CN100428105C - 1v电源非线性纠正的高温度稳定性基准电压源 - Google Patents

Abstract

本发明属于集成电路基准电压源技术领域，其特征在于，该基准电压源采用非线性纠正技术抵消了输出电流中温度系数中的对数项，使得输出的基准电压源有很高的温度稳定性，而且，采用电平移位电路代替了传统的分压电阻，减少了面积以及由电阻带来的温度影响，另外，改变输出端的并联内阻的值，使基准电压源的输出电压值能在保证高温度稳定性的条件下实现大范围的变化，同时也设计了启动和偏置电路，使所设计的电路能正确启动。本发明可用于低电源电压的移动设备电路系统中。

Description

1V电源非线性纠正的高温度稳定性基准电压源

技术领域

本发明涉及集成电路的电源，尤其是基准电压源的温度稳定性技术领域。

背景技术

电压基准源在很多模拟电路和数模混合电路中被广泛应用，例如：A\D，D\A转换器，存储器等等。随着工艺特征尺寸的不断降低，考虑到器件的可靠性，电路工作所允许的电源电压也必须逐步降低；同时，由于晶体管集成度的逐步提高，电路的功耗也必须加以限制。因而，在低电压，低功耗和工作环境日益恶劣的条件下，电路系统对电压基准源模块的要求越来越严格。

对于传统的带隙基准源电路，1V电源电压下，有两个明显的因素制约着电路的实现。一是带隙基准源的输出大约为1.2V，超出了电源电压的范围；另一个是基准源电路中用到的运算放大器(OPA)的输入共模范围受到限制。这两个制约因素可以分别通过电流模式和电阻分压的方法解决。一些1V电源电压的基准源电路已经被报道过，但是，这些基准源电路用到的是Bipolar或者是BiCMOS工艺，成本较高，如：P.Malcovati，F.Maloberti，et al.“Curvaturecompensated BiCMOS bandgap with 1-V supply voltage，”IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.37，pp.526-529，April 2002.另一些报道的CMOS基准源电路具有很高的温度稳定特性，但是对于具有温度依赖的对数项，它们只是进行了一阶、二阶、或者是相应的曲线纠正，而并没有全部的抵消掉该对数项，如：Hironori Banba，Hitoshi Shiga，et al.“A CMOS BandgapReference Circuit with Sub-1-v Operation，”IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol.34，no.5，May 1999.在本发明中，我们提出了电源电压为1V的非线性纠正CMOS基准电压源，试图从根本上全部抵消关于温度的对数项来获的高的温度稳定性。电路的实现并没有用到电阻分压，而是采用了电平移位的方法，这样可以尽量减少面积以及电阻带来的温度影响。

发明内容

本发明的目的在于提供一种通过全部抵消关于温度的对数项来获得1V电源非线性纠正的高温度稳定性的基准电压源。

本发明的特征在于：含有：第一运算放大器(OPA1)，输出端同时连接到第一MOS管(M0)和第二MOS管(M1)的栅极，而所述第一MOS管(M0)和第二MOS管(M1)的源极同时接电源(VDD)；所述第一运算放大器(OPA1)的正输入端是节点(V_P)，该节点(V_P)在连接到第一MOS管(M0)的漏极的同时，还通过第一电阻(R0)连接到第一PNP晶体管(Q₀)的发射级，第一PNP晶体管(Q₀)的其余两端接地；所述第一运算放大器(OPA1)的负输入端是节点(Vn)，该节点(Vn)在连接到第二MOS管(M1)的漏极的同时还连接到第二PNP晶体管(Q₁)的发射极，第二PNP晶体管(Q₁)的其余两端接地，由于第一运算放大器(OPA1)和第一MOS管(M0)及第二MOS管(M1)的反馈作用，使节点(V_P)和节点(Vn)的电压相等；

第二运算放大器(OPA2)，输出端接第五MOS管(M4)的栅极，第五MOS管(M4)的源极接电源(VDD)；所述第二运算放大器(OPA2)的负输入端接所述节点(Vn)，所述第二运算放大器(OPA2)的正输入端在接到所述第五MOS管(M4)漏极的同时，还通过第二电阻(R1)接地；

第三运算放大器(OPA3)，输出端接第八MOS管(M7)的栅极，而第八MOS管(M7)的漏极反馈到第三运算放大器(OPA3)的正输入端，第三运算放大器(OPA3)的正输入端经第三电阻(R2)接地，而负输入端接第三PNP晶体管(Q₂)的发射极，第三PNP晶体管(Q₂)的其余两端接地；

第六MOS管(M5)和第三MOS管(M2)，两者的源极接电源(VDD)，而漏极在相连后接所述第三运算放大器(OPA3)的负输入端，第六MOS管(M5)的栅极接到所述第二运算放大器(OPA2)的输出端，而第三MOS管(M2)的栅极则接所述第一运算放大器(OPA1)的输出端；

第九MOS管(M8)和第十MOS管(M9)，第九MOS管(M8)的源极接电源(VDD)，而漏极同时接第十MOS管(M9)的漏极和栅极，第十MOS管(M9)的源极接地；

第七MOS管(M6)和第十一MOS管(M10)，第七MOS管(M6)的源极接电源(VDD)，而栅极接到所述第二运算放大器(OPA2)的输出端，同时第七MOS管(M6)的漏极接第十一MOS管(M10)的漏极，形成所述基准电压源的输出端Vbg，而第十一MOS管(M10)的栅极与所述第十MOS管(M9)的栅极相连，但第十一MOS管(M10)的源极接地；

第四MOS管(M3)，源极接电源(VDD)，栅极接所述第一运算放大器(OPA1)的输出端，而第四MOS管(M3)的漏极接到串接在所述输出端Vbg和地之间的第四电阻(R3)和第五电阻(R4)的中点；

所述第一电阻(R₀)的范围是从8kΩ到12kΩ；

第二电阻(R₁)在所述通过第三PNP晶体管(Q₂)的电流基本不随温度T变化的条件下对温度求导得到，

$R_1=(\mathrm{\η}-x+\frac{V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right)}{V_{T_r}})\frac{R_0}{\ln n},$

其中，V_g0是0K时外推得到的pn结二极管电压，V_be(T_r)是在温度T_r时基极与发射极之间的电压，x是流过晶体管电流的温度依赖参数，η是与温度无关、而与工艺相关的参数，取值在3.6到4之间，V_T＝kT/q是热电压，k是Boltzmann常数(1.38×10^-23J/K)，q是电子电荷(1.6×10^-19C)，T是绝对温度，n是所述第一PNP晶体管(Q₀)和第二PNP晶体管(Q₁)的发射极面积之比；

第三电阻(R₂)在所述基准电压源的输出电流I_bg中温度的对数项为零的条件下得到，

$R_2=\frac{\mathrm{\η}}{\mathrm{\η}-1}{R}_1,$

第四电阻(R3)和第五电阻(R4)根据要求的线性补偿关系和所要求的输出基准电压得到，

$R_4=\frac{(V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right))V_{\mathrm{bg}}}{V_{T_r}{V}_{g0}\ln n}{R}_0,$

$R_3=\frac{V_{\mathrm{bg}}}{V_{g0}}\frac{R_1{R}_2}{R_2-R_1}-R_4.$

本发明的优点在于：

1.本发明中，采用了非线性纠正技术抵消了v_be中的温度非线性项，得到的基准电压源具有很高的温度稳定性。

2.根据实际需要可改变核心电路中R₃，R₄的电阻值，基准源的输出电压就可以大范围地变化，且都具有很高的温度稳定性，调节性好。

3.发明的基准电压源电路可用标准的CMOS工艺实现，且在运算放大器中集成电平移位电路，代替了传统的分压电阻，节省了面积。

4.启动电路实用有效，且易于控制，确保了上电之后核心电路能够正确启动。

5.所设计的带隙基准源可用于低电源电压的移动设备电路系统中。

附图说明

图1.非线性纠正的基准电压源的电路图；

图2.本发明采用的运算放大器的电路图；

图3.本发明采用的启动和偏置电路示意图；

图4.1V电源下的基准电压源的温度特性曲线；

图5.基准电压源输出电压随电源电压变化的特性曲线。

具体实施方式

一个正向工作的双极晶体管，其基极与发射极之间的电压V_be随温度的变化并不是线性的，其与温度的变化关系可以表示为：

$V_{\mathrm{be}}=V_{g0}-\frac{T}{T_r}[V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right)]-(\mathrm{\η}-x)V_T\ln \left(\frac{T}{T_r}\right)---\left(1\right)$

其中，V_g0是0K时外推得到的pn结二极管电压，T是绝对温度，V_be(T_r)是在温度T_r时基极与发射极之间的电压，x是流过晶体管电流的温度依赖参数，η是与温度无关、而与工艺相关的参数，取值在3.6到4之间，V_T＝kT/q是热电压，k是Boltzmann常数(1.38×10^-23J/K)，q是电子电荷(1.6×10^-19C)。温度补偿的普遍办法是在温度T_r处对(1)式进行泰勒展开，于是，关于温度的一阶、二阶和高阶相关系数就可以得到。因而，可以采用对应的相反温度依赖项来进行抵消。但是，我们的目的是从整体上就抵消掉非线性项，而并不进行泰勒展开，也就是几乎完全地抵消V_be中依赖温度的对数项。

图1是利用了非线性纠正技术的基准电压源核心电路结构，包括3个OPA、匹配电流镜、电阻和一些纵向PNP晶体管(CMOS标准工艺中可利用的寄生器件)。

双极晶体管的集电极电流可以近似表达成：

$I_c=I_s{e}^{\frac{q{V}_{\mathrm{be}}}{\mathrm{kT}}}---\left(2\right)$

其中，I_c是流过晶体管的电流，I_s是反向饱和偏置电流，那么由(2)式可以得到基极与发射极之间的电压为：

$V_{\mathrm{be}}=V_T\ln \frac{I_c}{I_s}---\left(3\right)$

由图1可知，由于运放OPA1以及MOS晶体管M0、M1的反馈作用，节点V_p和V_n处的电压将是相等的。于是，利用(3)式我们可以得到一个与温度成正比(PTAT)的电流如下式所示：

$I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{V_{\mathrm{be}1}-V_{\mathrm{be}0}}{R_0}=\frac{V_T\ln n}{R_0}---\left(4\right)$

上式中n是晶体管Q0和Q1的发射极面积之比。同理可知，图1中还有其它两个反馈环路：一是由OPA2、M4和R1组成；另一个是由OPA3、M7和R2组成。于是我们可以得到两个具有负的温度系数(CTAT)的电流表达式为：

$I_{\mathrm{CTAT}1}=\frac{V_{\mathrm{be}1}}{R_1}---\left(5\right)$

$I_{\mathrm{CTAT}2}=\frac{V_{\mathrm{be}2}}{R_2}---\left(6\right)$

将等式(1)分别代入到(5)，(6)两式，于是CTAT电流就可以变换为：

$I_{\mathrm{CTAT}1}=\frac{1}{R_1}(V_{g0}-\frac{T}{T_r}(V_{g0}-V_{\mathrm{be}1}\left(T_r\right))-(\mathrm{\η}-x_1)V_T\ln \left(\frac{T}{T_r}\right))---\left(7\right)$

$I_{\mathrm{CTAT}2}=\frac{1}{R_2}(V_{g0}-\frac{T}{T_r}(V_{g0}-V_{\mathrm{be}2}\left(T_r\right))-(\mathrm{\η}-x_2)V_T\ln \left(\frac{T}{T_r}\right))---\left(8\right)$

图1中，流过晶体管Q1的是PTAT电流，于是可知x₁＝1；同时，晶体管Q2的电流是流过M2的PTAT电流和流过M5的CTAT电流之和。根据等式(4)和(5)，可以得到：

$I_{Q2}=I_{\mathrm{PTAT}}+I_{\mathrm{CTAT}1}=\frac{V_T\ln n}{R_0}+\frac{V_{\mathrm{be}1}}{R_1}---\left(9\right)$

这就意味着如果选择合适的电阻R₀和R₁，流过Q2的电流就可以实现关于温度的一阶补偿，即x₂≈0。因此，根据等式(7)和(8)，流过M6的电流I_CTAT1减掉流过M10的电流I_CTAT2，结果为：

$I_{\mathrm{CTAT}1}-I_{\mathrm{CTAT}2}=(\frac{1}{R_1}-\frac{1}{R_2})V_{g0}-(\frac{1}{R_1}-\frac{1}{R_2})\left((V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right))\frac{T}{T_r}\right)-(\frac{(\mathrm{\η}-1)V_T}{R_1}-\frac{\mathrm{\η}{V}_T}{R_2})\ln \left(\frac{T}{T_r}\right)---\left(10\right)$

在方程(10)中，第一项是常数，第二项是关于温度的线性项，最后一项则是关于温度的对数项。由于η是与温度无关的数值，所以选取适当比例的电阻R₁和R₂，对数项就可以完全消除掉。但是，即使(10)式中的对数项已经被消除，关于温度的线性项有可能依然存在。那么我们就需要额外的PTAT电流来补偿，图1中流过晶体管M3的电流I_PTAT解决了这个问题。我们可以得到相关的表达式和输出基准电压为：

$(\frac{1}{R_1}-\frac{1}{R_2})\frac{T}{T_r}(V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right))(R_3+R_4)=\frac{V_T\ln n}{R_0}{R}_4---\left(11\right)$

$V_{\mathrm{bg}}=(\frac{1}{R_1}-\frac{1}{R_2})V_{g0}(R_3+R_4)---\left(12\right)$

由等式(11)和(12)可以看出，调节电阻R₃和R₄的值，我们能够获得大范围的具有高温度稳定性的基准电压。

由于基准电压源电路中用到的运算放大器是在1V电源电压下工作，所以我们采用了两极折叠式的结构如图2所示。

在室温T_r下，双极晶体管Q1和Q2的基极和发射极之间的电压近似相等，大约为：

V_be1(V_T)≈V_be2(V_T)≈0.65V    (13)

由(13)式可知OPA在基准电压源稳定工作情况下的输入共模电平大约为0.65V，我们采用了电平移位电路，来降低运放的输入共模电平。电平移位电路是由M1-M4管组成，用来代替分压电阻。稳定工作情况下，M7-M9将工作在饱和区，而M5和M6是截止的。在电路启动阶段，即使M1，M3，M7和M8处于截止状态，但是M5，M6和M10则是工作在饱和区，能够提供几乎稳定的增益来确保电路能快速启动，也就是说，无论在什么时候，差分对M5和M6，M7和M8至少有一对是工作的。

当给带隙基准源加电的时候，为了使电路能够正常工作，还需要相应的启动和偏置电路，其拓扑结构如图3所示。

第1并联支路，由MOS管(M11)、电阻(R5)、MOS管(M13)串接而成，其中，电阻(R5)的一端接所述MOS管(M11)的漏极，另一端接MOS管(M13)的漏极；

第2并联支路，由MOS管(M12)、MOS管(M14)串接而成，MOS管(M12)和MOS管(M14)的漏极相连；

En是控制使能信号，vbiasp和vbiasn是输出偏置电压，提供给图2所示的运算放大器。图3电路的工作过程如下：当En是低电平时，vbiasp和vbiasn则分别为VDD和VSS，OPA不会工作，于是整个带隙基准源就被禁止；当En变成高电平，M12-M14就会工作在饱和区，提供合适的vbiasp和vbiasn给OPA来启动基准源电路。

基准电压源输出电压的温度特性如图4所示。当温度在15℃至100℃之间变化时，输出电压只有0.5mV的偏差，温度系数约为16.7ppm/℃。图5所示的是室温下，输出的电压基准随电源电压变化特性曲线。可以看出电源电压为0.98V时，带隙基准源已经可以正常工作。在1V电源电压下，输出电压为351.9mV；电源电压在1V～1.4V变化时，输出电压偏差为1.4mV，达到0.4％。

Claims (3)

1.1V电源非线性纠正的高温度稳定性基准电压源，其特征在于，含有：

第一运算放大器(OPA1)，输出端同时连接到第一MOS管(M0)和第二MOS管(M1)的栅极，而所述第一MOS管(M0)和第二MOS管(M1)的源极同时接电源(VDD)；所述第一运算放大器(OPA1)的正输入端是节点(V_P)，该节点(V_P)在连接到第一MOS管(M0)的漏极的同时，还通过第一电阻(R0)连接到第一PNP晶体管(Q₀)的发射级，第一PNP晶体管(Q₀)的其余两端接地；所述第一运算放大器(OPA1)的负输入端是节点(Vn)，该节点(Vn)在连接到第二MOS管(M1)的漏极的同时还连接到第二PNP晶体管(Q₁)的发射极，第二PNP晶体管(Q₁)的其余两端接地，由于第一运算放大器(OPA1)和第一MOS管(M0)及第二MOS管(M1)的反馈作用，使节点(V_P)和节点(Vn)的电压相等；

第二运算放大器(OPA2)，输出端接第五MOS管(M4)的栅极，第五MOS管(M4)的源极接电源(VDD)；所述第二运算放大器(OPA2)的负输入端接所述节点(Vn)，所述第二运算放大器(OPA2)的正输入端在接到所述第五MOS管(M4)漏极的同时，还通过第二电阻(R1)接地；

第三运算放大器(OPA3)，输出端接第八MOS管(M7)的栅极，而第八MOS管(M7)的漏极反馈到第三运算放大器(OPA3)的正输入端，第三运算放大器(OPA3)的正输入端经第三电阻(R2)接地，而负输入端接第三PNP晶体管(Q₂)的发射极，第三PNP晶体管(Q₂)的其余两端接地；

第六MOS管(M5)和第三MOS管(M2)，两者的源极接电源(VDD)，而漏极在相连后接所述第三运算放大器(OPA3)的负输入端，第六MOS管(M5)的栅极接到所述第二运算放大器(OPA2)的输出端，而第三MOS管(M2)的栅极则接所述第一运算放大器(OPA1)的输出端；

第九MOS管(M8)和第十MOS管(M9)，第九MOS管(M8)的源极接电源(VDD)，而漏极同时接第十MOS管(M9)的漏极和栅极，第十MOS管(M9)的源极接地；

第七MOS管(M6)和第十一MOS管(M10)，第七MOS管(M6)的源极接电源(VDD)，而栅极接到所述第二运算放大器(OPA2)的输出端，同时第七MOS管(M6)的漏极接第十一MOS管(M10)的漏极，形成所述基准电压源的输出端Vbg，而第十一MOS管(M10)的栅极与所述第十MOS管(M9)的栅极相连，但第十一MOS管(M10)的源极接地；

第四MOS管(M3)，源极接电源(VDD)，栅极接所述第一运算放大器(OPA1)的输出端，而第四MOS管(M3)的漏极接到串接在所述输出端Vbg和地之间的第四电阻(R3)和第五电阻(R4)的中点；

所述第一电阻(R₀)的范围是从8kΩ到12kΩ；

第二电阻(R₁)在所述通过第三PNP晶体管(Q₂)的电流基本不随温度T变化的条件下对温度求导得到，

$R_1=(\mathrm{\η}-x+\frac{V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right)}{V_{T_r}})\frac{R_0}{\ln n},$

其中，V_g0是0K时外推得到的pn结二极管电压，V_be(T_r)是在温度T_r时基极与发射极之间的电压，x是流过晶体管电流的温度依赖参数，η是与温度无关、而与工艺相关的参数，取值在3.6到4之间，V_T＝kT/q是热电压，k是Boltzmann常数(1.38×10^-23J/K)，q是电子电荷(1.6×10^-19C)，T是绝对温度，n是所述第一PNP晶体管(Q₀)和第二PNP晶体管(Q₁)的发射极面积之比；

第三电阻(R₂)在所述基准电压源的输出电流I_bg中温度的对数项为零的条件下得到，

$R_2=\frac{\mathrm{\η}}{\mathrm{\η}-1}{R}_1,$

第四电阻(R3)和第五电阻(R4)根据要求的线性补偿关系和所要求的输出基准电压得到，

$R_4=\frac{(V_{g0}-V_{\mathrm{be}}\left(T_r\right))V_{\mathrm{bg}}}{V_{T_r}{V}_{g0}\ln n}{R}_0,$

$R_3=\frac{V_{\mathrm{bg}}}{V_{g0}}\frac{R_1{R}_2}{R_2-R_1}-R_4,$

2.根据权利要求1所述的1V电源非线性纠正的高温度稳定性基准电压源，其特征在于所述第一运算放大器(OPA1)、第二运算放大器(OPA2)及第三运算放大器(OPA3)采用两极折叠式结构。

3.根据权利要求1或2所述的1V电源非线性纠正的高温度稳定性基准电压源，其特征在于所述第一运算放大器(OPA1)、第二运算放大器(OPA2)及第三运算放大器(OPA3)的输入端接入一个启动和偏置电路，该电路含有：

第1并联支路，由第十二MOS管(M11)、第六电阻(R5)、第十四MOS管(M13)串接而成，其中，第六电阻(R5)的一端接所述第十二MOS管(M11)的漏极，另一端接第十四MOS管(M13)的漏极；

第2并联支路，由第十三MOS管(M12)、第十五MOS管(M14)串接而成，第十三MOS管(M12)和第十五MOS管(M14)的漏极相连；

所述第十四MOS管(M13)、第十五MOS管(M14)的源极接电源(VDD)，而第十二MOS管(M11)、第十三MOS管(M12)的源极接地，同时第十二MOS管(M11)的栅极接使能控制信号(En)，第十三MOS管(M12)的漏极和栅极相连输出vbiasn，第十四MOS管(M13)与第十五MOS管(M14)的栅极相连并且和所述第十四MOS管(M13)的漏极相连后共同构成第二个输出为vbiasp。

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