接地端。以下详细说明之。
在电流镜中，晶体管M3源极端接收供应电压Vin，晶体管M3栅极端连接至晶体管M3漏极端。晶体管M4源极端接收供应电压Vin，晶体管M4栅极端连接至晶体管M3栅极端，。
在差分对中，晶体管M1漏极端连接至晶体管M3漏极端，晶体管M1栅极端连接至节点a以接收反馈电压vfb。晶体管M2漏极端连接至晶体管M4漏极端且晶体管M2漏极端产生误差电压v1，晶体管M2栅极端接收参考电压Vref，晶体管M2源极端连接至晶体管M1源极端。
定电流源连接于晶体管M1源极端于接地端之间。其中，晶体管M5漏极端连接至晶体管M1源极端，晶体管M5栅极端接收一偏压电压Vbias，晶体管M5源极端连接至接地端。
如图3C所示，在电压转换器30的小信号模型中，gm1、gm3与gm6分别为晶体管M1、晶体管M3与主晶体管M6的转导值(transconductance)。另外，ro1、ro2、ro3、ro4与ro6分别为晶体管M1、晶体管M2、晶体管M3、晶体管M4与主晶体管M6的输出电阻(output resistance)，且gds1、gds2、gds3、gds4与gds6分别为ro1、ro2、ro3、ro4与ro6的倒数。再者，gR1、gR2、gRL分别为R1、R2、RL的倒数，且gR’＝gR1+gR2。因此，电压转换器30的转换函数(transfer function)H(s)即为：
Figure BDA0001797679950000051
其中，gx＝gRL+gR1+gds6；G1＝gds1+gds3；G2＝gds2+gds4。
当s＝0时，H(0)即为：
Figure BDA0001797679950000052
假设，
Figure BDA0001797679950000053
且G1≈G2时，H(0)即为：
Figure BDA0001797679950000054
其中AOP为运算放大器32的开回路增益(open loop gain)。
另外，由转换函数H(s)的分子部分
s(c2gR'gm6+c1gR'gm6)+(-G1gR'gm6+G2gR'gm6+G2gR'gds6)可计算出零点频率(zerofrequency)ωZ约为，
Figure BDA0001797679950000055
因此，如图3D所示，电压转换器30的涟波频率为0时，其电源抑制比PSRR的数值约为-68.9db。再者，电压转换器30的零点频率ωZ约为7.3×104(rad/s)。因此，在涟波频率为百万赫兹等级的中频带(106)时，电源抑制比PSRR的数值变高，约在-45.9dB。
请参照图4A至图4D，其示出了本发明第二实施例的电压转换器电路图、详细电路图、小信号模型以及波德图。相同地，电容器c1为3.7pF、电容器c2为2.8pF、电阻R1为30K欧姆、电阻R2为220K欧姆。
相较于第一实施例的电压转换器30，图4A所示的电压转换器40中增加了一阻抗Zx连接于供应电压Vin与节点a之间。相同地，于电压转换器40正常运行时，误差信号v1控制主晶体管M6产生供应电压Vout，使得供应电压Vout＝(1+R1/R2)×Vref。
在图4B中，阻抗Zx连接于供应电压Vin与节点a之间。再者，根据本发明的第二实施例，阻抗Zx可为单一电容器，或者串连的一电阻与一电容器，或者并联的一电阻与一电容器。
如图4C所示，在电压转换器40的小信号模型中阻抗Zx连接于供应电压Vin与节点a之间。因此，电压转换器30的转换函数(transfer function)H(s)即为：
Figure BDA0001797679950000061
其中，gx＝gRL+gR1+gds6；G1＝gds1+gds3；G2＝gds2+gds4。
当s＝0时，H(0)即为：
Figure BDA0001797679950000062
假设，
Figure BDA0001797679950000063
且G1≈G2时，H(0)即为：
Figure BDA0001797679950000064
亦即，第一实施例与第二实施例的电压转换器有相同的直流增益(DC gain)。
另外，由转换函数H(s)的分子部分为
s2(gm6zx(c1+c2))+s(zx(-gm1gm6)+c2gR'gm6+c1gR'gm6)+(-G1gR'gm6+G2gR'gm6+G2gR'gds6)。
假设上式可写成X2s2+X1s+X0，则利用X2s2+X1s+X0＝0可以算出两个零点。亦即，
Figure BDA0001797679950000065
其中，
Figure BDA0001797679950000066
Q为品质因数(quality factor)，且
Figure BDA0001797679950000071
因此，
Figure BDA0001797679950000072
当Q<0.5时，为过阻尼(over damping)。此时，会有2个实数的零点。而2个零点频率为，
Figure BDA0001797679950000073
当Q＝0.5时，为临界阻尼(critical damping)。此时，会有2个相同的零点。而2个零点频率为，
Figure BDA0001797679950000074
当Q>0.5时，为欠阻尼(under damping)。此时，会有2个共轭零点(conjugatezeros)。而2个零点频率为，
Figure BDA0001797679950000075
根据本发明的第二实施例，设计阻抗Zx的阻抗值来改变品质因数Q，即可改变电压转换器40的频宽(bandwidth)，并且有效地降低电压转换器40的电源抑制比PSRR。
如图4D所示，当品质因数Q＝0.1时，两个零点中，较小的零点频率ωZ1约为5×105(rad/s)。当品质因数Q＝0.5时，零点频率ω'Z1约为4.08×106(rad/s)。当品质因数Q＝1时，零点频率ω"Z1约为107(rad/s)。换言之，本发明可以设计阻抗Zx的阻抗值来控制品质因数Q。当品质因数Q≥0.5时，电压转换器40的频宽(bandwidth)大于106(rad/s)。因此，在涟波频率为百万赫兹等级的中频带(106)时，电源抑制比PSRR的数值将可有效地降低。
举例来说，当预计设计Q＝0.5时，阻抗Zx的阻抗值即为：
Figure BDA0001797679950000081
请参照图5，其为第一实施例与第二实施例的比较示意图。其中，实线为第一实施例电压转换器30的波德图，虚线为第二实施例电压转换器40的波德图，且第二实施例的电压转换器40的品质因数Q为0.5。
第一实施例电压转换器30的频宽ωZ约为7.3×104(rad/s)。第二实施例电压转换器40的频宽ω0约为4.08×106(rad/s)。亦即，频宽可以增加约56倍。
再者，第一实施例于电压转换器30在涟波频率为百万赫兹等级的中频带(106)时，电源抑制比PSRR的数值约在-45.9dB。第二实施例于电压转换器30在涟波频率为百万赫兹等级的中频带(106)时，电源抑制比PSRR的数值约在-68.9dB。亦即，电源抑制比PSSR下降约23dB。
由以上的说明可知，本发明提出一种电压转换器。在电压转换器中提供一阻抗，连接于供应电压Vin以及反馈电压Vfb的节点a之间。再者，经由调整阻抗Zx的阻抗值，并利用共轭复数零点技术来设计出高电源抑制能力的低压差电压转换器。
综上所述，虽然本发明已以实施例公开如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的变动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。

Claims (9)

1.一种电压转换器，包括：
一主晶体管，具有一源极端连接至一第一供应电压，一栅极端接收一误差电压，一漏极端产生一第二供应电压；
一运算放大器，具有一负输入端连接至一参考电压，一正输入端连接至一节点，一输出端产生该误差电压；
一第一电容器，连接于该主晶体管的栅极端与一接地端之间；
一第二电容器，连接于该主晶体管的栅极端与该主晶体管的漏极端之间；
一第一电阻，连接于该主晶体管的漏极端与该节点之间；
一第二电阻，连接于该节点与该接地端之间；以及
一阻抗，连接于该主晶体管的源极端与该节点之间。
2.如权利要求1所述的电压转换器，其中该第一电容器为该主晶体管的栅极端的一寄生电容器。
3.如权利要求1所述的电压转换器，其中该阻抗为一第三电容器，连接于该主晶体管的源极端与该节点之间。
4.如权利要求3所述的电压转换器，其中调整该第三电容器的电容质，使得该电压转换器的一品质因数大于等于0.5。
5.如权利要求1所述的电压转换器，其中该阻抗为一第三电容器与一第三电阻，串接于该主晶体管的源极端与该节点之间。
6.如权利要求1所述的电压转换器，其中该阻抗为一第三电容器与一第三电阻，并联于该主晶体管的源极端与该节点之间。
7.如权利要求1所述的电压转换器，其中该运算放大器包括：
一电流镜，连接至该第一供应电压；
一差分对，连接至该电流镜；以及
一定电流源，连接至该差分对以及该接地端。
8.如权利要求1所述的电压转换器，其中该运算放大器包括：
一第一晶体管，其栅极端连接至该节点；
一第二晶体管，其栅极端连接至该参考电压，其源极端连接至该第一晶体管的源极端，其漏极端产生该误差电压；
一第三晶体管，其源极端连接至该第一供应电压，其漏极端与栅极端皆连接至该第一晶体管的漏极端；
一第四晶体管，其源极端连接至该第一供应电压，其栅极端连接至该第三晶体管的栅极端，其漏极端连接至该第二晶体管的漏极端；以及
一定电流源，连接于该第一晶体管的源极端与该接地端之间。
9.如权利要求8所述的电压转换器，其中该定电流源包括：
一第五晶体管，其漏极端连接至该第一晶体管的源极端，其栅极端连接至一偏压电压，其源极端连接至该接地端。
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