CN104106207A - 电力转换装置、电动机驱动系统、输送机和升降装置 - Google Patents

Abstract

推算基于电动机的凸极效应的磁极位置的检测灵敏度。在电动机控制装置(100a)中，叠加电压相位调整单元(7)根据由电流提取单元(6)从电流矢量(I)提取的高频电流矢量(Ih)输出高频电压相位指令值(θvh*)。电流控制单元(5)根据该高频电压相位指令值(θvh*)推算磁极位置(θd)，输出基波电压矢量指令(V1*)。叠加电压移相单元(8)调整高频电压相位指令值(θvh*)并输出移相后的高频电压相位指令值(θvh**)。由此，电压叠加单元(9)将交变电压叠加到基波电压矢量指令(V1*)而输出至电压转换单元(3)。灵敏度计算单元(10)根据高频电流矢量(Ih)和移相后的高频电压相位指令值(θvh**)计算磁极位置(θd)的推算的灵敏度(KΔθ)。

Description

电力转换装置、电动机驱动系统、输送机和升降装置

技术领域

本发明涉及电力转换装置以及包括该电力转换装置的电动机驱动系统、输送机和升降装置。

背景技术

同步电机和感应电机等交流电动机(以下仅称为“电动机”)的驱动系统中，作为将直流电力转换成交流电力来驱动电动机的电动机驱动装置往往使用以电压型逆变器为代表的电力转换装置。为了提高这种电动机驱动用电力转换装置的性能，需要高精度地检测转子的磁极位置和转速等，以作为电动机的转子的控制信息。近年来的电力转换装置不是将位置传感器或测速器等安装到电动机来实际地测量转子的旋转状态，而是使用通过根据电动机产生的反电动势的信息推算转子的旋转状态来进行高精度的控制量推算的控制方法。

但由于电动机转速在极低速附近时反电动势的绝对值变小，上述根据反电动势信息推算转子的旋转状态的电动机控制方法难以适用。因此作为低速时的控制量推算方法，有利用电动机的凸极效应的方法。

专利文献1中记载了特别地利用永磁式同步电动机的凸极效应进行表示转子的旋转状态的磁极位置的推算的磁极位置检测装置。该磁极位置检测装置在电动机的规定相位产生交变磁场，检测与该相位正交的成分的高频电流(或电压)，基于其推算电动机转子的磁极位置。该技术利用电动机转子的电感相对于叠加相位而变化的特性(电气上的凸极效应)来推算电动机转子的磁极位置。即，通过根据高频电压与脉动电流的相关关系测量电感，基于凸极效应推算磁极位置。

利用该方法能够在不使用用于检测转子的旋转状态的传感器时以良好精度推算电动机的运转信息。由此能够削减传感器、输出传感器的检测信号的线缆等成本以及它们的设置工序。进一步地，能够抑制传感器的安装误差和周围环境导致的噪声、传感器故障等导致的电动机驱动的工作故障。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第3312472号

发明内容

发明要解决的课题

如专利文献1记载的技术，对电压指令加上高频电压来产生高频电流的电动机的控制方法利用电流工作点附近的局部电感。然而，电动机中在负载增大、电流量增加后往往产生磁饱和现象，有局部电感的凸极效应非线性地减小的趋势。因此，在高负载区域，利用凸极效应的磁极位置检测的灵敏度降低，其结果是产生电流脉动和扭振增加的问题。进一步地，根据情况还存在失调的危险性。

本发明针对上述问题而完成，其主要目的是为了预防高负载区域的失调、安全地维持电动机的驱动而推算基于电动机的凸极效应的磁极位置检测的灵敏度。

用于解决课题的方案

基于本发明的电力转换装置包括：包括：电压转换单元，其将直流电压转换成交流电压而将其输出到具有凸极效应的交流电动机；电流检测单元，其检测流过交流电动机的电流；电流提取单元，其从由电流检测单元检测出的电流提取高频电流；叠加电压相位调整单元，其根据由电流提取单元提取的高频电流，推算交流电动机的转子的磁极位置，并输出用于调整叠加以与转子的旋转周期不同的周期变化的交变电压的相位的高频电压相位指令值；电流控制单元，其根据由叠加电压相位调整单元输出的高频电压相位指令值，推算磁极位置，输出用于控制流过交流电动机的电流的基波电压指令；叠加电压移相单元，其调整高频电压相位指令值；电压叠加单元，其根据由叠加电压移相单元调整后的高频电压相位指令值，将交变电压叠加到基波电压指令而将其输出至电压转换单元；和灵敏度计算单元，其根据由电流提取单元提取的高频电流和由叠加电压移相单元调整后的高频电压相位指令值，来计算所述磁极位置的推算的灵敏度。

基于本发明的电动机驱动系统包括上述电力转换装置和交流电动机。

基于本发明的输送机包括上述电力转换装置、交流电动机和利用交流电动机产生的驱动力工作的输送部。

基于本发明的升降装置包括上述电力转换装置、交流电动机、升降部和利用交流电动机产生的驱动力使升降部上下移动的曳引机构。

发明效果

通过本发明能够推算利用电动机的凸极效应的磁极位置检测的灵敏度。

附图说明

图1是本发明的第一实施方式的电动机驱动系统110a的结构图。

图2是基波电流和高频电流的示意图。

图3是基波电流矢量I1与基波电压矢量V1的关系以及高频电流矢量Ih与高频电压矢量Vh的关系的示意图。

图4是表示相位差θivh与相位差θvhd的关系的曲线的模式图。

图5是比较例的电动机驱动系统110b的结构图。

图6是表示比较例中高频电压矢量Vh与高频电流矢量Ih的一个例子的图。

图7是叠加电压移相单元8的示意图。

图8是表示本发明中高频电压矢量Vh与高频电流矢量Ih的一个例子的图。

图9是本发明的灵敏度计算的原理说明图。

图10是本发明的第二实施方式的电动机驱动系统110c的结构图。

图11是本发明的第三实施方式的电动机驱动系统110d的结构图。

图12是本发明的第四实施方式的电动机驱动系统110e的结构图。

图13是本发明的第五实施方式的输送机130的结构图。

图14是本发明的第六实施方式的升降装置140的结构图。

图15是基于瞬态现象的灵敏度检测误差的原理说明图。

具体实施方式

以下参照附图详细地说明本发明的第一至第六各实施方式。其中，在以下的说明中对各图共通的结构要素分别附以相同记号，并省略对这些重复的结构要素的说明。

(第一实施方式)

图1是本发明的第一实施方式的电动机驱动系统110a的结构图。

在图1中，电动机驱动系统110a包括电力转换装置101a和电动机1。电力转换装置101a包括电动机控制装置100a、电压转换单元3和电流检测单元2。

首先对用于说明电动机驱动系统110a的动作的记号的定义进行说明。首先，利用图2的示意图说明电动机驱动系统110a中驱动电动机1时从电力转换装置101a流向电动机1的基波电流和高频电流。

图2(a)表示从电力转换装置101a流向电动机1的三相交流电流的各相波形的一个例子。如该图所示，u相交流电流Iu、v相交流电流Iv和w相交流电流Iw中，相位相差120°的正弦波上分别叠加了高频电流。如下所述，该高频电流是为了推算电动机1的转子的磁极位置而在电动机控制装置100a中叠加的叠加电压所产生的。

图2(b)是通过通常的三相二相转换将图2(a)所示的一个周期的三相交流电流波形转换到定子坐标系而得到的电流轨迹。该图2(b)的电流轨迹可认为分离成对应图2(a)的正弦波成分的圆形轨道成分和相对于该圆形轨道成分高频地振动的振动成分。以下，将该圆形轨道成分称为基波成分，将振动成分称为高频波成分。

图2(b)的电流轨迹中的各瞬间的电流可利用从原点出发的矢量I表示。该电流矢量I由以下式(1)表示。在式(1)中，I1为表示电流的基波成分的基波电流矢量，Ih为表示电流的高频波成分的高频电流矢量。即，从电力转换装置101a流至电动机1的三相交流电流可表示为在基波电流矢量I1的旋转上叠加高频电流矢量Ih的振动。

I＝I1+Ih……(1)

对于从电力转换装置101a施加到电动机1的三相交流电压，也能够与上述说明的三相交流电流同样地通过转换到定子坐标系表示为下式(2)所示的电压矢量V。式(2)中，V1是表示电压的基波成分的基波电压矢量，Vh为表示电压的高频波成分的高频电压矢量。

V＝V1+Vh……(2)

接着，对上述基波电流矢量I1与基波电压矢量V1的关系以及高频电流矢量Ih与高频电压矢量Vh的关系，利用图3的示意图进行说明。

图3(a)模式性地表示图2(b)的电流轨迹中某瞬间的基波电流矢量I1和对应其的基波电压矢量V1。如图3(a)所示，将α相(u相)的基波电流矢量I1、基波电压矢量V1的相位分别定义为基波电流相位θi1、基波电压相位θv1。

在此，令电动机1为转子使用永磁铁的同步电机。这种情况下，基波电流相位θi1的角速度即基波电流矢量I1的旋转速度以及基波电压矢量V1的角速度即基波电压矢量V1的旋转速度与电动机1的转子的转速ωr大约一致。此外，在图3(a)中通过分别对基波电流矢量I1与基波电流矢量V1的各范数(norm)进行归一化(正规化)，在同一定子坐标平面上模式性表示电压和电流这些不同的物理量。

图3(b)模式性地表示图2(b)的电流轨迹中某瞬间的高频电流矢量Ih和对应其的高频电压矢量Vh。如图3(b)所示，将α相(u相)的高频电流矢量Ih、高频电压矢量Vh的相位分别定义为高频电流相位θih、高频电压相位θvh。

在此，令电动机控制装置100a为根据PWM等调制信号对电压指令进行调制而输出的电压型逆变器。这种情况下，高频电流矢量Ih和高频电压矢量Vh除了上述叠加电压的成分之外，还包含调制信号带来的成分。但在此假定叠加电压的成分占支配地位，调制信号带来的成分可忽略。并且，假定相比作为转速ωr的附近值的基波频率，高频电流矢量Ih和高频电压矢量Vh的振动频率足够地大。如图3(b)所示，根据这些假定，在定子坐标平面上观察到的高频电流矢量Ih和高频电压矢量Vh分别以基波电流矢量I1和基波电压矢量V1的各终点(工作点)为中心，描绘直线状的轨道。即，基波电流矢量I1的终点定义为高频电流矢量Ih的起点。并且，基波电压矢量V1的终点定义为高频电压矢量Vh的起点。

接着，对本发明中基于凸极效应的电动机1的磁极位置的检测原理进行说明。电动机1中的上述电压矢量V与电流矢量I的关系可由下式(3)表示。在式(3)中，表示电动机1的主磁通矢量，r表示电动机1的阻抗值。

【公式1】

$V=\mathrm{rI}+\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{\φ}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

在式(3)中，若仅关心高频波成分，则阻抗值r导致的电压降量可足以忽略。因此，高频电压矢量Vh带来的磁通变化可近似为局部的电感矩阵L与高频电流矢量Ih的乘积。因此式(3)可变形为下式(4)。

【公式2】

$V_h=L\frac{d}{\mathrm{dt}}{I}_h\·\·\·\·\·\·\left(4\right)$

在此，在电动机1的转子构造并非相对于其位置方向对称的情况下，式(4)的电感矩阵L具有与转子位置相应的异向性。因此，若将α相(u相)的与转子的磁极位置相应的电角相位定义为磁极位置θd，则电感矩阵L可表示为磁极位置θd的函数。具有这种非对称的转子形状的永磁式同步电动机大多具有如下特性，与埋入转子的磁铁产生的磁通方向平行的方向上的电感最小，与其方向正交的方向上的电感最大。这种特性被称为凸极效应。

如图3(b)所示，在电动机1具有上述凸极效应的情况下，高频电压相位θvh与高频电流相位θih不一定一致。因此，将这种情况下的高频电流相位θih与高频电压相位θvh之差定义为相位差θivh。此外，将高频电压相位θvh与磁极位置θd之差定义为相位差θvhd。即，相位差θivh、θvhd分别由下式(5)、(6)表示。

θivh＝θih-θvh……(5)

θvhd＝θvh-θd……(6)

图4是表示上述相位差θivh与相位差θvhd的关系的曲线的模式图。已知若以相位差θvhd为横轴、相位差θivh为纵轴作出表示它们的关系的曲线，则可获得与图4(a)所示的正弦波相近的曲线。根据图4(a)的曲线可知当θvhd＝0时θivd＝0。

图4(a)的曲线在零点附近可近似为直线。将该直线的斜率定义为基于凸极效应的磁极位置推算的灵敏度KΔθ(＜0)。在零点附近，利用该灵敏度KΔθ，相位差θivh与相位差θvhd之间成立以下(7)的关系。

θivh＝KΔθ×θvhd……(7)

根据式(7)，通过调整叠加电压的相位使得θivh＝0，能够使θvhd＝0。由此，根据式(6)可知，能够使高频电压相位θvh与磁极位置θd始终一致。即，能够从高频电压相位θvh的值得知磁极位置θd。

在此，上述的相位差θivh与相位差θvhd的关系因电动机1的凸极效应的大小而变化。其情况如图4(b)所示。图4(b)表示凸极效应越大则灵敏度KΔθ的绝对值增大、凸极效应越小则灵敏度KΔθ的绝对值减小的情况。

如上所述，电动机1的凸极效应为电动机1中的电感的异向性。电动机1中，若输出转矩变大，电流量增大，则与其相应地交链于转子的电流磁通也逐渐增加。此时，由于磁饱和现象，转子的电感也逐渐下降。尤其地，电动机1中电流有效地转换成转矩的相位(有效电流方向)与上述电感最大的相位大约一致，随着电流的增加，该相位方向的电感降低。这样，若电动机1中电感降低，则与其相应地凸极效应亦即转子电感的异向性相对地消失。因此，若电动机1运转中转矩增加，从某个工作点开始凸极效应减弱，灵敏度KΔθ的绝对值变小。其结果是，若灵敏度KΔθ低于规定的检测界限，则无法控制电动机1，存在发生失调的危险。

因此，为了消除这种问题，本发明的电动机驱动系统110a推算灵敏度KΔθ，在该推算结果低于规定的基准值时，输出灵敏度不足的警告。由此预防高负载区域的失调，安全地维持电动机1的驱动。并且，对该点在后面详细地进行说明。

以上为本发明中基于凸极效应的磁极位置的检测原理。

在此回到图1，对电动机驱动系统110a的各结构的动作进行说明。

电流检测单元2检测从电压转换单元3流到电动机1的三相交流电流的瞬时值即上述电流矢量I，将该检测结果输出到电流提取单元6。电流检测单元2例如通过使用霍尔元件的电流传感器实现。

电压转换单元3基于电动机控制装置100a生成的电压矢量指令V*，将来自直流电源(未图示)的直流电压变换成三相交流电压，输出至电动机1。此时从电压转换单元3向电动机1输出的三相交流电压通过上述电压矢量V表示。电压转换单元3例如通过使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)等作为开关元件的逆变器实现。

电动机1为三相同步电动机，通过来自电压转换单元3的三相交流电压运转。电动机1为具有上述凸极效应的永磁式同步电动机，以埋入多个永磁铁的转子在定子内部旋转的方式构成。此外，对这种电动机1的结构的细节省略图示。

电动机控制装置100a包括转矩指令生成单元4、电流控制单元5、电流提取单元6、叠加电压相位调整单元7、叠加电压移相单元8、电压叠加单元9、灵敏度计算单元10和报警单元11。此外，电动机控制装置100a由ROM(Read Only Memory，只读存储器)、RAM(RandomAccess Memory，随机访问存储器)、CPU(Central Processing Unit，中央处理器)、程序等构成。即，电动机控制装置100a所具有的上述单元分别作为CPU根据程序执行的处理来实现。

在此，为了易于理解地对电动机控制装置100a的特征进行说明，首先将不使用本发明的灵敏度KΔθ的推算时电动机1的控制方法作为比较例进行说明。图5是比较例的电动机驱动系统110b的结构图。该电动机驱动系统110b包括与图1共通的电动机1以及电力转换装置101b。电力转换装置101b包括与图1共通的电压转换单元3、电流检测单元2和电动机控制装置100b。

电动机控制装置100b作为与图1的电动机控制装置100a共通的构成要素，包括转矩指令生成单元4、电流控制单元5、电流提取单元6、叠加电压相位调整单元7和电压叠加单元9。另一方面，未包括图1的叠加电压移相单元8、灵敏度计算单元10和报警单元11。即，与图5的电动机控制装置100b相比，图1的电动机控制装置100a的特征在于包括叠加电压移相单元8、灵敏度计算单元10和报警单元11的点。

接着，对图5的电动机控制装置100b的各结构的动作进行说明。

转矩指令生成单元4基于来自上级系统的请求等将给予电动机1的转矩指令τ*输出至电流控制单元5。

电流提取单元6根据电流检测单元2检测出的电流矢量I提取基波电流矢量I1和高频电流矢量Ih。并且，将基波电流矢量I1输出至电流控制单元5，将高频电流矢量Ih输出至叠加电压相位调整单元7。此外，基于在电流提取单元6中根据电流矢量I提取基波电流矢量I1和高频电流矢量Ih的具体方法在后面详细地进行说明。

叠加电压相位调整单元7按照上述基于凸极效应的磁极位置的检测原理，根据来自电流提取单元6的高频电流矢量Ih来决定高频电压相位指令值θvh*，作为高频电压相位θvh的目标值。具体地，根据高频电流矢量Ih求出高频电流相位θih，基于其输出高频电压相位指令值θvh*，以使得高频电流相位θih与高频电压相位θvh一致。即，决定高频电压相位指令值θvh*，使得高频电流相位θih与高频电压相位θvh的相位差θivh为0，因此θvhd＝0，由此使磁极位置θd与高频电压相位θvh一致。然后，将决定的高频电压相位指令值θvh*输出至电流控制单元5和电压叠加单元9。由此，向电流控制单元5输出高频电压相位指令值θvh*，作为用于推算磁极位置θd的信息。并且，向电压叠加单元9输出高频电压相位指令值θvh*，作为用于调整对来自电流控制单元5的基波电压矢量指令V1*叠加后述的交变电压的相位的信息。

电流控制单元5基于从转矩指令生成单元4输入的转矩指令τ*，计算基波电流矢量指令I1*，作为基波电流矢量I1的目标值。然后，决定基波电流矢量指令V1*作为基波电流矢量I1的目标值并输出，使得流过电动机1的电流矢量I中所含的基波电流矢量I1与该基波电流矢量指令I1*一致。

此外，电流控制单元5在计算基波电流矢量指令I1*时，基于来自叠加电压相位调整单元7的高频电压相位指令值θvh*来推算磁极位置θd。即，作为同步电动机的电动机1输出的转矩由基波电流矢量I1和磁极位置θd的函数表示。因此，为了维持转矩为定值，需要同步基波电流相位θi1与磁极位置θd，使其差固定，并且控制基波电流矢量I1的振幅。为了进行这些处理，需要推算磁极位置θd。在此，高频电压相位指令值θvh*由于如上所述从叠加电压相位调整单元7输出，可认为与磁极位置θd大约一致。因此，能够根据高频电压相位指令值θvh*推算磁极位置θd，计算基波电流矢量指令I1*。

电压叠加单元9基于来自叠加电压相位调整单元7的高频电压相位指令值θvh*，调整高频电压相位指令值Vh*作为高频电压矢量Vh的目标值并输出。在此，高频电压矢量Vh的标准波形如下所述为周期性地变化的矩形波。如上所述，该矩形波的频率即高频电压矢量Vh的振动频率与转子的转速ωr相比足够地大。电压叠加单元9决定高频电压矢量指令Vh*并输出，使得相对于高频电压相位指令值θvh*输出与这种矩形波相应的交变电压。

来自电流控制单元5的基波电流矢量指令V1*与来自电压叠加单元9的高频电压矢量指令Vh*相加，作为电压矢量指令V*输出至电压转换单元3。即，从电动机控制装置100a输出至电压转换单元3的电压矢量指令V*中，通过电压叠加单元9对基波电压矢量指令V1*叠加了与高频电压矢量指令Vh*相应的交变电压。

接着，对在基于凸极效应的磁极位置的检测中起到核心作用的上述电压叠加单元9和电流提取单元6的动作详细地进行说明。它们通过如下所述地协同工作，能够检测出电动机1的磁极位置。

如上所述，电动机1的凸极效应为电动机1中的电感的性质。为了根据式(4)得到电感信息，需要分别求出电压矢量Vh和因其产生的电流矢量Ih。为了实现这点，电动机控制装置100b使高频电压矢量Vh为矩形波，使该矩形波的相位与电流矢量I的检测时刻同步。

图6是表示比较例的电动机控制装置100b中高频电压矢量Vh与高频电流矢量Ih的一个例子的图。图6(a)表示高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih的标准(norm)波形的例子。此外，这些标准波形中，向高频电压相位θvh、高频电流相位θih分别翻转180°后的相位方向的位移被表示为负值。图6(b)、图6(c)分别表示对应图6(a)的、以电动机1的定子为基准的定子坐标平面上的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih的例子。

在图6(a)中，将开始的一个周期分割成(1)～(4)四个区间，在(1)、(2)区间中，高频电压矢量Vh的范数表示为正值。在这些区间中，高频电流矢量Ih的范数按照与邻域电感相应的变化率增加。另一方面，在(3)、(4)区间中，高频电压矢量Vh的范数表示为负值。在这些区间中，高频电流矢量Ih的范数按照与邻域电感相应的减少率减少。

在此，在电压叠加单元9和电流提取单元6中，使按照上述(1)～(4)的各区间改变高频电压矢量指令Vh*的时刻与对电流检测单元2检测出的电流矢量I采样的时刻同步。这在各周期中反复。即，电流提取单元6按照图6(a)中高频电流矢量Ih的标准波形上显示的各电流矢量检测点的时刻来获取电流矢量I。通过这样，电流提取单元6能够交替地获取高频电流矢量Ih的上下各峰值以及中心值作为电流矢量I。

电流提取单元6通过如上所述地获取电流矢量I，能够从电流矢量I提取高频电流矢量Ih和基波电流矢量I1。即，通过从本次检测出的电流矢量I减去上次检测出的电流矢量I，能够求出高频电流矢量Ih。并且，通过计算规定期间内的电流矢量I的平均，能够对电流矢量I消除高频波成分，求出基波电流矢量I1。这样，通过从电流矢量I提取高频电流矢量Ih和基波电流矢量I1，能够相互分离地求出它们。

如上所述，通过将高频电压矢量Vh作为矩形波输出，并进一步地使电压叠加单元9与电流提取单元6协同工作，能够从检测出的电流矢量I求出高频电流矢量Ih和基波电流矢量I1。其结果是，能够通过上述基于凸极效应的磁极位置的检测原理来检测电动机1的磁极位置。

比较例的电动机驱动系统110b具有以上说明的结构。

接着，对图1所示的本发明的第一实施方式的电动机驱动系统110a，以与图5的上述比较例的电动机驱动系统110b的差别为中心进行说明。在图1的电动机驱动系统110a中，电动机控制装置100a在图5的电动机控制装置100b所包括的各结构的基础上进一步地包括叠加电压移相单元8、灵敏度计算单元10和报警单元11。

向叠加电压移相单元8输入来自叠加电压相位调整单元7的高频电压相位指令值θvh*。对该高频电压相位指令值θvh*，叠加电压移相单元8通过加上规定的移相量来调整其值。然后，将调整后的值作为移相后的高频电压相位指令值θvh**输出至电压叠加单元9和灵敏度计算单元10。

图7是叠加电压移相单元8的示意图。图7(a)是表示叠加电压移相单元8的内部结构的一个例子的图。

如图7(a)所示，叠加电压移相单元8具有叠加模式生成单元71和信号选择器72。信号选择器72从三个移相量候补值θvh1、θvh2、θvh3中选择其中之一，作为移相量输出。该信号选择器72所选择的移相量候补值根据从叠加模式生成单元71输入的叠加模式信号依次地切换。

叠加模式生成单元71向信号选择器72输出用于决定选择的移相量候补值的叠加模式信号。此时，叠加模式生成单元71以电流提取单元6如上所述地对电流矢量1进行采样时的采样周期或者其整数倍周期使叠加模式信号改变。由此，能够在信号选择器72输出的移相量θvh1、θvh2、θvh3之间依次地切换。

从信号选择器72输出的移相量与输入到叠加电压移相单元8的高频电压相位指令值θvh*相加。然后，作为移相后的高频电压相位指令值θvh**从叠加电压移相单元8输出。

图7(b)是表示图7(a)的叠加电压移相单元8的输入信号的例子的图。在此表示令θvh1＝20°、θvh2＝0°、θvh3＝﹣20°时的例子。如图7(b)所示，作为叠加电压移相单元8的输入信号的高频电压相位指令值θvh*与电动机1的驱动频率同步地增加。相对地，作为叠加电压移相单元8的输出信号的移相后的高频电压相位指令值θvh**的相位分别向正反方向移动了规定量。

此外，在上述例子中，对从三个移相量候补值θvh1、θvh2、θvh3中选择其中之一作为移相量的例子进行了说明。并且，作为移相量的具体例子，对θvh1＝20°、θvh2＝0°、θvh3＝﹣20°的例子进行了说明。但叠加电压移相单元8中可采用的移相量并不限定于这些例子。只有为﹣45°～45°范围内的实数，叠加电压移相单元8可将至少两种以上的任意值作为移相量候选值，从其中选择任一个作为移相量。

在此，图5的比较例的电动机驱动系统110b(电动机控制装置100b)中，电压叠加单元9如上所述地基于来自叠加电压相位调整单元7的高频电压相位指令值θvh*来调整高频电压矢量指令Vh*。相对地，本发明的图1的电动机驱动系统110a(电动机控制装置100a)中，电压叠加单元9如上所述地基于从叠加电压移相单元8输出的移相后的高频电压相位指令值θvh**来调整高频电压矢量指令Vh*。

图8是表示本发明的电动机控制装置100a中的高频电压矢量Vh与高频电流矢量Ih的一个例子的图。图8(a)表示与图6(a)同样的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih的标准波形的例子以及移相后的高频电压相位指令值θvh**的例子。此外，在图8(a)中，移相后的高频电压相位指令值θvh**表示对应图7(b)的例子的波形。图8(b)、图8(c)分别表示对应图8(a)的、定子坐标平面上的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih的例子。

在图8(a)在，将各波形如图所示地分割成(1)～(8)八个区间，在(1)、(2)区间中θvh**＝θvh*+θvh2，在(3)、(4)区间中θvh**＝θvh*+θvh1。并且，在(5)、(6)区间中θvh**＝θvh*+θvh2，在(7)、(8)区间中θvh**＝θvh*+θvh3。在此，如上所述，θvh1＝20°、θvh2＝0°、θvh3＝﹣20°。即，在(1)、(2)、(5)、(6)的各区间中θvh**＝θvh*。

如图8(b)、图8(c)所示，在(1)、(2)、(5)、(6)各区间中、在(3)、(4)区间中、与在(7)、(8)区间中，高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih的斜率各异。即，这些矢量的斜率根据移相后的高频电压相位指令值θvh**中叠加的移相量的变化而变化。并且，这些矢量的倾斜表示各矢量的相位。即，高频电压矢量Vh的斜率表示高频电压相位θvh，高频电流矢量Ih的斜率表示高频电流相位θih。

叠加电压移相单元8通过如上所述地改变移相量，对来自叠加电压相位调整单元7的高频电压相位指令值θvh*进行调整，作为移相后的高频电压相位指令值θvh**输出。由此，高频电流矢量Vh和高频电流矢量Ih的各轨迹如图8(b)、图8(c)所示，在定子坐标平面上描绘斜率(即相位)各异的两条以上的线段。这样，叠加电压移相单元8能够调整高频电压相位指令值θvh*。

在此，对应(3)、(4)区间的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih分别表示为高频电压矢量Vh1、高频电流矢量Ih1。此外，对应(1)、(2)、(5)、(6)区间的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih分别表示为高频电压矢量Vh2、高频电流矢量Ih2，对应(7)、(8)区间的高频电压矢量Vh和高频电流矢量Ih分别表示为高频电压矢量Vh3、高频电流矢量Ih3。本发明的电动机控制装置100a中，通过使移相后的高频电压相位指令值θvh**中叠加的移相量周期性地变化，这些矢量交替地出现。

灵敏度计算单元10对电流提取单元6提取的上述各高频电流矢量Ih1、Ih2和Ih3分别求取高频电流相位θih1、θih2、θih3。然后，利用这些高频电流相位θih1、θih2、θih3和此时叠加电压移相单元8输出的移相后的高频电压相位指令值θvh**，分别计算它们之间的相位差θivh1、θivh2、θivh3。在此，移相后的高频电压相位指令值θvh**分别表示上述各高频电压矢量Vh1、Vh2、Vh3的相位。因此，上述计算出的相位差θivh1、θivh2、θivh3分别表示各高频电流矢量Ih1、Ih2、Ih3与对应的各高频电压矢量Vh1、Vh2、Vh3之间的相位差。

在如上所述地计算出相位差θivh1、θivh2、θivh3后，灵敏度计算单元10接着利用其中的相位差θivh1和θivh3通过以下说明的方法进行与电动机1的凸极效应相应的灵敏度KΔθ的推算。

根据基于凸极效应的磁极位置的检测原理，在叠加电压相位调整单元7正常工作的情况下，如上所述，高频电压相位θvh与磁极位置θd的相位差θvhd为0。即，从叠加电压相位调整单元7输出的高频电压相位指令值θvh*与磁极位置θd一致。此时，上述相位差θivh1表示高频电压相位θvh从磁极位置θd偏离移相量θvh1时高频电流相位θih与高频电压相位θvh的相位差θivh。同样地，上述相位差θivh3表示高频电压相位θvh从磁极位置θd偏离移相量θvh3时高频电流相位θih与高频电压相位θvh的相位差θivh。

图9为了说明本发明的灵敏度计算的原理而将上述高频电压相位θvh与相位差θivh1、θivh3的关系表示在图4所示的相位差θivh与相位差θvhd的曲线上。在图9中，相位差θivh1相当于曲线上的点91。该点91的坐标可用(θvh1，θivh1)表示。此外，相位差θivh3相当于曲线上的点92。该点92的坐标可用(θvh3，θivh3)表示。

在此，如上所述，灵敏度KΔθ定义为图9的曲线中零点附近的直线的斜率。即，灵敏度KΔθ作为经过上述点91与点92的一次函数的斜率，可通过下式(8)计算。

KΔθ＝(θivh3-θivh1)/(θvh3-θvh1)……(8)

灵敏度计算单元10通过如上所述地计算灵敏度KΔθ，进行与电动机1的凸极效应相应的灵敏度KΔθ的推算。然后，将计算所得的灵敏度KΔθ输出至报警单元11。

此外，以上的例子中θvh2＝0°。因此，叠加电压相位调整单元7通过利用此时相位差θivh2，能够按照上述基于凸极效应的磁极位置的检测原理来调整高频电压相位指令值θvh*。由此，能够通过比较例的图5的电动机驱动系统110b中所述的相同的方法驱动电动机1。

报警单元11将来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ的绝对值与规定的基准值相比较。其结果是灵敏度KΔθ的绝对值低于基准值的情况下，判定为灵敏度不足，输出表示该状况的警报。例如通过输出警报声或者点亮警报灯对系统使用者发出警报，促使其采取与状况相应的措施。此外，也可通过向上级系统输出警报信号，接收到信号的上级系统进行限制转矩等必要的控制。

如上所述，本实施方式的电动机驱动系统110a中，在驱动电动机1时通过灵敏度计算单元10持续地计算灵敏度KΔθ，当其绝对值低于规定的基准值时，通过报警单元11发出警报。由此，能够感知到磁饱和等导致的电动机1的非线性特性带来的灵敏度不足并通知系统使用者或者上级系统。因此，系统使用者或上级系统通过判断电动机1的运转因灵敏度不足而难以继续，并采取合适的措施，能够预防失调。

此外，在上述说明中根据相位差θivh1、θivh3计算灵敏度KΔθ，而从图9可知，根据其它相位差的组，例如θivh1与θivh2的组或者θivh2与θivh3的组也能够求出灵敏度KΔθ。即，能够从任意两个相位差计算灵敏度KΔθ。因此，作为叠加电压移相单元8切换的移相量可为两个以上的任意的值。但优选在﹣45°～45°范围内分别从正和负的值中选择一个以上的值作为移相量。在任一情况下都能够获得与上述实施方式所述的相同的效果。

此外，对于移相量的切换模式也并不限定于图8所示的例子。即，只要以电流提取单元6的电流矢量I的采样周期或其整数倍的周期、均等地在两个以上的移相量中切换，可采用任意的切换模式。在任一情况下都能够获得与上述实施方式所述的相同的效果。

通过上述的本发明的第一实施方式能够达到以下的作用效果。

(1)电力转换装置101a包括电力转换单元3和电动机控制装置100a。在电动机控制装置100a中，电流提取单元6从由电流检测单元2检测出的电流矢量I提取高频电流矢量Ih。根据该高频电流矢量Ih，叠加电压相位调整单元7推算电动机1的转子的磁极位置θd，并输出用于调整叠加以与该转子的旋转周期不同的周期变化的交变电压的相位的高频电压相位指令值θvh*。电流控制单元5根据该高频电压相位指令值θvh*推算磁极位置θd，输出用于控制流过电动机1的电流矢量I的基波电压矢量指令V1*。此外，叠加电压移相单元8调整高频电压相位指令值θvh*，并输出移相后的高频电压相位指令值θvh**。电压叠加单元9根据该移相后的高频电压相位指令值θvh**，将交变电压叠加到基波电压矢量指令V1*并将其输出到电压转换单元3。灵敏度计算单元10根据由电流提取单元6提取的高频电流矢量Ih和由叠加电压移相单元8调整的移相后的高频电压相位指令值θvh**，计算磁极位置θd的推算的灵敏度KΔθ。通过这样，能够推算基于电动机1的凸极效应的磁极位置θd的检测灵敏度。

(2)如图8(c)所示，叠加电压移相单元8调整高频电压相位指令值θvh*，使得在以电动机1的定子为基准的定子坐标平面中，高频电流矢量Ih的轨迹描绘相位各异的两条以上的线段。具体地，周期性地切换移相量θvh1、θvh2和θvh3中的至少两个以上，并加至高频电压相位指令值θvh*，来调整高频电压相位指令值θvh*。由此，灵敏度计算单元10对各高频电流矢量Ih1、Ih2、Ih3分别求出高频电流相位θih1、θih2、θih3，基于其能够计算灵敏度KΔθ。

(3)叠加电压移相单元8周期性地切换移相量θvh1和vh3，加至高频电压相位指令值θvh*。此时，电压叠加单元9根据加上了移相量θvh1的移相后的高频电压相位指令值θvh**，将高频电压矢量Vh1叠加到基波电压指令V1*，并且，根据加上了移相量θvh3的移相后的高频电压相位指令值θvh**，将高频电压矢量Vh3叠加到基波电压指令V1*。灵敏度计算单元10计算高频电流矢量Ih1与高频电压矢量Vh1之间的相位差θivh1以及高频电流矢量Ih3与高频电压矢量Vh3之间的相位差θivh3，基于计算出的这些相位差利用上述式(8)计算灵敏度KΔθ。即，如图9所示，通过计算坐标点91与坐标点92的斜率来计算灵敏度KΔθ，其中坐标点91对应移相量θvh1和相位差θivh1的组，坐标点92对应移相量θvh3和相位差θivh3的组。通过这样，能够以简单的运算正确地计算灵敏度KΔθ。

(4)叠加电压移相单元8可在﹣45°～45°范围内分别从正值和负值中选择一个以上的值作为移相量。通过这样，能够利用灵敏度计算单元10可靠地计算灵敏度KΔθ。

(5)在电动机控制装置100a中，报警单元11根据由灵敏度计算单元10计算出的灵敏度KΔθ来发出警报。通过这样，能够向系统使用者或上级系统警告电动机1的运转因灵敏度不足而难以继续，并促使其采取合适的措施来预防失调。

(第二实施方式)

图10是本发明的第二实施方式的电动机驱动系统110c的整体结构图。电动机驱动系统110c包括电力转换装置101c和电动机1。电力转换装置101c包括电动机控制装置100c、电压转换单元3和电流检测单元2。并且，电动机1、电压转换单元3和电流检测单元2与图1所示的电动机驱动系统110a相同。以下说明本实施方式的电动机控制装置100c与第一实施方式所述的电动机控制装置100a的差异。

在图10中，电动机控制装置100c与图1所示的的电动机控制装置100a不同在于增加了叠加电压振幅调整单元12的点。

叠加电压振幅调整单元12根据来自电流提取单元6的高频电流矢量Ih和来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ来决定高频电压振幅指令VhAmp*，用于调整电压叠加单元9输出的高频电压矢量指令Vh*的振幅。然后通过向电压叠加单元9输出所决定的高频电压振幅指令VhAmp*，来调整叠加到来自电流控制单元5的基波电压矢量指令V1*上的上述基于矩形波的交变电压的振幅。由此，第一实施方式中为固定值的交变电压振幅在本实施方式中根据灵敏度KΔθ的大小来调整。

在此，对通过叠加电压振幅调整单元12决定高频电压振幅指令VhAmp*的原理进行说明。在叠加电压相位调整单元7中，为了正确地计算高频电流相位θih，相对于电流检测单元2的电流矢量I的检测误差，高频电流矢量Ih的范数需要足够大。但如果高频电流矢量Ih的范数的范数大，则存在电动机1中转矩脉动变大、电磁噪声变大等缺点。因此，高频电流矢量Ih的范数期望限制在高频电流相位θih的计算所需范围内的最低限度的大小。

而如果灵敏度KΔθ的绝对值较小，从以上的图4可知，相对于一定轴误差(高频电压相位θvh相对于磁极位置θd的误差)下的高频电流相位θih与高频电压相位θvh的相位差θivh的绝对值相应地变小。因此，高频电流矢量Ih的范数的大小对相位差θivh的检测精度的影响相对地增大。因此，在这种情况下，为了计算高频电流相位θih，高频电流矢量Ih的范数需要为较大。并且，反之在灵敏度KΔθ的绝对值较大的情况下，由于相对于轴误差的相位差θivh的绝对值也相应地增大，高频电流矢量Ih的范数的大小对相位差θivh的检测精度的影响相对地减小。因此，在这种情况下，高频电流矢量Ih的范数可为较小。由此可知，用于计算高频电流相位θih所需的最低限度的高频电流矢量Ih的范数的大小由灵敏度KΔθ所决定。

因此，叠加电压振幅调整单元12利用下式(9)基于灵敏度KΔθ计算作为高频电流矢量Ih的范数的指令值的高频电流振幅指令IhAmp*。

【公式3】

${I_{\mathrm{hAmp}}}^{*}=\frac{K}{K_{\mathrm{\Δ\θ}}}\·\·\·\·\·\·\left(9\right)$

在以上式(9)中，K为任意常数。可使该常数K的值根据状况而变化。例如，可在需要提高相位差θivh的检测精度、以高精度推算磁极位置θd的情况下增大K，在相比磁极位置θd的精度更需要重视对高频波下的电动机1的转矩脉动和电磁噪声的抑制的情况下减小K。

进一步地，叠加电压振幅调整单元12根据来自电流提取单元6的高频电流矢量Ih计算表示其范数的高频电流振幅IhAmp。然后决定高频电压振幅指令VhAmp*使得该高频电流振幅IhAmp与上述高频电流振幅指令IhAmp*一致，并输出到电压叠加单元9。

通过上述的本发明的第二实施方式，在电动机控制装置100c中，叠加电压振幅调整单元12根据灵敏度计算单元10计算出的灵敏度KΔθ，调整由电压叠加单元9叠加到基波电流矢量指令V1*上的交变电压的振幅。通过这样，能够根据灵敏度KΔθ动态地最优化叠加到基波电流矢量指令V1*上的交变电压。由此，能够在例如灵敏度KΔθ的绝对值较高的运转条件下减少交变电压的叠加量，抑制噪声，而反之在灵敏度KΔθ的绝对值较小的运转条件下增大交变电压的叠加量，确保必要的位置精度。

(第三实施方式)

图11是本发明的第三实施方式的电动机驱动系统110d的整体结构图。电动机驱动系统110d包括电力转换装置101d和电动机1。电力转换装置101d包括电动机控制装置100d、电压转换单元3和电流检测单元2。并且，电动机1、电压转换单元3和电流检测单元2与图1所示的电动机驱动系统110a相同。以下说明本实施方式的电动机控制装置100d与第一实施方式所述的电动机控制装置100a的差异。

在图11中，电动机控制装置100d与图1所示的电动机控制装置100a不同在于未包括报警单元11的点和来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ被输入到转矩指令生成单元4的点。

在本实施方式中，转矩指令生成单元4根据来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ来调整给予电动机1的转矩指令τ*。由此，在流过电动机1的电流矢量I过大，灵敏度KΔθ降低时，调整从电流控制单元5输出至电压转换单元3的基波电压矢量指令V1*，限制电流矢量I，防止灵敏度KΔθ的降低。以下说明其原理。

一般地，如上所述，灵敏度KΔθ的绝对值的减小由如下原因导致，由于电动机1中电流量增大而产生磁饱和现象，凸极效应因此减弱。因此，灵敏度KΔθ恶化时，通过使基波电流矢量I1的绝对值不再进一步增加，能够防止损失灵敏度KΔθ，预防接下来的失调的发生。

因此，在本实施方式中，在灵敏度KΔθ的绝对值低于规定值的情况下，在转矩指令生成单元4中限制转矩指令τ*的绝对值进一步增加。或者，使转矩指令τ*的绝对值减小。接收到被如上抑制后的转矩指令τ*的电流控制单元5输出与该抑制后的转矩指令τ*相应的基波电压矢量指令V1*。由此能够抑制灵敏度KΔθ的减小，维持电动机1的运转。

通过上述的本发明的第三实施方式，在电动机控制装置100d中，电流控制单元5接收转矩指令生成单元4基于灵敏度计算单元10计算出的灵敏度KΔθ加以抑制后的转矩指令τ*，调整基波电压矢量指令V1*并输出，以限制流过电动机1的电流矢量I。通过这样，能够防止灵敏度KΔθ过度地减小，预防电动机1的失调。

此外，在上述的第三实施方式中，根据来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ通过转矩指令生成单元4抑制转矩指令τ*，调整电流控制单元5输出的基波电压矢量指令V1*，抑制灵敏度KΔθ的减小。但这样的动作也可仅由电流控制单元5进行。例如，在电流控制单元5中预先设定灵敏度降低时的基波电流矢量I1的绝对值。然后，基于来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ，判断灵敏度KΔθ的绝对值是否低于规定值，在低于规定值的情况下，不管来自转矩指令生成单元4的转矩指令τ*，而是根据预先设定的灵敏度降低时的基波电流矢量I1的绝对值来决定基波电压矢量指令V1*。通过这样也能够获得与上述相同的作用效果。

(第四实施方式)

图12是本发明的第四实施方式的电动机驱动系统110e的整体结构图。电动机驱动系统110e包括电力转换装置101e和电动机1。电力转换装置101e包括电动机控制装置100e、电压转换单元3和电流检测单元2。并且电动机1、电压转换单元3和电流检测单元2与图1所示的电动机驱动系统110a相同。以下说明本实施方式的电动机控制装置100e与第一实施方式所述的电动机控制装置100a的差异。

在图12中，电动机控制装置100e与图1所示的的电动机控制装置100a不同在于增加了无效电流指令生成单元13的点。

无效电流指令生成单元13将来自灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ的绝对值与规定的基准值相比较。其结果是灵敏度的KΔθ的绝对值比基准值低的情况下，向电流控制单元5输出规定的信号。接收到该信号后，电流控制单元5调整基波电压矢量指令V1*的值并输出，使得电流矢量I中无效电流增加。由此，在灵敏度KΔθ的绝对值降低的情况下，在电流矢量I中使无效电流增加。而无效电流为电动机1中不对产生转矩有贡献的、成为运转时的损耗的电流。

在此，对在灵敏度KΔθ的绝对值降低的情况下在电流矢量I中使无效电流增加的理由进行说明。灵敏度KΔθ的绝对值的减少因电动机1中有效电流的相位方向的磁通饱和而导致。因此，在这种情况下，有意地使通常运转时不产生的无效电流增加，由此进一步地加强无效电流的相位方向的磁通饱和。由此，相对地产生了电感的异向性，能够恢复灵敏度KΔθ。

因此，在本实施方式中，通过无效电流指令生成单元13将灵敏度KΔθ的绝对值与规定的基准值相比较，在灵敏度KΔθ的绝对值低于基准值的情况下输出规定的信号。根据该信号，使得电流控制单元5以增大无效电流指令直到灵敏度KΔθ维持在基准值为止的方式动作。其结果是，预防了失调，并且能够从电动机1输出比上述第三实施方式更高的转矩。但这种情况下，与无效电流增加相应地，电动机1的运转效率变差。

通过上述的本发明的第四实施方式，在电动机控制装置100e中，电流控制单元5根据基于灵敏度计算单元10计算出的灵敏度KΔθ从无效电流指令生成单元13输出的信号，调整基波电压矢量指令V1*并输出，使得流过电动机1的无效电流增加。通过这样，能够防止灵敏度KΔθ过度地减小，预防电动机1的失调。进一步地，在进行该动作的同时，能够从电动机1输出比第三实施方式所述的电动机控制装置100d更高的转矩。

(第五实施方式)

图13是本发明的第五实施方式的输送机130的整体结构图。输送机130包括电动机1、电力转换装置131、动力电压机构132和输送部133。并且，电力转换装置131中可使用第一～第四实施方式中所述的电力转换装置101a、101c、101d、101e的任一种。此外，电动机1与第一～第四实施方式所述的相同。

电力转换装置131通过上述第一～第四实施方式所述的方法控制电动机1的动作。由电动机1产生的驱动力经由动力传递机构132传递到输送部133。输送部133通过利用该驱动力运转来将设置的货物等从规定位置输送到其它的规定位置。

如上所述，本发明可应用于输送机中。

(第六实施方式)

图14是本发明的第六实施方式的升降装置140的整体结构图。升降装置140包括电动机1、电力转换装置141、曳引机构142、绳索143和升降部144。并且，电力转换装置141中可使用第一～第四实施方式中所述的电力转换装置101a、101c、101d、101e的任一种。此外，电动机1与第一～第四实施方式所述的相同。

电力转换装置141通过上述第一～第四实施方式所述的方法控制电动机1的动作。曳引机构142通过利用电动机1产生的驱动力吊起或降下绳索143来使升降部144上下移动。

如上所述，本发明也可应用于升降装置中。

(变形例)

此外，在上述实施方式中，在瞬态现象导致的轴误差，即高频电压相位θvh相对于磁极位置θd的误差较大的情况下，难以正确地计算灵敏度KΔθ。因此，这种情况下可中止基于灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ计算。下面对这点利用图15详细地进行说明。

图15是基于瞬态现象的灵敏度检测误差的原理说明图。该图中，在图4、9所示的相位差θivh与相位差θvhd的曲线上表示在因瞬态现象而产生轴误差的情况下的高频电压相位θvh和相位差θivh的关系。

与第一实施方式同样地，在叠加电压移相单元8中依次切换移相量θvh1、θvh2、θvh3来改变叠加模式信号的情况下，如上所述θvh2＝0°。叠加电压相位调整单元7按照基于凸极效应的磁极位置的检测原理，通过利用此时的高频电流矢量Ih2与高频电压矢量Vh2的相位差θivh2来调整高频电压相位指令值θvh*。

在此，如图15所示，由于瞬态现象导致的轴误差，高频电压相位θvh与磁极位置θd的相位差θvhd不为0。此时，相对于移相量θvh1的相位差θivh1相当于曲线上的点151，相对于移相量θvh3的相位差θivh3相当于曲线上的点1512。因此，若如第一实施方式所述通过连结这些点的一次函数求取灵敏度KΔθ，则计算出与实际不符的值。即，在瞬态现象导致产生的轴误差较大的情况下，对移相量θvh1、θvh3检测出的相位差θivh1、θivh3脱离原点附近的近似线性区域。因此，从原理上难以计算正确的灵敏度KΔθ。

因此，在灵敏度计算单元10中求出移相量θvh2为0时的高频电流矢量Ih2与高频电压矢量Vh2的相位差θivh2，将其绝对值与规定的基准值比较。在此，如果不发生瞬态现象导致的轴误差，则相位差θivh2约为0。因此，在相位差θivh2的绝对值超过基准值的情况下，可判断为发生了瞬态现象导致的轴误差，基于叠加电压相位调整单元7的交变电压的叠加相位的调整不收敛。因此，由于这种情况下无法正确地计算灵敏度KΔθ，因此优选中止基于灵敏度计算单元10的灵敏度KΔθ的计算并停止其输出。

通过上述变形例，能够抑制瞬态现象导致的灵敏度KΔθ的计算误差。

此外，上述的各实施方式和变形例仅为一个例子，在不破坏发明的特征下，本发明并不限定于这些内容。

附图记号说明

1……电动机

2……电流检测单元

3……电压转换单元

4……转矩指令生成单元

5……电流控制单元

6……电流提取单元

7……叠加电压相位调整单元

8……叠加电压移相单元

9……电压叠加单元

10……灵敏度计算单元

11……报警单元

12……叠加电压振幅调整单元

13……无效电流指令生成单元

71……叠加模式生成单元

72……信号选择器

100a、100b、100c、100d、110e……电动机控制装置

101a、101b、101c、101d、101e……电力转换装置

110a、110b、110c、110d、110e……电动机驱动系统

130……输送机

140……升降装置。

Claims (13)

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：

电压转换单元，其将直流电压转换成交流电压而将其输出到具有凸极效应的交流电动机；

电流检测单元，其检测流过所述交流电动机的电流；

电流提取单元，其从由所述电流检测单元检测出的电流提取高频电流；

叠加电压相位调整单元，其根据由所述电流提取单元提取的高频电流，推算所述交流电动机的转子的磁极位置，并输出用于调整叠加以与所述转子的旋转周期不同的周期变化的交变电压的相位的高频电压相位指令值；

电流控制单元，其根据由所述叠加电压相位调整单元输出的高频电压相位指令值，推算所述磁极位置，输出用于控制流过所述交流电动机的电流的基波电压指令；

叠加电压移相单元，其调整所述高频电压相位指令值；

电压叠加单元，其根据由所述叠加电压移相单元调整后的高频电压相位指令值，将所述交变电压叠加到所述基波电压指令而将其输出至所述电压转换单元；和

灵敏度计算单元，其根据由所述电流提取单元提取的高频电流和由所述叠加电压移相单元调整后的高频电压相位指令值，来计算所述磁极位置的推算的灵敏度。

2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述叠加电压移相单元调整所述高频电压相位指令值，使得在以所述电动机的定子为基准的定子坐标平面上，所述高频电流的轨迹描绘相位各异的两条以上的线段。

3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述叠加电压移相单元通过周期性地切换至少两个以上的规定的移相量并与所述高频电压相位指令值相加，来调整所述高频电压相位指令值。

4.如权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：

所述叠加电压移相单元周期性地切换第一移相量和第二移相量来作为所述移相量，与所述高频电压相位指令值相加，

所述电压叠加单元根据加上了所述第一移相量的高频电压相位指令值，将作为所述交变电压的第一高频电压叠加到所述基波电压指令，并根据加上了所述第二移相量的高频电压相位指令值，将作为所述交变电压的第二高频电压叠加到所述基波电压指令，

所述灵敏度计算单元计算所述高频电流与所述第一高频电压之间的第一相位差和所述高频电流与所述第二高频电压之间的第二相位差，根据计算出的第一相位差和第二相位差计算所述灵敏度。

5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：

所述灵敏度计算单元，通过计算基于所述第一移相量和所述第一相位差的组的第一坐标点与基于所述第二移相量和所述第二相位差的组的第二坐标点的斜率来计算所述灵敏度。

6.如权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于：

所述叠加电压移相单元在﹣45°～45°的范围内从正值和负值中各选择一个以上的值作为所述移相量。

7.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

还包括报警单元，其根据由所述灵敏度计算单元计算出的灵敏度发出警报。

8.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

还包括叠加电压振幅调整单元，其根据由所述灵敏度计算单元计算出的灵敏度，调整由所述电压叠加单元叠加到所述基波电压指令的交变电压的振幅。

9.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述电流控制单元根据由所述灵敏度计算单元计算出的灵敏度，以限制流过所述交流电动机的电流的方式来调整所述基波电压指令并将其输出。

10.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：

所述电流控制单元根据所述灵敏度计算单元计算出的灵敏度，以增加流过所述交流电动机的无效电流的方式来调整所述基波电压指令并将其输出。

11.一种电动机驱动系统，其特征在于，包括：

权利要求1所述的电力转换装置；和

所述交流电动机。

12.一种输送机，其特征在于，包括：

权利要求1所述的电力转换装置；

所述交流电动机；和

利用所述交流电动机产生的驱动力工作的输送部。

13.一种升降装置，其特征在于，包括：

权利要求1所述的电力转换装置；

所述交流电动机；

升降部；和

利用所述交流电动机产生的驱动力使所述升降部上下移动的曳引机构。