TW202010234A

TW202010234A - 電壓轉換器

Info

Publication number: TW202010234A
Application number: TW107130181A
Authority: TW
Inventors: 莊文賢; 余岱原; 邱偉茗
Original assignee: 大陸商深圳市南方硅谷微電子有限公司
Priority date: 2018-08-29
Filing date: 2018-08-29
Publication date: 2020-03-01

Abstract

本發明為一種電壓轉換器，包括：一主電晶體、一運算放大器、一第一電容器、一第二電容器、一第一電阻、一第二電阻以及一阻抗。主電晶體的源極端連接至第一供應電壓，閘極端接收誤差電壓，汲極端產生第二供應電壓。運算放大器的負輸入端連接至參考電壓，正輸入端連接至一節點，輸出端產生誤差電壓。第一電容器連接於主電晶體閘極端與接地端之間。第二電容器連接於主電晶體閘極端與汲極端之間。第一電阻連接於主電晶體汲極端與節點之間。第二電阻連接於節點與接地端之間。以及，阻抗連接於主電晶體的源極端與節點之間。

Description

電壓轉換器

本發明是有關於一種電壓轉換器，且特別是有關於一種利用共軛複數零點技術(complex conjugate zeros technique)設計的高(high)電源抑制(power supply rejection，簡稱PSR)低壓差(low dropout，簡稱LDO)電壓轉換器(High-PSRR LDO voltage regulator)。

請參照第1圖，其所繪示為電源系統示意圖。電源系統10提供供應電壓Vout至負載16。電源系統10包括一直流/直流切換電路(DC-DC switching converter)12與電壓轉換器14。其中，電壓轉換器14為低壓差電壓轉換器(LDO voltage regulator)。

舉例來說，直流/直流切換電路12接收3.3V的供應電壓(supplying voltage)並產生直流1.6V(DC 1.6V)的供應電壓至低壓差電壓轉換器14。低壓差電壓轉換器14再轉換為直流1.3V(DC 1.3V)的供應電壓至負載16。

電源抑制比(power supply rejection ratio，簡稱PSRR)是運用在電壓轉換器14的參數，用來代表電源轉換器16對電源雜訊的抑制能力。

以第1圖的電壓轉換器14為例，電壓轉換器14接收直流1.6V的供應電壓並產生直流1.3V的供應電壓。其中，在接收直流1.6V的供應電壓中，其漣波(ripple)變化量為ΔVin；在產生直流1.3V的供應電壓中，其漣波變化量為ΔVout。因此，電源抑制比的定義即為PSRR= ΔVout/ΔVin。

換言之，電壓轉換器14的電源抑制比PSRR的數值越低代表電壓轉換器14電源抑制(PSR)的能力越佳。另外，電壓轉換器14的電源抑制比PSRR會隨著漣波的頻率而改變。因此，電源抑制比 PSRR會跟電壓轉換器14的開迴路頻寬(open loop bandwidth)成正比。

為了要維持低壓差電壓轉換器的穩定度(stability)以及高增益(higher gain)。將無法設計出具備較寬的開迴路頻寬之電壓轉換器14，所以在百萬赫茲等級的中頻帶(MHz)附近，電壓轉換器14的電源抑制比PSRR會比較差，亦即電源抑制比PSRR的數值會較高。

請參照第2A圖與第2B圖，其所繪示為習知電壓轉換器及其電源抑制比PSRR與頻率的關係圖。此電壓轉換器揭露於期刊，“Analysis and design of monolithic, high PSR, linear regulators for SoC applications” IEEE Intl. SoC Conf., pp. 311-315, Sept 2004。

在該電壓轉換器中，參考電壓Vref為1.2V，電阻R為30K歐姆、電流源提供200μA的電流，電容器Cm為25pF，電容器Cout為100pF時，其電源抑制比PSRR與頻率的關係圖即如第2B圖所示。

明顯地，當漣波的頻率在幾千赫茲等級(1E+03)時，電源抑制比PSRR的數值很低約在-75dB。當漣波的頻率在百萬赫茲等級的中頻帶(1E+06)時，電源抑制比PSRR的數值變高約在-20dB。也就是說，在漣波的頻率在百萬赫茲等級的中頻帶時，習知電壓轉換器的電源抑制(PSR)能力會比較差。

本發明為一種電壓轉換器，包括：一主電晶體，具有一源極端連接至一第一供應電壓，一閘極端接收一誤差電壓，一汲極端產生一第二供應電壓；一運算放大器，具有一負輸入端連接至一參考電壓，一正輸入端連接至一節點，一輸出端產生該誤差電壓；一第一電容器，連接於該主電晶體閘極端與一接地端之間；一第二電容器，連接於該主電晶體閘極端與該主電晶體汲極端之間；一第一電阻，連接於該主電晶體汲極端與該節點之間；一第二電阻，連接於該節點與該接地端之間；以及，一阻抗，連接於該主電晶體的源極端與該節點之間。

為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉實施例，並配合所附圖式詳細說明如下：。

請參照第3A圖至第3D圖，其所繪示為本發明第一實施例的電壓轉換器電路圖、詳細電路圖、小信號模型(small signal model)以及波德圖(bode diagram)。

如第3A圖所示，電壓轉換器30接收供應電壓Vin並產生供應電壓Vout至負載RL。電壓轉換器30：包括：一主電晶體(main transistor)M6、一運算放大器32、電容器c₁ 、電容器c₂ 、電阻R1與電阻R2。其中，電壓轉換器30係為一種低壓差電壓轉換器(LDO voltage regulator)，且電容器c₁ 可為主電晶體M6閘極端寄生電容器，電容器c2為補償米勒電容(miller compensation capacitor)。舉例來說，電容器c₁ 為3.7pF、電容器c₂ 為2.8pF、電阻R1為30K歐姆、電阻R2為220K歐姆。

於電壓轉換器30中，運算放大器32的負輸入端接收參考電壓Vref，正輸入端接收回授電壓vfb，輸出端產生一誤差電壓(error voltage)v1。

主電晶體M6閘極端連接至運算放大器32輸出端以接收誤差電壓v1，主電晶體M6源極端接收供應電壓Vin，汲極端接至電壓轉換器30的輸出端以產生供應電壓Vout。

電容器c₁ 連接於運算放大器32輸出端與接地端之間。電容器c₂ 連接於運算放大器32輸出端與主電晶體M6汲極端之間。

再者，電阻R1連接於主電晶體M6汲極端與節點a之間；電阻R2連接於節點a與接地端之間。再者，節點a產生回授電壓vfb，且節點a連接至運算放大器32的正輸入端。

基本上，於電壓轉換器30正常運作時，誤差信號v1控制主電晶體M6產生供應電壓Vout，使得供應電壓Vout=(1+R1/R2)×Vref。

請參照第3B圖，電壓轉換器30內的運算放大器32包括：電晶體M1~M5。電晶體M1與電晶體M2組成差動對(differential pair)，電晶體M3與電晶體M4組成電流鏡(current mirror)，電晶體M5為定電流源(constant current source)。其中，電流鏡連接至第一供應電壓，差動對連接至電流鏡，且定電流源連接至差動對以及接地端。以下詳細說明之。

在電流鏡中，電晶體M3源極端接收供應電壓Vin，電晶體M3閘極端連接至電晶體M3汲極端。電晶體M4源極端接收供應電壓Vin，電晶體M4閘極端連接至電晶體M3閘極端，。

在差動對中，電晶體M1汲極端連接至電晶體M3汲極端，電晶體M1閘極端連接至節點a以接收回授電壓vfb。電晶體M2汲極端連接至電晶體M4汲極端且電晶體M2汲極端產生誤差電壓v1，電晶體M2閘極端接收參考電壓Vref，電晶體M2源極端連接至電晶體M1源極端。

定電流源連接於電晶體M1源極端於接地端之間。其中，電晶體M5汲極端連接至電晶體M1源極端，電晶體M5閘極端接收一偏壓電壓Vbias，電晶體M5源極端連接至接地端。

如第3C圖所示，在電壓轉換器30的小訊號模型中，gm₁ 、gm₃ 與gm₆ 分別為電晶體M1、電晶體M3與主電晶體M6的轉導值(transconductance)。另外，ro₁ 、ro₂ 、ro₃ 、r0₄ 與ro₆ 分別為電晶體M1、電晶體M2、電晶體M3、電晶體M4與主電晶體M6的輸出電阻(output resistance)，且gds₁ 、gds₂ 、gds₃ 、gds₄ 與gds₆ 分別為ro₁ 、ro₂ 、ro₃ 、r0₄ 與ro₆ 的倒數。再者，g_R1 、g_R2 、g_RL 分別為R1、R2、RL的倒數，且g_R’ = g_R1 +g_R2 。因此，電壓轉換器30的轉換函數(transfer function)H(s)即為：

其中，

；

；

。

當s=0時，H(0)即為：

；假設，

，且

時，H(0)即為：

；其中A_OP 為運算放大器32的開迴路增益(open loop gain)。

另外，由轉換函數H(s)的分子部分

可計算出零點頻率(zero frequency)

約為，

。

因此，如第3D圖所示，電壓轉換器30的漣波頻率為0時，其電源抑制比PSRR的數值約為-68.9db。再者，電壓轉換器30的零點頻率

約為7.3×10⁴ (rad/s)。因此，在漣波頻率為百萬赫茲等級的中頻帶(10⁶ )時，電源抑制比PSRR的數值變高約在-45.9dB。

請參照第4A圖至第4D圖，其所繪示為本發明第二實施例的電壓轉換器電路圖、詳細電路圖、小信號模型以及波德圖。相同地，電容器c₁ 為3.7pF、電容器c₂ 為2.8pF、電阻R1為30K歐姆、電阻R2為220K歐姆。

相較於第一實施例之電壓轉換器30，第4A圖所示的電壓轉換器40中增加了一阻抗Zx連接於供應電壓Vin與節點a之間。相同地，於電壓轉換器40正常運作時，誤差信號v1控制主電晶體M6產生供應電壓Vout，使得供應電壓Vout=(1+R1/R2)×Vref。

在第4B圖中，阻抗Zx連接於供應電壓Vin與節點a之間。再者，根據本發明的第二實施例，阻抗Zx可為單一電容器，或者串連的一電阻與一電容器，或者並聯的一電阻與一電容器。

如第4C圖所示，在電壓轉換器40的小訊號模型中阻抗Zx連接於供應電壓Vin與節點a之間。因此，電壓轉換器30的轉換函數(transfer function)H(s)即為：

其中，

；

。

當s=0時，H(0)即為：

；假設，

，且

時，H(0)即為：

。亦即，第一實施例與第二實施例的電壓轉換器有相同的直流增益(DC gain)。

另外，由轉換函數H(s)的分子部分為

。假設上式可寫成

，則利用

=0可以算出二個零點。亦即，

其中，

，Q為品質因數(quality factor)，且

。因此，

當Q＜0.5時，為過阻尼(over damping)。此時，會有2個實數的零點。而2個零點頻率為，

。

當Q=0.5時，為臨界阻尼(critical damping)。此時，會有2個相同的零點。而2個零點頻率為，

。

當Q＞0.5時，為欠阻尼(under damping)。此時，會有2個共軛零點(conjugate zeros)。而2個零點頻率為，

。

根據本發明的第二實施例，設計阻抗Z_x 的阻抗值來改變品質因數Q，即可改變電壓轉換器40的頻寬(bandwidth)，並且有效地降低電壓轉換器40的電源抑制比PSRR。

如第4D圖所示，當品質因數Q=0.1時，二個零點中，較小的零點頻率

約為5×10⁵ (rad/s)。當品質因數Q=0.5時，零點頻率

約為4.08×10⁶ (rad/s)。當品質因數Q=1時，零點頻率

約為10⁷ (rad/s)。換言之，本發明可以設計阻抗Z_x 的阻抗值來控制品質因數Q。當品質因數Q

0.5時，電壓轉換器40的頻寬(bandwidth)大於10⁶ (rad/s)。因此，在漣波頻率為百萬赫茲等級的中頻帶(10⁶ )時，電源抑制比PSRR的數值將可有效地降低。

舉例來說，當預計設計Q=0.5時，阻抗Z_x 的阻抗值即為：

。

請參照第5圖，其為第一實施例與第二實施例的比較示意圖。其中，實線為第一實施例電壓轉換器30的波德圖，虛線為第二實施例電壓轉換器40的波德圖，且第二實施例的電壓轉換器40之品質因數Q為0.5。

第一實施例電壓轉換器30的頻寬

約為7.3×10⁴ (rad/s)。第二實施例電壓轉換器40的頻寬

約為4.08×10⁶ (rad/s)。亦即，頻寬可以增加約56倍。

再者，第一實施例於電壓轉換器30在漣波頻率為百萬赫茲等級的中頻帶(10⁶ )時，電源抑制比PSRR的數值約在-45.9dB。第二實施例於電壓轉換器30在漣波頻率為百萬赫茲等級的中頻帶(10⁶ )時，電源抑制比PSRR的數值約在-68.9dB。亦即，電源抑制比PSSR下降約23dB。

由以上的說明可知，本發明提出一種電壓轉換器。在電壓轉換器中提供一阻抗，連接於供應電壓Vin以及回授電壓Vfb的節點a之間。再者，經由調整阻抗Zx的阻抗值，並利用共軛複數零點技術來設計出高電源抑制能力的低壓差電壓轉換器。

綜上所述，雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

10‧‧‧電源系統12‧‧‧DC/DC切換電路14‧‧‧低壓降電壓轉換器16‧‧‧負載30、40‧‧‧電壓轉換器32‧‧‧運算放大器

第1圖為電源系統示意圖。第2A圖與第2B圖為習知電壓轉換器及其電源抑制比PSRR與頻率的關係圖。第3A圖至第3D圖為本發明第一實施例的電壓轉換器電路圖、詳細電路圖、小信號模型以及波德圖。第4A圖至第4D圖為本發明第二實施例的電壓轉換器電路圖、詳細電路圖、小信號模型以及波德圖。第5圖為第一實施例與第二實施例的比較示意圖。

32‧‧‧運算放大器

40‧‧‧電壓轉換器

Claims

一種電壓轉換器，包括：一主電晶體，具有一源極端連接至一第一供應電壓，一閘極端接收一誤差電壓，一汲極端產生一第二供應電壓；一運算放大器，具有一負輸入端連接至一參考電壓，一正輸入端連接至一節點，一輸出端產生該誤差電壓；一第一電容器，連接於該主電晶體閘極端與一接地端之間；一第二電容器，連接於該主電晶體閘極端與該主電晶體汲極端之間；一第一電阻，連接於該主電晶體汲極端與該節點之間；一第二電阻，連接於該節點與該接地端之間；以及一阻抗，連接於該主電晶體的源極端與該節點之間。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該第一電容器為該主電晶體閘極端的一寄生電容器。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該阻抗為一第三電容器，連接於該主電晶體源極端與該節點之間。
如申請專利範圍第3項所述之電壓轉換器，其中調整該第三電容器的電容質，使得該電壓轉換器的一品質因數大於等於0.5。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該阻抗為一第三電容器與一第三電阻，串接於該主電晶體源極端與該節點之間。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該阻抗為一第三電容器與一第三電阻，並聯於該主電晶體源極端與該節點之間。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該運算放大器包括：一電流鏡，連接至該第一供應電壓；一差動對，連接至該電流鏡；以及一定電流源，連接至該差動對以及該接地端。
如申請專利範圍第1項所述之電壓轉換器，其中該運算放大器包括：一第一電晶體，其閘極端連接至該節點；一第二電晶體，其閘極端連接至該參考電壓，其源極端連接至該第一電晶體源極端，其汲極端產生該誤差電壓；一第三電晶體，其源極端連接至該第一供應電壓，其汲極端與閘極端皆連接至該第一電晶體汲極端；一第四電晶體，其源極端連接至該第一供應電壓，其閘極端連接至該第三電晶體閘極端，其汲極端連接至該第二電晶體汲極端；以及一定電流源，連接於該第一電晶體源極端與該接地端之間。
如申請專利範圍第8項所述之電壓轉換器，其中該定電流源包括：一第五電晶體，其汲極端連接至該第一電晶體源極端，其閘極端連接至一偏壓電壓，其源極端連接至該接地端。