CN100454751C - 同步电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供一种不需要信号发生器即可进行零速度时的磁极位置检测的同步电动机的控制装置。本发明的同步电动机的控制装置利用电压型PWM变频器驱动同步电动机，控制电动机的转矩和速度，具有：使PWM载频信号在UVW三相中的UV、VW、WU的各个两相之间具有任意的相位差的单元(6-3)；从检测电压或指令电压和检测电流抽取由此产生的高频电压和高频电流的单元(11)；使用所抽取的高频电压和高频电流，推测磁通位置或磁极位置的单元(12)。

Description

同步电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及能够在包括零速度的极低速运转状态下高精度地推测出磁极位置，并根据所推测出的磁极位置控制转矩和速度的电动机的控制装置。

背景技术

作为以往的磁极推测方法，广泛采用电学论D、108卷12号、1988“具有参数同定功能的无刷DC马达的自适应电流控制方法”中报告的方法，即，根据电动机的输入电压和电流计算出与电动机速度成比例的感应电压，进行速度的推测。另外，还有1996年电气学会产业应用部门全国大会No.170“使用无传感器方式的突极形同步马达的零速度转矩控制”方法，该方法向是通过在电压指令值中迭加交流信号，对检测电流进行FFT解析，来检测出电动机的旋转速度和磁极位置。

但是，在上述现有技术中，在根据马达的感应电压推测转子速度、位置的方法中，虽然在高速区域以充分的精度动作，但在感应电压信息少的极低速下不能准确推测，所以提出把与驱动频率无关的传感用交流信号输入马达，根据电压电流的关系推测转子位置的几种方法。但是，存在着为了输入传感信号需要配置附加的信号发生器，并且导致电动机的控制复杂化的问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种同步电动机的控制装置，通过使PWM变频器的载频信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意相位差，产生驱动频率以外的高频电压和高频电流，根据该电压和电流的关系推测磁极位置，由此不需要信号发生器，可以简化控制装置，并且可以从零速度进行控制。

为了达到上述目的，本发明之一提供一种同步电动机的控制装置，利用电压型PWM变频器驱动同步电动机，控制电动机的转矩和速度，其特征在于，具有：相位差保持单元，使PWM载频信号在UVW三相中的UV、VW、WU各两相之间具有任意的相位差；高频抽取单元，从检测电压或指令电压和检测电流中抽取所产生的高频电压和高频电流；和位置推测单元，使用所抽取的高频电压和高频电流，推测磁通位置或磁极位置，其中，所述位置推测单元根据所抽取的高频电压成分和高频电流成分，利用磁极位置推测器计算出cos2θ、sin2θ，并参照三角函数表求出磁极位置θ。

并且，本发明之二是根据本发明之一的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述相位差保持单元在变频器的UV、VW、WU各两相之间，在马达输入电压或电流中生成电压控制PWM变频器的输出频率以外的任意的高频。

并且，本发明之三是根据本发明之二的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述高频抽取单元转换为把马达的三相中的U相作为α轴、把与其90°正交的轴作为β轴的两相静止坐标系，分别在α轴、β轴上检测所述任意的高频成分的电压和电流，利用带通滤波器仅抽取出所述任意的高频成分。

并且，本发明之四是根据本发明之一的同步电动机的控制装置，其特征在于，具有电流控制装置，使用由推测磁极位置的单元推测出的位置，把检测电流分离为磁极方向分量和转矩分量，通过分别反馈这些分量来实施电流控制。

并且，本发明之五是根据本发明之一的同步电动机的控制装置，其特征在于，具有速度推测装置，使用由推测磁极位置的单元推测的位置，推测速度。

并且，本发明之六是根据本发明之五的同步电动机的控制装置，其特征在于，具有速度控制装置，反馈由速度推测装置推测的速度，实施速度控制。

附图说明

图1是本发明的实施方式的同步电动机的控制装置的方框图。

图2是图1所示PWM控制器的方框图。

图中：1速度控制器；2q轴电流控制器；3非干涉控制器；4d轴电流控制器；5电压振幅和相位运算器；6PWM控制器；7变频器主电路；8电动机；9静止坐标转换器；10旋转坐标转换器；11带通滤波器；12磁极位置推测器；13三角函数表；14速度推测器。

具体实施方式

根据该同步电动机的控制装置，本发明示例的是以在原理上使用载频频率成分的电流检测磁极位置的方法为基础，利用该方式构成具有电流控制器、速度推测器、速度控制器的控制装置。

首先，说明该磁极位置检测的基本原理。在由电压型PWM变频器驱动的同步电动机的矢量控制装置中，使PWM载频信号在UVW三相中的UV、VW、WU各个两相之间具有任意的相位差，由此产生与驱动频率不同的高频电压和高频电流。即，通过任意提供PWM的载频频率和载频相位差，可以把将要产生的高频成分的频带调整为与驱动频率不同的频率。例如，把相位差设为120度时，频率与载频频率相同的电压和电流成分大。在这种情况下，高频电压由下面的算式a表示。

算式a

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{uh}}\\ u_{\mathrm{vh}}\\ u_{\mathrm{wh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}V\sin \left({\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\\ V\sin ({\mathrm{\ω}}_{h}t-2\mathrm{\π}/3)\\ V\sin ({\mathrm{\ω}}_{h}t+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]$

其中，uuh、uvh、uwh分别表示U相、V相、W相的高频电压，V表示高频电压振幅，ωh表示载频角频率。

另外，高频电压和高频电流的关系由算式(1)表示。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{uh}}\\ u_{\mathrm{vh}}\\ u_{\mathrm{wh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}_{\mathrm{uu}}& L_{\mathrm{uv}}& L_{\mathrm{uw}}\\ L_{\mathrm{vu}}& L_{\mathrm{vv}}& L_{\mathrm{vw}}\\ L_{\mathrm{wu}}& L_{\mathrm{wv}}& L_{\mathrm{ww}}\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{uh}}\\ i_{\mathrm{vh}}\\ i_{\mathrm{wh}}\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，iuh、ivh、iwh分别表示U相、V相、W相的高频电流，L表示电感，Luu、Lvv、Lww分别表示U相、V相、W相各自的电感，其他表示相间的电感。由于在转子中使用永磁铁的电动机具有电突极，所以电感包括磁极位置的信息。

L_uv＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ-2π/3)

L_vw＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ)

L_uw＝-L_g0/2+L_g2cos(2θ+2π/3)

L_uu＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ)

L_vv＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ+2π/3)

L_ww＝L_s+L_g0+L_g2cos(2θ-2π/3)

其中，Lg0表示空隙磁通的激励电感，Ls表示定子泄漏电感，Lg2表示大小依赖于角度的电感。

如果把算式(1)转换为定子基准的静止坐标系，则可得到算式(2)。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αh}}\\ u_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_0-L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αh}}\\ i_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，L0＝Ls+3Lg0/2，L1＝3Lg2/2。

如果根据算式(2)导入磁极位置信息sin(2θ)、cos(2θ)，则可得到算式(3)。这样，使用高频电压和高频电流可以推测出磁极位置。

$\left[\begin{array}{c}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{L_1[{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\αh}}\right)}^2+{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)}^2]}\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\αh}}-u_{\mathrm{\βh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}-L_0[{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\αh}}\right)}^2-{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)}^2]\\ u_{\mathrm{\αh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}+u_{\mathrm{\βh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\αh}}-{2L}_0\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\αh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)\end{array}\right]---\left(3\right)$

如果使该推测机构与载频频率同步，在高频电流iβh为峰值时取样电流，则由于相位偏离90度的iαh为零，所以还可以把算式(3)简单表示为算式(4)。

$\left[\begin{array}{c}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{L_1{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)}^2}\left[\begin{array}{c}-u_{\mathrm{\βh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}+L_0{\left(\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)}^2\\ u_{\mathrm{\αh}}\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-u_{\mathrm{\βh}}/\left(L_1\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)+L_0\\ u_{\mathrm{\αh}}/\left(L_1\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_{\mathrm{\βh}}\right)\end{array}\right]---\left(4\right)$

根据该算式(3)、算式(4)求出cos(2θ)、sin(2θ)，根据该值，从在运算器中的预先准备的三角函数表中查出角度2θ，并除以2，由此可以推测出磁极位置θ(以下θ^)。

并且，在算式(3)、算式(4)的运算中使用电流微分值，但由于高速时电流急剧变化，所以磁极位置θ^形成振动状态。因此，按算式(5)所示根据算式(2)求出电流微分值，将两边积分得到算式(6)。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αh}}\\ i_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]=\frac{1}{{L^2}_0-{L^2}_1}\left[\begin{array}{cc}{L}_0-L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ -L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_0+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\αh}}\\ u_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αh}}\\ i_{\mathrm{\βh}}\end{array}\right]=\frac{1}{{L^2}_0-{L^2}_1}\left[\begin{array}{cc}{L}_0-L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ -L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_0+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\∫u_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt}\\ \∫u_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt}\end{array}\right]---\left(6\right)$

根据算式(6)，如果导入磁极位置信息sin(2θ)、coS(2θ)，则可得到算式(7)。

$\left[\begin{array}{c}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{L_1({(\∫u_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt})}^2+{\left({\∫u}_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt}\right)}^2)}\·$

$\left[\begin{array}{cc}{L}_0({(\∫u_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt})}^2-{(\∫u_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt})}^2)-({L^2}_0-{L^2}_1)& (i_{\mathrm{\αh}}{\∫u}_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt}-i_{\mathrm{\βh}}{\∫u}_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt})\\ {2L}_0\∫u_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt}{\∫u}_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt}-({L^2}_0-{L^2}_1)& (i_{\mathrm{\αh}}{\∫u}_{\mathrm{\βh}}\mathrm{dt}+i_{\mathrm{\βh}}{\∫u}_{\mathrm{\αh}}\mathrm{dt})\end{array}\right]---\left(7\right)$

在载频周期和电压取样周期同步的情况下，电压积分值按照算式c所示作为固定值处理。

算式c

∫u_αhdt＝u_αhΔt，∫u_βhdt＝u_βhΔt

Δt：取样时间

这样，把通过任意提供PWM的载频频率和载频相位差产生的高频成分的频率频带调整为与驱动频率不同的频率，可以根据高频电压和高频电流的关系推测出磁极位置。在这种情况下，完全没有必要从外部迭加交流信号。并且，磁极位置是以与驱动频率无关的频率频带推测的，所以即使在零速度状态下也能够推测。

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

图1是本发明的实施方式的同步电动机的控制装置的控制方框图。

图2是图1所示PWM控制器的方框图。

在图1中，速度控制器1将速度指令值与速度推测值进行比较，并决定使偏差为零的q轴电流(转矩电流)指令isqef。q轴电流控制器2将iqRef与和被转换为与转子同步旋转的坐标系的电流中与转矩成比例的电流iq进行比较，并决定使偏差为零的电压指令Vq。

d轴电流控制器4比较idRef和被转换为与转子同步旋转的坐标系的电流中的磁极方向电流id，并决定使偏差为零的电压指令Vd。非干涉控制器3计算在d轴、q轴之间相互干涉的速度起动力，并进行控制以消除对电流控制器的影响。电压振幅和相位运算器5把电压指令值Vd、Vq作为输入，计算指令电压矢量的振幅和相位。PWM控制器6把由电压振幅和相位运算器5计算的指令电压矢量的振幅和相位作为输入，产生倒相切换信号。

图2表示产生图1的任意高频的PWM控制器6。

三相电压指令运算器6-1把由矢量控制装置计算的电压指令矢量的振幅和相位角作为输入，计算出三相电压指令值。另一方面，为了产生与驱动频率不同的高频，使具有由载频信号发生器6-4发生的任意频率的载频信号，在移相器6-3以U相基准将V相的相位错开角度Δθ、将W相错开2Δθ，在比较器6-2将它们与电压指令值比较，产生切换信号。然后，输入到变频器主电路7。并且，该任意高频电压Vu、Vv、Vw和检测电流iu、iv、iw被输入到静止坐标系转换器9。

磁极位置的推测，首先按照算式(2)所示，在静止坐标系转换器9把检测电压或指令电压和检测电流从三相转换为两相的交流信号，通过带通滤波器11仅抽取出所指定的任意频率。

在磁极位置检测器12进行算式(3)、算式(4)、算式(7)的运算，算出cos2θ、sin2θ，根据三角函数表(查询表)13推测磁极位置θ。根据所得到的θ，由速度推测器14推测出速度ω，以此来控制速度控制器1。

虽然参照特定的实施方式详细说明了本发明，但对本领域技术人员来说显然可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行各种变更和修改。

本申请以2002年8月30日申请的日本专利申请(特愿2002-252617)为基础，其内容作为参考被引用在本申请中。

如上所述，根据本发明，通过任意提供PWM变频器的载频频率和载频相位差，实现以不同于驱动频率的任意频率来推测磁极位置，所以具有在零速度状态下也能够准确推测磁极位置的效果。

另外，完全没有必要从外部迭加交流信号，所以不需要额外设置信号发生器，具有可以简化同步电动机的控制装置的效果。

Claims (6)

1.一种同步电动机的控制装置，利用电压型PWM变频器驱动同步电动机来控制电动机的转矩和速度，其特征在于，所述同步电动机的控制装置具有：

相位差保持单元，使PWM载频信号在UVW三相中的UV、VW、WU各两相之间具有任意的相位差；

高频抽取单元，从检测电压或指令电压和检测电流中抽取所产生的高频电压和高频电流；和

位置推测单元，使用所抽取的高频电压和高频电流，推测磁通位置或磁极位置，

其中，所述位置推测单元根据所抽取的高频电压成分和高频电流成分，利用磁极位置推测器计算出cos2θ、sin2θ，并参照三角函数表求出磁极位置θ。

2.根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述相位差保持单元在变频器的UV、VW、WU各两相之间，在马达输入电压或电流中生成电压控制PWM变频器的输出频率以外的任意的高频。

3.根据权利要求2所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述高频抽取单元转换为把马达的三相中的U相作为α轴、把与其90°正交的轴作为β轴的两相静止坐标系，分别在α轴、β轴上检测所述任意的高频成分的电压和电流，利用带通滤波器仅抽取出所述任意的高频成分。

4.根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述同步电动机的控制装置具有电流控制装置，该电流控制装置使用由推测磁极位置的单元推测出的位置，把检测电流分离为磁极方向分量和转矩分量，并通过分别反馈这些分量来实施电流控制。

5.根据权利要求1所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述同步电动机的控制装置具有速度推测装置，该速度推测装置使用由推测磁极位置的位置推测单元所推测出的位置来推测速度。

6.根据权利要求5所述的同步电动机的控制装置，其特征在于，所述同步电动机的控制装置具有速度控制装置，该速度控制装置反馈由速度推测装置推测出的速度，实施速度控制。

Images