CN100470436C - 一种分段线性补偿的cmos带隙基准电压源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源，其特征在于，包括I_PTAT电流产生部分、I_CTAT电流产生部分、低温段补偿电流I_CL产生部分和高温段补偿电流I_CH产生部分。该电源在传统一阶曲率补偿的基础上，将整个温度范围分成高、中、低温三段，对每个温度范围内的输出电压分别进行补偿，使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点，达到分段补偿的目的，从而有效改善了输出基准电压的温度特性，降低温度系数，提高输出电压的精度。此外，该电路能够通过调节电阻比值改变输出电压的大小，使用较为灵活。整个电路功耗很低，占用芯片面积较小。

Description

一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源

技术领域

本发明涉及带隙基准电压源电路，具体涉及分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源。

背景技术

一般来说，从芯片外部引入的供电电压都存在着一定的波动，而模拟电路对偏置电压的稳定性要求较高，因此，在模拟电路中我们一般会使用一个参考电压源，它将电源电压转化为一个具有良好电压稳定性和温度稳定性的电压，为电路的其它部分提供良好的偏置。

电压基准电路以其输出参考电压的精确、稳定特性，被广泛应用于高精度模拟及数模混合电路中，如读出电路、高精度比较器、(A/D，D/A)转换器、稳压器、及DC/DC变换器等。在数模转换器中，DAC根据呈现在其输入端上的数字输入信号，从DC基准电压中选择和产生模拟输出；在模数转换器中，DC电压基准又与模拟输入信号一起用于产生数字化的输出信号。在精密测量仪器仪表和广泛应用的数字通信系统中都经常把基准电压源用作系统测量和校准的基准。然而，现代系统的不断复杂化，对这类器件不断提出更高的要求，高精度、高稳定性、高集成度和低功耗已成为现代集成电路设计的主流。电压基准电路的性能直接影响到整个电子系统的性能和精度。因此，高精度、高稳定性电压基准电路的设计在现代集成电路设计当中具有不可或缺的地位。

在CMOS技术中，带隙基准电压源设计的基本思想是：选择适当的系数将具有负温度系数的三极管发射结电压V_BE和具有正温度系数的不同电流密度下三极管Q1和Q2发射结电压之差ΔV_BE进行线性叠加，从而得到近似为零温度系数的基准电压。具有不同电流密度的三极管Q1和Q2的发射结电压之差ΔV_BE可表示为：

AV_BE＝V_Tln(I_C1/I_C2)           (1)

由于V_BE并不是温度的线性函数，而V_T与温度成正比，因此基准输出电压的温度系数只有在某一参考温度附近才能为零，在其他温度下为正值或负值，所以称为对输出电压进行了一阶补偿。

图1是传统一阶补偿的带隙基准电路的图示。该电路由一个运算放大器A、两个寄生三极管Q1和Q2、两个MOS管M1和M2以及两个电阻R1和R2实现的。其中Q1的发射结面积是Q2的N倍。处于深度负反馈的运算放大器强制A、B两点的电压近似相等。M1、M2形成电流镜，假设M1和M2的宽长比相同，因此R1和R2上流过的电流相等，都为

I＝(V_EB1-V_EB2)/R₁＝V_TlnN/R₁＝(kT/q)·lnN/R₁           (2)

输出参考电压为

$V_{\mathrm{bg}}=R_2*I=\frac{R_2}{R_1}*V_T\ln N+V_{\mathrm{EB}1}---\left(3\right)$

只要选择适当的R1、R2和N，就可以得到一个温度系数近似为零的输出参考电压V_bg。采用一阶补偿的带隙基准的温度系数通常能够达到60ppm/℃左右，不适合应用在对精度要求较高的场合。要进一步降低带隙基准的温度系数，提高输出电压的精度，就必须考虑消除V_BE中与温度相关的高阶效应。现已有多种高阶补偿技术被提出，包括指数曲率补偿(参见文献Lee I，Kim G.Exponentialcurvature-compensated BiCMOS bandgap references.IEEE Journal of Solid-stateCircuits.1994，29：1396-1403)、非线性补偿(参见文献Malcovati P，MalobertiF，Fiocchi C，et al.Curvature-compensated BiCMOS Bandgap with 1-V SupplyVoltage.IEEE Journal of Solid-state Circuits，2001，36(7)：1076-1081)、二阶温度补偿(Song B S，Gray P R.A precision curvature-compensated CMOS bandgapreference.IEEE Journal of Solid-state Circuits.1983，18(6)：634-643)以及利用不同类型的电阻比值随温度变化的特性进行补偿(Ka Nang Leung，Philip K TMok，ChiYat Leung.A 2-V 23-uA 5.3-ppm/℃ curvature-compensated CMOSbandgap voltage reference.IEEE Journal of Solid-state Circuits，2003，38(3)：561-564)等。其中，指数曲率补偿通过是在V_BE叠加一个温度的指数函数来达到消除高次项的目的，但是曲率校正参数算法复杂，电路功耗大且灵活性不高，不能在标准的CMOS工艺中实现；二阶温度补偿是通过单一的添加与温度平方成正比(PTAT²)的项来达到消除V_BE二次项的目的，但是产生一个正比于温度平方成正比(PTAT²)的电压需要一个很复杂的电路，从而会导致显著的片内面积和功率的损耗；线性化V_BE进行补偿中所提电路的输出电压对电阻比值的精度十分敏感，需要添加大量的电阻阵列以便于微调，占用面积较大，且采用的是BiCMOS工艺，成本较高；利用不同类型的电阻比值随温度变化的特性进行补偿受工艺限制较大，在相同工艺下，很难通过改进电路结构提高电路的性能。因此，需要一种适合于标准CMOS工艺的，能够有效改善输出电压的温度特性的，结构简单功耗较低的带隙基准源电路。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是如何提供一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源，该电压源通过将整个温度范围划分成三段，对每个温度范围内的输出电压分别进行补偿，使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点，有效提高输出电压精度、降低温度系数。

本发明所提出的技术问题是这样解决的：提供一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源，其特征在于，包括I_PTAT电流产生部分、I_CTAT电流产生部分、低温段补偿电流I_CL产生部分和高温段补偿电流I_CH产生部分：

①I_PTAT电流产生部分，包括：PMOS管M1，该管的源极和衬底接电源，漏极经电阻器R1后接三极管Q1的射级，Q1的基极与集电极接地；PMOS管M2，该管的源极和衬底接电源，漏极接三极管Q2的射级，Q2的基极与集电极接地；运算放大器A1，其同相输入端接PMOS管M1的漏极，反相输入端接PMOS管M2的漏极，输出端接M1和M2的栅极；

②I_CTAT电流产生部分，包括：PMOS管M3，该管的源极和衬底接电源，漏极接三极管Q3的射级，Q3的基极与集电极接地；PMOS管M4，该管的源极和衬底接电源，漏极接电阻器R2的一端，R2的另一端接地；运算放大器A2，其同相输入端接PMOS管M3的漏极，反相输入端接PMOS管M4的漏极，输出端接M3和M4的栅极；

③低温段补偿电流I_CL产生部分，包括：PMOS管M5，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接NMOS管M15的漏极，M15的栅极和漏极短接，源极和衬底接地；PMOS管M6，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接NMOS管M16的漏极，M16的栅极和M15的栅极相接，源极和衬底接地；PMOS管M7，该管的源极和衬底接电源，漏极接NMOS管M16的漏极，栅极和漏极短接；PMOS管M8，该管的源极和衬底接电源，栅极接M7的栅极，漏极接R5和R6的公共端C并输出低温补偿电流I_CL；

④高温段补偿电流I_CH产生部分，包括：PMOS管M9，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接NMOS管M17的漏极，M17的栅极和漏极短接，源极和衬底接地；PMOS管M10，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接NMOS管M18的漏极，M18的栅极和M17的栅极相接，源极和衬底接地；PMOS管M11，该管的源极和衬底接电源，漏极接NMOS管M18的漏极，栅极和漏极短接；PMOS管M12，该管的源极和衬底接电源，栅极接M11的栅极，漏极接电阻器R4和R5的公共端B并输出高温补偿电流I_CH；

⑤基准电压V_bg产生部分，包括：PMOS管M13，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接电阻器R3和R4的公共端A；PMOS管M14，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接电阻器R3的一端V_BG。

本发明的优点有：

(1)采用此种曲率补偿方式的电路结构可以有效地提高输出参考电压的精度，减小其温度系数，改善输出电压的温度稳定性；

(2)采用此结构，可以根据需要调节电阻器的比值，改变输出电压的大小，应用范围较广；

(3)采用此结构，可以使带隙基准工作在较低的电源电压下，在较宽的供电范围内具有较低的线路调整率；

(4)采用此结构，整个电路消耗的功率很小，能够有效延长电路的使用寿命；

(5)此电路结构简单，占用芯片面积较小，成本较低，具有很高的实用价值和推广价值。

附图说明

图1为传统的一阶温度补偿的带隙基准电路原理图；

图2为分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源的电路图；

图3为分段线性补偿的原理示意图；

图4为依照本发明的电路所测到的输出电压的温度特性；

图5为依照本发明的电路所得到的输出电压的电源特性。

具体实施方式

下面结合附图以及实施例对本发明作进一步的说明。

本发明所提出的分段线性补偿的带隙基准电压源，如图2所示，它是在传统一阶补偿带隙基准的基础之上，将通过增加两条电流支路I_CL和I_CH，进而得到高、低温补偿电压，将其叠加在一阶补偿电压上分别对高温和低温部分再次进行补偿，从而得到精度更高的输出参考电压。

分段线性补偿的基本思想如图3所示，图中，曲线A是经过一阶补偿的输出电压，曲线B是用于补偿A在低温段的温度特性的低温补偿电压，曲线C是用于补偿A在高温段的温度特性的高温补偿电压。曲线B和C分别由I_CL、I_CH产生。I_CL、I_CH是温度的分段函数，均由I_PTAT和I_CTAT产生，当温度较低时，I_CL的值为I_CTAT—I_PTAT，I_CH的值为零；当温度较高时，I_CL的值为零，I_CH的值为I_PTAT—I_CTAT。

图2中，Q1和Q2为寄生PNP晶体管，Q2的发射结面积是Q1的N倍。运算放大器A1处于深度负反馈而使得其输入端电压相等，因此，流过R1的电流为

$I_{R1}=\frac{V_{\mathrm{BE}2}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_1}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R_1}=\frac{V_T\ln N}{R_1}---\left(4\right)$

该电流为PTAT电流，所以PMOS管M1和M2中流过的电流也为PTAT电流。

Q3为寄生PNP晶体管。运算放大器A2处于深度负反馈而使得其输入端电压相等，因此，流过R2的电流为

$I_{R2}=\frac{V_{\mathrm{BE}3}}{R_2}---\left(5\right)$

由于V_BE可近似为CTAT电压，因此该电流为CTAT电流，所以PMOS管M3和M4中流过的电流也为CTAT电流。

I_PTAT和I_CTAT以合适的比例流过电阻R2、R3、R4和R5之后，就能够产生一阶补偿的输出参考电压。

M6的栅极接运放A1的输出端，与M2形成反射电流镜。经过电流镜的镜像作用，流过M6的电流也即是I_PTAT，当温度较低时，I_CTAT大于I_PTAT，M6进入饱和区，它的电流等I_PTAT，M6的V_DS会变得较大，所以M7的V_GS也变得较大，这样M7导通，它的电流I_CL就是I_CTAT与I_PTAT的差值，通过镜像使M8的电流也是I_CL。

当温度较高时，I_PTAT大于I_CTAT，如果M6工作于饱和区，则I_M6＝I_PTAT，因而I_M6大于I_CTAT。由基尔霍夫电流定律(KCL)可知，M6的电流I_M6的大小不会超过I_CTAT，所以M6必然工作在线性区，M6的V_DS会变得很小，所以M7的V_GS也变得很小，M7和M8会关断，流过它们的电流为零。这样，M8的电流就是分段的，它在温度较低时为I_CTAT与I_PTAT之差，而温度较高时零。即：

$I_{\mathrm{CL}}=\left\{\begin{array}{cc}{I}_{\mathrm{CTAT}}-I_{\mathrm{PTAT}}& T<T_L\\ 0& T>T_L\end{array}\right.---\left(6\right)$

该电流流过电阻R后产生低温补偿电压，该电压叠加在一阶补偿的输出电压上，可以改善输出参考电压在低温部分的温度特性。

M10的栅极接运放A2的输出端，与M4形成反射电流镜。经过电流镜的镜像作用，流过M6的电流也即是I_CTAT，当温度较低时，I_CTAT大于I_PTAT，如果M10工作于饱和区，则I_M10＝I_CTAT，因而I_M10大于I_PTAT。由KCL定律可知，M10的电流I_M10的大小不会超过I_PTAT，所以M10必然工作在线性区，M10的V_DS会变得很小，因此M11的V_GS也变得很小，M11和M12关断，流过它们的电流为零。

当温度较高时，I_PTAT大于I_CTAT，M10进入饱和区，它的电流等I_CTAT，M10的V_DS会变得较大，所以M11的Vgs也变得较大，因此M11导通，它流过的电流I_CH就是I_PTAT与I_CTAT的差值，通过镜像使M12的电流也是I_CH。这样，M12的电流就是分段的，它在温度较低时为零，而温度较高时为I_PTAT与I_CTAT之差。

$I_{\mathrm{CH}}=\left\{\begin{array}{cc}0& T<T_H\\ I_{\mathrm{PTAT}}-I_{\mathrm{CTAT}}& T>T_H\end{array}\right.---\left(7\right)$

该电流流过电阻R后产生高温补偿电压，该电压叠加在一阶补偿的输出电压上，可以改善输出参考电压在高温部分的温度特性。

将高、低温部分的补偿电压叠加在一阶补偿的输出电压上，就能够得到精度更高的分段线性补偿的输出参考电压，如式(8)所示

V_BG＝I_CTAT×(R₂+R₃+R₄+R₅)+I_PTAT×(R₃+R₄+R₅)+I_CL×(R₃+R₄)+I_CH×R₅(8)

由式(8)可知，通过调节R2、R3、R4和R5的比例，就可以改变输出电压的大小，也能够调节输出电压的精度。

以上描述了分段线性补偿的带隙基准的工作原理。在实际设计中，通过模拟仿真能够准确的确定电路中晶体管的尺寸及电阻的阻值。采用CSMC 0.5μmCMOS工艺对电路进行了流片。在工作电压为1.1V，温度范围为-40～125℃的情况下，得到的测试结果如图4所示。经过分段线性补偿的带隙基准在整个温度范围内输出电压的偏差仅为0.39mV，温度系数为4.1ppm/℃，相比于一阶补偿电路60ppm/℃的温度系数，其温度特性得到了极大的改善。在温度为27℃，工作电压为1-10V的条件下，得到的测试结果如图5所示，采用补偿结构后输出电压的偏差为2.27mV，线路调整率为439ppm/V。

本发明的主要技术特征在于：采用分段线性补偿的方法，不同于传统的一阶补偿将目光局限在整个温度范围内的单一的温度点，仅对输出电压在该点的曲率进行补偿，而是将整个温度范围划分成三个小段，对每个温度范围内的输出电压分别进行补偿，使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点，改善了输出电压的温度特性，这是不同于以往带隙基准曲率补偿的新思想。而且，本发明还给出了实用电路，通过增加高、低温补偿部分，达到分段补偿的目的，从而改善了输出电压的温度特性，仿真结果表明此电路较传统的一阶补偿带隙基准的温度特性有了很大提高。

Claims (1)

1、一种分段线性补偿的CMOS带隙基准电压源，其特征在于，包括I_PTAT电流产生部分、I_CTAT电流产生部分、低温段补偿电流I_CL产生部分和高温段补偿电流I_CH产生部分：

①I_PTAT电流产生部分，包括：PMOS管M1，该管的源极和衬底接电源，漏极经电阻器R1后接三极管Q1的射级，Q1的基极与集电极接地；PMOS管M2，该管的源极和衬底接电源，漏极接三极管Q2的射级，Q2的基极与集电极接地；运算放大器A1，其同相输入端接PMOS管M1的漏极，反相输入端接PMOS管M2的漏极，输出端接M1和M2的栅极；

②ICTAT电流产生部分，包括：PMOS管M3，该管的源极和衬底接电源，漏极接三极管Q3的射级，Q3的基极与集电极接地；PMOS管M4，该管的源极和衬底接电源，漏极接电阻器R2的一端，R2的另一端接地；运算放大器A2，其同相输入端接PMOS管M3的漏极，反相输入端接PMOS管M4的漏极，输出端接M3和M4的栅极；

③低温段补偿电流I_CL产生部分，包括：PMOS管M5，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接NMOS管M15的漏极，M15的栅极和漏极短接，源极和衬底接地；PMOS管M6，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接NMOS管M16的漏极，M16的栅极和M15的栅极相接，源极和衬底接地；PMOS管M7，该管的源极和衬底接电源，漏极接NMOS管M16的漏极，栅极和漏极短接；PMOS管M8，该管的源极和衬底接电源，栅极接M7的栅极，漏极接R5和R6的公共端C并输出低温补偿电流I_CL；

④高温段补偿电流I_CH产生部分，包括：PMOS管M9，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接NMOS管M17的漏极，M17的栅极和漏极短接，源极和衬底接地；PMOS管M10，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接NMOS管M18的漏极，M18的栅极和M17的栅极相接，源极和衬底接地；PMOS管M11，该管的源极和衬底接电源，漏极接NMOS管M18的漏极，栅极和漏极短接；PMOS管M12，该管的源极和衬底接电源，栅极接M11的栅极，漏极接电阻器R4和R5的公共端B并输出高温补偿电流I_CH；

⑤基准电压V_bg产生部分，包括：PMOS管M13，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A2的输出端，漏极接电阻器R3和R4的公共端A；PMOS管M14，该管的源极和衬底接电源，栅极接运算放大器A1的输出端，漏极接电阻器R3的一端V_BG。

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