WO2017216828A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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capacitor
frequency
equivalent series
series resistance
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研吾 後藤
勉 小南
Original Assignee
株式会社日立製作所
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • IGBT insulated gate bipolar transistors
  • DC capacitors used in large-capacity power converters are used for high voltage and large current applications, so capacitors with high breakdown voltage and high ripple resistance are used.
  • the magnetism of the transformer arranged on the AC side is suppressed, while the transformer is provided with a sensor to measure the magnetic flux or excitation current of the transformer.
  • the correction value for suppressing the demagnetization is generated from the parameters, and there has been a problem that the demagnetization of the transformer cannot be appropriately suppressed if the accuracy of the excitation current measurement decreases.
  • a resonance circuit is formed between the plurality of capacitors and an inductance such as a stray capacitance.
  • the resonance circuit is similar to the case where the capacitors included in each power conversion device are connected via an inductance under certain conditions. Is formed. There is a problem that overcurrent occurs when the frequency for power conversion substantially matches this resonance frequency.
  • An object of the present invention is to solve at least one of the above-mentioned problems, and one of them is a power conversion device capable of suppressing the bias of an installed transformer without adding a special control signal. Is to provide. Another one is to provide a power conversion device capable of suppressing overcurrent generated at the resonance frequency of a plurality of capacitors.
  • the DC power of the DC section is converted into power and output via a transformer, or the power input through the transformer is converted and supplied to the DC section.
  • the power conversion is performed by comparing a fundamental frequency signal and a carrier wave, and the direct current unit includes a capacitor, and the capacitor is equivalent series at the fundamental frequency.
  • the resistance value is configured to be larger than the equivalent series resistance value at another predetermined frequency.
  • a DC unit a plurality of capacitors connected to the DC unit, and a switching element that converts power between the DC unit, the switching element being connected via a reactor component and based on a switching frequency
  • the DC capacitor is configured such that an equivalent series resistance at a resonance frequency determined by a wiring inductance of the capacitor and a capacity of the DC capacitor is larger than an equivalent series resistance at the switching frequency.
  • the superimposed DC voltage can be suppressed, and the bias of the transformer can be suppressed.
  • loss of the capacitor can be suppressed.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a power conversion device 107A according to the first embodiment of the present invention.
  • the power converter 107A according to the first embodiment shown in FIG. 1 is connected to an AC power source 101 and a rectifier 105A composed of a switching element 102 such as an IGBT or a MOSFET, and an inverse conversion composed of the rectifier 105A and the switching element 102.
  • the capacitor 106 is connected to the equivalent series resistance via a DC capacitor 103 having negative frequency characteristics (or simply referred to as the capacitor 103), and the inverse converter 106 and the load 108 are connected via a three-phase transformer 104. .
  • the U phase, V phase, and W phase of the commercial power source 101 are respectively the U phase, V phase, and W phase of the switching element 102 (switching elements 102CUP and 102CUN, 102CVP and 102CVN, 102CWP and 102CWN) are connected to the connection point of switching elements 102CUP and 102CUN, the connection point of switching elements 102CVP and 102CVN, and the connection point of switching elements 102CWP and 102CWN, respectively.
  • the U phase, the V phase, and the W phase are respectively added with U, V, and W after the code 101 or the code 102.
  • the switching element 102 is denoted by C to indicate the rectifier side, denoted by I on the inverse converter side, denoted by P on the positive side, and denoted by N on the negative side.
  • C the rectifier side
  • I the inverse converter side
  • P the positive side
  • N the negative side
  • the other side of the switching elements 102CUP, 102CVP, 102CWP is connected to the positive side terminal 151P, and the other side of the switching elements 102CUN, 102CVN, 102CWN is connected to the positive side terminal 151N.
  • the switching element 102 converts AC power supplied from the commercial power supply 101 into DC power by switching such as PWM (Pulse Width Modulation).
  • the rectifier 105A performs power conversion by switching alternately up and down by a gate drive circuit and a gate control circuit (not shown).
  • the rectifier 105A is controlled by PWM modulation by comparing a modulated wave with a carrier wave by a PWM control circuit (not shown). By this control, the voltage of the smoothing capacitor 103 is compared with the target value, and the voltage of the smoothing capacitor 103 is maintained at the target value by Fordback control.
  • connection point of the switching elements 102IUP and 102IUN, the connection point of the switching elements 102IVP and 102IVN, and the connection point of the switching elements 102IWP and 102IWN are respectively connected to the U phase, V phase, and W phase of the transformer 104.
  • the load 108 (for example, an electric motor) is connected to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the other side of switching elements 102IUP, 102IVP, 102IWP is connected to positive side terminal 151P
  • the other side of switching elements 102IUN, 102IVN, 102IWN is connected to negative side terminal 151N.
  • the switching element 102 converts the DC power between the terminals 151P and 151N into AC power by switching such as PWM and outputs the AC power to the load 108 via the transformer 104.
  • the inverse converter 106 performs power conversion by switching alternately up and down by a gate drive circuit and a gate control circuit (not shown).
  • the inverse converter 106 is supplied with a modulation wave (fundamental frequency) 116 shown in FIG. 6 by a PWM control circuit (not shown), and this modulation wave (fundamental frequency) 116 and a carrier wave (switching frequency) 117. Are controlled by the PWM modulation method.
  • the DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic in the equivalent series resistance includes a case where a plurality of capacitors are connected in series or in parallel.
  • the rectifier 105A converts the AC power supplied from the AC power supply 101 into DC power by switching the switching element 102 such as PWM (Pulse Width Modulation) and outputs it to the inverse converter 106. Further, the inverse converter 106 converts the supplied DC power into AC power by switching of the switching element 102 and outputs the AC power to the load 108 via the three-phase transformer 104.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a power conversion device 107B which is a modification of the first embodiment shown in FIG. 2, is connected to an AC power source 101 and a rectifier 105B composed of a diode element 112, and performs reverse conversion composed of this rectifier 105B and a switching element 102.
  • the converter 106 is connected to the equivalent series resistance via a DC capacitor 103 having negative frequency characteristics, and the inverse converter 106 and the load 108 are connected via a three-phase transformer 104.
  • the DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic in the equivalent series resistance includes a case where a plurality of capacitors are connected in series or in parallel. In addition, a different part from Example 1 is demonstrated.
  • the rectifier 105 ⁇ / b> B configured by the diode element 112 converts AC power supplied from the AC power supply 101 into DC power and outputs the DC power to the inverse converter 106. Further, the inverse converter 106 converts the supplied DC power into AC power by switching of the switching element 102 and outputs the AC power to the load 108 via the transformer 104.
  • Fig. 3 shows the frequency characteristics of the equivalent series resistance of the capacitor.
  • the equivalent series resistance 112 at the fundamental frequency 109 has a larger value than the equivalent series resistance 111 at the switching frequency 110.
  • the equivalent series resistance of the capacitor 103 will be described later with reference to FIG. 4, and the equivalent resistance is defined as a loss resistance of the dielectric and a loss due to the resistance of the electrode equivalently regarded as a resistance. is there.
  • the equivalent series resistance ESR has frequency characteristics, and when the dielectric loss tangent is constant regardless of the frequency, it tends to decrease as the frequency increases.
  • the dielectric loss tangent is a loss in which, when an alternating electric field is applied to the dielectric that constitutes the capacitor, the change in polarization cannot follow the change in the electric field, and part of the electric field energy is lost. Since it has a frequency characteristic that the loss increases, the equivalent series resistance does not have a frequency characteristic as shown in FIG. 5, and becomes a substantially constant value (for example, polyethylene terephthalate).
  • the characteristic of dielectric loss tangent varies depending on the dielectric material. As shown in FIG. 3, the frequency variation of the equivalent series resistance increases with a material with small frequency variation of dielectric loss tangent. It has a negative frequency characteristic in which the equivalent series resistance decreases. (Eg, polyvinylidene nitride).
  • FIG. 6 shows a PWM pattern for generating a switching pattern of the switching element.
  • a pulse is generated by comparing a carrier wave (also referred to as a triangular wave) 117 having a switching frequency 110 and a modulated wave 116 having a fundamental frequency 109 shown in FIG.
  • V AC is constant DC voltage V DC and f basic case of applying the PWM modulation method (fundamental frequency 109) Equation (2) with respect to a DC voltage.
  • the output voltage is represented by a sine wave whose amplitude is a DC voltage V DC and whose phase is f fundamental ( (fundamental frequency 109)).
  • the switching element when the switching element is PWM-modulated, the switching frequency 110, the fundamental frequency 109, and an integer multiple of the frequency component are superimposed on the DC capacitor.
  • V DC ′ the DC voltage when the fundamental frequency component 109 is superimposed on the DC voltage
  • V AC ′ the output voltage V AC ′ at that time is expressed by Expression (3).
  • the first term is composed of the frequency components of the f fundamental (fundamental frequency 109)
  • the second term is the direct current component
  • late is composed of twice the frequency component of f basic (fundamental frequency 109)
  • the output voltage thereof is superimposed.
  • the second term which is formed by superimposing a DC component represented by the first half term and a frequency component twice the f fundamental (fundamental frequency 109) represented by the second half term.
  • the DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic with respect to the equivalent series resistance shown in FIG. 4 has a large value of the equivalent series resistance at the fundamental frequency as shown in FIG. 3, and therefore, the basic capacitor generated by the rectifier 105A shown in FIG.
  • the voltage of the fundamental wave component to be superimposed is suppressed with respect to the DC voltage on which the wave component is superimposed, and as shown in Equation (2), the three-phase transformer 104 connected to the load 108 becomes V AC , It is possible to suppress the demagnetization.
  • the current component on the secondary side of the fundamental frequency is hardly generated in the transformer, the loss is reduced.
  • the power conversion device 107A having the rectifier 105A including the switching element 102 such as the IGBT shown in FIG. 1 is described.
  • the power having the rectifier 105B including the diode element 112 shown in FIG. The same effect can be obtained with the conversion device 107B.
  • FIG. 7 shows an example of a power conversion device 107C configured by a DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic with a plurality of equivalent series resistors connected in parallel and a switching element 102.
  • the power conversion device 107C is configured by the switching element 102 for switching the direct current power to the alternating current power and the load 108 to which the alternating current power is supplied.
  • the switching element 102 converts DC power supplied from the DC power source 120 into AC having a desired frequency by a PWM modulation method based on a comparison between the modulated wave (fundamental frequency) 116 and the carrier wave (switching frequency) 117 shown in FIG. And supplied to the load 108.
  • FIG. 8 shows the frequency characteristic of the LC resonance path 119A generated by the DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic with respect to the plurality of equivalent series resistors and the wiring inductance 118 connecting them in the configuration of FIG.
  • the f resonance (resonance frequency 121) between the DC capacitors connected in parallel is expressed by Expression (4) using L of the wiring inductance 118 between the DC capacitors and the capacitance C of the DC capacitor 103.
  • the equivalent series resistance 112 at the fundamental frequency 109 is larger than the equivalent series resistance 111 at the switching frequency 110 as shown in FIG.
  • the increase in the fundamental wave component is suppressed, and the loss at the fundamental frequency can be suppressed as compared with the case where a DC capacitor not having the frequency characteristic of the equivalent series resistance as shown in FIG. 5 is used.
  • the power conversion device 107 ⁇ / b> C that converts DC power to AC power has been described.
  • the same effect can be achieved by the power conversion devices 107 ⁇ / b> D and 107 ⁇ / b> E that convert AC power to DC power as shown in FIGS. 9 and 10. Is obtained.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the configuration of the power conversion device 107F according to the third embodiment of the present invention.
  • a power conversion device 107F according to the third embodiment shown in FIG. 11 includes a semiconductor unit 122 including a DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic in equivalent series resistance and a switching element 102, and another semiconductor unit 122 via a reactor 123. It is a connected configuration. It is known that the anode reactor 123 that is usually provided for parallel multiplexing of converters has a very large value for the purpose of current suppression.
  • the resonance path 119B generated by the inductance and the capacitor capacitance between the DC capacitor 103 of the semiconductor unit 122 and the DC capacitor 103 of the other semiconductor unit 122 has a resonance point near a very low frequency, for example, near the fundamental frequency. .
  • the current value of the fundamental wave component of the DC capacitor 103 generated by switching of the switching element 102 becomes large, and there is a possibility that the life of the capacitor is deteriorated or breaks down.
  • the DC capacitor 103 having a negative frequency characteristic with respect to the equivalent series resistance shown in FIG. 11 has a high equivalent series resistance at the fundamental frequency 109 as shown in FIG. 3, the resonance peak at the fundamental frequency can be suppressed. Thus, an increase in the current of the capacitor can be suppressed.
  • the power conversion device 107F multiplexed in parallel via the reactor is described using FIG. 11, but multiplexed in parallel via the multiple transformer 124 as shown in FIG. The same effect can be obtained with the power conversion device 107G.
  • the same effect can be obtained with the power conversion device 107H in which a plurality of semiconductor units 122 are multiplexed in series via a transformer as shown in FIG.
  • 11, 12, and 13 of the third embodiment show a configuration in which two semiconductor units 122 are multiplexed, but the configuration is not limited to this configuration as long as the configuration is multiplexed.

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Abstract

特別な制御信号を追加することなく、設置された変圧器の偏磁を抑制可能な電力変換装置を提供することにある。　コンデンサの等価直列抵抗が基本周波数において、スイッチング周波数における等価直列抵抗よりも大きい（以下コンデンサの等価直列抵抗に負の周波数特性を持つと略す）コンデンサを直流コンデンサとして用いることで、特別な制御信号を追加することなく、交流側に設置された変圧器の偏磁を抑制することで、直流電圧への基本波成分の重畳が抑制され、出力電圧に重畳される直流電圧を抑制し、変圧器の偏磁が抑制できる。また、基本波の二次成分の重畳によって発生するコンデンサの損失を抑制することができる。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(IGBT)等の高速半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置が様々な分野で使用されている。近年、半導体技術の進歩により大容量の半導体モジュールが実現され、可変周波数及び可変電圧の負荷駆動用のインバータの1相分である上下アームを構成する正極側及び負極側の一対の半導体スイッチング素子を一体化した半導体モジュールも広く普及している。
　大容量の電力変換装置に用いられる直流コンデンサは、高電圧、大電流用途で用いるため、高耐圧、高リプル耐量のコンデンサが使用される。
　一方、三相半導体電力変換装置あるいは単相半導体電力変換装置では、そのスイッチング動作あるいは交流負荷、交流系統の影響により変圧器に偏磁が発生してしまい、偏磁過電流により装置を保護停止する必要が発生し、その様な場合には負荷への電力供給あるいは電力変換をやむなく一旦停止しなければならない問題があった。
　変圧器の偏磁を抑制するために、特開２００８－４８５１３号公報に記載されているように固定パルス方式を適用した三相あるいは単相の半導体電力変換装置において、交流出力電圧に直流成分を重畳し、変圧器の偏磁を抑制することが出来る半導体電力変換装置が知られている。
特開２００８－４８５１３号公報
　しかし、上記のような従来例では、交流側に配置される変圧器の偏磁が抑制される一方で、変圧器にセンサを備えることで、変圧器の磁束あるいは励磁電流を測定し、得られたパラメータから偏磁抑制のための補正値を生成するのであり、励磁電流の測定の精度が低下すると適切に変圧器の偏磁が抑制できないとの問題があった。
　また、一般的に、電力変換装置においては、扱う電圧が高電圧の場合に、コンデンサの容量を大きくするために複数のコンデンサを並列に接続することが知られている。この場合に、この複数のコンデンサと例えば浮遊容量等のインダクタンスがあいまって複数のコンデンサの間に共振回路が形成される。また、扱う電圧が高電圧の場合、複数の電力変換装置を並列に使って電力変換すると、各々の電力変換装置に含まれるコンデンサがある条件下でインダクタンスを介して接続されると同様に共振回路が形成される。電力変換に係る周波数がこの共振周波数と実質的に一致すると過電流が発生するとの問題があった。
　本発明の目的は上記の問題点の少なくとも１つを解決することにあり、その１つは、特別な制御信号を追加することなく、設置された変圧器の偏磁を抑制可能な電力変換装置を提供することにある。また、他の１つは、複数のコンデンサの共振周波数で発生する過電流を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。
　上記目的を達成するために、本発明では、直流部の直流電力を電力変換し変圧器を介して出力する、或いは、変圧器を介して入力した電力を電力変換して直流部に供給するものであって、前記電力変換は、基本周波数の信号と搬送波とを比較してなされるものであり、前記直流部は、コンデンサを含んで構成されており、前記コンデンサは、前記基本周波数における等価直列抵抗値が他の所定の周波数における等価直列抵抗値より大きいように構成した。
　あるいは、直流部と、前記直流部に接続する複数のコンデンサと、前記直流部との間で電力変換するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子は、リアクトル成分を介して接続されてスイッチング周波数に基づき動作するものであり、前記直流コンデンサは、前記コンデンサに係る配線インダクタンスと前記直流コンデンサの容量できまる共振周波数における等価直列抵抗が、前記スイッチング周波数における等価直列抵抗よりも大きいコンデンサであるように構成した。
　本発明うちのある発明では、重畳される直流電圧を抑制し、変圧器の偏磁が抑制できる。また、他の発明では、コンデンサの損失を抑制することができる。
本発明の実施例１に係る等価直列抵抗に負の周波数特性をもつ直流コンデンサとスイッチング素子を用いた整流器と逆変換器の構成を示す図である。 本発明の実施例１に係る等価直列抵抗に負の周波数特性をもつ直流コンデンサとダイオード素子を用いた整流器と逆変換器の構成を示す図である。 本発明の実施例１に係るコンデンサの等価直列抵抗の周波数依存性を示す図である。 本発明の実施例１に係るコンデンサの等価回路を示す図である。 等価直列抵抗の周波数依存性が小さいコンデンサの周波数特性を示す図である。 スイッチング素子のPWMパターンを示す図である。 本発明の実施例２に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサとスイッチング素子を用いた逆変換器の構成を示す図である。 図７における配線インダクタンスと直流コンデンサによって発生する共振周波数特性を示す図である。 本発明の実施例２に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサとスイッチング素子を用いた整流器の構成を示す図である。 本発明の実施例２に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサとダイオード素子を用いた整流器の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサとリアクトルを用いて複数の電力変換器を並列に多重化した電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサと変圧器を用いて複数の電力変換器を並列に多重化した電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施例３に係る等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサとリアクトルを用いて複数の電力変換器を直列に多重化した電力変換装置の構成を示す図である。
　以下、本発明を実施するための形態としての実施例を図面を用いて説明する。
　実施例１を図面を用いて説明する。なお、各図において同一部分は同じ記号を付与している。図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置１０７Aの構成を示す図である。図１に示す実施例１の電力変換装置１０７Aは、交流電源１０１とIGBTやMOSFET等のスイッチング素子１０２で構成される整流器１０５Aが接続され、この整流器１０５Aと、スイッチング素子１０２で構成される逆変換器１０６は等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３（あるいは単にコンデンサ１０３とも称す）を介して接続され、逆変換器１０６と負荷１０８は三相変圧器１０４を介して接続されている。
　商用電源１０１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々（商用電源１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１Ｗ）は、各々、スイッチング素子１０２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相（スイッチング素子１０２ＣＵＰと１０２ＣＵＮ、１０２ＣＶＰと１０２ＣＶＮ、１０２ＣＷＰと１０２ＣＷＮ）との関係において、各々スイッチング素子１０２ＣＵＰと１０２ＣＵＮの接続点、スイッチング素子１０２ＣＶＰと１０２ＣＶＮの接続点、スイッチング素子１０２ＣＷＰと１０２ＣＷＮの接続点に接続される。ここで、例えば、商用電源１０１とスイッチング素子１０２について、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相は、各々、符号１０１或いは符号１０２の後にＵ、Ｖ、Wと付記する。スイッチング素子１０２について、整流器側を表すようＣと付し逆変換器側ではＩと付し、正側をＰと付し負側をＮと付す。付記記号がなく例えば、スイッチング素子１０２と記された場合には総称的な記載を示す。
　スイッチング素子１０２ＣＵＰ、１０２ＣVＰ、１０２ＣＷＰの他方側は正側端子１５１Ｐに接続され、スイッチング素子１０２ＣＵＮ、１０２ＣVＮ、１０２ＣＷＮ他方側は正側端子１５１Ｎに接続される。
　整流器１０５Aにおいて、スイッチング素子１０２はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）等のスイッチングにより、商用電源１０１から供給された交流電力を直流電力へ変換する。整流器１０５Ａは図示しないゲート駆動回路及びゲート制御回路によって、上下交互にスイッチングすることで電力変換を行う。整流器１０５Aは図示しないＰＷＭ制御回路により変調波と搬送波とを比較してＰＷＭ変調で制御される。この制御により、平滑コンデンサ１０３の電圧と目標値を比較してフォードバック制御により平滑コンデンサ１０３の電圧を目標値に維持する。
　逆変換器１０６において、スイッチング素子１０２ＩＵＰと１０２ＩＵＮの接続点、スイッチング素子１０２ＩＶＰと１０２ＩＶＮの接続点、スイッチング素子１０２ＩＷＰと１０２ＩＷＮの接続点は、各々、変圧器１０４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相を介して、負荷１０８（例えば電動機）のＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ接続される。一方、スイッチング素子１０２ＩＵＰ，１０２ＩVＰ，１０２ＩＷＰ他方側は正側端子１５１Ｐに接続され，スイッチング素子１０２ＩＵＮ，１０２ＩVＮ，１０２ＩＷＮ他方側は負側端子１５１Ｎに接続される。
　スイッチング素子１０２はＰＷＭ等のスイッチングにより、端子１５１Ｐ、１５１Ｎ間の直流電力を交流電力へ変換し、変圧器１０４を介して負荷１０８に出力する。逆変換器１０６は図示しないゲート駆動回路及びゲート制御回路によって、上下交互にスイッチングすることで電力変換を行う。逆変換器１０６は図示しないＰＷＭ制御回路により、詳細は後述するが、図６に示される変調波（基本周波数）１１６が与えられ、この変調波（基本周波数）１１６と搬送波(スイッチング周波数)１１７とを比較してＰＷＭ変調方式で制御される。すなわち、３相交流の各々において、変調波１１６が搬送波１１７より大きな場合には対応するスイッチング素子１０２をオンに、一方、変調波１１６が搬送波１１７より小さな場合には対応するスイッチング素子１０２をオフに制御する。この制御により、端子１５１Ｐ、１５１Ｎ間の直流電力を目標となる所望の周波数と電圧に変換して出力されるように制御される。
　等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３は、複数のコンデンサが直列接続または並列接続されている場合も含まれる。
　このように、整流器１０５Aはスイッチング素子１０２のPWM(Pulse Width Modulation)等のスイッチングにより、交流電源１０１から供給された交流電力を直流電力へ変換し、逆変換器１０６に出力する。また、逆変換器１０６はスイッチング素子１０２のスイッチングにより、供給された直流電力を交流電力へ変換し、三相変圧器１０４を介して負荷１０８に出力する。
　図２に示す実施例１の変形例である電力変換装置１０７Bは、交流電源１０１と、ダイオード素子１１２で構成される整流器１０５Bが接続され、この整流器１０５Bと、スイッチング素子１０２で構成される逆変換器１０６は等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３を介して接続され、逆変換器１０６と負荷１０８は三相変圧器１０４を介して接続されている。等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３は、複数のコンデンサが直列接続または並列接続されている場合も含まれる。なお、実施例１と異なる部分を説明するものである。
　ダイオード素子１１２で構成される整流器１０５Bは交流電源１０１から供給された交流電力を直流電力へ変換し、逆変換器１０６に出力する。また、逆変換器１０６はスイッチング素子１０２のスイッチングにより、供給された直流電力を交流電力に変換し、変圧器１０４を介して負荷１０８に出力する。
　図３はコンデンサの等価直列抵抗の周波数特性を示す。基本周波数１０９における等価直列抵抗１１２はスイッチング周波数１１０における等価直列抵抗１１１よりも大きな値を持つ。コンデンサ１０３の等価直列抵抗は、後述にて図４を用いて説明するが、誘電体の損失抵抗、電極の抵抗による損失を等価的に抵抗とみなしたものを等価的に抵抗と定義するものである。
　次に、コンデンサの等価直列抵抗に周波数特性を持つ原理について図３、図４、図５を用いて説明する。理想的なコンデンサは電荷を蓄える際も放出する際も損失がないが、実際のコンデンサには誘電体の損失抵抗、電極の抵抗による損失が発生する。図４に示すようにこの損失を等価的に抵抗とみなしたものを等価的に抵抗と定義でき、コンデンサは内部インダクタンス１１３およびコンデンサ１１４と等価直列抵抗１１５をそれぞれ直列に接続した回路に置き換えることができる。この等価的に直列接続させた抵抗である等価直列抵抗１１５(ESR)はコンデンサを構成する誘電体の誘電正接tanδ(f)とコンデンサ容量C、周波数fを用いて式(1)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001

　式(1)に示すように等価直列抵抗ESRは周波数特性をもち、誘電正接が周波数によらず一定である場合、周波数が増加すると減少する傾向にある。しかし、誘電正接とはコンデンサを構成する誘電体に交流電界が加わった際に、分極の変化が電界の変化に追従出来ずに、電界のエネルギーの一部が失われる損失であり、高周波領域では損失が増加するという周波数特性を有するため、等価直列抵抗は図５に示すように周波数特性を持たず、ほぼ一定値となる（例えばポリエチレン・テレフタラート）。一方、誘電正接の特性は誘電体材料によって変化し、図３に示すように誘電正接の周波数変化が小さい材料では等価直列抵抗の周波数変化が大きくなり、式(1)に従って、周波数の増大に伴い等価直列抵抗が減少する負の周波数特性を持つ。（例えばポリ窒化ビニリデン）。
　また、直流電圧に基本波周波数成分が重畳した時の問題点について、図６を用いて説明する。図６はスイッチング素子のスイッチングパターンを生成するPWMパターンを示す。図３に示すスイッチング周波数１１０の搬送波（或いは三角波と称する）１１７と基本波周波数１０９の変調波１１６の比較によりパルスを生成する。直流電圧に対してPWM変調方式を適用した場合の交流電圧VACは一定の直流電圧VDCとf基本(基本周波数１０９)を用いると式(２)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002

　式(２)に示すように、出力電圧は振幅を直流電圧VDC、位相をf基本((基本周波数１０９)とする正弦波で表される。
　また、スイッチング素子をPWM変調した際にはコンデンサにスイッチング周波数１１０、基本波周波数１０９、その整数倍の周波数成分が直流コンデンサに重畳される。ここで、直流電圧に基本波周波数成分１０９が重畳された場合の直流電圧をVDC’とするとその時の出力電圧VAC’は式(３)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003

　式（３）に示すように出力電圧に基本波周波数成分が重畳された場合、第一項はf基本(基本周波数１０９)の周波数成分で構成され、第二項は、前半が直流成分で、後半がf基本(基本周波数１０９)の２倍の周波数成分で構成され、これらが重畳されて出力電圧となる。特に注目されるのは、第二項であり、前半項で表される直流成分及び後半項で表されるf基本(基本周波数１０９)の２倍の周波数成分が重畳されて形成される。
　ここで、　図５に示す基本周波数１０９における等価直列抵抗１１１がスイッチング周波数１１０における等価直列抵抗１１２と同等である直流コンデンサを用いた電力変換装置１０７Aでは、直流コンデンサ１０３に整流器１０５Aで整流された基本波成分の電圧が重畳され、式（３）に示すように、負荷１０８に接続される三相変圧器１０４の電圧VAC’は直流成分を含む電圧が重畳され、直流偏磁が発生する。
　一方、図４に示す等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３は、図３に示すように基本周波数における等価直列抵抗の値が大きいため、図１に示す整流器１０５Aで生成された基本波成分が重畳された直流電圧に対して、重畳される基本波成分の電圧が抑制され、式（２）に示すように、負荷１０８に接続される三相変圧器１０４はVACとなり、直流偏磁を抑制することが可能となる。また、基本周波数の二次側の電流成分も変圧器に発生しにくくなるため、損失が低下する。
　本実施例１では図１のIGBT等のスイッチング素子１０２で構成される整流器１０５Aを有する電力変換装置１０７Aで説明を行っているが、図２に示すダイオード素子１１２で構成される整流器１０５Bを有する電力変換装置１０７Bでも同様の効果が得られる。
　以下本発明の実施例２を図面を用いて説明する。以下の説明において実施例１と同じ部分については省略する。実施例１の一部の考え方は実施例２又は３において適用できることを前提とする。よって、実施例１の所定の部分は実施例２又は３に置換して実施ができるものである。図７に並列接続された複数の等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３とスイッチング素子１０２で構成された電力変換装置１０７Cの一例を示す。図７は、直流電源１２０と、直流電源１２０と接続された複数の等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３と、直流コンデンサ１０３間を接続する配線インダクタンス１１８と、直流電源１２０から供給される直流電力を交流電力へ切り替えるためのスイッチング素子１０２と、交流電力が供給される負荷１０８とで電力変換装置１０７Cが構成される。スイッチング素子１０２は図６に示す変調波（基本周波数）１１６と搬送波(スイッチング周波数)１１７との比較に基づきＰＷＭ変調方式にて、直流電源１２０から供給される直流電力を所望の周波数の交流に変換して負荷１０８に供給する。
　図８は図７の構成における複数の等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３とそれらを接続する配線インダクタンス１１８によって発生するLC共振経路１１９Aの周波数特性を示す。並列接続された直流コンデンサ間のf共振（共振周波数１２１）は直流コンデンサ間の配線インダクタンス118のLと直流コンデンサ１０３の容量Cを用いて式（４)で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004

　式（４）から、配線インダクタンス１１８と直流コンデンサ１０３の容量が大きい場合、f共振(共振周波数２１)は基本周波数１０９と同程度となり、コンデンサ電流は基本周波数において増大し、コンデンサの寿命が劣化することや故障する可能性がある。
　しかし、等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３は図３で示すように、基本周波数１０９における等価直列抵抗１１２がスイッチング周波数１１０における等価直列抵抗１１１よりも大きいため、直流コンデンサの電流の基本波成分の増大が抑制され、図５で示すような等価直列抵抗の周波数特性を持たない直流コンデンサを用いた場合と比較して、基本周波数における損失を抑制することが出来る。
　　また、図７では、直流電力から交流電力に変換する電力変換装置１０７Cで説明したが、図９や図１０に示すような交流電力から直流電力に変換する電力変換装置１０７Dおよび１０７Eでも同様の効果が得られる。
　なお、図７、図９および図１０では二つの等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３を並列接続する回路を例にとって説明したが、直流コンデンサを並列接続する回路であればこの構成に限らない。すなわち、図９の例では、直流電源１２０の機能を直流コンデンサ１０３で簡易的に実現し、交流電源１０１と間で電力変換している。また、図１０の例では、交流電源１０１の交流電力をダイオード１１２で直流に変換してコンデサン１０３に電力供給する。この場合に、スイッチング周波数は交流電源１０１の周波数に相当する。
　以下本発明の実施例３を図面を用いて説明する。図１１は本発明の実施例３に係る電力変換装置１０７Fの構成を示す図である。図１１で示す実施例３の電力変換装置１０７Fは等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３とスイッチング素子１０２で構成される半導体ユニット１２２がリアクトル１２３を介してもう一方の半導体ユニット１２２と接続した構成である。通常変換器の並列多重をする際に設けられるアノードリアクトル１２３は電流抑制を目的として非常に大きな値を持つことが知られている。そのため、半導体ユニット１２２の直流コンデンサ１０３と、もう一方の半導体ユニット１２２の直流コンデンサ１０３の間のインダクタンスとコンデンサ容量によって発生する共振経路１１９Bは非常に低い周波数、例えば基本周波数付近に共振点が存在する。その場合、スイッチング素子１０２のスイッチングによって発生する直流コンデンサ１０３の基本波成分の電流値が大きくなり、コンデンサの寿命が劣化することや故障する可能性がある。
　しかし、図１１で示す等価直列抵抗に負の周波数特性を持つ直流コンデンサ１０３は、図３で示すように基本周波数１０９で高い等価直列抵抗を持つため、基本周波数における共振ピークを抑制することが可能となり、コンデンサの電流増大を抑制することができる。
　本発明の実施例３では図１１を用いてリアクトルを介して並列に多重化される電力変換装置１０７Fで説明しているが、図１２に示すように多重変圧器１２４を介して並列に多重化される電力変換装置１０７Gでも同様の効果が得られる。
　また、本発明の実施例３では図１３に示すように変圧器を介して複数の半導体ユニット１２２を直列に多重化した電力変換装置１０７Hでも同様の効果が得られる。
　実施例３の図１１および図１２，図１３では二つの半導体ユニット１２２を多重化する構成を示すが、多重化される構成であれば、この構成に限らない。
１０１ 交流電源
１０２ スイッチング素子
１０３ 基本周波数における等価直列抵抗がスイッチング周波数における等価直列抵抗よりも大きい直流コンデンサ
１０４ 三相変圧器
１０５A 整流器１０５A
１０５B　整流器１０５B
１０６ 逆変換器
１０７A 電力変換装置１０７A
１０７B　電力変換装置１０７B
１０７C　電力変換装置１０７C
１０７D　電力変換装置１０７D
１０７E　電力変換装置１０７E
１０７F　電力変換装置１０７F
１０７G　電力変換装置１０７G
１０７H　電力変換装置１０７H
１０８ 負荷
１０９ 基本周波数
１１０ スイッチング周波数
１１１ 基本周波数における等価直列抵抗
１１２ スイッチング周波数における等価直列抵抗
１１３ コンデンサの内部インダクタンス
１１４ コンデンサのコンデンサ
１１５ コンデンサの等価直列抵抗(ESR)
１１６ PWM変調波
１１７ PWM三角波
１１８ 配線インダクタンス
１１９A 共振経路１１９A
１１９B　共振経路１１９B
１２０ 直流電源
１２１ 共振周波数
１２２ 半導体ユニット
１２３ アノードリアクトル
１２４ 多重変圧器

Claims (12)

  1. 　直流部の直流電力を電力変換し変圧器を介して出力する、或いは、変圧器を介して入力した電力を電力変換して直流部に供給するものであって、前記電力変換は、基本周波数の信号と搬送波とを比較してなされるものであり、前記直流部は、コンデンサを含んで構成されており、前記コンデンサは、前記基本周波数における等価直列抵抗値が他の所定の周波数における等価直列抵抗値より大きいことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１において、前記スイッチング素子はスイッチング周波数に基づいてオンオフ動作をするものであって、前記コンデンサは、前記基本周波数における等価直列抵抗が前記スイッチング周波数における等価直列抵抗より大きいことを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項２において、交流電源と、交流電源の供給する交流電力を直流に変換するスイッチング素子で構成される整流器を有し、前記直流部は、前記整流器からの電力を受けて構成されることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項２において、前記電力変換は３相についてなされることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　交流と直流の間での変換動作をする半導体素子を有するものであって、前記半導体素子を含んだ回路に少なくとも２のコンデンサを有し、前記少なくとも２のコンデンサの容量とインダクタンスによって共振が発生するときに、前記コンデンサは、共振が発生するときの等価直列抵抗値が他の所定の条件における等価直列抵抗値より大きいことを特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項１において、前記変換動作はスイッチング素子の動作によってなされるものであり、前記直流コンデンサは、前記所定の条件は前記スイッチング素子の基本周波数に関するものであり、前記スイッチング素子の基本周波数における等価直列抵抗がスイッチング周波数における等価直列抵抗より大きいことを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１において、前記変換動作はダイオード素子とで構成される電力変換装置によってなされ、前記所定の条件は前記交流の周波数であり、ことを特徴とする電力変換装置。
  8. 　直流部と、前記直流部に接続する複数のコンデンサと、前記直流部との間で電力変換するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子は、リアクトル成分を介して接続されてスイッチング周波数に基づき動作するものであり、前記コンデンサは、前記コンデンサに係る配線インダクタンスと前記コンデンサの容量できまる共振周波数における等価直列抵抗が、前記スイッチング周波数における等価直列抵抗よりも大きいコンデンサであることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項８において、前記スイッチング素子は並列接続され、前記共振周波数は、前記並列接続されたスイッチング素子のコンデンサ間の配線インダクタンスと前記コンデンサ容量できまることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項９において、直流コンデンサは、前記直流電源の供給する直流電力を安定化させるものであり、前記スイッチング素子は、前記直流電源の供給する直流電力を交流電力に変換するものであることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項９において、前記スイッチング素子は変圧器を介して並列多重接続されことを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１において、前記直流電源により電力が供給されるように、前記直流電源に接続された負荷を備えることを特徴とする電力変換装置。
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