WO2019049410A1 - 電流センサ及び電流センサの製造方法 - Google Patents

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宣孝 岸
清水　康弘
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株式会社村田製作所
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    • G01R19/32—Compensating for temperature change

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor that measures current based on a magnetic field generated by the current, and a method of manufacturing the same.
  • Patent Document 1 discloses a method of manufacturing a current sensor aiming to achieve high current measurement accuracy by simple adjustment to the current sensor.
  • the current sensor of Patent Document 1 includes first and second amplification correction circuits for performing the correction of the temperature characteristic of the offset in the sensor output and the correction of the magnitude of the offset separately.
  • the manufacturing method of Patent Document 1 is based on the premise that the temperature characteristic of the offset can be expressed by a linear equation of temperature, and the first and second corrections for the first and second amplification correction circuits of the current sensor The amount is set.
  • An object of the present invention is to provide a current sensor capable of suppressing temperature drift of an output signal in a current sensor that outputs an output signal based on a magnetic field generated by a current to be measured, and a method of manufacturing the same.
  • the current sensor outputs an output signal based on the signal magnetic field generated by the current to be measured.
  • the current sensor includes at least one magnetic sensor, a temperature detection unit, an amplification unit, and an offset adjustment unit.
  • the magnetic sensor generates a sensor signal according to the signal magnetic field.
  • the temperature detection unit detects the ambient temperature.
  • the amplification unit amplifies the sensor signal to generate an output signal at an amplification factor corresponding to the detected temperature.
  • the offset adjustment unit adjusts the offset from the reference value in the output signal in the absence of the signal magnetic field.
  • the offset adjustment unit adjusts the offset in accordance with the relationship established between the output signal in the absence of the signal magnetic field and the amplification factor corresponding to the temperature.
  • a method of manufacturing a current sensor according to the present invention includes the steps of preparing a current sensor and measuring an output signal of the current sensor at a first temperature.
  • the method comprises the steps of measuring an output signal of the current sensor at a second temperature different from the first temperature, and measuring the output signal at the first temperature and measuring the output signal at the second temperature. And setting the offset adjustment unit.
  • temperature drift of the output signal can be suppressed in the current sensor that outputs the output signal based on the magnetic field generated by the current of the measurement target by setting the offset adjustment unit.
  • Diagram showing an example of arrangement of bias magnets in a current sensor A circuit diagram illustrating the configuration of a magnetic sensor in a current sensor Diagram for explaining the knowledge about temperature drift of current sensor Diagram showing placement example of mounting variation of current sensor Diagram for explaining temperature compensation of current sensor
  • Flow chart for explaining the setting method of the current sensor according to the first embodiment Diagram to explain how to monitor offset voltage in current sensor The figure which shows the structure of the current sensor which concerns on Embodiment 2.
  • the perspective view which illustrates the appearance of the current sensor concerning Embodiment 2 A perspective view showing an appearance of a bus bar to which a current sensor is attached Diagram for explaining the operation of the current sensor according to the second embodiment The figure which shows the structure of the current sensor which concerns on Embodiment 3. Diagram showing configuration of current sensor in verification experiment Graph showing experimental results of verification experiment of current sensor The figure which shows the structure of the current sensor which concerns on Embodiment 4.
  • each embodiment is an example, and partial replacement or combination of the configurations shown in different embodiments is possible.
  • the description of items common to the first embodiment will be omitted, and only different points will be described.
  • the same operation and effect by the same configuration will not be sequentially referred to in each embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a current sensor 1 according to the present embodiment.
  • the current sensor 1 includes a magnetic sensor 2, a temperature sensor 11, an amplification unit 12, an offset adjustment unit 13, a control unit 14, and a storage unit 15.
  • the current sensor 1 is installed near a bus bar or the like through which the current I to be measured flows.
  • the current sensor 1 detects a magnetic field Bsig (hereinafter referred to as “signal magnetic field”) generated by the flow of the current I by the magnetic sensor 2 and measures the current I.
  • a bias magnet for magnetically biasing the magnetic sensor 2 is used (see FIG. 2).
  • the magnetic sensor 2 is formed of, for example, a magnetoresistive element, and has an inherent sensitivity axis and magnetoelectric conversion gain.
  • the magnetic sensor 2 senses the magnetic field along the direction of the sensitivity axis, and converts the sensed magnetic field into the sensor voltage Vin according to the magnetoelectric conversion gain.
  • the sensor voltage Vin is an example of a sensor signal in the present embodiment. Details of the configuration of the magnetic sensor 2 will be described later.
  • the temperature sensor 11 is, for example, a semiconductor temperature sensor, detects the ambient temperature T, and outputs a signal of the detection result to the control unit 14.
  • the temperature sensor 11 is an example of a temperature detection unit in the present embodiment.
  • various temperature sensitive elements such as a thermistor, a thermocouple, a linear positive temperature coefficient resistor, a platinum temperature measuring resistor, etc. may be used, for example.
  • the amplification unit 12 is configured of, for example, a differential amplifier.
  • the amplification unit 12 includes an amplification factor adjustment circuit capable of adjusting the amplification factor G (T).
  • the amplification unit 12 amplifies the sensor voltage Vin input from the magnetic sensor 2 according to the amplification factor G (T) set in the amplification factor adjustment circuit, and generates an output voltage Vout.
  • the output voltage Vout is an example of the output signal of the current sensor 1 in the present embodiment.
  • the amplification unit 12 may be configured of a single end amplifier.
  • the offset adjustment unit 13 is a circuit that adjusts an offset voltage in the output voltage Vout.
  • the offset voltage is a voltage that indicates a deviation from the reference value of the output voltage Vout in the absence of the signal magnetic field Bsig.
  • the offset adjustment unit 13 is provided on the output side of the amplification unit 12.
  • the offset adjustment unit 13 includes, for example, a variable voltage source and a buffer amplifier.
  • the offset adjustment unit 13 generates a voltage Vofs (offset adjustment value) having a value set to the variable voltage source, and adjusts the offset voltage by adding the generated voltage to the output of the amplification unit 12.
  • the control unit 14 controls the overall operation of the current sensor 1.
  • the control unit 14 includes, for example, a CPU that realizes a predetermined function in cooperation with software.
  • the control unit 14 reads data and programs stored in the storage unit 15 and performs various arithmetic processing to realize various functions.
  • the control unit 14 may include an A / D (analog / digital) converter, a D / A (digital / analog) converter, and the like.
  • the control unit 14 controls the amplification factor adjustment circuit of the amplification unit 12 or controls the variable voltage source of the offset adjustment unit 13 based on the signal from the temperature sensor 11.
  • the storage unit 15 is a storage medium that stores programs and data necessary to realize the functions of the control unit 14 and is configured by, for example, a flash memory.
  • the storage unit 15 stores, for example, a data table in which the amplification factor G (T) and the offset adjustment value Vofs are associated with the temperature T.
  • the control unit 14 may be a hardware circuit such as a dedicated electronic circuit or a reconfigurable electronic circuit designed to realize a predetermined function.
  • the control unit 14 may be configured by various semiconductor integrated circuits such as a CPU, an MPU, a microcomputer, a DSP, an FPGA, and an ASIC.
  • FIG. 2 is a view showing an arrangement example of the bias magnet 20 in the current sensor 1.
  • the current sensor 1 further includes two bias magnets 20, as shown in FIG.
  • the bias magnet 20 is an example of a magnetic field source that generates a magnetic field Bbis (hereinafter referred to as a “bias magnetic field”) for biasing the magnetic sensor 2.
  • a bias magnetic field for biasing the magnetic sensor 2.
  • the bias magnet 20 for example, a bulk magnet such as ferrite or SmCo, or a thin film magnet can be used.
  • the two bias magnets 20 are arranged at opposing positions via the magnetic sensor 2.
  • the magnetic sensor 2 is disposed at a central position between the bias magnets 20 so that the sensitivity axis is parallel to the direction of the signal magnetic field Bsig.
  • the two bias magnets 20 are arranged such that their longitudinal directions are parallel to the sensitivity axis of the magnetic sensor 2. The above arrangement is appropriately performed within the range of the tolerance in consideration of mounting accuracy and the like at the time of manufacturing the current sensor 1.
  • the N pole and the S pole in each bias magnet 20 are aligned in each width direction.
  • one N pole and the other S pole face each other.
  • the bias magnetic field Bbis in the region between the bias magnets 20 is formed in the vicinity of the magnetic sensor 2 so as to cross the direction of the sensitivity axis.
  • the dynamic range of the magnetic sensor 2 can be adjusted.
  • bias magnets 20 are used in the current sensor 1 .
  • the number of bias magnets in the current sensor 1 is not limited to two, and may be one or three or more.
  • a magnet (magnetic field source) for applications other than the bias of the magnetic sensor 2 may be used in the current sensor 1.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the configuration of the magnetic sensor 2 in the current sensor 1.
  • the magnetic sensor 2 includes four magnetoresistive elements 21.
  • Each magnetoresistive element 21 is, for example, an AMR (Anisotropic Magneto Resistance) element.
  • the magnetic sensor 2 is driven at a constant voltage, for example, by the power supply voltage Vdd.
  • the four magnetoresistive elements 21 constitute a Wheatstone bridge circuit, and output a sensor voltage Vin as a voltage difference between two connection points.
  • the configuration of the magnetic sensor 2 described above is an example, and the present invention is not particularly limited thereto.
  • the magnetic sensor 2 may be configured by a half bridge circuit of two magnetoresistive elements.
  • the magnetoresistive element 21 of the magnetic sensor 2 is not limited to the AMR element, but various MRs such as GMR (Giant Magneto Resistance), TMR (Tunnel Magneto Resistance), BMR (Balistic Magneto Resistance), CMR (Colossal Magneto Resistance), etc. It may be an element.
  • a magnetic element having a Hall element a magnetic element having a MI (Magneto Impedance) element using a magnetic impedance effect, a flux gate type magnetic element, or the like may be used.
  • a method of driving the magnetic sensor constant current driving, pulse driving or the like may be employed.
  • the magnetic sensor 2 In the current sensor 1, the magnetic sensor 2 generates a sensor voltage Vin according to the sensed magnetic field such as the signal magnetic field Bsig.
  • the current sensor 1 calculates the following equation (1) based on the sensor voltage Vin of the magnetic sensor 2 and outputs an output voltage Vout.
  • Vout G (T) ⁇ Vin + Vofs (1)
  • the amplification unit 12 of the current sensor 1 amplifies the sensor voltage Vin at an amplification factor G (T) to generate an output voltage Vout.
  • the offset adjustment unit 13 includes the offset adjustment value Vofs in the output voltage Vout as shown in equation (1).
  • control unit 14 controls the amplification factor G (T) and the offset adjustment value Vofs used for the calculation of the equation (1).
  • temperature compensation of the current sensor 1 is performed such that the output voltage Vout satisfies the following equation (2) with respect to the signal magnetic field Bsig.
  • Vout k ⁇ B sig (2)
  • k is a constant for unit conversion between the output voltage Vout of the current sensor 1 and the signal magnetic field Bsig based on the current I to be measured.
  • the temperature sensor 11 detects the ambient temperature T at any time.
  • the control unit 14 reads the amplification factor G (T) corresponding to the temperature T and the offset adjustment value Vofs from the storage unit 15 based on the temperature T detected by the temperature sensor 11.
  • the control unit 14 sets the read amplification factor G (T) in the amplification unit 12 and sets the read offset adjustment value Vofs in the offset adjustment unit 13.
  • the current sensor 1 can detect the signal magnetic field Bsig while performing temperature compensation, and can accurately measure the current I corresponding to the signal magnetic field Bsig.
  • the temperature compensation accuracy is improved. Details of temperature compensation of the current sensor 1 according to the present embodiment will be described later.
  • FIG. 4 is a figure for demonstrating the knowledge about the temperature drift of an electric current sensor.
  • FIG. 4A is a graph illustrating the input / output characteristics of the current sensor having a temperature drift of the offset voltage V0 (T).
  • the graph of FIG. 4A shows the characteristic line of the input / output characteristic in which the current sensor outputs the output voltage Vout '(vertical axis) when the signal magnetic field Bsig (horizontal axis) is input at various temperatures T. .
  • the offset adjustment value in the current sensor is set using the measurement result of the offset voltage V0 (T1) of only the specific temperature T1. Further, it is assumed that the amplification factor G (T) of the current sensor is appropriately set (see the equations (1) and (2)). From this, the slope of the characteristic line is constant over various temperatures T.
  • the offset voltage V0 (T ') deviates from “0” when the temperature becomes a temperature T' higher than the specific temperature T1 subjected to the above-described offset adjustment.
  • the offset voltage V0 (T ′ ′) deviates from “0” also when the temperature is lower than the temperature T1. That is, in the current sensor, the offset voltage V0 (T) fluctuates according to the temperature T, which causes a problem of temperature drift.
  • FIG. 4B is a graph showing a characteristic model of the current sensor 1.
  • the magnetic sensor 2 (FIG. 1) in the current sensor 1 outputs the sensor voltage Vin (vertical axis) according to the signal magnetic field Bsig (horizontal axis) input at various temperatures T
  • the characteristic line of the input / output characteristic is shown. Since the sensor voltage Vin from the magnetic sensor 2 is before amplification (before correction) by the amplification factor G (T) (refer to equation (1)), the characteristic line of the sensor voltage Vin shown in FIG. Have different slopes at temperature T.
  • the characteristic model of FIG. 4B is a model in which the characteristic line of each sensor voltage Vin ranging from high temperature T ′ to low temperature T ′ ′ intersects at one intersection point P1 while the slope changes according to the temperature T.
  • the inventor of the present application has found this characteristic model by analyzing the input / output characteristics of a large number of magnetic sensors 2 composed of AMR elements, and the individual current sensors 1 provided with the magnetic sensors 2 have unique intersection points P1.
  • This characteristic model can be expressed as the following equation (3).
  • a (T) is the magnetoelectric conversion gain of the magnetic sensor 2 at the temperature T, and corresponds to the slope of the characteristic line in FIG.
  • Bofs and V1 are parameters unique to each current sensor 1 and correspond to the coordinates ( ⁇ Bofs, ⁇ V1) of the intersection point P1.
  • Bofs is referred to as an offset magnetic field
  • V1 is referred to as a voltage parameter.
  • the offset voltage V0 (T) with respect to the sensor voltage Vin of Expression (3) can be calculated. Therefore, in the present embodiment, an offset adjustment value Vofs that cancels the offset voltage V0 (T) with respect to equation (3) is set (details will be described later). Thereby, temperature drift in the current sensor 1 can be suppressed.
  • the offset magnetic field Bofs is considered to be caused by the mounting variation of the bias magnet 20 and the magnetic sensor 2 or the like.
  • 5 (a) to 5 (e) show arrangement examples of mounting variations.
  • FIG. 5A shows an example of arrangement in which two bias magnets 20 are disposed out of parallel with each other.
  • the ideal arrangement is such that the direction of the bias magnetic field Bbis between the bias magnets 20 and the direction of the signal magnetic field Bsig are orthogonal (see FIG. 2), for example, it is shown in FIG. It is assumed that they deviate from the ideal arrangement.
  • a component in the same direction as the signal magnetic field Bsig in the bias magnetic field Bbis or a component parallel to the direction of the sensitivity axis is considered to be the offset magnetic field Bofs.
  • the voltage parameter V ⁇ b> 1 is considered to be caused by variations in temperature characteristics of the magnetoresistive element 21 (FIG. 3) in the magnetic sensor 2 and the like.
  • FIG. 5B shows an arrangement example in which the bias magnet 20 is shifted in a direction different from the example of FIG. 5A.
  • FIG. 5C shows an arrangement example in which the position of the bias magnet 20 is shifted.
  • FIG. 5D shows an arrangement example in which the orientation of the magnetic sensor 2 is deviated with respect to the bias magnet 20.
  • FIG. 5E shows an arrangement example in which the position of the magnetic sensor 2 with respect to the bias magnet 20 is shifted.
  • this embodiment provides a method of easily setting the offset adjustment value Vofs of each current sensor 1 instead of quantitatively measuring each offset magnetic field Bofs at the time of manufacturing inspection of the current sensor 1 or the like.
  • the details of the operation of the current sensor 1 according to the present embodiment will be described.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining temperature compensation of the current sensor 1.
  • FIG. 6A shows an example of the temperature characteristic of the magnetoelectric conversion gain A (T) of the magnetic sensor 2.
  • FIG. 6B shows the amplification factor G (T) with respect to the magnetoelectric conversion gain A (T) of FIG. 6A.
  • FIG. 6C shows the offset adjustment value Vofs corresponding to the amplification factor G (T) of FIG. 6B.
  • the magnetoelectric conversion gain A (T) of the magnetic sensor 2 varies non-linearly according to the temperature T.
  • the temperature characteristics of the magnetoelectric conversion gain A (T) can be measured, for example, by a sensor voltage Vin obtained by inputting a common signal magnetic field Bsig over various temperatures T to the magnetic sensor 2.
  • the amplification factor G (T) (FIG. 6B) corrects the variation of the magnetoelectric conversion gain A (T) due to the temperature T (FIG. 6A) at the output voltage Vout of the current sensor 1.
  • G (T) k / A (T) (4)
  • the amplification factor G (T) of the above equation (4) can be calculated based on, for example, the measurement result of the magnetoelectric conversion gain A (T), and is stored in the storage unit 15 of the current sensor 1 in association with the temperature T.
  • the output voltage Vout of the current sensor 1 (see the equation (1)) can be expressed by the following equation (5) for the sensor voltage Vin of the equation (3) It is calculated.
  • Vofs -k ⁇ Bofs + V1 ⁇ G (T) (6)
  • two variables of the first term “ ⁇ k ⁇ Bofs” on the right side and “V1” in the second term are unique to each current sensor 1 as described above (see FIG. 4). It becomes a value.
  • the temperature change of the offset adjustment value Vofs has a function form corresponding to the amplification factor G (T) (FIG. 6B), and between different current sensors 1 It will vary.
  • the offset adjustment value Vofs of the equation (6) can be calculated from the equation (6) by obtaining the values of the above-mentioned two variables for each current sensor 1.
  • the offset adjustment value Vofs of Expression (6) is stored in the storage unit 15 of the current sensor 1 in association with the temperature T.
  • the storage unit 15 may store the obtained values of two variables.
  • the control unit 14 performs the calculation of the equation (6) based on the amplification factor G (T) corresponding to the temperature T detected by the temperature sensor 11 and the stored values of two variables to adjust the offset in real time
  • the value Vofs may be calculated.
  • temperature compensation of the current sensor 1 can be performed with high accuracy. For example, even if the temperature dependency of the magnetoelectric conversion gain A (T) of the magnetic sensor 2 is non-linear as in the example of FIG. 6A, the output voltage Vout with respect to the signal magnetic field Bsig is obtained by the amplification factor G (T). It can be corrected so that the inclination of x becomes constant. Furthermore, it is possible to suppress the temperature drift of the current sensor 1 by canceling the non-linear temperature fluctuation of the offset voltage V0 (T) by the offset adjustment value Vofs.
  • the offset adjustment value Vofs and the amplification factor G (T) as described above are set in the individual current sensors 1, for example, at the time of mass production of the current sensors 1.
  • a method of setting the offset adjustment value Vofs and the amplification factor G (T) at the time of manufacturing the current sensor 1 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 7 is a flowchart for explaining the setting method of the current sensor 1.
  • the flow chart of FIG. 7 is started in the state where the current sensor 1 before shipment is prepared in the inspection stage etc. at the time of manufacture shipment of the current sensor 1.
  • the current sensor 1 is prepared to a state in which the basic operation described above can be performed.
  • Each process in this flowchart is performed, for example, by an inspector using a predetermined control device (for example, a PC or various inspection devices).
  • a predetermined control device for example, a PC or various inspection devices.
  • T1 an example of 1st temperature
  • the amplification factor G (T) for the prepared current sensor 1 is set (S1).
  • the control device writes the amplification factor G (T) in the storage unit 15 of the current sensor 1 in association with the temperature T.
  • G (T) G0 ⁇ E (T)
  • E (T) of the temperature T the same value is set to all current sensors 1 or current sensors 1 of the same lot.
  • the coefficient G0 is individually adjusted based on, for example, the output voltage Vout at the ambient temperature T1 for each current sensor 1.
  • the offset adjustment value Vofs is initialized based on the offset voltage V0 (T1) of the current sensor 1 at the environmental temperature T1 (S2).
  • An initial value Vofs0 is set.
  • the initial value Vofs0 is set, for example, in the function form of the following equation (7).
  • Vofs0 V10 ⁇ G (T) (7)
  • V10 is an initial value of the voltage parameter V1.
  • the initial value of the first term of the equation (6) is “0”.
  • a temperature load is applied to the current sensor 1 to change the temperature T of the current sensor 1 from the environmental temperature T1 (S3).
  • the temperature T after change (an example of the second temperature) does not have to be controlled to be a specific temperature in particular, and may be different from the environmental temperature T1.
  • a simple method may be used, such as blowing hot air to make the current sensor 1 higher than the environmental temperature T1 or blowing cold air to make the current sensor 1 lower than the environmental temperature T1.
  • the offset voltage V0 (T) of the current sensor 1 at the temperature T after change is measured (S4).
  • the offset voltage V0 (T) in step S4 is measured based on the output voltage Vout of the current sensor 1 in a state in which the offset adjustment value Vofs such as the initial value Vofs0 is set.
  • Vth is appropriately set from the viewpoint of an allowable error which allows temperature drift in the current sensor 1 or the like.
  • Step S6 is performed by the control device rewriting the offset adjustment value Vofs being set in the current sensor 1 as in the following equation (8).
  • Vofs Vofs + ⁇ Bofs ⁇ k (1-G (T) / G (T1)) (8)
  • the left side indicates the offset adjustment value after the update
  • the first term on the right side indicates the offset adjustment value (for example, Vofs0) before the update.
  • ⁇ Bofs in the first term of the right side is a minute amount having a predetermined absolute value for incrementing or decrementing the offset adjustment value Vofs.
  • the absolute value of the minute amount ⁇ Bofs is set based on, for example, the minimum unit of values that can be recorded in the storage unit 15.
  • step S6 the sign of the minute amount ⁇ Bofs is selected according to the positive or negative of the temperature drift of the offset voltage V0 (T).
  • the controller makes the sign of the small amount ⁇ Bofs such that the second term on the right side of equation (8) is negative when V0 (T)> Vth, and the term is positive when V0 (T) ⁇ Vth. select.
  • the updated offset adjustment value Vofs satisfies the equation (6) within the range of the tolerance error for the threshold value Vth.
  • the appropriate offset adjustment value Vofs can be set for each current sensor 1 based on the measurement result of the output of the current sensor 1 at the environmental temperature T1 and the temperature T ( ⁇ T1) at the time of temperature load. Further, the setting as described above can be easily implemented without accurately controlling the temperature T.
  • step S1 setting of the amplification factor G (T) for the plurality of current sensors 1 can be easily performed.
  • the temperature characteristic of amplification factor G (T) it is assumed that the variation between current sensors 1 is smaller than offset magnetic field Bofs etc. Therefore, amplification factor G (T) according to equation (4) is accurate in step S1. It can be set well.
  • the above setting method may be performed together with various calibrations of the current sensor 1.
  • various parameters of the magnetic sensor 2 or the like may be adjusted by measuring various outputs of the current sensor 1 at the environmental temperature T1 in step S2 or the like.
  • steps S3 and S4 may be performed to monitor the change of the offset voltage V0 (T).
  • This method will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram for explaining a method of monitoring the offset voltage V0 (T).
  • FIG. 8A is a graph illustrating the case where the offset voltage V0 (T) drifts positively.
  • FIG. 8B is a graph illustrating a case where the offset voltage V0 (T) drifts negatively.
  • the current sensor 1 is attached to a bus bar or the like, and for example, a sinusoidal alternating current is supplied to the bus bar. At this time, the temperature rise occurs by energizing the bus bar. Therefore, when there is a temperature drift of the offset voltage V0 (T), the output voltage of the current sensor 1 fluctuates as shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b). For example, the offset voltage V0 (T) can be monitored by measuring the voltage at the midpoint of the sine waveform of the output voltage.
  • the monitoring method as described above can be applied to, for example, a calibration process of a current value when the current sensor is integrally formed with the bus bar.
  • the offset adjustment value Vofs can be easily set when the current sensor 1 is manufactured.
  • the current sensor 1 outputs the output voltage Vout as an output signal based on the signal magnetic field Bsig generated by the current I to be measured.
  • the current sensor 1 includes a magnetic sensor 2, a temperature sensor 11 which is an example of a temperature detection unit, an amplification unit 12, and an offset adjustment unit 13.
  • the magnetic sensor 2 generates a sensor voltage Vin as a sensor signal corresponding to the signal magnetic field Bsig.
  • the temperature sensor 11 detects the ambient temperature T.
  • the amplification unit 12 amplifies the sensor voltage Vin at an amplification factor G (T) corresponding to the detected temperature T to generate an output voltage Vout.
  • the offset adjusting unit 13 suppresses the temperature drift of the offset voltage V0 (T). Can.
  • the amplification factor G (T) of the amplification unit 12 is set so as to correct the variation in accordance with the temperature T of the magnetoelectric conversion gain A (T) for the magnetic sensor 2 to generate the sensor voltage Vin. (See equation (4)). Thereby, even if the magnetoelectric conversion gain A (T) has nonlinear temperature dependency, temperature compensation can be performed with high accuracy.
  • the current sensor 1 further includes a bias magnet 20 which is an example of a magnetic field source.
  • the bias magnet 20 generates a bias magnetic field Bbis in the vicinity of the magnetic sensor 2.
  • the offset adjustment value Vofs is generated so as to adjust the offset voltage V0 (T) according to the following relationship (equation (6)).
  • the offset adjustment value Vofs (or the corresponding offset voltage V0 (T)) is the first term of the equation (6) which is the first component corresponding to the offset magnetic field Bofs, and the amplification factor G ( And the second term of the same formula, which is the second component according to the temperature variation of T).
  • the offset adjustment unit 13 is provided on the output side of the amplification unit 12.
  • the current sensor 1 further includes a control unit 14 that controls the offset adjustment unit 13 based on the temperature T detected by the temperature sensor 11. In the present embodiment, temperature drift during measurement of the current I is suppressed by the control of the control unit 14.
  • the current sensor 1 further includes a storage unit 15 that stores information indicating the amplification factor G (T).
  • the control unit 14 can control the amplification unit 12 using the information stored in the storage unit 15.
  • the bias magnet 20 is disposed in the vicinity of the magnetic sensor 2 such that the direction of the bias magnetic field Bbis to be generated intersects the direction of the signal magnetic field Bsig.
  • the dynamic range of the current sensor 1 can be secured by the bias magnetic field Bbis.
  • the method of manufacturing the current sensor 1 includes the step of preparing the current sensor 1.
  • the current sensor 1 is prepared to include the magnetic sensor 2, the temperature sensor 11, the amplification unit 12, and the offset adjustment unit 13.
  • the method comprises the steps of measuring the output voltage Vout of the current sensor 1 at a first temperature T1 (S2) and measuring the output voltage Vout of the current sensor 1 at a second temperature T ( ⁇ T1) (S4) And.
  • the offset adjustment unit 13 is set based on the measurement result of the output voltage Vout at the first temperature T1 and the measurement result of the output voltage Vout at the second temperature T (S6). According to this method, it is possible to easily set the offset adjustment unit 13 based on the measurement results at two temperatures T1 and T.
  • the current sensor 1 is provided with the bias magnet 20 for generating the bias magnetic field Bbis in the vicinity of the magnetic sensor 2.
  • the offset adjustment value Vofs according to the equation (6) can be easily set for such a current sensor 1 without particularly measuring the offset magnetic field Bofs. Note that the method may be applied to a current sensor that does not include the bias magnet 20.
  • the current sensor including one magnetic sensor has been described.
  • a current sensor provided with two magnetic sensors will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 9 is a view showing the configuration of a current sensor 1A according to the second embodiment.
  • the current sensor 1A according to the present embodiment has the same configuration as the current sensor 1 of the first embodiment, and includes first and second magnetic sensors 2A and 2B instead of one magnetic sensor 2. Further, as shown in FIG. 9, the current sensor 1A includes two amplifiers 12A and 12B connected to the magnetic sensors 2A and 2B.
  • the first and second magnetic sensors 2A and 2B are configured in the same manner as the magnetic sensor 2 of the first embodiment, and generate respective sensor voltages V01 and V02.
  • Each magnetic sensor 2A, 2B is connected to the amplification unit 12 via each amplifier 12A, 12B.
  • Each gain G11 and G12 is, for example, a constant value that does not depend on temperature.
  • Each gain G11 and G12 is adjusted suitably.
  • temperature compensation can be performed with high accuracy by setting the offset adjustment value Vofs and the amplification factor G (T) as in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a perspective view illustrating the appearance of the current sensor 1A according to the present embodiment.
  • the current sensor 1A is attached to the bus bar 3 through which the current to be measured flows.
  • the width direction of the bus bar 3 is referred to as “X direction”
  • the longitudinal direction is referred to as “Y direction”
  • the thickness direction is referred to as “Z direction”.
  • the current to be measured by the current sensor 1A flows through the bus bar 3 along the Y direction.
  • FIG. 11 is a perspective view showing an appearance of the bus bar 3 to which the current sensor 1A of FIG. 10 is attached.
  • the bus bar 3 branches into a first flow passage 31 and a second flow passage 32 as shown in FIG.
  • the first and second magnetic sensors 2A and 2B are disposed side by side in the X direction between the first and second flow paths 31 and 32.
  • two bias magnets 20 (FIG. 2) similar to those of the first embodiment are arranged in the Y direction via the respective magnetic sensors 2A and 2B.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining the operation of the current sensor 1A according to the present embodiment.
  • FIG. 12 shows the flow paths 31, 32 and the magnetic sensors 2A, 2B in the vicinity of the A-A 'cross section of FIG. 10 (see FIG. 11).
  • the current flows in the same direction (for example, + Y direction) in the first flow path 31 and the second flow path 32, so the signal magnetic field B1 near the first flow path 31 and The signal magnetic field B2 in the vicinity of the second flow path 32 has the same circumferential direction (for example, clockwise).
  • the X component of the signal magnetic field B2 are opposite to each other. Therefore, the signal magnetic fields B1 and B2 having phases opposite to each other are input to the first and second magnetic sensors 2A and 2B arranged in the above-described area.
  • the first magnetic sensor 2A generates a sensor voltage V01 according to the input magnetic field as a detection result of the signal magnetic field B1 in the vicinity of the first flow path 31 (see FIG. 9).
  • the second magnetic sensor 2B generates a sensor voltage V02 according to the input magnetic field as a detection result of the signal magnetic field B2 near the second flow path 32.
  • the magnetic fields input to the magnetic sensors 2A and 2B include not only the signal magnetic fields B1 and B2, but also noise such as a disturbance magnetic field.
  • noises are input in the same phase (in the same direction and with the same magnitude) to each of the magnetic sensors 2A and 2B by bringing the arrangement positions of the first and second magnetic sensors 2A and 2B closer to each other. It is considered to be
  • the amplification unit 12 differentially amplifies the voltages V11 and V12 corresponding to the sensor voltages V01 and V02.
  • noise that may be included in the same phase as the output voltage of each of the magnetic sensors 2A and 2B can be offset, and the signal magnetic field by the current to be measured can be detected with high accuracy.
  • the magnitude of the current to be measured can be measured accurately.
  • the current sensor 1A includes the two magnetic sensors 2A and 2B.
  • the amplification unit 12 differentially amplifies voltages V11 and V12 corresponding to sensor signals from the two magnetic sensors 2A and 2B. Also in the current sensor 1A according to the present embodiment, temperature drift of the offset voltage V0 (T) in the output voltage Vout based on differential amplification can be suppressed.
  • the current sensor may include three or more magnetic sensors. Also in this case, temperature drift of the output signal of the current sensor can be suppressed.
  • the offset adjustment unit 13 is provided on the output side of the amplification unit 12.
  • a current sensor in which the offset adjustment unit is provided on the input side of the amplification unit will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 13 is a diagram showing the configuration of a current sensor 1B according to the third embodiment.
  • the current sensor 1B according to the present embodiment has an offset adjustment unit 13A located on the input side of the amplification unit 12 instead of the offset adjustment unit 13 in the same configuration as the current sensor 1A of the second embodiment.
  • the offset adjustment unit 13A of the present embodiment includes, for example, a variable voltage source and the like as in the first and second embodiments, and is connected to one of two input terminals of the amplification unit 12.
  • the offset adjustment unit 13A generates a voltage Vzdc (input offset adjustment value) of a value set in the variable voltage source, and adds the generated voltage to the input voltage Vin.
  • the increment of the output voltage Vout of the amplification unit 12 is “G (T) ⁇ Vzdc”. Therefore, in the present embodiment, the input offset adjustment value Vzdc is set to satisfy the following equation (30).
  • Vzdc -k ⁇ Bofs / G (T) + V1 (30)
  • the same effect as in the case where the offset adjustment value Vofs of the equation (6) is used on the output side of the amplification unit 12 can be obtained. Therefore, also with the current sensor 1B according to the present embodiment, temperature drift of the offset voltage V0 (T) can be suppressed as in the first and second embodiments.
  • the inventors of the present application conducted a verification experiment of the effect of suppressing the temperature drift for the current sensor 1B as described above. Verification experiments of the inventor of the present application will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 14 is a diagram showing the configuration of the current sensor 1B in the verification experiment.
  • the current sensor 1B was configured using a programmable gain offset amplifier manufactured by TI. Specifically, as shown in FIG. 14, two PGAs 309 and one PGA 308 were used. Temperature compensation with amplification factor G (T) was performed in each PGA 309. Further, the input offset adjustment value Vzdc is set to one PGA 309. A Wheatstone bridge circuit of AMR elements was used as the magnetic sensor.
  • Vzdc0 Vm / Gout 1 -V0 out / G (T) + Gfr1 x V0 AMR ... (31)
  • Vm is an ideal midpoint potential
  • Vm 2.5V
  • Gout1 and Gfr1 are gains of various amplifiers in the PGA 309 of FIG.
  • V 0 AMR and V 0 out are offset components in the magnetic sensor and PGA 309 of FIG.
  • the current sensor 1B was heated using a dryer (S3 in FIG. 7). While monitoring the offset voltage V0 (T) of the current sensor 1B, the input offset adjustment value Vzdc is updated as in the following equation (32) (S4 to S6).
  • Vzdc Vzdc + ⁇ V (1-G (T1) / G (T)) (32)
  • ⁇ V is a small amount with respect to the input offset adjustment value Vzdc.
  • the input offset adjustment value Vzdc is updated by repeating incrementing (or decrementing) of the minute amount ⁇ V so as to minimize the temperature drift of the offset voltage V0 (T) (S4 to S6 in FIG. 7).
  • the input offset adjustment value Vzdc was determined by the above method, and the temperature characteristic of the offset voltage V0 (T) was measured in a state where the determined input offset adjustment value Vzdc was set in the current sensor 1B.
  • the experimental result of the above verification experiment is shown in FIG.
  • FIG. 15 is a graph showing the measurement result of the temperature characteristic of the offset voltage in the verification experiment of the current sensor 1B.
  • the horizontal axis of FIG. 15 is the temperature [° C.], and the vertical axis is the output voltage [V] when there is no signal magnetic field, that is, the offset voltage V 0 (T).
  • the input offset adjustment value Vzdc is set without updating from the initial value Vzdc0 (equation (31)) below the environmental temperature T1, and the equation (32) is updated by applying a temperature load.
  • the temperature characteristics of each case are shown.
  • a temperature drift of 110 mV was observed with only Vzdc0 correction under the environmental temperature T1, while according to the Vzdc correction after updating equation (32), the temperature drift was reduced to 5 mV or less.
  • the temperature drift can be suppressed by a simple setting method.
  • the offset adjustment unit 13A is provided on the input side of the amplification unit 12. Even in such a case, for example, the control unit 14 of the current sensor 1B controls the offset adjustment unit 13A based on the temperature T detected by the temperature sensor 11, thereby causing temperature drift as in the first and second embodiments. Can be suppressed.
  • the offset adjustment unit 13A on the input side of the amplification unit 12 is provided instead of the offset adjustment unit 13 on the output side has been described.
  • the offset adjustment units 13A and 13 may be provided on both the input side and the output side of the amplification unit 12.
  • control unit 14 controls the amplification unit 12 and the offset adjustment units 13 and 13A according to the temperature T.
  • a current sensor that performs temperature compensation without the control unit will be described.
  • FIG. 16 is a diagram showing a configuration of a current sensor 1C according to the present embodiment.
  • the current sensor 1C according to the present embodiment has the same configuration as the current sensor 1A of the second embodiment, and instead of the offset adjustment unit 13, as shown in FIG. 16, the first and second adjustment units 13a and 13b An included offset adjustment unit 13B is provided.
  • the first adjustment unit 13a is provided on the input side of the amplification unit 12A in the current sensor 1C of the present embodiment.
  • the second adjustment unit 13b is provided on the output side of the amplification unit 12A.
  • the current sensor 1C does not include the control unit 14, the storage unit 15, and the temperature sensor 11 as shown in FIG. 9, for example, and the amplification factor setting circuit 16 for setting the amplification factor of the amplification section 12A.
  • the amplification factor setting circuit 16 includes a plurality of resistors 16a, 16b and 16c, and one or more of the resistors 16a to 16c are constituted by various temperature sensitive elements such as a thermistor.
  • the resistors 16a to 16c of the amplification factor setting circuit 16 are an example of the temperature detection unit in the present embodiment.
  • the resistors 16a to 16c of the amplification factor setting circuit 16 have the amplification factor G (T) for correcting the temperature characteristics of the magnetic sensors 2A and 2B according to the ambient temperature T (the amplification factor of the amplification unit 12A
  • the temperature coefficient of each resistance value is set according to equation (4). This makes it possible to perform temperature compensation of the amplification factor G (T) without particularly performing digital control or the like.
  • the first and second adjustment units 13a and 13b are each configured of, for example, variable voltage sources.
  • the first adjustment unit 13a generates a voltage Vadj1 (first adjustment value) of a value set in the variable voltage source.
  • the second adjustment unit 13a generates a voltage Vadj2 (second adjustment value) having a value set in the same manner.
  • the offset adjustment unit 13B includes the offset adjustment value Vofs of the following equation (40) in the output voltage Vout of the current sensor 1C.
  • Vofs G (T) ⁇ Vadj1 + Vadj2 (40) Therefore, in the present embodiment, the first adjustment value Vadj1 matches “V1” in the second term of the equation (6), and the second adjustment value Vadj2 becomes the first term “-k ⁇ Bofs” in the equation.
  • the first and second adjustment units 13a and 13b of the offset adjustment unit 13B are set to match. Thus, temperature drift of the offset voltage V0 (T) can be suppressed without particularly performing digital control or the like.
  • the setting of the offset adjustment unit 13B described above can be performed, for example, using the setting method (FIG. 7) similar to that of the first embodiment. Specifically, in step S6 of FIG. 7, the first and second adjustment values Vadj1 and Vadj2 are updated as in the following equations (41) and (42).
  • Vadj1 Vadj1 + ⁇ V (41)
  • Vadj2 Vadj2-G (T) ⁇ ⁇ V (42)
  • the first and second adjustment values Vadj1 and Vadj2 can be set to appropriate values by adjusting the minute amounts ⁇ V using the above equations (41) and (42).
  • the offset adjustment unit 13B includes the first adjustment unit 13a provided on the input side of the amplification unit 12A and the second adjustment unit provided on the output side of the amplification unit 12A. And an adjustment unit 13b.
  • the first adjustment unit 13a adjusts the component corresponding to the second term of the equation (6) in the offset voltage V0 (T) of the output voltage Vout.
  • the second adjustment unit 13 b adjusts the component corresponding to the first term of the same equation.
  • the offset voltage V0 (T) is measured again after updating the offset adjustment value Vofs in step S6 of FIG. 7
  • remeasurement of the offset voltage V0 (T) may be omitted.
  • the sensor voltage Vin of the current sensor 1 at the time of measurement of the offset voltage V0 (T) based on the initial value Vofs0 is acquired and recorded in the control device, and the offset voltage V0 (T) by the new offset adjustment value Vofs It may be calculated.
  • the setting of the initial value Vofs0 is not limited to this.
  • the magnetic field source in the current sensor is not limited to the bias magnet.
  • the magnetic field source in the current sensor may be a pinned layer in a magnetic sensor composed of a GMR element or a TMR element.
  • the magnetic field source and the magnetic sensor are integrally configured.
  • the offset adjustment unit adjusts the offset in accordance with the relationship established between the output signal in the absence of the signal magnetic field and the amplification factor corresponding to the magnetic field and temperature by the magnetic field source. By doing this, temperature drift can be suppressed.
  • the current sensor includes the magnetic field source.
  • the current sensor may not include the magnetic field source.
  • the magnetic field source may not be used.
  • the shape magnetic anisotropy of the element itself such as the magnetoresistive element in the magnetic sensor can substantially serve as a magnetic field source.
  • the offset adjusting unit adjusts the offset according to the relation of the output signal in the absence of the signal magnetic field and the amplification factor corresponding to the temperature, as in the above embodiments. Thus, temperature drift can be suppressed.
  • the output signal and the sensor signal are the output voltage Vout and the sensor voltage Vin.
  • the output signal and sensor signal in the current sensor are not limited to voltage signals, and may be current signals. Also, the output signal and the sensor signal may be various analog signals or digital signals. According to the current sensor of the present embodiment, temperature drift of offset in various output signals can be suppressed.

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Abstract

測定対象の電流（Ｉ）によって生じる信号磁場（Ｂｓｉｇ）に基づき出力信号（Ｖｏｕｔ）を出力する電流センサ（１）が提供される。電流センサは、少なくとも一つの磁気センサ（２）と、温度検出部（１１）と、増幅部（１２）と、オフセット調整部（１３）とを備える。磁気センサは、信号磁場に応じたセンサ信号を生成する。温度検出部は、周囲の温度を検出する。増幅部は、検出された温度に対応する増幅率（Ｇ（Ｔ））において、センサ信号を増幅して出力信号を生成する。オフセット調整部は、出力信号のオフセットを調整する。オフセット調整部は、信号磁場がない状態の出力信号と、温度に対応する増幅率との間に成立する関係（式（６））に従って、オフセットを調整する。

Description

電流センサ及び電流センサの製造方法
　本発明は、電流によって生じる磁場に基づいて電流を測定する電流センサ、及びその製造方法に関する。
　特許文献１は、電流センサに対する簡単な調整で高い電流測定精度を実現することを目的とする電流センサの製造方法を開示している。特許文献１の電流センサは、センサ出力におけるオフセットの温度特性の補正とオフセットの大きさの補正とを切り分けて行うための第１及び第２の増幅補正回路を備えている。特許文献１の製造方法は、オフセットの温度特性が温度の一次の式で表すことができるという前提に基づき、電流センサの第１及び第２の増幅補正回路に対して第１及び第２の補正量を設定している。
国際公開第２０１４／００６９１４号
　本発明の目的は、測定対象の電流によって生じる磁場に基づき出力信号を出力する電流センサにおいて、出力信号の温度ドリフトを抑制することができる電流センサ、及びその製造方法を提供することにある。
　本発明に係る電流センサは、測定対象の電流によって生じる信号磁場に基づき出力信号を出力する。電流センサは、少なくとも一つの磁気センサと、温度検出部と、増幅部と、オフセット調整部とを備える。磁気センサは、信号磁場に応じたセンサ信号を生成する。温度検出部は、周囲の温度を検出する。増幅部は、検出された温度に対応する増幅率において、センサ信号を増幅して出力信号を生成する。オフセット調整部は、信号磁場がない状態の出力信号における基準値からのオフセットを調整する。オフセット調整部は、信号磁場がない状態の出力信号と、温度に対応する増幅率との間に成立する関係に従って、オフセットを調整する。
　本発明に係る電流センサの製造方法は、電流センサを準備する工程と、第１の温度における電流センサの出力信号を測定する工程とを含む。本方法は、第１の温度とは異なる第２の温度における電流センサの出力信号を測定する工程と、第１の温度における出力信号の測定結果と第２の温度における出力信号の測定結果とに基づいて、オフセット調整部を設定する工程とを含む。
　本発明に係る電流センサ及びその製造方法によると、オフセット調整部の設定により、測定対象の電流によって生じる磁場に基づき出力信号を出力する電流センサにおいて、出力信号の温度ドリフトを抑制することができる。
実施形態１に係る電流センサの構成を示す図 電流センサにおけるバイアス磁石の配置例を示す図 電流センサにおける磁気センサの構成を例示する回路図 電流センサの温度ドリフトについての知見を説明するための図 電流センサの実装ばらつきの配置例を示す図 電流センサの温度補償を説明するための図 実施形態１に係る電流センサの設定方法を説明するためのフローチャート 電流センサにおけるオフセット電圧のモニタ方法を説明するための図 実施形態２に係る電流センサの構成を示す図 実施形態２に係る電流センサの外観を例示する斜視図 電流センサが取り付けられるバスバーの外観を示す斜視図 実施形態２に係る電流センサの動作を説明するための図 実施形態３に係る電流センサの構成を示す図 検証実験における電流センサの構成を示す図 電流センサの検証実験の実験結果を示すグラフ 実施形態４に係る電流センサの構成を示す図
　以下、添付の図面を参照して本発明に係る電流センサ及びその製造方法の実施形態を説明する。
　各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。実施形態２以降では実施形態１と共通の事項についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については、実施形態毎には逐次言及しない。
（実施形態１）
　実施形態１では、一つの磁気センサの温度補償を行う電流センサについて説明する。
１．構成
　実施形態１に係る電流センサの構成について、図１を参照して説明する。図１は、本実施形態に係る電流センサ１の構成を示す図である。
　本実施形態に係る電流センサ１は、図１に示すように、磁気センサ２と、温度センサ１１と、増幅部１２と、オフセット調整部１３と、制御部１４と、記憶部１５とを備える。電流センサ１は、測定対象の電流Ｉが流れるバスバー等の近傍に設置される。
　電流センサ１は、電流Ｉが流れることによって発生する磁場Ｂｓｉｇ（以下「信号磁場」という）を磁気センサ２で検出して、電流Ｉを測定する。本実施形態の電流センサ１においては、後述するように、磁気センサ２を磁気バイアスするバイアス磁石が用いられる（図２参照）。
　磁気センサ２は、例えば磁気抵抗素子で構成され、固有の感度軸および磁電変換利得を有する。磁気センサ２は、感度軸の方向に沿った磁場を感知して、磁電変換利得に従って感知した磁場をセンサ電圧Ｖｉｎに変換する。センサ電圧Ｖｉｎは、本実施形態におけるセンサ信号の一例である。磁気センサ２の構成の詳細については後述する。
　温度センサ１１は、例えば半導体温度センサであり、周囲の温度Ｔを検出して検出結果の信号を制御部１４に出力する。温度センサ１１は、本実施形態における温度検出部の一例である。温度センサ１１として、例えばサーミスタ、熱電対、リニア正温度係数抵抗器、白金測温抵抗体などの種々の感温素子が用いられてもよい。
　増幅部１２は、例えば差動増幅器で構成される。増幅部１２は、増幅率Ｇ（Ｔ）を調整可能な増幅率調整回路を含む。増幅部１２は、増幅率調整回路において設定された増幅率Ｇ（Ｔ）に従い、磁気センサ２から入力されるセンサ電圧Ｖｉｎを増幅して、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。出力電圧Ｖｏｕｔは、本実施形態における電流センサ１の出力信号の一例である。増幅部１２は、シングルエンドの増幅器で構成されてもよい。
　オフセット調整部１３は、出力電圧Ｖｏｕｔにおけるオフセット電圧を調整する回路である。オフセット電圧は、信号磁場Ｂｓｉｇがない状態における出力電圧Ｖｏｕｔの基準値からのずれを示す電圧である。本実施形態では、オフセット調整部１３は増幅部１２の出力側に設けられる。オフセット調整部１３は、例えば可変電圧源およびバッファアンプ等を含む。オフセット調整部１３は、可変電圧源に設定される値の電圧Ｖｏｆｓ（オフセット調整値）を生成し、生成した電圧を増幅部１２の出力に加えることによって、オフセット電圧を調整する。
　制御部１４は、電流センサ１の全体動作を制御する。制御部１４は、例えばソフトウェアと協働して所定の機能を実現するＣＰＵ等を含む。制御部１４は、記憶部１５に格納されたデータ及びプログラムを読み出して種々の演算処理を行い、各種の機能を実現する。また、制御部１４は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器およびＤ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器などを含んでもよい。例えば、制御部１４は、温度センサ１１からの信号に基づいて、増幅部１２の増幅率調整回路を制御したり、オフセット調整部１３の可変電圧源を制御したりする。
　記憶部１５は、制御部１４の機能を実現するために必要なプログラム及びデータを記憶する記憶媒体であり、例えばフラッシュメモリで構成される。例えば、記憶部１５は、増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓを温度Ｔと関連付けたデータテーブル等を格納する。
　なお、制御部１４は、所定の機能を実現するように設計された専用の電子回路や再構成可能な電子回路などのハードウェア回路であってもよい。制御部１４は、ＣＰＵ、ＭＰＵ、マイコン、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等の種々の半導体集積回路で構成されてもよい。
１－１．バイアス磁石について
　電流センサ１におけるバイアス磁石２０について、図２を用いて説明する。図２は、電流センサ１におけるバイアス磁石２０の配置例を示す図である。
　本実施形態に係る電流センサ１は、図２に示すように、二つのバイアス磁石２０をさらに備える。バイアス磁石２０は、磁気センサ２をバイアスするための磁場Ｂｂｉｓ（以下「バイアス磁場」という）を発生させる磁場源の一例である。バイアス磁石２０としては、例えば、フェライトやＳｍＣｏなどのバルク磁石、或いは薄膜磁石などを用いることができる。
　図２の配置例において、二つのバイアス磁石２０は、磁気センサ２を介して対向する位置に配置されている。磁気センサ２は、バイアス磁石２０間の中央の位置において、感度軸が信号磁場Ｂｓｉｇの方向に平行になる向きに配置されている。二つのバイアス磁石２０は、各々の長手方向が、磁気センサ２の感度軸と平行になる向きに配置されている。以上の配置は、電流センサ１の製造時における実装精度などを考慮して適宜、許容誤差の範囲内で行われる。
　また、図２の例においては、各バイアス磁石２０におけるＮ極とＳ極とが、各々の幅方向において並んでいる。二つのバイアス磁石２０においては、一方のＮ極と他方のＳ極とが対向している。
　以上のバイアス磁石２０によると、バイアス磁石２０間の領域におけるバイアス磁場Ｂｂｉｓは、磁気センサ２の近傍において感度軸の方向に交差するように形成される。磁気センサ２において感度軸に直交する磁場が印加されることにより、磁気センサ２のダイナミックレンジを調整することができる。
　以上の説明では、電流センサ１において二つのバイアス磁石２０を用いる例を説明した。電流センサ１におけるバイアス磁石は、二つに限らず、一つであってもよいし、三つ以上であってもよい。また、磁気センサ２のバイアス以外の用途の磁石（磁場源）が、電流センサ１において用いられてもよい。
１－２．磁気センサについて
　電流センサ１における磁気センサ２の構成の詳細について、図３を用いて説明する。図３は、電流センサ１における磁気センサ２の構成を例示する回路図である。
　図３の例において、磁気センサ２は、４つの磁気抵抗素子２１を含む。各磁気抵抗素子２１は、例えばＡＭＲ(Anisotropic Magneto Resistance)素子である。磁気センサ２は、例えば電源電圧Ｖｄｄで定電圧駆動される。本例の磁気センサ２において、４つの磁気抵抗素子２１はホイートストンブリッジ回路を構成し、二つの接続点の間の電圧差としてセンサ電圧Ｖｉｎを出力する。
　以上の磁気センサ２の構成は一例であり、特にこれに限定されない。例えば、磁気センサ２は、２つの磁気抵抗素子によるハーフブリッジ回路で構成されてもよい。また、磁気センサ２の磁気抵抗素子２１はＡＭＲ素子に限らず、例えばＧＭＲ(Giant Magneto Resistance)、ＴＭＲ(Tunnel Magneto Resistance)、ＢＭＲ(Balistic Magneto Resistance)、ＣＭＲ(Colossal Magneto Resistance)等の種々のＭＲ素子であってもよい。
　また、磁気センサ２として、ホール素子を有する磁気素子、磁気インピーダンス効果を利用するＭＩ(Magneto Impedance)素子を有する磁気素子又はフラックスゲート型磁気素子などが用いられてもよい。また、磁気センサ２の駆動方法としては、定電流駆動、パルス駆動などが採用されてもよい。
２．動作
　以上のように構成される電流センサ１の動作について、以下説明する。
　本実施形態に係る電流センサ１の基本的な動作について説明する。電流センサ１において、磁気センサ２は、信号磁場Ｂｓｉｇ等の感知した磁場に応じてセンサ電圧Ｖｉｎを生成する。電流センサ１は、磁気センサ２のセンサ電圧Ｖｉｎに基づき次式（１）の演算を行って、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
Ｖｏｕｔ＝Ｇ（Ｔ）×Ｖｉｎ＋Ｖｏｆｓ　…（１）
　具体的に、電流センサ１の増幅部１２は、増幅率Ｇ（Ｔ）においてセンサ電圧Ｖｉｎを増幅して、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。さらに、オフセット調整部１３は、オフセット調整値Ｖｏｆｓを、式（１）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔに含める。
　本実施形態では、上式（１）の演算に用いる増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓが、制御部１４によって制御される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが信号磁場Ｂｓｉｇに対して次式（２）を満たすように、電流センサ１の温度補償が行われる。
Ｖｏｕｔ＝ｋ×Ｂｓｉｇ　　　　　　　　…（２）
　上式（２）において、ｋは、電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔと測定対象の電流Ｉに基づく信号磁場Ｂｓｉｇとの間の単位換算のための定数である。
　電流センサ１において、温度センサ１１は随時、周囲の温度Ｔを検出する。制御部１４は、温度センサ１１による検出結果の温度Ｔに基づいて、記憶部１５から温度Ｔに対応する増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓを読み出す。制御部１４は、読み出した増幅率Ｇ（Ｔ）を増幅部１２に設定すると共に、読み出したオフセット調整値Ｖｏｆｓをオフセット調整部１３に設定する。
　以上の動作により、電流センサ１は、温度補償を行いながら信号磁場Ｂｓｉｇを検出して、信号磁場Ｂｓｉｇに対応する電流Ｉを精度良く測定できる。本実施形態では、電流センサ１の記憶部１５に予め格納しておく増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓを、適切な値に設定することにより、温度補償の精度を良くする。本実施形態に係る電流センサ１の温度補償の詳細については後述する。
２－１．温度ドリフトについて
　以上のような電流センサ１の温度補償について、本願発明者は鋭意研究を重ね、温度ドリフトの課題に関する知見を得た。本願発明者の知見について、図４，５を用いて説明する。図４は、電流センサの温度ドリフトについての知見を説明するための図である。
　図４（ａ）は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを有する電流センサの入出力特性を例示するグラフである。図４（ａ）のグラフは、種々の温度Ｔにおいて信号磁場Ｂｓｉｇ（横軸）を入力したときに電流センサが出力電圧Ｖｏｕｔ’（縦軸）を出力する入出力特性の特性線を示している。オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）は、温度Ｔにおいて信号磁場Ｂｓｉｇ＝０のときの出力電圧Ｖｏｕｔ’における基準値「０」からのずれを示す。
　図４（ａ）では、例えば特定の温度Ｔ１のみのオフセット電圧Ｖ０（Ｔ１）の測定結果を用いて、電流センサにおけるオフセット調整値が設定された場合を想定している。また、電流センサの増幅率Ｇ（Ｔ）は適切に設定されたことを想定している（式（１），（２）参照）。このことから、特性線の傾きが種々の温度Ｔにわたって一定になっている。
　図４（ａ）においては、上記のオフセット調整を行った特定の温度Ｔ１よりも高温Ｔ’になると、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ’）が「０」からずれている。また、同温度Ｔ１よりも低温Ｔ”になったときにも、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ”）が「０」からずれている。すなわち、電流センサにおいては、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）が温度Ｔに応じて変動し、温度ドリフトを生じるという課題がある。
　以上のような温度ドリフトの課題は、本願発明者の研究により明らかとなった。本願発明者は本課題を解決するべく鋭意解析を行い、その結果、電流センサ１について図４のような特性モデルを見出した。図４（ｂ）は、電流センサ１の特性モデルを示すグラフである。
　図４（ｂ）のグラフは、電流センサ１における磁気センサ２（図１）が、種々の温度Ｔにおいて入力された信号磁場Ｂｓｉｇ（横軸）に応じてセンサ電圧Ｖｉｎ（縦軸）を出力する入出力特性の特性線を示している。磁気センサ２からのセンサ電圧Ｖｉｎは増幅率Ｇ（Ｔ）による増幅前（補正前）であることから（式（１）参照）、図４（ｂ）に示すセンサ電圧Ｖｉｎの特性線は、別々の温度Ｔにおいて異なる傾きを有している。
　図４（ｂ）の特性モデルは、高温Ｔ’から低温Ｔ”にわたる各々のセンサ電圧Ｖｉｎの特性線は、温度Ｔに応じて傾きが変化しながら、一つの交点Ｐ１において交わるというモデルである。本願発明者は、ＡＭＲ素子で構成される多数の磁気センサ２の入出力特性を解析することによって本特性モデルを見出した。また、磁気センサ２を備える個々の電流センサ１が固有の交点Ｐ１を有することを解明した。本特性モデルは、次式（３）のように表すことができる。
Ｖｉｎ＝Ａ（Ｔ）×（Ｂｓｉｇ＋Ｂｏｆｓ）－Ｖ１　…（３）
　上式（３）において、Ａ（Ｔ）は、温度Ｔにおける磁気センサ２の磁電変換利得であり、図４（ｂ）の特性線の傾きに対応する。また、Ｂｏｆｓ，Ｖ１は、個々の電流センサ１において固有のパラメータであり、交点Ｐ１の座標（－Ｂｏｆｓ，－Ｖ１）に対応する。以下、Ｂｏｆｓをオフセット磁場といい、Ｖ１を電圧パラメータという。
　上記の特性モデルによると、式（３）のセンサ電圧Ｖｉｎに対するオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を算出できる。そこで、本実施形態では、式（３）に対するオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を打ち消すようなオフセット調整値Ｖｏｆｓを設定する（詳細は後述）。これにより、電流センサ１における温度ドリフトを抑制できる。
２－１－１．オフセット磁場について
　上記の特性モデルにおいて、オフセット磁場Ｂｏｆｓは、バイアス磁石２０及び磁気センサ２の実装ばらつき等に起因すると考えられる。図５（ａ）～（ｅ）に、実装ばらつきの配置例を示す。
　図５（ａ）は、二つのバイアス磁石２０が、互いに平行な向きからずれて配置された配置例を示している。電流センサ１においては、バイアス磁石２０間のバイアス磁場Ｂｂｉｓの方向と信号磁場Ｂｓｉｇの方向とが直交するような配置が理想的だが（図２参照）、実装上、例えば図５（ａ）に示すように理想的な配置からずれる場合が想定される。この場合、バイアス磁場Ｂｂｉｓにおいて信号磁場Ｂｓｉｇと同じ方向の成分、或いは感度軸の方向に平行な成分が、オフセット磁場Ｂｏｆｓになると考えられる。
　また、電圧パラメータＶ１は、オフセット磁場Ｂｏｆｓを打ち消すような信号磁場Ｂｓｉｇ（＝－Ｂｏｆｓ）を電流センサ１に入力したときに磁気センサ２が出力するセンサ電圧Ｖｉｎ（＝－Ｖ１）に対応している。電圧パラメータＶ１は、磁気センサ２における磁気抵抗素子２１（図３）の温度特性なども含めたばらつき等に起因すると考えられる。
　図５（ｂ）は、図５（ａ）の例とは異なる向きで、バイアス磁石２０がずれた配置例を示す。図５（ｃ）は、バイアス磁石２０の位置がずれた配置例を示す。図５（ｄ）は、バイアス磁石２０に対して磁気センサ２の向きがずれた配置例を示す。図５（ｅ）は、バイアス磁石２０に対する磁気センサ２の位置がずれた配置例を示す。
　図５（ａ）～（ｅ）に示すように、電流センサ１における実装ばらつきの状態は多岐にわたり、各々の状態に応じてオフセット磁場Ｂｏｆｓは様々な値を取り得ると考えられる。よって、各パラメータＢｏｆｓ，Ｖ１は個々の電流センサ１の固有の値となり、電流センサ１間でばらつくことが想定される。そこで、本実施形態では、電流センサ１の製造検査時などにおいて、個々のオフセット磁場Ｂｏｆｓを定量的に計測する代わりに、各電流センサ１のオフセット調整値Ｖｏｆｓを容易に設定する方法を提供する。以下、本実施形態に係る電流センサ１の動作の詳細について説明する。
２－２．温度補償について
　本実施形態に係る電流センサ１における温度補償の詳細について、図６を用いて説明する。図６は、電流センサ１の温度補償を説明するための図である。
　図６（ａ）は、磁気センサ２の磁電変換利得Ａ（Ｔ）の温度特性の一例を示す。図６（ｂ）は、図６（ａ）の磁電変換利得Ａ（Ｔ）に対する増幅率Ｇ（Ｔ）を示す。図６（ｃ）は、図６（ｂ）の増幅率Ｇ（Ｔ）に応じたオフセット調整値Ｖｏｆｓを示す。
　図６（ａ）の例において、磁気センサ２の磁電変換利得Ａ（Ｔ）は、温度Ｔに応じて非線形に変化している。磁電変換利得Ａ（Ｔ）の温度特性は、例えば、種々の温度Ｔにわたって共通の信号磁場Ｂｓｉｇを磁気センサ２に入力して得られるセンサ電圧Ｖｉｎによって計測できる。
　本実施形態に係る電流センサ１において、図６（ａ）の磁電変換利得Ａ（Ｔ）に対して設定される増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓを、それぞれ図６（ｂ），（ｃ）に示す。
　本実施形態において、増幅率Ｇ（Ｔ）（図６（ｂ））は、電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔにおいて磁電変換利得Ａ（Ｔ）の温度Ｔによる変動（図６（ａ））を補正するために、次式（４）を満たすように設定される。
Ｇ（Ｔ）＝ｋ／Ａ（Ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（４）
　上式（４）の増幅率Ｇ（Ｔ）は、例えば磁電変換利得Ａ（Ｔ）の計測結果に基づき算出可能であり、電流センサ１の記憶部１５において温度Ｔに関連付けて格納される。上式（４）の増幅率Ｇ（Ｔ）によると、電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔ（式（１）参照）は、式（３）のセンサ電圧Ｖｉｎに対して次式（５）のように算出される。
Ｖｏｕｔ＝ｋ×Ｂｓｉｇ＋ｋ×Ｂｏｆｓ－Ｖ１×Ｇ（Ｔ）＋Ｖｏｆｓ　…（５）
　本実施形態では、上式（５）において信号磁場Ｂｓｉｇ＝０の状態の出力電圧Ｖｏｕｔ（即ちオフセット電圧Ｖ０（Ｔ））が基準値「０」となるように、オフセット調整値Ｖｏｆｓを設定する。すなわち、オフセット調整値Ｖｏｆｓは、次式（６）が成立するように設定される。
Ｖｏｆｓ＝－ｋ×Ｂｏｆｓ＋Ｖ１×Ｇ（Ｔ）　　　　　　　　　　　　…（６）
　上式（６）において、右辺の第１項「－ｋ×Ｂｏｆｓ」と第２項の「Ｖ１」との２変数は、上述のように（図４参照）、個々の電流センサ１において固有の値となる。このため、図６（ｃ）に示すように、オフセット調整値Ｖｏｆｓの温度変化は、増幅率Ｇ（Ｔ）（図６（ｂ））に応じた関数形になり、別々の電流センサ１間ではばらつくこととなる。
　式（６）のオフセット調整値Ｖｏｆｓは、個々の電流センサ１に対して上記の２変数の値を求めることにより、式（６）から算出可能である。電流センサ１の記憶部１５には、例えば、式（６）のオフセット調整値Ｖｏｆｓが温度Ｔに関連付けて格納される。記憶部１５には、求めた２変数の値が格納されてもよい。この場合、制御部１４は、温度センサ１１が検出した温度Ｔに対応する増幅率Ｇ（Ｔ）と格納された２変数の値とに基づき式（６）の演算を行って、リアルタイムにオフセット調整値Ｖｏｆｓを算出してもよい。
　以上のような増幅率Ｇ（Ｔ）及びオフセット調整値Ｖｏｆｓが、電流センサ１による電流の測定時に温度Ｔに応じて適用されることにより、電流センサ１の温度補償を精度良く行うことができる。例えば、図６（ａ）の例のように磁気センサ２の磁電変換利得Ａ（Ｔ）の温度依存性が非線形な場合であっても、増幅率Ｇ（Ｔ）により信号磁場Ｂｓｉｇに対する出力電圧Ｖｏｕｔの傾きが一定となるように補正できる。さらに、オフセット調整値Ｖｏｆｓにより、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の非線形な温度変動を打ち消して、電流センサ１の温度ドリフトを抑制することができる。
２－３．電流センサの製造方法について
　以上のようなオフセット調整値Ｖｏｆｓ及び増幅率Ｇ（Ｔ）は、例えば電流センサ１の量産時において、個々の電流センサ１に設定される。以下、電流センサ１の製造時において、オフセット調整値Ｖｏｆｓ及び増幅率Ｇ（Ｔ）を設定する方法について、図７，８を用いて説明する。図７は、電流センサ１の設定方法を説明するためのフローチャートである。
　図７のフローチャートは、電流センサ１の製造出荷時における検査段階等において、出荷前の電流センサ１が準備された状態において開始される。電流センサ１は、上述した基本的な動作が実行可能な状態にまで準備される。本フローチャートにおける各処理は、例えば検査者が所定の制御装置（例えばＰＣ又は各種検査装置）を用いて実施される。以下では、本方法を実施する際の環境温度をＴ１（第１の温度の一例）とする。
　図７のフローチャートにおいて、まず、準備された電流センサ１に対する増幅率Ｇ（Ｔ）の設定を行う（Ｓ１）。ステップＳ１において、制御装置は、電流センサ１の記憶部１５に、増幅率Ｇ（Ｔ）を温度Ｔに関連付けて書き込む。例えばＧ（Ｔ）＝Ｇ０×Ｅ（Ｔ）として、温度Ｔの関数Ｅ（Ｔ）に関しては全ての電流センサ１又は同じロットの電流センサ１に同一の値を設定する。また、係数Ｇ０に関しては、例えば個々の電流センサ１に対して、環境温度Ｔ１における出力電圧Ｖｏｕｔ等に基づき個別に調整する。
　次に、環境温度Ｔ１における電流センサ１のオフセット電圧Ｖ０（Ｔ１）に基づいて、オフセット調整値Ｖｏｆｓの初期設定を行う（Ｓ２）。ステップＳ２では、信号磁場Ｂｓｉｇ＝０の状態における電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖ０（Ｔ１））を測定し、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ１）が「０」になるように、オフセット調整値Ｖｏｆｓに初期値Ｖｏｆｓ０が設定される。初期値Ｖｏｆｓ０は、例えば次式（７）の関数形において設定される。
Ｖｏｆｓ０＝Ｖ１０×Ｇ（Ｔ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　…（７）
　上式（７）において、Ｖ１０は、電圧パラメータＶ１の初期値である。上式（７）では、式（６）の第１項の初期値が「０」になっている。
　次に、電流センサ１に温度負荷をかけて、環境温度Ｔ１から電流センサ１の温度Ｔを変化させる（Ｓ３）。ステップＳ３において、変化後の温度Ｔ（第２の温度の一例）は、特に特定の温度となるように制御される必要はなく、環境温度Ｔ１から異なっていればよい。例えば、熱風を送風して電流センサ１を環境温度Ｔ１よりも高温にしたり、冷風を送風して電流センサ１を環境温度Ｔ１よりも低温にしたりする等、簡便な方法を用いることができる。
　次に、変化後の温度Ｔにおける電流センサ１のオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を測定する（Ｓ４）。ステップＳ４におけるオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）は、初期値Ｖｏｆｓ０等のオフセット調整値Ｖｏｆｓが設定された状態の電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて測定される。
　次に、測定されたオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の絶対値｜Ｖ０（Ｔ）｜が、所定のしきい値Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する（Ｓ５）。しきい値Ｖｔｈは、電流センサ１において温度ドリフトを許容する許容誤差などの観点から適宜、設定される。
　｜Ｖ０（Ｔ）｜＞Ｖｔｈである場合（Ｓ５でＹｅｓ）、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）がドリフトしており、設定中のオフセット調整値Ｖｏｆｓは変化後の温度Ｔにおいてずれていると考えられる。そこで、上述の式（６）における２変数の値の配分を変更するように、オフセット調整値Ｖｏｆｓを更新する（Ｓ６）。ステップＳ６は、制御装置が、電流センサ１に設定中のオフセット調整値Ｖｏｆｓを、次式（８）のように書き換えることによって行われる。
Ｖｏｆｓ＝Ｖｏｆｓ＋ΔＢｏｆｓ×ｋ（１－Ｇ（Ｔ）／Ｇ（Ｔ１））　…（８）
　上式（８）において、左辺は更新後のオフセット調整値を示し、右辺第１項は更新前のオフセット調整値（例えばＶｏｆｓ０）を示す。また、右辺第１項のΔＢｏｆｓは、オフセット調整値Ｖｏｆｓをインクリメント又はデクリメントするための所定の絶対値を有する微小量である。微小量ΔＢｏｆｓの絶対値は、例えば記憶部１５に記録可能な値の最小単位に基づき設定される。
　ステップＳ６において、微小量ΔＢｏｆｓの符号は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトの正負に応じて選択される。例えば、制御装置は、Ｖ０（Ｔ）＞Ｖｔｈのときには式（８）の右辺第２項が負となり、Ｖ０（Ｔ）＜Ｖｔｈのときには同項が正となるように、微小量ΔＢｏｆｓの符号を選択する。
　オフセット調整値Ｖｏｆｓが更新されると（Ｓ６）、更新後のオフセット調整値Ｖｏｆｓを用いて再度、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の測定が行われる（Ｓ４）。これにより、｜Ｖ０（Ｔ）｜≦Ｖｔｈとなるまで、微小量ΔＢｏｆｓ毎のオフセット調整値Ｖｏｆｓの更新が繰り返される（Ｓ４～Ｓ６）。
　｜Ｖ０（Ｔ）｜≦Ｖｔｈになると（Ｓ５でＮｏ）、図７のフローチャートによる電流センサ１の設定方法は終了する。
　以上の設定方法によると、更新後のオフセット調整値Ｖｏｆｓは、しきい値Ｖｔｈ分の許容誤差の範囲内で、式（６）を満たすこととなる。このように、環境温度Ｔ１及び温度負荷時の温度Ｔ（≠Ｔ１）における電流センサ１の出力の測定結果に基づいて、個々の電流センサ１に適切なオフセット調整値Ｖｏｆｓを設定できる。また、以上のような設定は、温度Ｔを正確に制御するようなことなく、容易に実施することができる。
　また、上記のステップＳ１の工程によると、複数の電流センサ１に対する増幅率Ｇ（Ｔ）の設定を容易に行える。増幅率Ｇ（Ｔ）の温度特性については、オフセット磁場Ｂｏｆｓ等よりも電流センサ１間のばらつきが小さいと想定されることから、ステップＳ１により、式（４）に従う増幅率Ｇ（Ｔ）を精度良く設定できる。
　また、以上の設定方法は、電流センサ１の種々のキャリブレーションと共に行われてもよい。例えばステップＳ２等において、環境温度Ｔ１における電流センサ１の各種出力を測定することにより、磁気センサ２等の各種パラメータが調整されてもよい。
　また、上記のステップＳ３，Ｓ４は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の変化をモニタするように行われてもよい。この方法について、図８を用いて説明する。図８は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）のモニタ方法を説明するための図である。
　図８（ａ）は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）が正にドリフトする場合を例示するグラフである。図８（ｂ）は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）が負にドリフトする場合を例示するグラフである。
　図８の方法では、電流センサ１をバスバー等に取り付け、例えば正弦波形の交流電流をバスバーに流す。この際、バスバーに通電することにより温度上昇が起こる。このため、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトがある場合、図８（ａ），（ｂ）に示すように、電流センサ１の出力電圧が変動することとなる。例えば出力電圧の正弦波形における中点の電圧を計測することにより、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）をモニタすることができる。
　以上のようなモニタ方法は、例えば電流センサがバスバーと一体的に構成される場合、電流値のキャリブレーション工程などに適用することができる。これにより、電流センサ１の製造時において、オフセット調整値Ｖｏｆｓの設定を行い易くすることができる。
３．まとめ
　以上のように、本実施形態に係る電流センサ１は、測定対象の電流Ｉによって生じる信号磁場Ｂｓｉｇに基づき出力信号として出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。電流センサ１は、磁気センサ２と、温度検出部の一例の温度センサ１１と、増幅部１２と、オフセット調整部１３とを備える。磁気センサ２は、信号磁場Ｂｓｉｇに応じたセンサ信号としてセンサ電圧Ｖｉｎを生成する。温度センサ１１は、周囲の温度Ｔを検出する。増幅部１２は、検出された温度Ｔに対応する増幅率Ｇ（Ｔ）において、センサ電圧Ｖｉｎを増幅して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。オフセット調整部１３は、信号磁場Ｂｓｉｇがない状態の出力電圧Ｖｏｕｔにおける基準値「０」からのオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を、オフセット調整値Ｖｏｆｓにより調整する。オフセット調整部１３は、信号磁場Ｂｓｉｇがない状態の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖ０（Ｔ））と、温度Ｔに対応する増幅率Ｇ（Ｔ）との間に成立する関係（式（６））に従って、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を調整するようにオフセット調整値Ｖｏｆｓを生成する。
　以上の電流センサ１によると、例えば出力電圧Ｖｏｕｔにおけるオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）が非線形な温度特性を有する場合であっても、オフセット調整部１３によりオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを抑制することができる。
　本実施形態において、増幅部１２の増幅率Ｇ（Ｔ）は、磁気センサ２がセンサ電圧Ｖｉｎを生成するための磁電変換利得Ａ（Ｔ）の温度Ｔに応じた変動を補正するように設定される（式（４）参照）。これにより、磁電変換利得Ａ（Ｔ）が非線形な温度依存性を有していても、精度良く温度補償を行うことができる。
　また、本実施形態において、電流センサ１は、磁場源の一例のバイアス磁石２０をさらに備える。バイアス磁石２０は、磁気センサ２の近傍にバイアス磁場Ｂｂｉｓを発生させる。オフセット調整部１３は、信号磁場Ｂｓｉｇがない状態の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝Ｖ０（Ｔ））と、バイアス磁場Ｂｂｉｓ中のオフセット磁場Ｂｏｆｓ及び温度Ｔに対応する増幅率Ｇ（Ｔ）との間に成立する関係（式（６））に従って、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を調整するようにオフセット調整値Ｖｏｆｓを生成する。これにより、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトの要因としてオフセット磁場Ｂｏｆｓが電圧パラメータＶ１と共に潜在するような場合であっても、精度良く温度補償を行うことができる。
　また、本実施形態において、オフセット調整値Ｖｏｆｓ（或いは対応するオフセット電圧Ｖ０（Ｔ））は、オフセット磁場Ｂｏｆｓに応じた第１の成分である式（６）の第１項と、増幅率Ｇ（Ｔ）の温度による変動に応じた第２の成分である同式の第２項とを含む。第１及び第２の成分を考慮してオフセット調整を行うことにより、精度良く温度ドリフトを抑制することができる。
　また、本実施形態において、オフセット調整部１３は、増幅部１２の出力側に設けられる。電流センサ１は、温度センサ１１によって検出された温度Ｔに基づいて、オフセット調整部１３を制御する制御部１４をさらに備える。本実施形態では、制御部１４の制御により、電流Ｉの測定時の温度ドリフトが抑制される。
　また、本実施形態において、電流センサ１は、増幅率Ｇ（Ｔ）を示す情報を記憶する記憶部１５をさらに備える。記憶部１５に記憶された情報を用いて、制御部１４は増幅部１２を制御することができる。
　また、本実施形態において、バイアス磁石２０は、発生させるバイアス磁場Ｂｂｉｓの方向が信号磁場Ｂｓｉｇの方向に交差するように、磁気センサ２の近傍に配置される。バイアス磁場Ｂｂｉｓにより、電流センサ１のダイナミックレンジを確保することができる。
　本実施形態に係る電流センサ１の製造方法は、電流センサ１を準備する工程を含む。本工程は、磁気センサ２と、温度センサ１１と、増幅部１２と、オフセット調整部１３とを備えるように電流センサ１を準備する。本方法は、第１の温度Ｔ１における電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔを測定する工程（Ｓ２）と、第２の温度Ｔ（≠Ｔ１）における電流センサ１の出力電圧Ｖｏｕｔを測定する工程（Ｓ４）とを含む。本方法においては、第１の温度Ｔ１における出力電圧Ｖｏｕｔの測定結果と第２の温度Ｔにおける出力電圧Ｖｏｕｔの測定結果とに基づいて、オフセット調整部１３を設定する（Ｓ６）。本方法によると、二つの温度Ｔ１，Ｔにおける測定結果に基づいて、オフセット調整部１３の設定を容易行うことができる。
　また、本実施形態に係る電流センサ１の製造方法において、電流センサ１には、磁気センサ２の近傍にバイアス磁場Ｂｂｉｓを発生させるバイアス磁石２０が設けられている。このような電流センサ１に対して、式（６）に従うオフセット調整値Ｖｏｆｓを、特にオフセット磁場Ｂｏｆｓを計測することなく容易に設定することができる。なお、本方法は、バイアス磁石２０を備えていない電流センサに対して適用されてもよい。
（実施形態２）
　実施形態１では、一つの磁気センサを備える電流センサについて説明した。実施形態２では、二つの磁気センサを備える電流センサについて、図９～１２を参照して説明する。
　図９は、実施形態２に係る電流センサ１Ａの構成を示す図である。本実施形態に係る電流センサ１Ａは、実施形態１の電流センサ１と同様の構成において、一つの磁気センサ２の代わりに第１及び第２の磁気センサ２Ａ，２Ｂを備える。さらに、電流センサ１Ａは、図９に示すように、各磁気センサ２Ａ，２Ｂに接続される二つの増幅器１２Ａ、１２Ｂを備える。
　第１及び第２の磁気センサ２Ａ，２Ｂは、実施形態１の磁気センサ２と同様に構成され、それぞれのセンサ電圧Ｖ０１，Ｖ０２を生成する。各磁気センサ２Ａ，２Ｂは、各々の増幅器１２Ａ、１２Ｂを介して増幅部１２に接続される。
　第１の磁気センサ２Ａに対する増幅器１２Ａは、ゲインＧ１１を有し、電圧Ｖ１１（＝Ｇ１１×Ｖ０１）を出力する。第２の磁気センサ２Ｂに対する増幅器１２Ｂは、ゲインＧ１２を有し、電圧Ｖ１２（＝Ｇ１２×Ｖ０２）を出力する。各ゲインＧ１１，Ｇ１２は、例えば温度に依存しない一定値である。各ゲインＧ１１，Ｇ１２は、適宜調整される。
　本実施形態において、各磁気センサ２Ａ，２Ｂのセンサ電圧Ｖ０１，Ｖ０２は、各々の増幅器１２Ａ、１２Ｂを介して、入力電圧Ｖｉｎ（＝Ｖ１１－Ｖ１２）として増幅部１２に差動入力される。本実施形態に係る電流センサ１Ａにおいても、実施形態１と同様にオフセット調整値Ｖｏｆｓ及び増幅率Ｇ（Ｔ）を設定することにより、精度良く温度補償を行うことができる。
　図１０は、本実施形態に係る電流センサ１Ａの外観を例示する斜視図である。電流センサ１Ａは、例えば図１０に示すように、測定対象の電流が流れるバスバー３に取り付けられる。以下、バスバー３の幅方向を「Ｘ方向」とし、長手方向を「Ｙ方向」とし、厚さ方向を「Ｚ方向」とする。電流センサ１Ａの測定対象の電流は、バスバー３をＹ方向に沿って流れることとなる。
　図１１は、図１０の電流センサ１Ａが取り付けられるバスバー３の外観を示す斜視図である。バスバー３は、図１１に示すように、第１の流路３１と第２の流路３２とに分岐している。図１０の電流センサ１Ａにおいて、第１及び第２の磁気センサ２Ａ，２Ｂは、第１及び第２の流路３１，３２間で、Ｘ方向に並んで配置される。また、本実施形態の電流センサ１Ａにおいては、例えば実施形態１と同様の二つのバイアス磁石２０（図２）が、各磁気センサ２Ａ，２Ｂを介してＹ方向に並ぶように配置される。
　図１２は、本実施形態に係る電流センサ１Ａの動作を説明するための図である。図１２は、図１０のＡ－Ａ’断面近傍における各流路３１，３２及び各磁気センサ２Ａ，２Ｂを示している（図１１参照）。
　図１２では、バスバー３の長手方向（Ｙ方向）において電流が＋Ｙ向きに流れた際に、第１の流路３１近傍に生じる信号磁場Ｂ１と、第２の流路３２近傍に生じる信号磁場Ｂ２とを例示している。バスバー３においては、電流が分流して第１の流路３１と第２の流路３２とに流れることにより、図１２に示すように、第１の流路３１近傍の信号磁場Ｂ１は第１の流路３１の周囲を周回し、第２の流路３２近傍の信号磁場Ｂ２は第２の流路３２の周囲を周回する。
　本実施形態に係る電流センサ１Ａでは、第１の流路３１と第２の流路３２とにおいて電流が同じ向き（例えば＋Ｙ向き）に流れるため、第１の流路３１近傍の信号磁場Ｂ１と第２の流路３２近傍の信号磁場Ｂ２とは、同じ周回方向を有する（例えば時計回り）。このことから、第１及び第２の流路３１，３２間の領域においては、図１２に示すように、第１の流路３１近傍の信号磁場Ｂ１のＸ成分と第２の流路３２近傍の信号磁場Ｂ２のＸ成分とが、互いに逆向きになる。よって、上記の領域に配置された第１及び第２の磁気センサ２Ａ，２Ｂには、互いに逆相の信号磁場Ｂ１，Ｂ２が入力されることとなる。
　第１の磁気センサ２Ａは、第１の流路３１近傍の信号磁場Ｂ１の検出結果として、入力された磁場に応じたセンサ電圧Ｖ０１を生成する（図９参照）。第２の磁気センサ２Ｂは、第２の流路３２近傍の信号磁場Ｂ２の検出結果として、入力された磁場に応じたセンサ電圧Ｖ０２を生成する。
　ここで、各磁気センサ２Ａ，２Ｂに入力される磁場には、信号磁場Ｂ１，Ｂ２だけでなく、外乱磁場のようなノイズも含まれることが想定される。このようなノイズは、第１及び第２の磁気センサ２Ａ，２Ｂの配置位置を近接させることにより、各磁気センサ２Ａ，２Ｂに対して、同相（同じ向きで且つ同程度の大きさ）で入力されると考えられる。
　そこで、本実施形態に係る電流センサ１Ａ（図９）においては、増幅部１２において、各センサ電圧Ｖ０１，Ｖ０２に対応する電圧Ｖ１１，Ｖ１２を差動増幅する。これにより、それぞれの磁気センサ２Ａ，２Ｂの出力電圧に同相で含まれ得るノイズを相殺して、測定対象の電流による信号磁場を精度良く検出できる。これにより、電流センサ１Ａにおいて、測定対象の電流の大きさを精度良く測定することができる。
　以上のように、本実施形態に係る電流センサ１Ａは、二つの磁気センサ２Ａ，２Ｂを備える。増幅部１２は、二つの磁気センサ２Ａ，２Ｂからのセンサ信号に対応する電圧Ｖ１１，Ｖ１２を差動増幅する。本実施形態に係る電流センサ１Ａにおいても、差動増幅に基づく出力電圧Ｖｏｕｔにおけるオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを抑制することができる。
　上記の実施形態１，２では、一つ又は二つの磁気センサを備える電流センサについて説明したが、電流センサは、三つ以上の磁気センサを備えてもよい。この場合においても、電流センサの出力信号の温度ドリフトを抑制することができる。
（実施形態３）
　実施形態１，２では、オフセット調整部１３が増幅部１２の出力側に設けられた。実施形態３では、オフセット調整部が増幅部の入力側に設けられる電流センサについて、図１３～１５を参照して説明する。
　図１３は、実施形態３に係る電流センサ１Ｂの構成を示す図である。本実施形態に係る電流センサ１Ｂでは、実施形態２の電流センサ１Ａと同様の構成において、オフセット調整部１３の代わりに、増幅部１２の入力側に位置するオフセット調整部１３Ａを備える。本実施形態のオフセット調整部１３Ａは、例えば、実施形態１，２と同様に可変電圧源等を含み、増幅部１２の二つの入力端子の一方に接続される。
　本実施形態のオフセット調整部１３Ａは、入力電圧Ｖｉｎ＝０時の増幅部１２の入力端子間の電圧差を制御して、増幅部１２の出力電圧Ｖｏｕｔのオフセット調整を行う。例えば、オフセット調整部１３Ａは、可変電圧源において設定された値の電圧Ｖｚｄｃ（入力オフセット調整値）を生成し、生成した電圧を入力電圧Ｖｉｎに加える。これにより、増幅部１２の出力電圧Ｖｏｕｔの増分は、「Ｇ（Ｔ）×Ｖｚｄｃ」となる。そこで、本実施形態では、入力オフセット調整値Ｖｚｄｃを、次式（３０）を満たすように設定する。
Ｖｚｄｃ＝－ｋ×Ｂｏｆｓ／Ｇ（Ｔ）＋Ｖ１　　　　　　　　　　…（３０）
　上式（３０）の入力オフセット調整値Ｖｚｄｃによると、式（６）のオフセット調整値Ｖｏｆｓを増幅部１２の出力側で用いた場合と同様の効果が得られることとなる。よって、本実施形態に係る電流センサ１Ｂによっても、実施形態１，２と同様にオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを抑制することができる。
　以上のような電流センサ１Ｂについて、本願発明者は、温度ドリフトを抑制する効果の検証実験を行った。本願発明者の検証実験について、図１４，１５を用いて説明する。
　図１４は、検証実験における電流センサ１Ｂの構成を示す図である。本実験においては、ＴＩ社製のプログラマブルゲイン・オフセットアンプを用いて、電流センサ１Ｂを構成した。具体的には、図１４に示すように、二つのＰＧＡ３０９と、一つのＰＧＡ３０８とを使用した。増幅率Ｇ（Ｔ）による温度補償は、各ＰＧＡ３０９において行った。また、入力オフセット調整値Ｖｚｄｃは、一方のＰＧＡ３０９に設定した。磁気センサとしてはＡＭＲ素子のホイートストンブリッジ回路を用いた。
　本実験では、図１４の電流センサ１Ｂに、図７と同様の設定方法において入力オフセット調整値Ｖｚｄｃを設定した場合の温度ドリフトの抑制効果を検証した。まず、環境温度Ｔ１下において入力オフセット調整値Ｖｚｄｃの初期値Ｖｚｄｃ０を次式（３１）のように設定した（図７のＳ２参照）。
Ｖｚｄｃ０
＝Ｖｍ／Ｇｏｕｔ１－Ｖ０ｏｕｔ／Ｇ（Ｔ）＋Ｇｆｒ１×Ｖ０ＡＭＲ　…（３１）
　上式（３１）において、Ｖｍは、理想的な中点電位であり、Ｖｍ＝２．５Ｖとした。また、Ｇｏｕｔ１，Ｇｆｒ１は、図１４のＰＧＡ３０９中の各種アンプのゲインである。また、Ｖ０ＡＭＲ，Ｖ０ｏｕｔは、図１４の磁気センサ及びＰＧＡ３０９におけるオフセット成分である。
　上記のような環境温度Ｔ１下の初期値Ｖｚｄｃ０の設定後に、ドライヤを用いて電流センサ１Ｂを加熱した（図７のＳ３）。電流センサ１Ｂのオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）をモニタしながら、次式（３２）のように入力オフセット調整値Ｖｚｄｃを更新した（Ｓ４～Ｓ６）。
Ｖｚｄｃ＝Ｖｚｄｃ＋ΔＶ（１－Ｇ（Ｔ１）／Ｇ（Ｔ））　　　　…（３２）
　上式（３２）において、ΔＶは、入力オフセット調整値Ｖｚｄｃに対する微小量である。入力オフセット調整値Ｖｚｄｃの更新は、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを極小にするように、微小量ΔＶのインクリメント（又はデクリメント）を繰り返すことによって行った（図７のＳ４～Ｓ６）。
　以上の方法によって入力オフセット調整値Ｖｚｄｃを決定し、決定した入力オフセット調整値Ｖｚｄｃを電流センサ１Ｂに設定した状態で、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度特性を測定した。以上の検証実験の実験結果を、図１５に示す。
　図１５は、電流センサ１Ｂの検証実験におけるオフセット電圧の温度特性の測定結果を示すグラフである。図１５の横軸は温度［℃］であり、縦軸は信号磁場がないときの出力電圧［Ｖ］、即ちオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）である。
　図１５においては、入力オフセット調整値Ｖｚｄｃが、環境温度Ｔ１下の初期値Ｖｚｄｃ０（式（３１））から更新せずに設定された場合と、温度負荷をかけて式（３２）の更新を行った場合との各々の温度特性を示している。図１５に示すように、環境温度Ｔ１下のＶｚｄｃ０のみの補正では１１０ｍＶの温度ドリフトが観測された一方、式（３２）の更新後のＶｚｄｃの補正によると、温度ドリフトが５ｍＶ以下にまで低減された。以上のように、本実施形態の電流センサ１Ｂにおいて、簡易な設定方法によって温度ドリフトを抑制可能であることが確認できた。
　以上のように、本実施形態に係る電流センサ１Ｂにおいて、オフセット調整部１３Ａは、増幅部１２の入力側に設けられる。このような場合においても、例えば電流センサ１Ｂの制御部１４が、温度センサ１１によって検出された温度Ｔに基づいて、オフセット調整部１３Ａを制御することにより、実施形態１，２と同様に温度ドリフトを抑制することができる。
　以上の説明では、電流センサ１Ｂにおいて、増幅部１２の入力側のオフセット調整部１３Ａを、出力側のオフセット調整部１３の代わりに設ける例を説明した。これに限らず、本実施形態に係る電流センサ１Ｂにおいて、増幅部１２入力側と出力側との双方にオフセット調整部１３Ａ，１３が設けられてもよい。
（実施形態４）
　実施形態１～３では、制御部１４が温度Ｔに応じて増幅部１２及びオフセット調整部１３，１３Ａを制御した。実施形態４では、制御部を備えずに温度補償を行う電流センサについて説明する。
　図１６は、本実施形態に係る電流センサ１Ｃの構成を示す図である。本実施形態に係る電流センサ１Ｃは、実施形態２の電流センサ１Ａと同様の構成において、オフセット調整部１３の代わりに、図１６に示すように、第１及び第２の調整部１３ａ，１３ｂを含んだオフセット調整部１３Ｂを備える。第１の調整部１３ａは、本実施形態の電流センサ１Ｃにおける増幅部１２Ａの入力側に設けられる。第２の調整部１３ｂは、増幅部１２Ａの出力側に設けられる。
　また、本実施形態に係る電流センサ１Ｃは、例えば図９のような制御部１４、記憶部１５及び温度センサ１１を備えておらず、増幅部１２Ａの増幅率を設定する増幅率設定回路１６を備える。増幅率設定回路１６は複数の抵抗器１６ａ，１６ｂ，１６ｃを含み、抵抗器１６ａ～１６ｃの一つ又は複数は、サーミスタなどの各種の感温素子で構成される。増幅率設定回路１６の抵抗器１６ａ～１６ｃは、本実施形態における温度検出部の一例である。
　増幅率設定回路１６の抵抗器１６ａ～１６ｃは、増幅部１２Ａの増幅率が、周囲の温度Ｔに応じて磁気センサ２Ａ，２Ｂの温度特性を補正する増幅率Ｇ（Ｔ）となるように（式（４）参照）、各抵抗値の温度係数を設定される。これにより、特にデジタル制御等を行わずに、増幅率Ｇ（Ｔ）の温度補償を行うことができる。
　本実施形態のオフセット調整部１３Ｂにおいて、第１及び第２の調整部１３ａ，１３ｂは、例えばそれぞれ可変電圧源で構成される。第１の調整部１３ａは、可変電圧源において設定された値の電圧Ｖａｄｊ１（第１の調整値）を生成する。第２の調整部１３ａは、同様に設定された値の電圧Ｖａｄｊ２（第２の調整値）を生成する。これにより、オフセット調整部１３Ｂは、電流センサ１Ｃの出力電圧Ｖｏｕｔに、次式（４０）のオフセット調整値Ｖｏｆｓを含める。
Ｖｏｆｓ＝Ｇ（Ｔ）×Ｖａｄｊ１＋Ｖａｄｊ２　…（４０）
　そこで、本実施形態では、第１の調整値Ｖａｄｊ１が式（６）の第２項の「Ｖ１」に合致し、第２の調整値Ｖａｄｊ２が同式の第１項「－ｋ×Ｂｏｆｓ」に合致するように、オフセット調整部１３Ｂの第１及び第２の調整部１３ａ，１３ｂを設定する。これにより、特にデジタル制御等を行わずに、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の温度ドリフトを抑制することができる。
　上記のオフセット調整部１３Ｂの設定は、例えば実施形態１と同様の設定方法（図７）を用いて行うことができる。具体的に、図７のステップＳ６において、次式（４１），（４２）のように第１及び第２の調整値Ｖａｄｊ１，Ｖａｄｊ２を更新する。
Ｖａｄｊ１＝Ｖａｄｊ１＋ΔＶ　　　　　　　　…（４１）
Ｖａｄｊ２＝Ｖａｄｊ２－Ｇ（Ｔ）×ΔＶ　　　…（４２）
　上式（４１），（４２）を用いて微小量ΔＶずつ調整することにより、第１及び第２の調整値Ｖａｄｊ１，Ｖａｄｊ２を適切な値に設定することができる。
　以上のように、本実施形態に係る電流センサ１Ｃにおいて、オフセット調整部１３Ｂは、増幅部１２Ａの入力側に設けられる第１の調整部１３ａと、増幅部１２Ａの出力側に設けられる第２の調整部１３ｂとを備える。第１の調整部１３ａは、出力電圧Ｖｏｕｔのオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）において、式（６）の第２項に対応する成分を調整する。第２の調整部１３ｂは、同式の第１項に対応する成分を調整する。これにより、式（６）に従うオフセット調整を実現して、温度ドリフトを精度良く抑制することができる。
　以上の説明では、電流センサ１Ｃにおいてオフセット調整値Ｖｏｆｓと増幅率Ｇ（Ｔ）との双方が、制御部１４による制御なしに行われる例を説明した。これに限らず、例えば、本実施形態に係る電流センサ１Ｃにおいて、オフセット調整値Ｖｏｆｓと増幅率Ｇ（Ｔ）との一方は制御部１４によって制御されるようにしてもよい。
（他の実施形態）
　上記の実施形態１では、電流センサ１の設定方法（図７）における各処理が、電流センサ１外部の制御装置により実行される例を説明した。これに限らず、例えば上記の処理の一部又は全てが電流センサ１の制御部１４によって実行されてもよい。例えば、制御部１４は記憶部１５への書込みを実行可能に構成されてもよい。
　また、図７のステップＳ６におけるオフセット調整値Ｖｏｆｓの更新後、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を再度、測定する例を説明したが、オフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の再計測は省略されてもよい。例えば、初期値Ｖｏｆｓ０に基づくオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）の測定時における電流センサ１のセンサ電圧Ｖｉｎを取得して制御装置に記録しておき、新たなオフセット調整値Ｖｏｆｓによるオフセット電圧Ｖ０（Ｔ）を算出するようにしてもよい。
　また、オフセット調整値Ｖｏｆｓの初期値Ｖｏｆｓ０を式（７）のように設定する例を説明したが（図７のＳ２）、初期値Ｖｏｆｓ０の設定はこれに限らない。例えば、初期値を「Ｖｏｆｓ０＝Ｂｏｆｓ０×ｋ」と設定し、ステップＳ６では式（７）の代わりに、オフセット調整値を「Ｖｏｆｓ＝Ｖｏｆｓ＋ΔＢｏｆｓ×ｋ（Ｇ（Ｔ１）－Ｇ（Ｔ））」というように更新してもよい。
　また、図７のステップＳ２～Ｓ６では、微小量ΔＢｏｆｓ毎にオフセット調整値Ｖｏｆｓを更新する例を説明した。これに限らず、例えば２つの温度Ｔ１，Ｔにおける出力電圧Ｖｏｕｔの測定結果に基づいて、上述した式（６）中の２変数を算出するようにしてもよい。
　上記の各実施形態では、磁場源としてバイアス磁石２０について説明したが、電流センサにおける磁場源はバイアス磁石に限らない。例えば、電流センサにおける磁場源は、ＧＭＲ素子又はＴＭＲ素子で構成される磁気センサにおけるピン層などであってもよい。この場合、磁場源と磁気センサとは、一体的に構成される。このような磁場源を備える電流センサにおいても、オフセット調整部が、信号磁場がない状態の出力信号と、磁場源による磁場及び温度に対応する増幅率との間に成立する関係に従って、オフセットを調整することにより、温度ドリフトを抑制することができる。
　また、上記の各実施形態では、電流センサが磁場源を備える場合について説明したが、電流センサは磁場源を備えていなくてもよい。例えば、電流センサにおける磁気センサをホール素子などで構成する場合、磁場源を用いなくてもよい。また、磁気センサにおける磁気抵抗素子等の素子自体の形状磁気異方性が、実質的に磁場源となり得る場合も想定される。このような場合においても、上記の各実施形態と同様に、オフセット調整部が、信号磁場がない状態の出力信号と、温度に対応する増幅率との間に成立する関係に従って、オフセットを調整することにより、温度ドリフトを抑制することができる。
　また、上記の各実施形態では、出力信号及びセンサ信号が出力電圧Ｖｏｕｔ及びセンサ電圧Ｖｉｎである例を説明した。電流センサにおける出力信号及びセンサ信号は電圧信号に限らず、電流信号であってもよい。また、出力信号及びセンサ信号は、種々のアナログ信号又はデジタル信号であってもよい。本実施形態に係る電流センサによると、各種の出力信号におけるオフセットの温度ドリフトを抑制することができる。

Claims (11)

  1. 　測定対象の電流によって生じる信号磁場に基づき出力信号を出力する電流センサであって、
    　前記信号磁場に応じたセンサ信号を生成する少なくとも一つの磁気センサと、
    　周囲の温度を検出する温度検出部と、
    　検出された温度に対応する増幅率において、前記センサ信号を増幅して前記出力信号を生成する増幅部と、
    　前記信号磁場がない状態の出力信号における基準値からのずれであるオフセットを調整するオフセット調整部とを備え、
    　前記オフセット調整部は、前記信号磁場がない状態の出力信号と、前記温度に対応する増幅率との間に成立する関係に従って、前記オフセットを調整する
    電流センサ。
  2. 　前記増幅部の増幅率は、前記磁気センサが前記センサ信号を生成するための磁電変換利得の温度に応じた変動を補正するように設定された
    請求項１に記載の電流センサ。
  3. 　前記磁気センサの近傍に磁場を発生させる磁場源をさらに備え、
    　前記オフセット調整部は、前記信号磁場がない状態の出力信号と、前記磁場源による磁場及び前記温度に対応する増幅率との間に成立する関係に従って、前記オフセットを調整する
    請求項１又は２に記載の電流センサ。
  4. 　前記オフセットは、前記磁場源による磁場に応じた第１の成分と、前記増幅率の温度による変動に応じた第２の成分とを含む
    請求項３に記載の電流センサ。
  5. 　前記オフセット調整部は、
    　前記増幅部の入力側に設けられ、前記第２の成分を調整する第１の調整部と、
    　前記増幅部の出力側に設けられ、前記第１の成分を調整する第２の調整部と
    を備える請求項４に記載の電流センサ。
  6. 　前記磁場源は、発生させる磁場の方向が前記信号磁場の方向に交差するように、前記磁気センサの近傍に配置される
    請求項３～５のいずれか１項に記載の電流センサ。
  7. 　前記オフセット調整部は、前記増幅部の出力側に設けられ、
    　前記温度検出部によって検出された温度に基づいて、前記オフセット調整部を制御する制御部をさらに備える
    請求項１～６のいずれか１項に記載の電流センサ。
  8. 　前記増幅率を示す情報を記憶する記憶部をさらに備える
    請求項１～７のいずれか１項に記載の電流センサ。
  9. 　前記電流センサは、二つの磁気センサを備え、
    　前記増幅部は、前記二つの磁気センサからのセンサ信号を差動増幅する
    請求項１～８のいずれか１項に記載の電流センサ。
  10. 　測定対象の電流によって生じる信号磁場に応じたセンサ信号を生成する磁気センサと、周囲の温度を検出する温度検出部と、検出された温度に対応する増幅率において前記センサ信号を増幅して出力信号を生成する増幅部と、前記信号磁場がない状態の出力信号における基準値からのずれであるオフセットを調整するオフセット調整部とを備えた電流センサを準備する工程と、
    　第１の温度における前記電流センサの出力信号を測定する工程と、
    　第１の温度とは異なる第２の温度における前記電流センサの出力信号を測定する工程と、
    　前記第１の温度における出力信号の測定結果と前記第２の温度における出力信号の測定結果とに基づいて、前記オフセット調整部を設定する工程と
    を含む電流センサの製造方法。
  11. 　前記電流センサには、前記磁気センサの近傍に磁場を発生させる磁場源が設けられている
    請求項１０に記載の電流センサの製造方法。
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