CN104950974A

CN104950974A - 低压差线性稳压器与增加其稳定性的方法及锁相环

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Publication number: CN104950974A
Application number: CN201510374098.1A
Authority: CN
Inventors: 张津海; 蔡飞; 周盛华
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2015-06-30
Filing date: 2015-06-30
Publication date: 2015-09-30
Anticipated expiration: 2035-06-30
Also published as: US10296028B2; WO2017000886A3; TW201701101A; EP3296832A4; WO2017000886A2; US20180120882A1; CN104950974B; US10915123B2; BR112017027689A2; EP3296832A2; TWI611283B; US20190235550A1

Abstract

本发明实施例公开了低压差线性稳压器与增加其稳定性的方法及锁相环。低压差线性稳压器包括：参考电压源，误差放大器，调节电路，负载，第一补偿电路及第二补偿电路，其中，第一补偿电路，与调节电路耦合，用于调节低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度；第二补偿电路，用于在第一补偿电路已调节低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，调节减小低压差线性稳压器的主极点，并进一步增大次主极点，以调节相位裕度，并调节低压差线性稳压器的增益带宽积。本发明实施例所提供的低压差线性稳压器可以显著的降低增益带宽积值及主极点的大小，并且增加次主极点的大小，从而使得误差放大器有更好的噪声性能。

Description

低压差线性稳压器与增加其稳定性的方法及锁相环

技术领域

本发明涉及半导体领域，尤其涉及低压差线性稳压器与增加其稳定性的方法及锁相环。

背景技术

锁相环(Phase Locked Loop，简称PLL)是指由鉴相器(Phase Detector)、环路滤波器(Loop Filter)和压控振荡器(Voltage Control Oscillator，简称VCO)等组成的自动控制闭环系统。由于PLL能够完成两个电信号相位同步，因此被广泛应用于广播通信、频率合成、自动控制及时钟同步等领域。由于电源噪声和波动会影响PLL的稳定性，因此在实际使用中，通常需要使用低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，简称LDO)克服电源噪声和波动对PLL的影响，保证PLL等噪声敏感电路的特性。

如图1所示，现有LDO可以由参考电压源101、误差放大器102、补偿电路103、晶体管104、分压电路105构成及负载106构成。其中，所述补偿电路由调零电阻1031和米勒补偿电容1032构成，所述分压电路由第一分压电阻1051及第二分压电阻1052构成。由于补偿电路的存在，现有LDO的噪声分布如图1所示其中，表征误差放大器102的等效输入噪声，表征参考电压源101输出噪声，表征电阻1051的热噪声，表征电阻1052的热噪声。从现有LDO的噪声分布可知，在现有LDO中可以通过显著的增加误差放大器的跨导的方式提升LDO的噪声性能。

但是由于调零电阻在版图实现中存在最小值，该最小值通常为10欧姆量级；米勒补偿电容的电容值在版图实现中也会存在最大值，因此误差放大器的增益带宽积存在最大值下限。由于误差放大器的增益带宽积存在最大值下限，这就决定了误差放大器的跨导上限较低，误差放大器的跨导一旦超过该上限就会导致LDO系统稳定性下降。

由此可以看出，现有LDO由于误差放大器的跨导上限较低，从而会导致噪声性能较差。

发明内容

本发明实施例提供了低压差线性稳压器与增加其稳定性的方法及锁相环，以克服现有低压差线性稳压器噪声性能差的问题。

第一方面，本发明实施例提供了一种低压差线性稳压器，包括：参考电压源，用于提供参考电压；误差放大器，与所述参考电压源耦合，用于接收反馈电压及所述参考电压，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果输出控制电压；调节电路，与所述误差放大器耦合，用于接收所述控制电压，并在所述控制电压的控制下，输出调节电流；负载，与所述调节电路及所述误差放大器耦合，所述调节电流流经所述负载形成负载上的电压，所述反馈电压与所述负载上的电压相关，第一补偿电路，与所述调节电路耦合，用于调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度；及第二补偿电路，与所述第一补偿电路耦合，用于在所述第一补偿电路已调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，调节减小所述低压差线性稳压器的主极点，并进一步增大次主极点，以调节相位裕度，并调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。

结合第一方面，在第一方面第一种可能的实现方式中，所述调节电路包括晶体管。

结合第一方面第一种可能的实现方式，在第一方面第二种可能的实现方式中，所述第一补偿电路包括调零电阻及米勒补偿电容，所述米勒补偿电容的一端与所述晶体管的漏极连接，另一端与所述调零电阻的一端连接；所述调零电阻的另一端与所述第二补偿电路连接。

结合第一方面第二种可能的实现方式，在第一方面第三种可能的实现方式中，所述第二补偿电路包括补偿电阻，所述补偿电阻的一端与所述误差放大器的输出端连接，另一端与所述调零电阻的一端及晶体管的栅极连接。

结合第一方面第三种可能的实现方式，在第一方面第四种可能的实现方式中，所述补偿电阻的阻值不小于所述误差放大器等效负载电阻的电阻值，并且小于等于R_B-MAX，其中，R_B-MAX是所述补偿电阻所降低的噪声等于补偿电阻所引入的噪声时，所述补偿电阻的电阻值，所述补偿电阻所降低的噪声是指由所述低压差线性稳压器中其他组成部分所引入并被所述补偿电阻所消除的噪声。

结合第一方面或第一方面第一至四种可能的实现方式，在第一方面第五种可能的实现方式中，所述低压差线性稳压器还包括反馈电路，所述反馈电路，与所述误差放大器及所述负载连接，用于接收所述负载上的电压，并根据所述负载上的电压生成所述反馈电压。

结合第一方面或第一方面第一至五种可能的实现方式，在第一方面第六种可能的实现方式中，所述低压差线性稳压器还包括噪声滤波电路，噪声滤波电路与所述参考电压源及所述误差放大器耦合，用于对所述参考电压源所提供的参考电压进行噪声滤波，并将经噪声滤波后的参考电压发送给所述误差放大器。

第二方面，本发明实施例还提供了一种锁相环，所述锁相环包括第一方面或第一方面任意一种可能的实现方式中的低压差线性稳压器。

第三方面，本发明实施实施例还提供了一种低压差线性稳压器的增加低压差线性稳压器稳定性的方法，其特征在于，包括：接收参考电压及反馈电压；比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果生成控制电压；在所述控制电压的控制下，生成调节电流；根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点；在根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，根据所述调节电流进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，并根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。

结合第三方面，在第三方面第一种可能的实现方式中，在接收参考电压及反馈电压之后还包括：对所述参考电压进行噪声滤波；所述比较所述反馈电压及所述参考电压包括：比较所述反馈电压及经过噪声滤波后的所述参考电压。

本发明实施例中的低压差线性稳压器包括参考电压源，用于提供参考电压；误差放大器，与所述参考电压源耦合，用于接收反馈电压及所述参考电压，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果输出控制电压；调节电路，与所述误差放大器耦合，用于接收所述控制电压，并在所述控制电压的控制下，输出调节电流；负载，与所述调节电路及所述误差放大器耦合，所述调节电流流经所述负载形成负载上的电压，所述反馈电压与所述负载上的电压相关，第一补偿电路，与所述调节电路耦合，用于调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度；及第二补偿电路，与所述第一补偿电路耦合，用于在所述第一补偿电路已调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，调节减小所述低压差线性稳压器的主极点，并进一步增大次主极点，以调节相位裕度，并调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。通过增加第二补偿电路，本发明实施例所提供的低压差线性稳压器可以显著的降低增益带宽积值及主极点的大小，并且增加次主极点的大小，因此第二补偿电路的引入可以极大的增加低压差线性稳压器的系统稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可以比现有误差放大器的跨导更大，从而使得本发明误差放大器有更好的噪声性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中LDO的结构示意图；

图2为本发明LDO一个实施例的结构示意图；

图3为本发明LDO另一个实施例的结构示意图；

图4为本发明LDO中误差放大器一个实施例的结构示意图；

图5为本发明LDO另一个实施例的结构示意图；

图6为本发明LDO增加低压差线性稳压器稳定性的方法一个实施例的流程示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图2，为本发明LDO一个实施例的结构示意图。

如图2所示，本发明LDO可以包括：参考电压源201，误差放大器202，调节电路203，第一补偿电路204，第二补偿电路205以及负载206。

其中，参考电压源201，用于提供参考电压；误差放大器202，与所述参考电压源201耦合，用于接收反馈电压及所述参考电压，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果输出控制电压；调节电路203，与所述误差放大器202耦合，用于接收所述控制电压，并在所述控制电压的控制下，输出调节电流；负载206，与所述调节电路203及所述误差放大器202耦合，所述调节电流流经所述负载206，形成负载上的电压，第一补偿电路204，与所述调节电路203耦合，用于调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度；及第二补偿电路205，与所述第一补偿电路204耦合，用于在所述第一补偿电路204已调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度，并调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。所述反馈电压与所述负载上的电压相关，通常情况下是指所述反馈电压与所述负载上的电压成线性关系。例如，所述反馈电压为所述负载上的电压，或者所述反馈电压与所述负载上的电压成预定比例关系等。

在此需要说明的是，这里所说的减小主极点是指经过所述第一补偿电路204调节后，所述低压差线性稳压器的主极点小于未经所述第一补偿电路204调节时的主极点；增大次主极点是指是指经过所述第一补偿电路204调节后，次主极点大于未经所述第一补偿电路204调节时的次主极点；而减小增益带宽积是指指经过所述第一补偿电路204调节后，增益带宽积小于未经所述第一补偿电路204调节时的增益带宽积。

在具体实现中，所述LDO的电路结构可以如图3所示。

其中，误差放大器202的负向输入与所述参考电压源201连接，用于接收来自参考电压源的参考电压。所述误差放大器202的正向输入则与负载耦合，用于接收反馈电压。

所述第一补偿电路204，可以是米勒电容-调零电阻补偿电路，即，所述第一补偿电路204可以包括调零电阻2041及米勒补偿电容2042，所述米勒补偿电容2042与所述晶体管203的漏极连接，另与所述调零电阻2041的一端连接；所述调零电阻2041的另一端与所述第二补偿电路205连接。

所述调节电路203可以为晶体管等功率MOS器件。所述第二补偿电路205，可以包括补偿电阻2051，所述补偿补偿电阻2051的一端与所述误差放大器202的输出端连接，另一端与所述调零电阻2041的一端及调节电路203的栅极连接。其中，所述补偿电阻2051可以为硅扩散电阻、MOS器件电阻或金属走线电阻。

根据本发明LDO的负载分布，通过列解节点电流电压方程，可以解得，该LDO的三个极点为：

p_{1} &cong; \frac{- 1}{g_{m 2} R_{L O A D} C_{c} (R_{1} + R_{B})};

p_{2} &cong; \frac{- g_{m 2} C_{C} (1 + R_{B} / R_{1})}{C_{1} C_{2} + C_{C} C_{1} + C_{C} C_{2} + g_{m 2} R_{B} C_{C} C_{1}} &cong; \frac{- g_{m 2} (1 + R_{B} / R_{1})}{C_{2} + g_{m 2} R_{B} C_{1}};

p_{3} &cong; \frac{- (1 + g_{m 2} R_{B} C_{o l} / C_{o 2})}{R_{n l} C_{o 1}};

该LDO的零点为：

z_{1} = \frac{1}{C_{C} (1 / g_{m 2} - R_{n l})};

该LDO的GBW可以表示为：

G B W = \frac{g_{m 1}}{C_{C}} \frac{R_{1}}{(R_{1} + R_{B})};

其中，C_C为米勒补偿电容2042的电容值，R_nl为调零电阻2041的电阻值，g_m2为调节电路203的跨导，g_m1为误差放大器202的跨导，R_LOAD为负载的负载电阻值，C_LOAD为负载206的负载电容值，R₁为误差放大器202等效负载电阻的电阻值，C₁为误差放大器202等效负载电容的电容值，R_B为补偿电阻2051的阻值。

由此可以看出，由于极点p2被零点所抵消，因此本发明LDO的主极点为p 1，而次主极点为p3，在本发明实施例所提供的LDO中通过增加第二补偿电路，可以显著的降低增益带宽积GBW及主极点p1，并且增加次主极点p3，因此第二补偿电路的引入极大的增加了系统稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可以比现有误差放大器的跨导更大，从而使得本发明误差放大器有更好的噪声性能。而且，第二补偿电路的引入不但可以通过减小C_C的值，减小LDO的面积；还可以通过降低LDO的GBW，增加LDO的相位裕度，从而可以提高LDO的驱动负载的能力。

进一步，由于电阻本身也会引入噪声，当第二补偿电路为补偿电阻时，补偿电阻所引入噪声的公式可以表示为：

\overset{&OverBar;}{V_{n, o u t}^{2}} = {&Integral;}_{f_{1}}^{f_{2}} (\overset{&OverBar;}{V_{n, e a}^{2}} + {(| \frac{1}{s R C + 1} |)}^{2} \overset{&OverBar;}{V_{n, r e f}^{2}} + \overset{&OverBar;}{V_{n, P F E T}^{2}} \frac{1}{A_{V}^{2}} + 4 {kTR}_{B} \frac{1}{A_{V}^{2}}) d f;

其中，V_n,out是指LDO的输出噪声，V_n,ea是指误差放大器202引入的噪声，sRC是指噪声滤波器的时间常数，V_n,ref是指参考电压源201引入的噪声，V_n,PFET是指晶体管203引入的噪声，A_V是指误差放大器202的增益，k是指波尔兹曼常数，T是指温度。

虽然补偿电阻的阻值越大，越能够降低LDO其他组成部分引入的噪声，但是从前述公式可以看出补偿电阻的阻值越大，补偿电阻所引入的噪声也越大，而且当补偿电阻的阻值超过一定值时，电阻所引入的噪声可能会超过补偿电阻所降低的噪声，其中所述补偿电阻所降低的噪声是指所述低压差线性稳压器中其他组成部分所引入并被所述补偿电阻所消除的噪声。

为防止补偿电阻所引入噪声过大，因此在实际使用中R_B的取值需要小于R_B-MAX，其中R_B-MAX是指补偿电阻2051所补偿电阻所降低的噪声等于补偿电阻2051所引入的噪声时，所述补充电压2051的电阻值。其中，R_B-MAX可以根据误差放大器202引入的噪声，参考电压源201引入的噪声，晶体管203引入的噪声及误差放大器202的增益计算得出。

根据极点的计算公式可以看出，当R_B≥R₁时GBW和p₁开始有显著的变化，因此在通常情况下，可以设置R_B≥R₁。因此，R_B的取值范围可以为R₁≤R_B≤R_B-MAX，R_B在此范围内取值，可以有效降低LDO的噪声。

为进一步提升LDO的噪声性能，如图4所示，误差放大器202可以由偏置电流源2021，输入对管2022，输出电流镜2023组成，其中所述输入对管2022耦合在所述偏置电流源2021与输出电流镜2023之间。

该误差放大器202的等效输入噪声可以表示为：

\overset{&OverBar;}{V_{o p}^{2}} \approx 2 (4 k T γ [\frac{g_{m, o u t}}{g_{m, i n}^{2}} + \frac{1}{g_{m, i n}}] + \frac{1}{C_{o x}} [\frac{K_{o u t} g_{m, o u t}^{2}}{{(W L)}_{o u t} g_{m, i n}^{2}} + \frac{K_{i n}}{{(W L)}_{i n}}] \frac{1}{f});

其中，g_m,in为输入对管2022的跨导，g_m,out为输出电流镜2023的跨导，(WL)_in为输入对管2022的尺寸宽和长的乘积，(WL)_out为输出电流镜2023的尺寸宽和长的乘积，K_in为输入对管2022的载流子迁移率，K_out为输出电流镜2023的载流子迁移率，C_ox为MOS器件的栅氧的单位电容，k为波尔兹曼常数，T为开尔文温度，γ为器件的沟道系数。

为进一步提升LDO的噪声性能，还可以在所述参考电压源201与所述误差放大器202之间设置噪声滤波电路，该噪声滤波电路可以与所述参考电压源201及所述误差放大器202耦合，用于对所述参考电压源201所提供的参考电压进行噪声滤波，并将经噪声滤波后的参考电压发送给所述误差放大器202。

另外，在本发明实施例中，可以直接将所述低压差线性稳压器的输出电压作为误差放大器202的反馈电压。为使LDO的输出电压可以调节，本发明另一个实施例中，也可以由反馈电路207根据负载上的电压生成反馈电压。

如图5所示，所述的反馈电路207可以由第一分压电阻2071及第二分压电阻2072构成，第一分压电阻2071的一端与误差放大器202的正向输入连接，另一端与电源地连接，而第二分压电阻2072的一端与误差放大器202的正向输入连接，另一端与所述晶体管203的漏极及负载连接。从而可以通过调节第一分电阻的阻值及第二分压电阻2072的阻值，可以改变反馈电压的大小，从而改变所述LDO负载上的电压的大小。

由上述实施例可以看出，通过增加第二补偿电路，可以显著的降低增益带宽积值及主极点的大小，并且增加次主极点的大小，因此第二补偿电路的引入极大的增加了系统稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可以比现有误差放大器的跨导更大，从而使得本发明误差放大器有更好的噪声性能。

与本发明LDO实施例相对应，本发明实施例还提供了一种LDO增加低压差线性稳压器稳定性的方法。

如图6所示，所述LDO噪音调节方法包括：

步骤601，接收参考电压及反馈电压。

LDO噪音调节装置首先接收参考电压及反馈电压。其中所述参考电压由参考电压源提供，所述反馈电压与所述LDO负载上的电压相关。

步骤602，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果生成控制电压。

LDO噪音调节装置在接收到参考电压及反馈电压后，可以比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果生成控制电压。其中，所述参考电压可以是由参考电压源直接输出的电压，也可以是由参考电压源直接输出并经过噪声滤波电路滤波后的电压；所述反馈电压可以是LDO的负载上的电压，也可以由反馈电路根据所述LDO负载上的电压生成的电压。参考电压具体生成方式可以参见前述，在此就不再赘述。

步骤603，在所述控制电压的控制下，生成调节电流。

在所述控制电压生成生后，LDO噪音调节装置可以根据所述控制电压生成调节电流。其中，LDO噪音调节装置可以根据利用调节电路生成所述调节电流，所述调节电路可以是晶体管等功率MOS组件。调节电流的具体生成方式可以参见前述，在此就不再赘述。

步骤604，根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点。

在所述调节电路生成后，LDO噪音调节装置可以采用具有零极点劈裂的效果的电路结构或信号处理过程，例如由调零电阻及米勒补偿电容构成的补偿电路，调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，以使经调节后的主极点小于调节前的主极点，并使得经调节后的次主极点大于调节前的主极点。具体实现方式可以参见前述实施例，在此就不再赘述。

步骤605，在根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，根据所述调节电流进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，并根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。

在LDO噪音调节装置采用具有零极点劈裂的效果的电路结构或信号处理过程，调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，还可以使用另外一个补偿电路，根据所述调节电流进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，并根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。其中，进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，可以采用电阻补偿的方式实现。具体实现方式可以参见前述实施例，在此就不再赘述。

由此可以看出，通过采用两级调节方式对所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点进行调节，可以显著的降低了增益带宽积值及主极点的大小，并且增加了次主极点的大小，因此第二补偿电路的引入极大的增加了系统稳定性，使得本发明误差放大器的跨导可以比现有误差放大器的跨导更多，从而使得本发明误差放大器有更好的噪声性能。

本发明实施除提供了前述实施例中所述的LDO之外，还提供了一种锁相环，该锁相环中的LDO可以是前述实施例中所述LDO。

本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明实施例中的技术可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本发明实施例中的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种低压差线性稳压器，其特征在于，包括：

参考电压源，用于提供参考电压；

误差放大器，与所述参考电压源耦合，用于接收反馈电压及所述参考电压，比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果输出控制电压；

调节电路，与所述误差放大器耦合，用于接收所述控制电压，并在所述控制电压的控制下，输出调节电流；

负载，与所述调节电路及所述误差放大器耦合，所述调节电流流经所述负载形成负载上的电压，所述反馈电压与所述负载上的电压相关；

第一补偿电路，与所述调节电路耦合，用于调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点以调节相位裕度；及

第二补偿电路，与所述第一补偿电路耦合，用于在所述第一补偿电路已调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，调节减小所述低压差线性稳压器的主极点，并进一步增大次主极点，以调节相位裕度，并调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。

2.如权利要求1所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述调节电路包括晶体管。

3.如权利要求2所述的低压差线性稳压器，其特征在于，

所述第一补偿电路包括调零电阻及米勒补偿电容，所述米勒补偿电容的一端与所述晶体管的漏极连接，另一端与所述调零电阻的一端连接；所述调零电阻的另一端与所述第二补偿电路连接。

4.如权利要求3所述的低压差线性稳压器，其特征在于，

所述第二补偿电路包括补偿电阻，所述补偿电阻的一端与所述误差放大器的输出端连接，另一端与所述调零电阻的一端及晶体管的栅极连接。

5.如权利要求4所述的低压差线性稳压器，其特征在于，所述补偿电阻的阻值不小于所述误差放大器等效负载电阻的电阻值，并且小于等于R_B-MAX，其中，R_B-MAX是所述补偿电阻所降低的噪声等于补偿电阻所引入的噪声时所述补偿电阻的电阻值，所述补偿电阻所降低的噪声是指由所述低压差线性稳压器中其他组成部分所引入并被所述补偿电阻所消除的噪声。

6.如权利要求1至5任一项所述的低压差线性稳压器，其特征在于，还包括反馈电路，

所述反馈电路，与所述误差放大器及所述负载连接，用于接收所述负载上的电压，并根据所述负载上的电压生成所述反馈电压。

7.如权利要求1至6任一项所述的低压差线性稳压器，其特征在于，还包括：

噪声滤波电路，与所述参考电压源及所述误差放大器耦合，用于对所述参考电压源所提供的参考电压进行噪声滤波，并将经噪声滤波后的参考电压发送给所述误差放大器。

8.一种锁相环，其特征在于，包括如权利要求1至7任一项所述的低压差线性稳压器。

9.一种增加低压差线性稳压器稳定性的方法，其特征在于，包括：

接收参考电压及反馈电压；

比较所述反馈电压及所述参考电压，并根据所述反馈电压及所述参考电压的比较结果生成控制电压；

在所述控制电压的控制下，生成调节电流；

根据所述调节电流调节低压差线性稳压器的主极点及次主极点；

在根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点的基础上，根据所述调节电流进一步调节所述低压差线性稳压器的主极点及次主极点，并根据所述调节电流调节所述低压差线性稳压器的增益带宽积。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，在接收参考电压及反馈电压之后还包括：

对所述参考电压进行噪声滤波；

所述比较所述反馈电压及所述参考电压包括：比较所述反馈电压及经过噪声滤波后的所述参考电压。