TWI611283B - 低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路 - Google Patents

低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路 Download PDF

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Abstract

本發明提供低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路。低壓差線性穩壓器包括參考電壓源、誤差放大器、調節電路、負載、第一及第二補償電路。第一補償電路用於調節低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度；第二補償電路用於在第一補償電路已調節低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，調節減小低壓差線性穩壓器的主極點，更增大次主極點以調節相位裕度，並調節低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。藉由本發明可以顯著地降低增益頻寬積值及主極點的大小，並且增加次主極點的大小，從而使得誤差放大器有更好的雜訊性能。

Description

低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路
本發明涉及半導體領域，尤其涉及低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路。
鎖相迴路（Phase Locked Loop，簡稱PLL）是指由鑒相器（Phase Detector）、迴路濾波器（Loop Filter）和壓控振盪器（Voltage Control Oscillator，簡稱VCO）等組成的自動控制閉迴路系統。由於PLL能夠完成兩個電信號相位同步，因此被廣泛應用於廣播通信、頻率合成、自動控制及時脈同步等領域。由於電源雜訊和波動會影響PLL的穩定性，因此在實際使用中，通常需要使用低壓差線性穩壓器（Low Dropout Regulator，簡稱LDO）克服電源雜訊和波動對PLL的影響，保證PLL等雜訊敏感電路的特性。
如圖1所示，現有LDO可以由參考電壓源101、誤差放大器102、補償電路103、電晶體104、分壓電路105構成及負載106構成。其中，所述補償電路由調零電阻1031和米勒補償電容1032構成，所述分壓電路由第一分壓電阻1051及第二分壓電阻1052構成。由於補償電路的存在，現有LDO的雜訊分佈如圖1所示其中，
Figure TWI611283BD00001
表徵誤差放大器102的等效輸入雜訊，
Figure TWI611283BD00002
表徵參考電壓源101輸出雜訊，
Figure TWI611283BD00003
表徵電阻1051的熱雜訊，
Figure TWI611283BD00004
表徵電阻1052的熱雜訊。從現有LDO的雜訊分佈可知，在現有LDO中可以通過顯著地增加誤差放大器的跨導的方式提升LDO的雜訊性能。
但是由於調零電阻在版圖實現中存在最小值，該最小值通常為10歐姆量級；米勒補償電容的電容值在版圖實現中也會存在最大值，因此誤差放大器的增益頻寬積存在最大值下限。由於誤差放大器的增益頻寬積存在最大值下限，這就決定了誤差放大器的跨導上限較低，誤差放大器的跨導一旦超過該上限就會導致LDO系統穩定性下降。
由此可以看出，現有LDO由於誤差放大器的跨導上限較低，從而會導致雜訊性能較差。
本發明實施例提供了低壓差線性穩壓器與增加其穩定性的方法及鎖相迴路，以克服現有低壓差線性穩壓器雜訊性能差的問題。
第一方面，本發明實施例提供了一種低壓差線性穩壓器，包括：參考電壓源，用於提供參考電壓；誤差放大器，與所述參考電壓源耦合，用於接收回饋電壓及所述參考電壓，比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果輸出控制電壓；調節電路，與所述誤差放大器耦合，用於接收所述控制電壓，並在所述控制電壓的控制下，輸出調節電流；負載，與所述調節電路及所述誤差放大器耦合，所述調節電流流經所述負載形成負載上的電壓，所述回饋電壓與所述負載上的電壓相關，第一補償電路，與所述調節電路耦合，用於調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度；及第二補償電路，與所述第一補償電路耦合，用於在所述第一補償電路已調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，調節減小所述低壓差線性穩壓器的主極點，並進一步增大次主極點，以調節相位裕度，並調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。
結合第一方面，在第一方面第一種可能的實現方式中，所述調節電路包括電晶體。
結合第一方面第一種可能的實現方式，在第一方面第二種可能的實現方式中，所述第一補償電路包括調零電阻及米勒補償電容，所述米勒補償電容的一端與所述電晶體的汲極連接，另一端與所述調零電阻的一端連接；所述調零電阻的另一端與所述第二補償電路連接。
結合第一方面第二種可能的實現方式，在第一方面第三種可能的實現方式中，所述第二補償電路包括補償電阻，所述補償電阻的一端與所述誤差放大器的輸出端連接，另一端與所述調零電阻的一端及電晶體的閘極連接。
結合第一方面第三種可能的實現方式，在第一方面第四種可能的實現方式中，所述補償電阻的阻值不小於所述誤差放大器等效負載電阻的電阻值，並且小於等於
Figure TWI611283BD00005
，其中，
Figure TWI611283BD00006
是所述補償電阻所降低的雜訊等於補償電阻所引入的雜訊時，所述補償電阻的電阻值，所述補償電阻所降低的雜訊是指由所述低壓差線性穩壓器中其他組成部分所引入並被所述補償電阻所消除的雜訊。
結合第一方面或第一方面第一至四種可能的實現方式，在第一方面第五種可能的實現方式中，所述低壓差線性穩壓器還包括回饋電路，所述回饋電路，與所述誤差放大器及所述負載連接，用於接收所述負載上的電壓，並根據所述負載上的電壓產生所述回饋電壓。
結合第一方面或第一方面第一至五種可能的實現方式，在第一方面第六種可能的實現方式中，所述低壓差線性穩壓器還包括雜訊濾波電路，雜訊濾波電路與所述參考電壓源及所述誤差放大器耦合，用於對所述參考電壓源所提供的參考電壓進行雜訊濾波，並將經雜訊濾波後的參考電壓發送給所述誤差放大器。
第二方面，本發明實施例還提供了一種鎖相迴路，所述鎖相迴路包括第一方面或第一方面任意一種可能的實現方式中的低壓差線性穩壓器。
第三方面，本發明實施例還提供了一種低壓差線性穩壓器的增加低壓差線性穩壓器穩定性的方法，其特徵在於，包括：接收參考電壓及回饋電壓；比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果產生控制電壓；在所述控制電壓的控制下，產生調節電流；根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點；在根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，根據所述調節電流進一步調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點，並根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。
結合第三方面，在第三方面第一種可能的實現方式中，在接收參考電壓及回饋電壓之後還包括：對所述參考電壓進行雜訊濾波；所述比較所述回饋電壓及所述參考電壓包括：比較所述回饋電壓及經過雜訊濾波後的所述參考電壓。
本發明實施例中的低壓差線性穩壓器包括參考電壓源，用於提供參考電壓；誤差放大器，與所述參考電壓源耦合，用於接收回饋電壓及所述參考電壓，比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果輸出控制電壓；調節電路，與所述誤差放大器耦合，用於接收所述控制電壓，並在所述控制電壓的控制下，輸出調節電流；負載，與所述調節電路及所述誤差放大器耦合，所述調節電流流經所述負載形成負載上的電壓，所述回饋電壓與所述負載上的電壓相關，第一補償電路，與所述調節電路耦合，用於調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度；及第二補償電路，與所述第一補償電路耦合，用於在所述第一補償電路已調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，調節減小所述低壓差線性穩壓器的主極點，並進一步增大次主極點，以調節相位裕度，並調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。通過增加第二補償電路，本發明實施例所提供的低壓差線性穩壓器可以顯著地降低增益頻寬積值及主極點的大小，並且增加次主極點的大小，因此第二補償電路的引入可以極大的增加低壓差線性穩壓器的系統穩定性，使得本發明誤差放大器的跨導可以比現有誤差放大器的跨導更大，從而使得本發明誤差放大器有更好的雜訊性能。
下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整的描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出進步性勞動的前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
參見圖2，為本發明LDO一個實施例的結構示意圖。
如圖2所示，本發明LDO可以包括：參考電壓源201，誤差放大器202，調節電路203，第一補償電路204，第二補償電路205以及負載206。
其中，參考電壓源201，用於提供參考電壓；誤差放大器202，與所述參考電壓源201耦合，用於接收回饋電壓及所述參考電壓，比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果輸出控制電壓；調節電路203，與所述誤差放大器202耦合，用於接收所述控制電壓，並在所述控制電壓的控制下，輸出調節電流；負載206，與所述調節電路203及所述誤差放大器202耦合，所述調節電流流經所述負載206，形成負載上的電壓，第一補償電路204，與所述調節電路203耦合，用於調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度；及第二補償電路205，與所述第一補償電路204耦合，用於在所述第一補償電路204已調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，進一步調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度，並調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。所述回饋電壓與所述負載上的電壓相關，通常情況下是指所述回饋電壓與所述負載上的電壓成線性關係。例如，所述回饋電壓為所述負載上的電壓，或者所述回饋電壓與所述負載上的電壓成預定比例關係等。
在此需要說明的是，這裡所說的減小主極點是指經過所述第一補償電路204調節後，所述低壓差線性穩壓器的主極點小於未經所述第一補償電路204調節時的主極點；增大次主極點是指是指經過所述第一補償電路204調節後，次主極點大於未經所述第一補償電路204調節時的次主極點；而減小增益頻寬積是指指經過所述第一補償電路204調節後，增益頻寬積小於未經所述第一補償電路204調節時的增益頻寬積。
在具體實現中，所述LDO的電路結構可以如圖3所示。
其中，誤差放大器202的負向輸入與所述參考電壓源201連接，用於接收來自參考電壓源的參考電壓。所述誤差放大器202的正向輸入則與負載耦合，用於接收回饋電壓。
所述第一補償電路204，可以是米勒電容-調零電阻補償電路，即，所述第一補償電路204可以包括調零電阻2041及米勒補償電容2042，所述米勒補償電容2042與所述電晶體203的汲極連接，另與所述調零電阻2041的一端連接；所述調零電阻2041的另一端與所述第二補償電路205連接。
所述調節電路203可以為電晶體等功率MOS器件。所述第二補償電路205，可以包括補償電阻2051，所述補償補償電阻2051的一端與所述誤差放大器202的輸出端連接，另一端與所述調零電阻2041的一端及調節電路203的閘極連接。其中，所述補償電阻2051可以為矽擴散電阻、MOS器件電阻或金屬走線電阻。
根據本發明LDO的負載分佈，通過列解節點電流電壓方程，可以解得，該LDO的三個極點為：
Figure TWI611283BD00007
；
Figure TWI611283BD00008
；
Figure TWI611283BD00009
；
該LDO的零點為：
Figure TWI611283BD00010
；
該LDO的GBW可以表示為：
Figure TWI611283BD00011
；
其中，
Figure TWI611283BD00012
為米勒補償電容2042的電容值，
Figure TWI611283BD00013
為調零電阻2041的電阻值，
Figure TWI611283BD00014
為調節電路203的跨導，
Figure TWI611283BD00015
為誤差放大器202的跨導，
Figure TWI611283BD00016
為負載的負載電阻值，
Figure TWI611283BD00017
為負載206的負載電容值，
Figure TWI611283BD00018
為誤差放大器202等效負載電阻的電阻值，
Figure TWI611283BD00019
為誤差放大器202等效負載電容的電容值，
Figure TWI611283BD00020
為補償電阻2051的阻值。
由此可以看出，由於極點p2被零點所抵消，因此本發明LDO的主極點為p1，而次主極點為p3，在本發明實施例所提供的LDO中通過增加第二補償電路，可以顯著地降低增益頻寬積GBW及主極點p1，並且增加次主極點p3，因此第二補償電路的引入極大的增加了系統穩定性，使得本發明誤差放大器的跨導可以比現有誤差放大器的跨導更大，從而使得本發明誤差放大器有更好的雜訊性能。而且，第二補償電路的引入不但可以通過減小
Figure TWI611283BD00021
的值，減小LDO的面積；還可以通過降低LDO的GBW，增加LDO的相位裕度，從而可以提高LDO的驅動負載的能力。
進一步，由於電阻本身也會引入雜訊，當第二補償電路為補償電阻時，補償電阻所引入雜訊的公式可以表示為：
Figure TWI611283BD00022
；
其中，
Figure TWI611283BD00023
是指LDO的輸出雜訊，
Figure TWI611283BD00024
是指誤差放大器202引入的雜訊，
Figure TWI611283BD00025
是指雜訊濾波器的時間常數，
Figure TWI611283BD00026
是指參考電壓源201引入的雜訊，
Figure TWI611283BD00027
是指電晶體203引入的雜訊，
Figure TWI611283BD00028
是指誤差放大器202的增益，k 是指波爾茲曼常數，T 是指溫度。
雖然補償電阻的阻值越大，越能夠降低LDO其他組成部分引入的雜訊，但是從前述公式可以看出補償電阻的阻值越大，補償電阻所引入的雜訊也越大，而且當補償電阻的阻值超過一定值時，電阻所引入的雜訊可能會超過補償電阻所降低的雜訊，其中所述補償電阻所降低的雜訊是指所述低壓差線性穩壓器中其他組成部分所引入並被所述補償電阻所消除的雜訊。
為防止補償電阻所引入雜訊過大，因此在實際使用中
Figure TWI611283BD00029
的取值需要小於
Figure TWI611283BD00030
，其中
Figure TWI611283BD00031
是指補償電阻2051所補償電阻所降低的雜訊等於補償電阻2051所引入的雜訊時，所述補充電壓2051的電阻值。其中，
Figure TWI611283BD00032
可以根據誤差放大器202引入的雜訊，參考電壓源201引入的雜訊，電晶體203引入的雜訊及誤差放大器202的增益計算得出。
根據極點的計算公式可以看出，當
Figure TWI611283BD00033
時GBW和
Figure TWI611283BD00034
開始有顯著的變化，因此在通常情況下，可以設置
Figure TWI611283BD00035
。因此，
Figure TWI611283BD00036
的取值範圍可以為
Figure TWI611283BD00037
，
Figure TWI611283BD00038
在此範圍內取值，可以有效降低LDO的雜訊。
為進一步提升LDO的雜訊性能，如圖4所示，誤差放大器202可以由偏置電流源2021，輸入對電晶體2022，輸出電流鏡2023組成，其中所述輸入對電晶體2022耦合在所述偏置電流源2021與輸出電流鏡2023之間。
該誤差放大器202的等效輸入雜訊可以表示為：
Figure TWI611283BD00039
；
其中，
Figure TWI611283BD00040
為輸入對電晶體2022的跨導，
Figure TWI611283BD00041
為輸出電流鏡2023的跨導，
Figure TWI611283BD00042
為輸入對電晶體2022的尺寸寬和長的乘積，
Figure TWI611283BD00043
為輸出電流鏡2023的尺寸寬和長的乘積，
Figure TWI611283BD00044
為輸入對電晶體2022的載流子遷移率，
Figure TWI611283BD00045
為輸出電流鏡2023的載流子遷移率，
Figure TWI611283BD00046
為MOS器件的閘氧的單位電容，k 為波爾茲曼常數，T 為開爾文溫度，γ為器件的溝道係數。
為進一步提升LDO的雜訊性能，還可以在所述參考電壓源201與所述誤差放大器202之間設置雜訊濾波電路，該雜訊濾波電路可以與所述參考電壓源201及所述誤差放大器202耦合，用於對所述參考電壓源201所提供的參考電壓進行雜訊濾波，並將經雜訊濾波後的參考電壓發送給所述誤差放大器202。
另外，在本發明實施例中，可以直接將所述低壓差線性穩壓器的輸出電壓作為誤差放大器202的回饋電壓。為使LDO的輸出電壓可以調節，本發明另一個實施例中，也可以由回饋電路207根據負載上的電壓產生回饋電壓。
如圖5所示，所述的回饋電路207可以由第一分壓電阻2071及第二分壓電阻2072構成，第一分壓電阻2071的一端與誤差放大器202的正向輸入連接，另一端與電源地連接，而第二分壓電阻2072的一端與誤差放大器202的正向輸入連接，另一端與所述電晶體203的汲極及負載連接。從而可以通過調節第一分電阻的阻值及第二分壓電阻2072的阻值，可以改變回饋電壓的大小，從而改變所述LDO負載上的電壓的大小。
由上述實施例可以看出，通過增加第二補償電路，可以顯著地降低增益頻寬積值及主極點的大小，並且增加次主極點的大小，因此第二補償電路的引入極大的增加了系統穩定性，使得本發明誤差放大器的跨導可以比現有誤差放大器的跨導更大，從而使得本發明誤差放大器有更好的雜訊性能。
與本發明LDO實施例相對應，本發明實施例還提供了一種LDO增加低壓差線性穩壓器穩定性的方法。
如圖6所示，所述LDO噪音調節方法包括：
步驟601，接收參考電壓及回饋電壓。
LDO噪音調節裝置首先接收參考電壓及回饋電壓。其中所述參考電壓由參考電壓源提供，所述回饋電壓與所述LDO負載上的電壓相關。
步驟602，比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果產生控制電壓。
LDO噪音調節裝置在接收到參考電壓及回饋電壓後，可以比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果產生控制電壓。其中，所述參考電壓可以是由參考電壓源直接輸出的電壓，也可以是由參考電壓源直接輸出並經過雜訊濾波電路濾波後的電壓；所述回饋電壓可以是LDO的負載上的電壓，也可以由回饋電路根據所述LDO負載上的電壓產生的電壓。參考電壓具體產生方式可以參見前述，在此就不再贅述。
步驟603，在所述控制電壓的控制下，產生調節電流。
在所述控制電壓產生後，LDO噪音調節裝置可以根據所述控制電壓產生調節電流。其中，LDO噪音調節裝置可以根據利用調節電路產生所述調節電流，所述調節電路可以是電晶體等功率MOS元件。調節電流的具體產生方式可以參見前述，在此就不再贅述。
步驟604，根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點。
在所述調節電路產生後，LDO噪音調節裝置可以採用具有零極點劈裂的效果的電路結構或信號處理過程，例如由調零電阻及米勒補償電容構成的補償電路，調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點，以使經調節後的主極點小於調節前的主極點，並使得經調節後的次主極點大於調節前的主極點。具體實現方式可以參見前述實施例，在此就不再贅述。
步驟605，在根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，根據所述調節電流進一步調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點，並根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。
在LDO噪音調節裝置採用具有零極點劈裂的效果的電路結構或信號處理過程，調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，還可以使用另外一個補償電路，根據所述調節電流進一步調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點，並根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積。其中，進一步調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點，可以採用電阻補償的方式實現。具體實現方式可以參見前述實施例，在此就不再贅述。
由此可以看出，通過採用兩級調節方式對所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點進行調節，可以顯著地降低了增益頻寬積值及主極點的大小，並且增加了次主極點的大小，因此第二補償電路的引入極大的增加了系統穩定性，使得本發明誤差放大器的跨導可以比現有誤差放大器的跨導更多，從而使得本發明誤差放大器有更好的雜訊性能。
本發明實施除提供了前述實施例中所述的LDO之外，還提供了一種鎖相迴路，該鎖相迴路中的LDO可以是前述實施例中所述LDO。
本領域的技術人員可以清楚地瞭解到本發明實施例中的技術可藉助軟體加必需的通用硬體平臺的方式來實現。基於這樣的理解，本發明實施例中的技術方案本質上或者說對現有技術做出貢獻的部分可以以軟體產品的形式體現出來，該電腦軟體產品可以儲存在儲存媒介中，如ROM/RAM、磁碟、光碟等，包括若干指令用以使得一台電腦設備（可以是個人電腦，伺服器，或者網路設備等）執行本發明各個實施例或者實施例的某些部分所述的方法。
本說明書中的各個實施例均採用遞進的方式描述，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處。尤其，對於系統實施例而言，由於其基本相似於方法實施例，所以描述的比較簡單，相關之處參見方法實施例的部分說明即可。
以上所述的本發明實施方式，並不構成對本發明保護範圍的限定。任何在本發明的精神和原則之內所作的修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明申請專利範圍所界定的範圍之內。
101‧‧‧參考電壓源
102‧‧‧誤差放大器
103‧‧‧補償電路
104‧‧‧電晶體
105‧‧‧分壓電路
106‧‧‧負載
201‧‧‧參考電壓源
202‧‧‧誤差放大器
203‧‧‧調節電路/電晶體
204‧‧‧第一補償電路
205‧‧‧第二補償電路
206‧‧‧負載
207‧‧‧回饋電路
1031‧‧‧調零電阻
1032‧‧‧米勒補償電容
1051‧‧‧第一分壓電阻
1052‧‧‧第二分壓電阻
2021‧‧‧偏置電流源
2022‧‧‧輸入對電晶體（Min）
2023‧‧‧輸出電流鏡（Mout）
2041‧‧‧調零電阻
2042‧‧‧米勒補償電容
2051‧‧‧補償電阻
2071‧‧‧第一分壓電阻
2072‧‧‧第二分壓電阻
601~605‧‧‧步驟
Vin+‧‧‧輸入
Vin-‧‧‧輸入
Vout‧‧‧輸出
Figure TWI611283BD00047
等效輸出雜訊
Figure TWI611283BD00048
誤差放大器的等效輸入雜訊
Figure TWI611283BD00049
參考電壓源輸出雜訊
Figure TWI611283BD00050
電阻的熱雜訊
Figure TWI611283BD00051
電阻的熱雜訊
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，對於本領域普通技術人員而言，在不付出進步性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。 圖1為現有技術中LDO的結構示意圖。 圖2為本發明LDO一個實施例的結構示意圖。 圖3為本發明LDO另一個實施例的結構示意圖。 圖4為本發明LDO中誤差放大器一個實施例的結構示意圖。 圖5為本發明LDO另一個實施例的結構示意圖。 圖6為本發明LDO增加低壓差線性穩壓器穩定性的方法一個實施例的流程示意圖。
201‧‧‧參考電壓源
202‧‧‧誤差放大器
203‧‧‧調節電路/電晶體
204‧‧‧第一補償電路
205‧‧‧第二補償電路
206‧‧‧負載

Claims (9)

  1. 一種低壓差線性穩壓器，包括：參考電壓源，用於提供參考電壓；誤差放大器，與所述參考電壓源耦合，用於接收回饋電壓及所述參考電壓，比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果輸出控制電壓；調節電路，與所述誤差放大器耦合，用於接收所述控制電壓，並在所述控制電壓的控制下，輸出調節電流；負載，與所述調節電路及所述誤差放大器耦合，所述調節電流流經所述負載形成負載上的電壓，所述回饋電壓與所述負載上的電壓相關；第一補償電路，與所述調節電路耦合，用於調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點以調節相位裕度；及第二補償電路，與所述第一補償電路耦合，用於在所述第一補償電路已調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，調節減小所述低壓差線性穩壓器的所述主極點，並進一步增大所述次主極點，以調節相位裕度，並調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積，其中所述第二補償電路包括補償電阻，所述補償電阻的阻值不小於所述誤差放大器等效負載電阻的電阻值，並且小於等於R B-MAX ，其中，R B-MAX 是所述補償電阻所降低的雜訊等於補償電阻所引入的雜訊時所述補償電阻的電阻值，所述補償電阻所降低的雜訊是指由所述低壓差線性穩壓器中其他組成部分所引入並被所述補償電阻所消除的雜訊，其中所述R B-MAX 根據所述誤差放大器引入的雜訊，所述參考電壓源引入的雜訊，所述調節 電路引入的雜訊及所述誤差放大器的增益計算得出。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的低壓差線性穩壓器，其中所述調節電路包括電晶體。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的低壓差線性穩壓器，其中所述第一補償電路包括調零電阻及米勒補償電容，所述米勒補償電容的一端與所述電晶體的汲極連接，另一端與所述調零電阻的一端連接；所述調零電阻的另一端與所述第二補償電路連接。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的低壓差線性穩壓器，其中所述補償電阻的一端與所述誤差放大器的輸出端連接，另一端與所述調零電阻的一端及電晶體的閘極連接。
  5. 如申請專利範圍第1項至第4項任一項所述的低壓差線性穩壓器，更包括：回饋電路，所述回饋電路，與所述誤差放大器及所述負載連接，用於接收所述負載上的電壓，並根據所述負載上的電壓產生所述回饋電壓。
  6. 如申請專利範圍第1項至第4項任一項所述的低壓差線性穩壓器，更包括：雜訊濾波電路，與所述參考電壓源及所述誤差放大器耦合，用於對所述參考電壓源所提供的參考電壓進行雜訊濾波，並將經雜訊濾波後的參考電壓發送給所述誤差放大器。
  7. 一種鎖相迴路，包括如申請專利範圍第1項至第4項任一項所述的低壓差線性穩壓器。
  8. 一種增加低壓差線性穩壓器穩定性的方法，包括：接收參考電壓及回饋電壓； 比較所述回饋電壓及所述參考電壓，並根據所述回饋電壓及所述參考電壓的比較結果產生控制電壓；在所述控制電壓的控制下，產生調節電流；根據所述調節電流，經過第一補償電路調節低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點；在根據所述調節電流，經過所述第一補償電路調節所述低壓差線性穩壓器的主極點及次主極點的基礎上，根據所述調節電流，經過第二補償電路進一步調節減小所述低壓差線性穩壓器的主極點及進一步增大所述次主極點，以調節相位裕度，並根據所述調節電流調節所述低壓差線性穩壓器的增益頻寬積；其中，所述第二補償電路包括補償電阻，所述補償電阻的阻值不小於所述誤差放大器等效負載電阻的電阻值，並且小於等於R B-MAX ，其中，R B-MAX 是所述補償電阻所降低的雜訊等於補償電阻所引入的雜訊時所述補償電阻的電阻值，所述補償電阻所降低的雜訊是指由所述低壓差線性穩壓器中其他組成部分所引入並被所述補償電阻所消除的雜訊，其中所述R B-MAX 根據所述誤差放大器引入的雜訊，所述參考電壓源引入的雜訊，所述調節電路引入的雜訊及所述誤差放大器的增益計算得出。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的增加低壓差線性穩壓器穩定性的方法，其中在接收參考電壓及回饋電壓之後更包括：對所述參考電壓進行雜訊濾波；所述比較所述回饋電壓及所述參考電壓包括：比較所述回饋電壓及經過雜訊濾波後的所述參考電壓。
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