WO2019176256A1 - インバータ装置およびインバータ装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する負荷への追尾特性を改善する。共振負荷（２００）に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置（１０）において、共振負荷（２００）に接続されてインバータ駆動信号（Ｑ，ＮＱ）により駆動されるインバータ部（１０６）と、インバータ部（１０６）の動作を制御する制御手段（１２）とを有し、制御手段（１２）は、共振負荷（２００）の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号（Ｑ，ＮＱ）として、共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部（１０６）の駆動を開始した後に、インバータ駆動信号（Ｑ，ＮＱ）の周波数を共振周波数または共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、インバータ駆動信号（Ｑ，ＮＱ）の周波数が共振周波数と略一致するように制御する。

Description

インバータ装置およびインバータ装置の制御方法

　本発明は、インバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。さらに詳細には、本発明は、共振負荷に接続して用いるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法に関する。

　一般に、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置として、インバータ装置が知られている。

　従来、こうしたインバータ装置においては、インバータ回路を有するインバータ部を制御するインバータ制御部として、位相同期（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路により構成されるインバータ制御部が用いられており、このインバータ制御部によりインバータ部が制御されていた。
 

　図１（ａ）（ｂ）を参照しながら、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御される従来より公知のインバータ装置について説明する。

　なお、図１（ａ）には、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図が示されている。

　また、図１（ｂ）には、図１（ａ）に示すインバータ装置におけるインバータ制御部の詳細な構成説明図があらわされている。
 

　図１（ａ）に示すように、インバータ装置１００は、交流（ＡＣ）電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して、誘導加熱回路などのような共振負荷２００へ供給するものである。

　なお、交流電源１０２としては、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１００は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して共振負荷２００へ供給する。

　より詳細には、インバータ装置１００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力して直流（ＤＣ）電圧に変換して出力するコンバータ回路を有するコンバータ部１０４と、コンバータ部１０４から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６からの出力（ここで、インバータ部１０６からの「出力」とは、インバータ部１０６から出力される電圧たる「出力電圧Ｖｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電流たる「出力電流Ｉｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電力たる「出力電力」である。）を検出してその検出結果を出力センサー信号として出力する出力センサー１０８と、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と出力センサー１０８から出力された出力センサー信号とに基づいてコンバータ部１０４が変換する直流電圧をフィードバック制御するコンバータ制御部１１０と、出力センサー１０８から出力された出力センサー信号に基づいてインバータ部１０６の動作をフィードバック制御するＰＬＬ回路１１２ａ（図１（ｂ）を参照する。）を有するインバータ制御部１１２とを有して構成されている。

　なお、コンバータ部１０４のコンバータ回路は、例えば、サイリスタ整流回路やチョッパ回路などにより構成される。
 

　ここで、図１（ｂ）には、インバータ制御部１１２の詳細な構成が示されている。インバータ制御部１１２においては、ＰＬＬ回路１１２ａに入力された出力センサー信号に応じて、ＰＬＬ回路１１２ａがインバータ部１０６を駆動するインバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱを出力する。

　なお、本明細書および本特許請求の範囲においては、「矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱ」について、単に「インバータ駆動信号」と適宜に称する。
 

　以上の構成において、インバータ装置１００においては、商用交流電源などの交流電源１０２から、交流電圧がコンバータ部１０４に入力される。交流電源１０２から交流電圧を入力されたコンバータ部１０４は、コンバータ制御部１１０からの制御信号により直流電圧を可変制御して、インバータ部１０６へ出力する。

　インバータ部１０６は、コンバータ部１０４から出力されて入力した直流電圧を、インバータ回路を構成するトランジスタのＯＮ（オン）／ＯＦＦ（オフ）のスイッチング動作により高周波電圧に変換して出力する。

　インバータ装置１００におけるインバータ部１０６の出力段には、上記したように出力センサー１０８が設けられており、出力センサー１０８はインバータ部１０６からの出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈまたは出力電力である。）を検出して、その検出結果を出力センサー信号としてコンバータ制御部１１０とインバータ制御部１１２とへ出力する。

　コンバータ制御部１１０は、インバータ部１０６の出力を出力設定信号により指示された設定レベルにするように、コンバータ部１０４の出力である直流電圧値を可変する制御を行う。

　ここで、インバータ制御部１１２は、ＰＬＬ回路１１２ａにより、インバータ部１０６の出力の周波数が共振負荷２００の共振周波数となるように自動制御する。
 

　ところで、共振負荷に接続するインバータ装置においては、高周波電圧と高周波電流との位相制御を用いた出力制御回路に関して、上記した従来のインバータ装置１００において示した構成の他にいくつかの手法が用いられている。

　しかしながら、従来より用いられているいずれの手法においても、出力制御を行うとインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれていく特性となり、実用上の課題となっていたという問題点があった。
 

　一方、低電力機器に用いるインバータ装置においては、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式による出力制御も用いられている。

　ここで、図２には、ＰＷＭ制御方式により出力制御が行われるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図が示されている。

　なお、以下の説明においては、図１（ａ）（ｂ）を参照しながら説明した構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１（ａ）（ｂ）において用いた符号と同一の符号をそれぞれ付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。

　図２に示すように、インバータ装置３００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して、誘導加熱回路などのような共振負荷２００へ供給するものである。

　なお、交流電源１０２としては、上記したインバータ装置１００と同様に、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１０は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して共振負荷２００へ供給する。

　より詳細には、インバータ装置３００は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力してダイオードによる整流により直流電圧に変換して出力するコンバータ部３０２と、コンバータ部３０２から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力するインバータ回路を有するインバータ部１０６と、インバータ部１０６からの出力（ここで、インバータ部１０６からの「出力」とは、インバータ部１０６から出力される電圧たる「出力電圧Ｖｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電流たる「出力電流Ｉｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電力たる「出力電力」である。）を検出してその検出結果を出力センサー信号として出力する出力センサー１０８と、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と出力センサー１０８から出力された出力センサー信号とに基づいてインバータ部１０６をフィードバック制御するＰＷＭ制御部３０４とを有して構成されている。
 

　以上の構成において、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）に模式的に示す波形図を参照しながら、インバータ装置３００の動作について説明する。

　ここで、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）において、

　　波形Ａ：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）

　　波形Ｂ：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）

　　波形Ｃ：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）

　　Ｔ：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）の基本波成分の１周期

　　Ｔ／４：インバータ部１０６の出力（出力電圧Ｖｈまたは出力電流Ｉｈ）の基本波成分の１／４周期

　　ｔｗ：インバータ駆動信号のパルス幅
である。

　インバータ装置３００においては、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御により駆動開始時（スタート時）はパルス幅ｔｗの狭いインバータ駆動信号（矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱ）により共振周波数近傍で駆動させ（図３（ａ））、インバータ部１０６の出力を可変制御するにはＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗを可変させて、インバータ部１０６の出力を可変制御する。

　例えば、インバータ部１０６の出力を上昇するには、図３（ｂ）ならびに図３（ｃ）に示すように、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗを広げることになる。

　即ち、従来のインバータ装置３００においては、ＰＷＭ制御部３０４のＰＷＭ制御により、スタート時からＰＬＬ回路などを用いて共振周波数近傍で駆動を制御され、その周波数帯でＰＷＭ制御を行っていた。

　このため、従来のインバータ装置３００は、共振周波数が変動する負荷への追尾特性に劣るという問題点があった。
 

　なお、本願出願人が特許出願のときに知っている先行技術は、文献公知発明に係る発明ではないため、本願明細書に記載すべき先行技術文献情報はない。

　本発明は、上記したような従来の技術における種々の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する負荷への追尾特性を改善したインバータ装置およびインバータ装置の制御方法を提供しようとするものである。

　上記目的を達成するために、本発明は、共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、共振周波数周期より短いパルス幅（例えば、後述する「最低パルス幅」である。）のパルス信号（本明細書および本特許請求の範囲においては、「共振周波数周期より短いパルス幅のパルス信号」を「狭幅パルス信号」と適宜に称する。）をインバータ駆動信号として用いて、共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始し、周波数制御によりインバータ駆動信号を共振周波数または共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、インバータ駆動信号の周波数が共振周波数と略一致するように制御したものである。

　そして、本発明は、上記によりインバータ駆動信号の周波数が共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御によりインバータ駆動信号のパルス幅を広くすることにより、インバータ部の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）が予め設定された値となるように制御したものである。

　従って、本発明によれば、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する負荷への追尾特性を改善することができるようになる。
 

　つまり、本発明においては、インバータ駆動信号の駆動開始時の周波数を共振周波数から離すとともに、当該駆動開始の後にインバータ駆動信号の周波数が共振周波数となるように意図的に周波数シフトすることによって、共振負荷側の共振周波数がいかようにずれても、当該周波数シフトにより自動で共振周波数を探し当てることが可能となる。

　ここで、インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする領域（本明細書および本特許請求の範囲においては、「インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする領域」を「周波数シフト領域」と適宜に称する。）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましい。

　換言すれば、共振周波数より離れた周波数の起点は、周波数シフト領域がインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるように決定することが好ましい。
 

　即ち、本発明によるインバータ装置は、共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、共振負荷に接続されてインバータ駆動信号により駆動されるインバータ部と、上記インバータ部の動作を制御する制御手段とを有し、上記制御手段は、上記共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号を上記インバータ駆動信号として、上記共振周波数より離れた周波数を起点として上記インバータ部の駆動を開始した後に、上記インバータ駆動信号の周波数を上記共振周波数または上記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記短いパルス幅は、上記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記起点は、上記周波数シフトする領域が上記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記共振負荷は、並列共振負荷であり、上記起点は、上記共振周波数より低い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記インバータ部の出力段にインダクタを接続したものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御部は、上記インダクタによる電圧位相の遅れを補正する遅れ補正手段を有するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記共振負荷は、直列共振負荷であり、上記起点は、上記共振周波数より高い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御部は、上記インバータ部の回路遅れを補正する遅れ補正手段を有するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記共振負荷は直列共振負荷であり、上記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用い、上記起点は、上記共振周波数より低い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記起点は、上記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御部は、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により上記インバータ駆動信号のパルス幅を広くするようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御部は、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する最低レベル検知手段を有するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記制御部は、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルの周波数になったことを検知する周波数検知手段を有するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記インバータ装置の出力端子と並列共振コンデンサボックスとを空冷同軸ケーブルで接続し、上記並列共振コンデンサボックスに変流器を接続して、加熱コイルに高周波電流を伝送するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置は、上記した本発明によるインバータ装置において、上記共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる共振回路により構成されるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置の制御方法において、共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号として、上記共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始した後に、上記インバータ駆動信号の周波数を上記共振周波数または上記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記短いパルス幅は、上記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記起点は、上記周波数シフトする領域が上記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記共振負荷は、並列共振負荷であり、上記起点は、上記共振周波数より低い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の出力段にインダクタを接続したものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インダクタによる電圧位相の遅れを補正するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記共振負荷は、直列共振負荷であり、上記起点は、上記共振周波数より高い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の回路遅れを補正するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記共振負荷は直列共振負荷であり、上記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用い、上記起点は、上記共振周波数より低い周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記起点は、上記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数であるようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ駆動信号の周波数が上記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により上記インバータ駆動信号のパルス幅を広くするようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルの周波数になったことを検知するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記インバータ装置の出力端子と並列共振コンデンサボックスとを空冷同軸ケーブルで接続し、上記並列共振コンデンサボックスに変流器を接続して、加熱コイルに高周波電流を伝送するようにしたものである。

　また、本発明によるインバータ装置の制御方法は、上記した本発明によるインバータ装置の制御方法において、上記共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる共振回路により構成されるようにしたものである。

　本発明は、以上説明したように構成されているので、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する負荷への追尾特性を改善することが可能になるという優れた効果を奏する。

図１（ａ）（ｂ）は、ＰＬＬ回路を用いて制御される従来より公知のインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図１（ａ）は、ＰＬＬ回路を用いたインバータ制御部により制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。また、図１（ｂ）は、図１（ａ）に示すインバータ装置におけるインバータ制御部の詳細な構成説明図である。 図２は、ＰＷＭ制御方式により出力制御が行われるとともに共振負荷に接続された従来より公知のインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図３（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図２に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図４は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図４は、制御部により制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図５は、図４に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図である。 図６は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図６は、制御部により制御されるとともに並列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、図６に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図８は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図８は、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図９（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、図８に示すインバータ装置における動作を示す模式的な波形図である。 図１０は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置における制御部の構成説明図である。 図１１は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置における制御部の構成説明図である。 図１２は、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図である。より詳細には、図１２は、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成をあらわす構成説明図である。 図１３は、図１２に示すインバータ装置におけるインバータ部の拡大説明図である。 図１４（ａ）は、共振負荷に接続される本発明によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図である。また、図１４（ｂ）は、直列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図である。また、図１４（ｃ）は、並列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図である。 図１５（ａ）（ｂ）は、共振負荷の一例として誘導加熱用共振負荷を示す構成説明図である。より詳細には、図１５（ａ）は、直列共振負荷の場合である誘導加熱用直列共振負荷を示す構成説明図である。図１５（ｂ）は、並列共振負荷の場合である誘導加熱用並列共振負荷を示す構成説明図である。

　以下、添付の図面を参照しながら、本発明によるインバータ装置およびインバータ装置の制御方法の実施の形態の一例を詳細に説明するものとする。

　なお、以下の「発明を実施するための形態」の項の説明においては、図１（ａ）（ｂ）、図２ならびに図３（ａ）（ｂ）（ｃ）の各図を参照しながら説明した構成ならびに作用、あるいは、図４以下の各図を参照しながら説明する構成ならびに作用と同一あるいは相当する構成ならびに作用については、図１（ａ）（ｂ）、図２ならびに図３（ａ）（ｂ）（ｃ）あるいは図４以下において用いた符号と同一の符号をそれぞれ付して示すことにより、その詳細な構成ならびに作用の説明は省略する。
 

　（Ｉ）第１の実施の形態

　　（Ｉ－１）構成

　図４には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図があらわされている。なお、図４には、制御部により制御されるとともに共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

　また、図５には、図４に示すインバータ装置における制御部の詳細な構成説明図があらわされている。

　これら図４ならびに図５を参照しながら、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置１０について説明する。
 

　本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置１０は、共振負荷２００に接続するＰＷＭ制御の電圧形インバータである。

　即ち、インバータ装置１０は、交流電源１０２から供給される交流電圧を所望の電圧の高周波交流電圧に変換して、誘導加熱回路などのような共振負荷２００へ供給するものである。

　なお、交流電源１０２としては、従来のインバータ装置１００と同様に、例えば、商用交流電源を用いることができ、その場合には、インバータ装置１０は、商用交流電圧を高周波交流電圧に変換して共振負荷２００へ供給する。

　より詳細には、インバータ装置１０は、交流電源１０２から供給される交流電圧を入力してダイオードによる整流により直流電圧に変換して出力するコンバータ部３０２を備えている。

　即ち、インバータ装置１０のコンバータ部３０２は、コンバータ制御部を使用しないダイオード整流回路で構成されており、交流電源１０２から交流電圧が入力され、入力された交流電圧を直流電圧に変換してインバータ部１０６へ出力する。

　インバータ部１０６は、コンバータ部３０２から出力された直流電圧を入力して高周波交流電圧に逆変換して出力する。

　インバータ部１０６の出力段には、インバータ部１０６からの出力（ここで、インバータ部１０６からの「出力」とは、インバータ部１０６から出力される電圧たる「出力電圧Ｖｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電流たる「出力電流Ｉｈ」、または、インバータ部１０６から出力される電力たる「出力電力」である。）を検出してその検出結果を出力センサー信号として出力する出力センサー１０８が設けられている。

　インバータ装置１０は、インバータ部１０６の動作を制御する制御手段として制御部１２を備えている。

　図５に示すように、制御部１２は、ＰＷＭ制御部１２ａと、周波数シフト制御部１２ｂとを有して構成されている。

　制御部１２は、外部からインバータ部１０６の出力を設定する信号たる出力設定信号と出力センサー１０８から出力された出力センサー信号とに基づいて、インバータ部１０６をフィードバック制御する。

　即ち、制御部１２は、インバータ部１０６からの出力が出力設定信号が示す出力設定値となるように、ＰＷＭ制御部１２ａのＰＷＭ制御により、インバータ部１０６を構成する電圧型インバータのトランジスタを駆動するインバータ駆動信号たる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を可変して、インバータ部１０６で変換される高周波交流電圧の出力を可変する。

　なお、インバータ部１０６からの出力は、出力センサー１０８を介して外部の共振負荷２００に入力される。
 

　　（Ｉ－２）動作

　以上の構成において、インバータ装置１０の制御部１２は、本発明の実施の関連する動作として、以下に説明する動作を行う。

　即ち、インバータ装置１０からの出力を開始する駆動開始時（スタート時）は、共振周波数周期より十分に短いパルス幅、例えば、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）となるパルス幅（本明細書および本特許請求においては、「外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅」を「最低パルス幅」と適宜に称する。）であって、かつ、共振負荷２００の共振周波数より離れた周波数を起点とした矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱにより駆動開始（スタート）させる。

　これによって、共振負荷２００の共振周波数が変動しても、駆動開始時（スタート時）から制御部１２の周波数シフト制御部１２ｂによる矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱの周波数を共振周波数へシフトする周波数シフトにより、変動する共振周波数への自動追尾が可能になる。

　そして、インバータ装置１０においては、制御部１２のＰＷＭ制御部１２ａが、矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱの周波数が共振周波数（共振点）または共振周波数近傍になった後に、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力になるように、ＰＷＭ制御により矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅を広げる。
 

　即ち、インバータ装置１０は、インバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱとして、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）を出力するとともに共振周波数周期より十分に短いパルス幅（例えば、上記した最低パルス幅である。）のパルス信号（狭幅パルス信号）を用い、その狭幅パルス信号を共振周波数より離れた周波数を起点にスタートさせてから共振周波数または共振周波数近傍まで周波数をシフトさせた後に、周波数制御により共振周波数に制御する。

　その後に、インバータ装置１０は、ＰＷＭ制御により狭幅パルス信号のパルス幅を広くして、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）になるようにする。
 

　　（Ｉ－３）作用効果

　従って、上記において説明したインバータ装置１０によれば、出力制御を行ってもインバータ部の出力の周波数が共振周波数からずれることがなく、また、共振周波数が変動する負荷への追尾特性を改善することができる。

　また、上記において説明したインバータ装置１０においては、インバータ部１０６において出力制御ができるため、従来の技術のようにコンバータ部のコンバータ回路としてサイリスタ整流回路やチョッパ回路を使用することがない。

　このため、インバータ装置１０は、サイリスタ整流回路やチョッパ回路を使用する従来の技術と比較すると、電源力率の改善、出力応答速度の大幅な改善（本願発明者の実験によれば、応答速度は、従来の技術における１００ｍｓから１０ｍｓに大幅に改善された。）、部品点数の大幅削減によるコスト低減ならびに信頼性向上を図ることができるようになる。

　また、インバータ装置１０は、インバータ駆動信号の駆動開始時（スタート時）の周波数たるスタート周波数を共振周波数より離れた周波数とし、それからインバータ駆動信号の周波数を共振周波数に近づけるように周波数シフトさせるため、共振周波数が変動する共振負荷２００への追尾特性が大幅に改善され、また、共振周波数の異なる複数の共振負荷２００を切り替えて接続する場合にも問題なく対応することができる。

　さらに、共振負荷２００が並列共振負荷であっても直列共振負荷であっても同じ電圧型インバータとして使用することができるので、インバータ装置の共通化を図ることができるようになる。
 

　ここで、周波数シフト制御部１２ｂにより周波数シフトする領域（周波数シフト領域）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましい。

　換言すれば、スタート周波数は、周波数シフト領域がインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるように決定することが好ましい。

　本願発明者による実験によれば、インバータ駆動信号の駆動開始時（スタート時）の周波数たるスタート周波数としては、共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数（例えば、共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数は１９ｋＨｚ以下の周波数または２１ｋＨｚ以上の周波数となる。）とすると良好な結果が得られた。

　なお、スタート周波数を共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数とする際、即ち、スタート周波数を共振周波数の周波数から５％以上離す際には、共振周波数の低域側（共振周波数よりも低い周波数方向）に離してもよいし（例えば、共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、共振周波数の低域側に５％以上離れた周波数は１９ｋＨｚ以下の周波数となる。）、あるいは、共振周波数の高域側（共振周波数よりも高い周波数方向）に離してもよい（例えば、共振周波数が２０ｋＨｚであるとすると、共振周波数の高域側に５％以上離れた周波数は２１ｋＨｚ以上の周波数となる。）。

　なお、本願発明者の知見によれば、上記した本発明によるインバータ装置１０のように、スタート周波数を共振周波数の周波数から離すようにして（例えば、共振周波数の周波数に対して５％以上離すようにする。）、当該スタート周波数から狭幅パルス信号によりインバータ部の駆動を開始した後に、当該狭幅パルス信号を共振周波数へ周波数シフトさせ、その後に共振周波数で狭幅パルス信号のパルス幅を広げるＰＷＭ制御を開始させるような従来の技術は存在しない。
 

　（ＩＩ）第２の実施の形態

　　（ＩＩ－１）構成

　図６には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図があらわされている。なお、図６には、制御部により制御されるとともに並列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

　図６を参照しながら、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置２０について説明すると、インバータ装置２０は、並列共振負荷２２に接続されている。

　ところで、並列共振負荷では、共振周波数より周波数が低い範囲では誘導性になる特性があり、一方、電圧型インバータは、インバータ素子に並列に接続されているダイオードの電流の逆回復特性より、誘導性でのスイッチング動作は容量性に比較して安定なことが分かっている。

　従って、本発明によるインバータ装置２０は、並列共振回路２２の共振周波数よりも低い周波数（例えば、共振周波数より５％以上低い周波数である。）をインバータ駆動信号のスタート周波数とし、このスタート周波数から周波数シフトさせてインバータ駆動信号の周波数を共振周波数まで上昇し、共振周波数でインバータ駆動信号の周波数をロックさせるようにしている。
 

　以下に、インバータ装置２０について説明すると、符号２４はインダクタであり、符号を２６は電圧センサーであり、符号２８は制御部である。

　なお、電圧センサー２６は、上記した出力センサー１０８に相当する構成要素であり、電圧を検知して、出力センサー信号として検知した電圧を示す信号を出力する。

　制御部２８は、周波数シフト回路３０と、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路３２と、狭幅パルス信号発生回路３４と、出力回路３６と、位相比較回路３８と、遅れ設定回路４０と、ロック完了回路４２と、検波回路４４と、誤差アンプフィルタ４６と、三角波発生回路４８と、ＰＷＭ回路５０とを有して構成されている。

　ここで、インバータ装置２０は、本発明の実施に関連して制御部２８が周波数シフト回路３０を備えていてインバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする点と信号切換の点を除いて、従来より公知のインバータ装置の技術を適用することができるので、インバータ駆動信号の周波数を周波数シフトする点と信号切換の点を除く他の構成に関する詳細な説明は省略する。
 

　　（ＩＩ－２）動作

　以上の構成において、インバータ装置２０の動作について、本発明の実施に関連する制御部２８の動作を中心に説明する。

　制御部２８においては、外部からの出力オン（ＯＮ）信号を周波数シフト回路３０に入力し、並列共振負荷２２の共振周波数より低い周波数（例えば、共振周波数より５％以上低い周波数である。）からインバータ部１０６の駆動を開始するようにＶＣＯ回路３２に信号を出力し、ＶＣＯ回路３２の出力からの周波数信号は狭幅パルス信号発生回路３４に入力され、ＶＣＯ回路３２の出力の周波数の狭幅パルス信号が狭幅パルス信号発生回路３４により発生されて出力回路３６に出力される。出力回路３６では、ロック完了回路４２の信号により、狭幅パルス信号発生回路３４の信号からＰＷＭ回路５０の信号に切り換える。

　ここで、狭幅パルス信号発生回路３４により発生される狭幅パルス信号のパルス幅は、インバータ部１０６から出力される出力値が、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）となるように設定することが好ましい。
 

　図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）には、インバータ装置２０における動作を模式的に示す波形図があらわされている。

　なお、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、波形Ｄ、波形Ｅ、波形Ｆ、波形Ｇならびに波形Ｈは、電圧センサー２６により検知された電圧（コンデンサ電圧Ｖｃ）波形である。

　図７（ａ）は、駆動開始時（スタート時）のスタート周波数におけるインバータ部１０６の出力として電圧センサー２６により検知された電圧（コンデンサ電圧Ｖｃ）波形（波形Ｄ）とインバータ駆動信号たる狭幅パルス信号との位相差を示す。

　インバータ装置２０に並列共振負荷２２が接続されている場合には、共振周波数以下の周波数領域ではインバータ駆動信号の位相はコンデンサ電圧Ｖｃの位相より遅れることが分かっている。

　ここで、位相比較回路３８において、インバータ駆動信号のパルスの周期の１／４遅れの位置たるＡ点を位相検波パルスのパルス位置とし、比較するコンデンサ電圧Ｖｃ位相波形（波形Ｅ）のゼロクロス点をＢ点として（図７（ｂ）を参照する。）、Ａ点とＢ点との位相差を比較し、位相差がゼロ（０）または予め設定されている位相差となった周波数でロックする（図７（ｃ）を参照する。）。

　一方、電圧センサー２６からの波形信号とＶＣＯ回路３２からの周波数信号とを位相比較回路１６に入力してそれぞれの位相を比較し、共振周波数となるようにＶＣＯ回路３２の周波数を制御する。

　具体的には、共振周波数から離れた周波数、例えば、共振周波数より５％以上低い周波数をスタート周波数とした狭幅パルス信号のインバータ駆動信号によりインバータ部１０６の駆動を開始し（図７（ａ）を参照する。）、当該インバータ信号の周波数を周波数シフトして上昇させる（図７（ｂ）を参照する。）。

　そして、位相比較回路３８によりインバータ駆動信号の周波数を共振周波数でロックさせ（図７（ｃ）を参照する。）、ロック完了回路４２がロック完了を検知して出力回路３６へ信号を出力する。この信号により、出力回路３６からは、狭幅パルス信号からＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗが広がったインバータ駆動信号が出力され、インバータ部１０６の出力が出力設定信号によって設定された設定値の出力まで上昇する（図７（ｄ）（ｅ）を参照する。）。
 

　即ち、インバータ装置２０は、共振負荷として並列共振負荷２２を接続し、インバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱとして、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）を出力する共振周波数周期より十分に短いパルス幅のパルス信号（狭幅パルス信号）を用い、その狭幅パルス信号を共振周波数より離れた周波数（例えば、共振周波数より５％以上低い周波数である。）を起点にスタートさせてから共振周波数または共振周波数近傍まで周波数を上昇する周波数シフトによる周波数制御を行って、インバータ駆動信号の周波数を共振周波数に制御する。

　その後に、インバータ装置２０は、ＰＷＭ制御により狭幅パルス信号のパルス幅を広くして、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）になるようにする。
 

　　（ＩＩ－３）作用効果

　従って、インバータ装置２０においても、インバータ装置１０に関して上記（Ｉ－３）において説明したと同様な作用効果が得られる。
 

　　（ＩＩ－４）第２の実施の形態におけるその他の特徴的な構成

　　　（ア）インバータ装置２０においては、インバータ部１０６の出力段、即ち、インバータ部１０６と電圧センサー２６との間に、高調波電流を防止するインダクタ２４が接続されている。

　即ち、インバータ装置２０においては、並列共振負荷２２に電圧形インバータであるインバータ部１０６を接続した場合に、矩形波電圧の高調波成分の電圧により高調波電流が流れるので、これを防止するためのインダクタ２４をインバータ部１０６の出力段に直列接続している。

　インバータ部１０６の出力電圧は矩形波になるが、矩形波はサイン波と奇数高調波との合成波形からなることは一般的に知られており、矩形波のまま並列共振負荷２２に接続すると奇数高調波成分は周波数が高いためコンデンサのリアクタンスが小さくなり、高調波電流が増大し電流波形ひずみを起こしたり、インバータ部１０６のスイッチング素子であるトランジスタの損失悪化などを引き起こす。

　このため、こうした高調波電流を抑制する目的で、インバータ装置２０ではインバータ部１０６の出力段にインダクタ２４が接続されている。
 

　　　（イ）インバータ装置２０の制御部２８においては、ＶＣＯ回路３２からの出力信号を位相比較回路３８に入力して位相比較を行う際に、信号遅れ時間を設定するための遅れ設定回路４０を設けている。

　即ち、インバータ装置２０においては、並列共振負荷２２に電圧形インバータであるインバータ部１０６を接続した場合に、矩形波電圧の高調波成分の電圧により高調波電流が流れるので、これを防止するためにインダクタ２４を直列接続したが、このインダクタ２４の直列接続によるインダクタ成分により共振時の電圧位相に遅れが生じる。

　インバータ装置２０の制御部２８においては、この電圧位相の遅れを補正するために、位相比較回路３８に入力する駆動側のパルス位相を遅らせる遅れ設定回路４０を設けて遅れ補正を行っている。
 

　（ＩＩＩ）第３の実施の形態

　　（ＩＩＩ－１）構成

　図８には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図があらわされている。なお、図８には、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

　図８を参照しながら、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置６０について説明すると、インバータ装置６０は、直列共振負荷６２に接続されている。

　ところで、直列共振負荷では、共振周波数より周波数が高い範囲では誘導性になる特性があり、一方、電圧型インバータは、インバータ素子に並列に接続されているダイオードの電流の逆回復特性より、誘導性でのスイッチング動作は容量性に比較して安定なことが分かっている。

　従って、本発明によるインバータ装置６０は、直列共振回路２２の共振周波数よりも高い周波数（例えば、共振周波数より５％以上高い周波数である。）をインバータ駆動信号のスタート周波数とし、このスタート周波数から周波数シフトさせてインバータ駆動信号の周波数を共振周波数まで下降し、共振周波数でインバータ駆動信号の周波数をロックさせるようにしている。
 

　以下に、インバータ装置６０について説明すると、符号６４は電流センサーであり、符号６６は直列共振負荷６２の共振コンデンサである。

　なお、電流センサー６４は、上記した出力センサー１０８に相当する構成要素であり、電流を検知して、出力センサー信号として検知した電流を示す信号を出力する。

　制御部２８の構成は、上記において説明したインバータ装置２０における構成と同様であるので、その詳細な説明は省略する。
 

　　（ＩＩＩ－２）動作

　以上の構成において、インバータ装置６０の動作について、本発明の実施に関連する制御部２８の動作を中心に説明する。

　制御部２８においては、外部からの出力オン（ＯＮ）信号を周波数シフト回路３０に入力し、直列共振負荷６２の共振周波数より高い周波数（例えば、共振周波数より５％以上高い周波数である。）からインバータ部１０６の駆動を開始するようにＶＣＯ回路３２に信号を出力し、ＶＣＯ回路３２の出力からの周波数信号は狭幅パルス信号発生回路３４に入力され、ＶＣＯ回路３２の出力の周波数の狭幅パルス信号が狭幅パルス信号発生回路３４により発生されて出力回路３６に出力される。出力回路３６では、ロック完了回路４２の信号により、狭幅パルス信号発生回路３４の信号からＰＷＭ回路５０の信号に切り換える。

　ここで、狭幅パルス信号発生回路３４により発生される狭幅パルス信号のパルス幅は、インバータ部１０６から出力される出力値が、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）となるように設定することが好ましい。
 

　図９（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）には、インバータ装置６０における動作を模式的に示す波形図があらわされている。

　なお、図９（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）において、波形Ｉ、波形Ｊ、波形Ｋ、波形Ｌならびに波形Ｍは、電流センサー６４により検知された電流（出力電流）波形である。

　図９（ａ）は、駆動開始時（スタート時）のスタート周波数におけるインバータ部１０６の出力として電流センサー６４により検知された電流（出力電流）波形（波形Ｉ）とインバータ駆動信号たる狭幅パルス信号との位相差を示す。

　インバータ装置６０に直列共振負荷６２が接続されている場合には、共振周波数以上の周波数領域では出力電流の位相はインバータ駆動信号の位相より遅れることが分かっている。

　ここで、位相比較回路３８において、インバータ駆動信号のパルスの周期の１／４遅れの位置たるＣ点を位相検波パルスのパルス位置とし、比較する出力電流位相波形（波形Ｊ）のゼロクロス点をＤ点として（図９（ｂ）を参照する。）、Ｃ点とＤ点との位相差を比較し、位相差がゼロ（０）または予め設定されている位相差となった周波数でロックする（図９（ｃ）を参照する。）。

　一方、電流センサー６４からの波形信号とＶＣＯ回路３２からの周波数信号とを位相比較回路１６に入力してそれぞれの位相を比較し、共振周波数となるようにＶＣＯ回路３２の周波数を制御する。

　具体的には、共振周波数から離れた周波数、例えば、共振周波数より５％以上高い周波数をスタート周波数とした狭幅パルス信号のインバータ駆動信号によりインバータ部１０６の駆動を開始し（図９（ａ）を参照する。）、当該インバータ信号の周波数を周波数シフトして下降させる（図９（ｂ）を参照する。）。

　そして、位相比較回路３８によりインバータ駆動信号の周波数を共振周波数でロックさせ（図９（ｃ）を参照する。）、ロック完了回路４２がロック完了を検知して出力回路３６へ信号を出力する。この信号により、出力回路３６からは、狭幅パルス信号からＰＷＭ制御によりパルス幅ｔｗが広がったインバータ駆動信号が出力され、インバータ部１０６の出力が出力設定信号によって設定された設定値の出力まで上昇する（図９（ｄ）（ｅ）を参照する。）。

　なお、遅れ設定回路４０は、直列共振負荷６２を接続したインバータ装置６０においては、インバータ部１０６の回路遅れを補正するために使用される。
 

　即ち、インバータ装置６０は、共振負荷として直列共振負荷６２を接続し、インバータ駆動信号である矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱとして、外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）を出力する共振周波数周期より十分に短いパルス幅のパルス信号（狭幅パルス信号）を用い、その狭幅パルス信号を共振周波数より離れた周波数（例えば、共振周波数より５％以上高い周波数である。）を起点にスタートさせてから共振周波数または共振周波数近傍まで周波数を下降する周波数シフトによる周波数制御を行って、インバータ駆動信号の周波数を共振周波数に制御する。

　その後に、インバータ装置６０は、ＰＷＭ制御により狭幅パルス信号のパルス幅を広くして、外部からの出力設定信号が示す設定値の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）になるようにする。
 

　　（ＩＩＩ－３）作用効果

　従って、インバータ装置６０においても、インバータ装置１０に関して上記（Ｉ－３）において説明したと同様な作用効果が得られる。
 

　（ＩＶ）第４の実施の形態

　図１０には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置における制御部の構成説明図があらわされている。

　なお、この第４の実施の形態においては、制御部を除く他の構成については、上記した第２、３の各実施の形態によるインバータ装置２０、６０および後述する第７の実施の形態によるインバータ装置４００の構成と異なるところがないので、制御部を除く他の構成の図示ならびに説明は省略する。

　この第４の実施の形態によるインバータ装置の制御部７０は、上記した各実施の形態（第２、３、７の実施の形態）における制御部２８と比較すると、制御部２８の構成に加えて最低レベル検知回路７２を備えており、この点において両者は異なる。

　第２、３、７の実施の形態によるインバータ装置２０、６０、４００においては、周波数が共振周波数から離れると出力レベル（共振電圧または共振電流）が低下して、インバータ部１０６の出力から正確な位相検知ができなくなる。

　このため、第４の実施の形態によるインバータ装置においては、制御部７０に最低レベル検知回路７２を設け、インバータ部１０６の出力が最低レベル検知回路７２で位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知して、位相比較を開始するようにした。
 

　即ち、第４の実施の形態によるインバータ装置は、制御部７０の最低レベル検知回路７２により、インバータ駆動信号たるパルス駆動信号による共振負荷の出力（出力電圧または出力電流または出力電力である。）レベルを検知して、予め設定されたレベル以上になった場合に共振周波数近傍に制御する位相比較回路３８を動作開始させるものである。
 

　（Ｖ）第５の実施の形態

　図１１には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置における制御部の構成説明図があらわされている。

　なお、この第５の実施の形態においては、制御部を除く他の構成については、上記した第２、３の各実施の形態によるインバータ装置２０、６０および後述する第７の実施の形態によるインバータ装置４００の構成と異なるところがないので、制御部を除く他の構成の図示ならびに説明は省略する。

　この第５の実施の形態によるインバータ装置の制御部８０は、上記した各実施の形態（第２、３、７の実施の形態）における制御部２８と比較すると、制御部２８の構成に加えて最低レベル周波数検知回路８２を備えており、この点において両者は異なる。

　第２、３、７の実施の形態によるインバータ装置２０、６０、４００においては、周波数が共振周波数から離れると出力レベル（共振電圧または共振電流）が低下して、インバータ部１０６の出力から正確な位相検知ができなくなる。

　このため、第５の実施の形態によるインバータ装置においては、制御部８０に最低レベル周波数検知回路８２を設け、インバータ部１０６の出力が最低レベル周波数検知回路８２で位相検知が可能になる出力レベルの周波数（最低レベル周波数）になったことを検知して、位相比較を開始するようにした。
 

　即ち、第５の実施の形態によるインバータ装置は、制御部８０の最低レベル周波数検知回路８２により、インバータ駆動信号たるパルス駆動信号の周波数を周波数シフトさせる際に予め設定された周波数（最低レベル周波数）になったことを検知し、その検知の時点で位相比較回路３８を動作開始させるものである。
 

　（ＶＩ）第６の実施の形態

　本発明による第６の実施の形態の一例によるインバータ装置は、上記した第４の実施の形態における最低レベル検知回路７２と上記した第５の実施の形態における最低レベル周波数検知回路８２との両者を備えたものである。

　なお、この第６の実施の形態においては、制御部に最低レベル検知回路と最低レベル周波数検知回路との両者を設けた点を除き、その他の構成については上記した各実施の形態（第２、３、４、５の各実施の形態）および後述する第７の実施の形態における構成と異なるところがないので、上記した各実施の形態（第２、３、４、５の各実施の形態）および後述する第７の実施の形態における説明を援用することにより、その図示ならびに説明は省略する。
 

　（ＶＩＩ）第７の実施の形態

　図１２には、本発明の実施の形態の一例によるインバータ装置の構成説明図があらわされている。なお、図１２には、制御部により制御されるとともに直列共振負荷に接続されたインバータ装置の全体の構成があらわされている。

　また、図１３には、図１２に示すインバータ装置におけるインバータ部の拡大説明図があらわされている。

　この図１２に示すインバータ装置（本発明による第７の実施の形態の一例によるインバータ装置）４００は、図８に示す上記した第３の実施の形態によるインバータ装置６０の構成と比較すると、インバータ部１０６に代えてインバータ部４０６を備えている点において両者は異なっている。

　図１３に示すように、インバータ装置４００のインバータ部４０６は、インバータスイッチング素子４０６ａにおける環流ダイオード（フリーホイールダイオード）４０６ｂとしてＳｉＣダイオードを用いるようにしたものである。

　より詳細には、図１３に示すように、インバータ部４０６のインバータスイッチング素子４０６ａにおいて、半導体スイッチング素子４０６ｃと逆向き並列に接続されたフリーホイールダイオード４０６ｂとして、ＳｉＣダイオードを用いるようにしている。

　この第７の実施の形態のインバータ装置４００においては、共振負荷は直列共振回路６２を形成し、最低設定出力値（出力電圧または出力電流または出力電力である。）が確保できる十分に短いインバータ駆動信号たるパルス駆動信号の周波数を共振周波数よりも低い周波数（例えば、共振周波数より５％以上低い周波数である。）を起点にスタートさせ、共振周波数近傍まで周波数を上昇する周波数シフトによる周波数制御を行って。インバータ駆動信号たるパルス駆動信号の周波数を共振周波数に制御する。
 

　即ち、インバータ装置４００においては、インバータスイッチング素子１０６ａのフリーホイールダイオード１０６ｂとして、ＳｉＣダイオードを用いている。

　このため、その特性から電流回生時のリカバリー時間がほとんどないので、直列共振回路で容量性（Ｃ性）でのインバータ動作が可能となり、低い周波数（Ｃ性領域）を起点にして、周波数の高い共振周波数までシフトさせてることができる。
 

　（ＶＩＩＩ）第８の実施の形態

　次に、図１４（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照しながら、本発明による第８の実施の形態の一例によるインバータ装置について説明する。

　ここで、図１４（ａ）には、共振負荷に接続される本発明によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図があらわされている。

　また、図１４（ｂ）には、直列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図があらわされている。

　さらに、図１４（ｃ）には、並列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置を用いた電源構成を模式的に示す構成説明図があらわされている。
 

　図１４（ａ）に示す上記した本発明による共振負荷に接続されるインバータ装置１０、２０、６０、４００を用いた電源構成は、誘導加熱の用途に用いることができるものであり、共振負荷に接続される本発明によるインバータ装置１０、２０、６０、４００の出力端子５００と並列共振コンデンサボックス５０２とを空冷同軸ケーブル５０４で接続し、並列共振コンデンサボックス５０２に小型の変流器（ハンディタイプの変流器）５０６を接続して、加熱コイル５０８に高周波電流を伝送するようにしたものである。
 

　誘導加熱の用途においては、インバータ装置から加熱コイルまでの距離を長くして、人手により加熱作業を行うことがあり、従来は、図１４（ｂ）に示すように、直列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置６００の出力端子６００ａに水冷ケーブル６０２を接続して延長し、中継ボックス６０４を通して小型の変流器（ハンディタイプの変流器）６０６でインピーダンス変換して、加熱コイル６０８に高周波電流を伝送していた。

　あるいは、従来においては、図１４（ｃ）に示すように、並列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置７００を用いて、インバータ装置７００の出力端子７００ａに空冷同軸ケーブル７０２を接続して延長し、中継ボックス７０４を通して小型の変流器（ハンディタイプの変流器）７０６でインピーダンス変換して、加熱コイル７０８に高周波電流を伝送していた。
 

　しかしながら、図１４（ｂ）に示す直列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置６００を用いた場合には、水冷ケーブル６０２の往復の浮遊容量に高調波電流が流れるため延長距離に限界があり、一般的には、延長距離の限界は５０ｍ程であった。

　また、図１４（ｃ）に示す並列共振負荷に接続される従来の技術によるインバータ装置７００を用いて、空冷同軸ケーブル７０２の距離を延長する場合には、インバータ装置７００内部の直列リアクトルが大きく重くなるため、電源自体も大きく重くなり、小型電源として作業現場で容易に使用することができないものであった。

　一方、図１４（ａ）に示す共振負荷に接続される本発明によるインバータ装置１０、２０、６０、４００を用いた構成においては、大きな直流リアクトルが不要の電圧型インバータを使用しているため、小型の電源構成が可能であり、これに空冷同軸ケーブル５０４を接続することで、２００ｍ以上でも容易に空冷同軸ケーブル５０４を延長することが可能な小型電源を構成することができる。

　なお、並列共振コンデンサボックス５０２は、並列共振用コンデンサからなるものである。

　また、小型の変流器（ハンディタイプの変流器）５０６としては、従来の構成、即ち、小型の変流器（ハンディタイプの変流器）６０６、７０６と同一のものを使用することができる。

　同様に、加熱コイル５０８も、従来の構成、即ち、加熱コイル６０８、７０８と同一のものを使用することができる。
 

　（ＩＸ）第９の実施の形態

　本発明による第９の実施の形態の一例によるインバータ装置は、上記した各実施の形態における共振負荷２００、並列共振負荷２２あるいは直列共振負荷６２を構成する共振回路が、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる共振回路により構成されるようにしたものである。

　即ち、インバータ装置１０、２０、６０、４００を含む本発明によるインバータ装置に接続する共振負荷２００、並列共振負荷２２あるいは直列共振負荷６２としては各種の構成のものを用いることができ、例えば、図１５（ａ）（ｂ）に示すような誘導加熱用共振負荷を本発明によるインバータ装置に接続するようにしてもよい。

　ここで、図１５（ａ）には、直列共振負荷の場合である誘導加熱用直列共振負荷を示す構成説明図があらわされている。

　また、図１５（ｂ）には、並列共振負荷の場合である誘導加熱用並列共振負荷を示す構成説明図があらわされている。この図１５（ｂ）に示す構成においては、誘導加熱用並列共振負荷に高調波除去用のフィルターが直列接続されている。

　なお、図６に示すインバータ装置２０においては、  フィルターはインバータ装置２０内にインダクタ２４として接線されている。
 

　（Ｘ）その他の実施の形態および変形例の説明

　なお、上記した実施の形態は例示に過ぎないものであり、本発明は他の種々の形態で実施することができる。即ち、本発明は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。

　例えば、上記した実施の形態は、以下の（Ｘ－１）乃至（Ｘ－４）に示すように変形するようにしてもよい。
 

　　（Ｘ－１）上記した実施の形態において、スタート周波数を共振周波数から離す際に、具体的には共振周波数から５％以上離すことを例示した。

　しかしながら、本発明は、共振周波数から５％以上離すことに限られるものではなく、共振周波数から５％未満離すようにしてもよい。

　即ち、「５％」との数値は本願発明者が実験により実証的に求めた好適な数値ではあるが、本発明は「５％」の数値に限られものではなく、スタート周波数が共振周波数から離れていればよい。

　スタート周波数を共振周波数から離すことにより、共振負荷側の共振周波数がいかようにずれても、周波数シフトにより自動で共振周波数を探し当てることが可能となる。

　ここで、周波数シフトする領域（周波数シフト領域）は、インバータ回路に最適なダイオード逆回復特性を考慮した誘導性領域に決定することが好ましく、本願発明者が実験によれば共振周波数から５％以上の領域であった。
 

　　（Ｘ－２）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路構成などは説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路構成を用いてよいことは勿論である。
 

　　（Ｘ－３）上記した実施の形態においては、各構成における具体的な回路定数などの説明を省略したが、各構成に対応する従来より公知の回路定数を用いてよいことは勿論である。
 

　　（Ｘ－４）上記した各実施の形態ならびに上記した（Ｘ－１）乃至（Ｘ－３）に示す各実施の形態は、適宜に組み合わせるようにしてもよいことは勿論である。

　本発明は、誘導加熱回路などのような共振負荷に接続する電源装置たるインバータ装置に利用することができる。

　　１０　　インバータ装置
　　１２　　制御部（制御手段）
　　１２ａ　ＰＷＭ制御部（制御手段）
　　１２ｂ　周波数シフト制御部（制御手段）
　　２０　　インバータ装置
　　２２　　並列共振回路
　　２４　　インダクタ
　　２６　　電圧センサー
　　２８　　制御部（制御手段）
　　３０　　周波数シフト回路
　　３２　　電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）回路
　　３４　　狭幅パルス信号発生回路
　　３６　　出力回路
　　３８　　位相比較回路
　　４０　　遅れ設定回路
　　４２　　ロック完了回路
　　４４　　検波回路
　　４６　　誤差アンプフィルタ
　　４８　　三角波発生回路
　　５０　　ＰＷＭ回路
　　６０　　インバータ装置
　　６２　　直列共振負荷
　　６４　　電流センサー
　　６６　　共振コンデンサ
　　７０　　制御部（制御手段）
　　７２　　最低レベル検知回路（最低レベル検知手段）
　　８０　　制御部（制御手段）
　　８２　　最低レベル周波数検知回路（周波数検知手段）
　１００　　インバータ装置
　１０２　　交流（ＡＣ）電源
　１０４　　コンバータ部
　１０６　　インバータ部
　１０８　　出力センサー
　１１０　　コンバータ制御部
　１１２　　制御部
　１１２ａ　ＰＬＬ回路
　２００　　共振負荷
　３００　　インバータ装置
　３０２　　コンバータ部
　３０４　　ＰＷＭ制御部
　４００　　インバータ装置
　４０６　　インバータ部
　４０６ａ　インバータスイッチング素子
　４０６ｂ　環流ダイオード（フリーホイールダイオード）
　４０６ｃ　半導体スイッチング素子
　５００　　出力端子
　５０２　　並列共振コンデンサボックス
　５０４　　空冷同軸ケーブル
　５０６　　変流器
　５０８　　加熱コイル
　６００　　インバータ装置
　６００ａ　出力端子
　６０２　　水冷ケーブル
　６０４　　中継ボックス
　６０６　　変流器
　６０８　　加熱コイル
　７００　　インバータ装置
　７００ａ　出力端子
　７０２　　空冷同軸ケーブル
　７０４　　中継ボックス
　７０６　　変流器
　７０８　　加熱コイル
　　Ｖｈ　　出力電圧
　　Ｉｈ　　出力電流
　　　Ｑ　　矩形波インバータ駆動信号
　　ＮＱ　　矩形波インバータ駆動信号
　　　Ｔ　　インバータ部の出力（出力電圧または出力電流）の基本波成分の１周期
　Ｔ／４　　インバータ部の出力（出力電圧または出力電流）の基本波成分の１／４周期
　　ｔｗ　　矩形波インバータ駆動信号Ｑ、ＮＱのパルス幅

Claims (30)

1. 　共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置において、
   　共振負荷に接続されてインバータ駆動信号により駆動されるインバータ部と、
   　前記インバータ部の動作を制御する制御手段と
   　を有し、
   　前記制御手段は、前記共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号を前記インバータ駆動信号として、前記共振周波数より離れた周波数を起点として前記インバータ部の駆動を開始した後に、前記インバータ駆動信号の周波数を前記共振周波数または前記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御する
   　ことを特徴とするインバータ装置。
2. 　請求項１に記載のインバータ装置において、
   　前記短いパルス幅は、前記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅である
   　ことを特徴とするインバータ装置。
3. 　請求項１または２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   　前記起点は、前記周波数シフトする領域が前記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにした
   　ことを特徴とするインバータ装置。
4. 　請求項１、２または３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   　前記共振負荷は、並列共振負荷であり、
   　前記起点は、前記共振周波数より低い周波数である
   　ことを特徴とするインバータ装置。
5. 　請求項４に記載のインバータ装置において、
   　前記インバータ部の出力段にインダクタを接続した
   　ことを特徴とするインバータ装置。
6. 　請求項５に記載のインバータ装置において、
   　前記制御部は、前記インダクタによる電圧位相の遅れを補正する遅れ補正手段を有する
   　ことを特徴とするインバータ装置。
7. 　請求項１、２または３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   　前記共振負荷は、直列共振負荷であり、
   　前記起点は、前記共振周波数より高い周波数である
   　ことを特徴とするインバータ装置。
8. 　請求項７に記載のインバータ装置において、
   　前記制御部は、前記インバータ部の回路遅れを補正する遅れ補正手段を有する
   　ことを特徴とするインバータ装置。
9. 　請求項１または２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
   　前記共振負荷は直列共振負荷であり、
   　前記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用い、
   　前記起点は、前記共振周波数より低い周波数である
   　ことを特徴とするインバータ装置。
10. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８または９のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記起点は、前記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数である
    　ことを特徴とするインバータ装置。
11. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９または１０のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記制御部は、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により前記インバータ駆動信号のパルス幅を広くする
    　ことを特徴とするインバータ装置。
12. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０または１１のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記制御部は、前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する最低レベル検知手段を有する
    　ことを特徴とするインバータ装置。
13. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１または１２のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記制御部は、前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルの周波数になったことを検知する周波数検知手段を有する
    　ことを特徴とするインバータ装置。
14. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２または１３のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記インバータ装置の出力端子と並列共振コンデンサボックスとを空冷同軸ケーブルで接続し、前記並列共振コンデンサボックスに変流器を接続して、加熱コイルに高周波電流を伝送する
    　ことを特徴とするインバータ装置。
15. 　請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３または１４のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる共振回路により構成される
    　ことを特徴とするインバータ装置。
16. 　共振負荷に接続してＰＷＭ制御される電圧形インバータであるインバータ装置の制御方法において、
    　共振負荷の共振周波数の周期より短いパルス幅のパルス信号をインバータ駆動信号として、前記共振周波数より離れた周波数を起点としてインバータ部の駆動を開始した後に、前記インバータ駆動信号の周波数を前記共振周波数または前記共振周波数近傍まで周波数シフトさせて、前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
17. 　請求項１６に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記短いパルス幅は、前記インバータ部の出力が外部からの出力設定信号が示す設定値の最低設定出力値となるパルス幅である
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
18. 　請求項１６または１７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記起点は、前記周波数シフトする領域が前記インバータ部を構成するインバータ回路のダイオード逆回復特性に基づく誘導性領域となるようにした
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
19. 　請求項１６、１７または１８のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記共振負荷は、並列共振負荷であり、
    　前記起点は、前記共振周波数より低い周波数である
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
20. 　請求項１９に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ部の出力段にインダクタを接続した
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
21. 　請求項２０に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インダクタによる電圧位相の遅れを補正する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
22. 　請求項１６、１７または１８のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記共振負荷は、直列共振負荷であり、
    　前記起点は、前記共振周波数より高い周波数である
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
23. 　請求項２２に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ部の回路遅れを補正する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
24. 　請求項１６または１７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記共振負荷は直列共振負荷であり、
    　前記インバータ部は、インバータスイッチング素子におけるフリーホイールダイオードとしてＳｉＣダイオードを用い、
    　前記起点は、前記共振周波数より低い周波数である
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
25. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３または２４のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記起点は、前記共振周波数の周波数に対して５％以上離れた周波数である
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
26. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４または２５のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ駆動信号の周波数が前記共振周波数と略一致するように制御した後に、ＰＷＭ制御により前記インバータ駆動信号のパルス幅を広くする
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
27. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５または２６のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルになったことを検知する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
28. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６または２７のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ部の出力が位相検知が可能になる出力レベルの周波数になったことを検知する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
29. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７または２８のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記インバータ装置の出力端子と並列共振コンデンサボックスとを空冷同軸ケーブルで接続し、前記並列共振コンデンサボックスに変流器を接続して、加熱コイルに高周波電流を伝送する
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。
30. 　請求項１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７、２８または２９のいずれか１項に記載のインバータ装置の制御方法において、
    　前記共振負荷は、誘導加熱用の加熱コイルと共振コンデンサとからなる共振回路により構成される
    　ことを特徴とするインバータ装置の制御方法。

Images