WO2018097201A1 - 弾性波フィルタ装置 - Google Patents

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Definitions

  • the present invention relates to an acoustic wave filter device having an acoustic wave resonator.
  • an elastic wave filter using an elastic wave is widely used for a band-pass filter disposed in a front end portion of a mobile communication device.
  • a high-frequency front-end circuit including a plurality of elastic wave filters has been put into practical use in order to cope with the combination of multimode / multiband.
  • Patent Document 1 discloses a configuration of a filter device having a steep attenuation characteristic. More specifically, in the ladder-type bandpass filter, the effective electromechanical coupling coefficient of one parallel arm resonator among the plurality of parallel arm resonators is changed to the effective electromechanical coupling coefficient of the other parallel arm resonator. It is different from. Thereby, in the filter device, steep attenuation characteristics can be obtained with a narrow bandwidth.
  • the present invention provides an elastic wave filter device having a wide passband and a low-passband attenuation band, and a high steepness in a transition region between the passband and the attenuation band. With the goal.
  • an elastic wave filter device including one or more series arm resonators and two or more parallel arm resonators. And a first series arm comprising an acoustic wave resonator provided in a path connecting the first input / output terminal and the second input / output terminal for inputting or outputting the signal, and the first input / output terminal and the second input / output terminal.
  • a first parallel arm resonator provided on a path connecting a resonator, a first node on a path connecting the first series arm resonator and the first input / output terminal, and a ground; and the first series arm.
  • a second parallel arm resonator provided on a path connecting the resonator and the second input / output terminal and a path connecting the ground, and a resonance frequency of the first parallel arm resonator is , Lower than the resonance frequency of the second parallel arm resonator,
  • the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is higher than the anti-resonance frequency of the second parallel arm resonator, and in all the parallel arm resonators constituting the elastic wave filter device, the second parallel arm resonator is Has the highest resonance frequency.
  • the anti-resonance point of the parallel arm resonator defines the pass characteristic within the filter pass band, and the resonance point defines the attenuation characteristic on the low pass side of the filter pass band.
  • the resonance bandwidth which is the difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the first parallel arm resonator, is larger than the resonance bandwidth of the second parallel arm resonator, and the first parallel arm resonance.
  • the antiresonance frequency of the child is higher than the antiresonance frequency of the second parallel arm resonator.
  • the attenuation band on the low pass band side can be widened. Furthermore, since the resonance frequency of the second parallel arm resonator is the highest in all the parallel arm resonators, the steepness in the transition region between the passband and the low-band attenuation band is the same as that of the second parallel arm resonator. It is determined by the resonance point-antiresonance point characteristic.
  • the resonance point-antiresonance point characteristic of the second parallel arm resonator is steeper than the resonance point-antiresonance point characteristic of the first parallel arm resonator, the steepness in the transition region is improved.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the second parallel arm resonator may be the smallest.
  • the resonance frequency of the second parallel arm resonator having the narrowest resonance bandwidth is the highest in all the parallel arm resonators, higher steepness can be realized in the transition region.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the first parallel arm resonator among all the parallel arm resonators constituting the acoustic wave filter device may be the largest.
  • the resonance bandwidth of the first parallel arm resonator is the widest, so that a wider passband and a wider lower band attenuation band can be realized.
  • the one or more series arm resonators and the two or more parallel arm resonators may each be a surface acoustic wave resonator.
  • a ladder-type surface acoustic wave filter is constructed, so that the loss and size reduction of the filter pass characteristic can be achieved.
  • Each of the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator includes at least a piezoelectric body and an IDT electrode. Further, the second parallel arm resonator includes the piezoelectric body and the IDT electrode. A second dielectric layer for adjusting an effective electromechanical coupling coefficient formed therebetween, and an effective electromechanical coupling coefficient between the piezoelectric body of the first parallel arm resonator and the IDT electrode. The first dielectric layer is not formed, or the effective dielectric coupling coefficient formed between the piezoelectric body and the IDT electrode of the first parallel arm resonator is adjusted. May be thinner than the second dielectric layer.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the second parallel arm resonator Becomes smaller than the effective electromechanical coupling coefficient of the first parallel arm resonator.
  • the resonance bandwidth of the first parallel arm resonator becomes larger than the resonance bandwidth of the second parallel arm resonator. Therefore, it is possible to achieve a wider pass band, a wider attenuation band on the lower pass band side, and an improvement in steepness in the transition region.
  • the frequency temperature characteristic (TCF) is reduced as compared with a structure in which the dielectric layer is not formed. That is, the second parallel arm resonator has smaller frequency temperature characteristics (TCF) than the first parallel arm resonator.
  • TCF frequency temperature characteristic
  • the temperature of each resonator rises, so it is important to suppress deterioration of filter characteristics at high temperatures.
  • the low band end in the pass band shifts in the direction in which the pass band width is widened, but the attenuation band in the transition region on the low pass band side shifts in the direction in which it narrows.
  • the steepness in the transition region is defined by the second parallel arm resonator, so that the transition region has a lower (lower) temperature shift amount (to the low frequency) at the low end of the passband at high temperatures.
  • the amount of temperature shift (to frequency) is smaller.
  • a capacitor connected in parallel to the second parallel arm resonator may be provided.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the second parallel arm resonator is smaller than the effective electromechanical coupling coefficient of the first parallel arm resonator.
  • the resonance bandwidth of the second parallel arm resonator becomes smaller than the resonance bandwidth of the first parallel arm resonator. Therefore, it is possible to achieve a wider pass band, a wider attenuation band on the lower pass band side, and an improvement in steepness in the transition region.
  • the capacitor has a comb electrode formed on a piezoelectric body, and a dielectric layer for adjusting an effective electromechanical coupling coefficient is formed between the piezoelectric body and the comb electrode. It does not have to be.
  • the elastic wave filter device can be reduced in size.
  • an inductor connected in parallel to the first parallel arm resonator may be provided.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the first parallel arm resonator is larger than the effective electromechanical coupling coefficient of the second parallel arm resonator.
  • the resonance bandwidth of the first parallel arm resonator becomes larger than the resonance bandwidth of the second parallel arm resonator. Therefore, it is possible to achieve a wider pass band, a wider attenuation band on the lower pass band side, and an improvement in steepness in the transition region.
  • the second parallel arm resonator may include a piezoelectric body and an IDT electrode, and the comb electrode constituting the IDT electrode may be a thinned electrode.
  • the effective electromechanical coupling coefficient of the second parallel arm resonator is smaller than the effective electromechanical coupling coefficient of the first parallel arm resonator.
  • the resonance bandwidth of the second parallel arm resonator becomes smaller than the resonance bandwidth of the first parallel arm resonator. Therefore, it is possible to achieve a wider pass band, a wider attenuation band on the lower pass band side, and an improvement in steepness in the transition region.
  • an elastic wave filter device having a wide passband and a low passband attenuation band and a high steepness in a transition region between the passband and the attenuation band. Is possible.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the operation principle of a general ladder-type filter circuit.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the outline of pass characteristics and resonance characteristics of the acoustic wave filter according to the embodiment.
  • 4A and 4B are a plan view and a cross-sectional view illustrating an electrode configuration of the acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view of the IDT electrode and the surrounding structure in the embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics and resonance characteristics of the acoustic wave filter according to the embodiment.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics and the voltage standing wave ratio of the elastic wave filter according to the embodiment and the comparative example 1.
  • FIG. 8 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the embodiment and the comparative example 2.
  • FIG. 9 is a graph comparing temperature characteristics on the low band side and the high band side of the pass band.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter according to Modification 1 of the embodiment.
  • FIG. 10B is a plan view showing a part of the electrode layout of the acoustic wave filter according to Modification 1 of the embodiment and an electrode cross-sectional view of a comb-tooth capacitor.
  • FIG. 10C is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter according to Modification 2 of the embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter 10 according to an embodiment.
  • the elastic wave filter 10 is an elastic wave filter device that is disposed, for example, in a front end portion of a multimode / multiband mobile phone.
  • the elastic wave filter 10 is provided, for example, in a front end portion of a mobile phone or the like corresponding to LTE (Long Term Evolution), and filters high-frequency signals in a band (frequency band) standardized by 3GPP (Third Generation Partnership Project). To do.
  • the elastic wave filter 10 is an elastic wave filter device that filters high-frequency signals using an elastic wave resonator.
  • the acoustic wave filter 10 includes series arm resonators 11, 12, 13, 14 and 15, parallel arm resonators 21, 22, 23 and 24, inductors 31 and 32, and input / output terminals. 110 and 120.
  • the series arm resonators 11 to 15 are series arm resonators each made of an acoustic wave resonator provided in a path connecting the input / output terminals 110 and 120.
  • the series arm resonator 12 is a first series arm resonator provided in the path.
  • the parallel arm resonators 21 to 24 are parallel arms composed of acoustic wave resonators provided between the nodes connecting the input / output terminal 110, the series arm resonators 11 to 15, and the input / output terminal 120 and the ground. It is a resonator.
  • the parallel arm resonator 21 is a first parallel arm resonator provided on a path connecting the node N1 (first node) on the path connecting the input / output terminal 110 and the series arm resonator 12 to the ground.
  • the parallel arm resonator 22 is a second parallel arm resonator provided on a path connecting the node N2 (second node) on the path connecting the input / output terminal 120 and the series arm resonator 12 to the ground. .
  • the inductors 31 and 32 are matching elements for impedance matching with external circuits connected to the input / output terminals 110 and 120, respectively.
  • the inductors 31 and 32 may be omitted.
  • the resonance frequency of the first parallel arm resonator is lower than the resonance frequency of the second parallel arm resonator.
  • the anti-resonance frequency of the first parallel arm resonator is higher than the anti-resonance frequency of the second parallel arm resonator.
  • the resonance frequency of the second parallel arm resonator is the highest among all the parallel arm resonators constituting the elastic wave filter.
  • the resonance frequencies frp21, frp23, and frp24 of the parallel arm resonators 21, 23, and 24 are lower than the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22.
  • the antiresonance frequency fap21 of the parallel arm resonator 21 is higher than the antiresonance frequency fap22 of the parallel arm resonator 22.
  • the elastic wave filter according to the present invention is not limited to the circuit configuration of the elastic wave filter 10.
  • the number of parallel arm resonators is not limited to four, and may be two or more.
  • the first parallel arm resonator having the above resonance characteristics (parallel arm resonator 21 in FIG. 1) is not limited to being connected to the node between the series arm resonators 11 and 12, It may be connected to another node on the path connecting the input / output terminals 110 and 120.
  • the second parallel arm resonator (parallel arm resonator 22 in FIG. 1) is not limited to being connected to the node between the series arm resonators 12 and 13, but is connected to other nodes on the path.
  • the first parallel arm resonator may be connected to a node to which the first parallel arm resonator is not connected. Further, the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator may not be disposed with only one series arm resonator interposed therebetween. Two or more series arm resonators may be arranged between the first parallel arm resonator and the second parallel arm resonator. That is, the arrangement relationship of the first parallel arm resonator, the second parallel arm resonator, and other parallel arm resonators is arbitrary.
  • each series arm resonator and each parallel arm resonator may be composed of two or more elastic wave resonators divided in series.
  • two or more elastic wave resonators divided in series are regarded as one series arm resonator or one parallel arm resonator, and are configured to satisfy the relations of equations 1 to 4 described later. .
  • the elastic wave filter according to the present invention may include a longitudinally coupled resonator in addition to the ladder arm type parallel resonator and the parallel arm resonator.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the operating principle of a general ladder-type elastic wave filter.
  • the elastic wave filter shown in FIG. 2 is a basic ladder filter composed of one series arm resonator s1 and one parallel arm resonator p1.
  • the parallel arm resonator p1 has a resonance frequency frp and an anti-resonance frequency fap (> frp) in resonance characteristics.
  • the series arm resonator s1 has a resonance frequency frs and an anti-resonance frequency fas (> frs> frp) in resonance characteristics.
  • the anti-resonance frequency fap of the parallel arm resonator p1 and the resonance frequency frs of the series arm resonator s1 are brought close to each other.
  • the vicinity of the resonance frequency frp where the impedance of the parallel arm resonator p1 approaches 0 becomes a low-frequency side stop band.
  • the impedance of the parallel arm resonator p1 increases near the antiresonance frequency fap, and the impedance of the series arm resonator s1 approaches 0 near the resonance frequency frs.
  • the signal path from the input / output terminals 110 to 120 becomes a signal passband. Further, when the frequency becomes high and near the anti-resonance frequency fas, the impedance of the series arm resonator s1 becomes high, which becomes a high-frequency side blocking region.
  • the number of resonance stages composed of the parallel arm resonator and the series arm resonator is appropriately optimized according to the required specifications.
  • the anti-resonance frequencies fap of the plurality of parallel arm resonators are substantially matched, and the anti-resonance frequencies fas of the plurality of series arm resonators are substantially matched.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the outline of pass characteristics and resonance characteristics of the acoustic wave filter 10 according to the embodiment. More specifically, FIG. 3 shows a parallel arm resonator 21 (first parallel arm resonator) and a parallel arm resonator 22 (second parallel arm resonator) that constitute the acoustic wave filter 10 according to the embodiment. , And a schematic waveform of the pass characteristic of the elastic wave filter 10 is shown.
  • the resonance characteristics of the parallel arm resonators 21 and 22 satisfy the relationship of Equation 1 and Equation 2.
  • the resonance bandwidth that is the frequency difference between the resonance frequency and the antiresonance frequency of the parallel arm resonator 21 is larger than the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 22. That is, the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw21 of the parallel arm resonator 21 and the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw22 of the parallel arm resonator 22 satisfy the relationship of Equation 3.
  • the resonance frequency frp21 of the parallel arm resonator 21 is set to be lower than the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22 as in Expression 1. Yes.
  • the resonance frequency frp21 of the parallel arm resonator 21 on the lower frequency side than the attenuation pole is defined by the resonance frequency frp21 of the parallel arm resonator 21 on the lower frequency side than the attenuation pole.
  • An attenuation pole is generated.
  • the anti-resonance frequency fap1 of the parallel arm resonator 21 is set higher than the anti-resonance frequency fap2 of the parallel arm resonator 22.
  • the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22 is set higher than the resonance frequencies of the other parallel arm resonators.
  • the steepness in the transition region between the passband and the low-band attenuation band is defined by the parallel arm resonator 22.
  • the steepness in the transition region is higher as the resonance bandwidth of the parallel arm resonator is smaller.
  • the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 22 is narrower than the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 21, so that the steepness in the transition region is improved.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw22 of the parallel arm resonator 22 is the smallest among all the parallel arm resonators 21 to 24 constituting the acoustic wave filter 10. According to this, in all the parallel arm resonators 21 to 24, since the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22 having the narrowest resonance bandwidth is the highest, higher steepness can be realized in the transition region.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw21 of the parallel arm resonator 21 is the largest among all the parallel arm resonators 21 to 24 constituting the acoustic wave filter 10. According to this, in all the parallel arm resonators 21 to 24, since the resonance band width of the parallel arm resonator 21 is the widest, it is possible to realize a wider passband and a wider lower band attenuation band.
  • Electrode configuration of elastic wave filter Next, the structure of the acoustic wave resonator constituting the acoustic wave filter will be described. In particular, a specific structure for making the resonance bandwidth different by making the effective electromechanical coupling coefficient different among the plurality of parallel arm resonators will be described.
  • the series arm resonators 11 to 15 and the parallel arm resonators 21 to 24 constituting the acoustic wave filter 10 according to the present embodiment are surface acoustic wave resonators.
  • a ladder-type surface acoustic wave filter is configured, so that the loss and size reduction of the filter pass characteristic can be achieved.
  • FIG. 4 is a plan view and a cross-sectional view showing an electrode configuration of the acoustic wave filter 10 according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view of an IDT (InterDigital Transducer) electrode and its surrounding structure in the embodiment.
  • FIGS. 4 and 5 illustrate a schematic plan view and a schematic cross-sectional view showing the structure of the parallel arm resonator 22 among the resonators constituting the acoustic wave filter 10.
  • the parallel arm resonator 22 shown in FIG. 4 is for explaining a typical structure of a plurality of acoustic wave resonators constituting the acoustic wave filter 10, and includes the electrode fingers constituting the electrodes. The number and length are not limited to this.
  • the parallel arm resonator 22 includes a substrate 101, a dielectric layer 102, an IDT electrode 200, and protective layers 103 and 104.
  • the substrate 101 is made of, for example, a -11 ° Y-cut X-propagating LiNbO 3 piezoelectric single crystal.
  • the substrate 101 may be a substrate having piezoelectricity at least in part.
  • a piezoelectric thin film piezoelectric body
  • the piezoelectric thin film may have a sound velocity different from that of the piezoelectric thin film and a laminated body such as a support substrate.
  • the substrate 101 may have piezoelectricity over the entire substrate.
  • the substrate 101 is a piezoelectric substrate composed of a single piezoelectric layer.
  • the IDT electrode 200 is composed of a pair of comb-shaped electrodes 200a and 200b facing each other.
  • Each of the comb-shaped electrodes 200a and 200b is composed of a plurality of electrode fingers parallel to each other and a bus bar electrode connecting the plurality of electrode fingers.
  • the plurality of electrode fingers are formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • Reflectors 210 are provided on both sides of the IDT electrode 200.
  • the reflector 210 may be configured by weighting, and the reflector 210 may not be provided.
  • the IDT electrode 200 includes, for example, a metal film 211 made of NiCr, a metal film 212 made of Pt, a metal film 213 made of Ti, a metal film 214 made of Al, in order from the substrate 101 side. And it forms by laminating
  • the protective layers 103 and 104 are fourth dielectric layers for the purpose of protecting the IDT electrode 200 from the external environment, adjusting frequency temperature characteristics, and improving moisture resistance.
  • Protective layer 103 is, for example, a SiO 2
  • protective layer 104 is made of, for example, SiN.
  • the dielectric layer 102 is a second dielectric layer that is formed between the substrate 101 and the IDT electrode 200 and adjusts an electromechanical coupling coefficient and frequency temperature characteristics.
  • the dielectric layer 102 is made of, for example, SiO 2 .
  • the metal film 212 made of Pt is the metal film having the highest density among the plurality of metal films 211 to 215 constituting the stacked body. Further, the metal films 211, 213, 214, and 215 constitute a metal film other than the metal film 212 having the highest density.
  • the configuration of the IDT 200 shown in FIG. 5 is an example, and is not limited thereto.
  • the IDT 200 may not be a laminated structure of metal films but may be a single layer of metal films.
  • the material which comprises each metal film and each protective layer is not limited to the material mentioned above.
  • IDT200 may be comprised from metals or alloys, such as Ti, Al, Cu, Pt, Au, Ag, Pd, for example, and may be comprised from the several laminated body comprised from said metal or alloy. Good.
  • the substrate 101 may be made of, for example, LiTaO 3 piezoelectric single crystal, KNbO 3 piezoelectric single crystal, crystal, or piezoelectric ceramic.
  • the configurations of the protective layers 103 and 104 and the dielectric layer 102 are not limited to the above-described configurations, and include, for example, a dielectric or an insulator such as SiO 2 , SiN, AlN, polyimide, or a laminate thereof. It doesn't matter. Further, the protective layers 103 and 104 may not be formed.
  • the thinner the dielectric layer 102 the larger the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw, and the thicker the dielectric layer 102, the smaller the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw. Note that the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw is maximized when the dielectric layer 102 is not formed between the substrate 101 and the IDT electrode.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw is the largest.
  • the parallel arm resonator 22 (second parallel arm resonator) has the second dielectric layer (dielectric layer 102) described above.
  • a dielectric layer for adjusting an effective electromechanical coupling coefficient is not formed between the substrate 101 of the parallel arm resonator 21 (first parallel arm resonator) and the IDT electrode, or parallel arm resonance.
  • the first dielectric layer that adjusts the effective electromechanical coupling coefficient, which is formed between the substrate 101 of the child 21 (first parallel arm resonator) and the IDT electrode, is thinner than the second dielectric layer.
  • the film thickness of the dielectric layer 102 formed between the substrate 101 and the IDT electrode is adjusted.
  • the method for adjusting the mechanical coupling coefficient Ksaw is not limited to this.
  • the film thicknesses of the protective layers 103 and 104 may be adjusted.
  • the parallel arm resonator 22 (second parallel arm resonator) has a fourth dielectric layer (protective layers 103 and 104).
  • the dielectric layer for adjusting the effective electromechanical coupling coefficient is not formed on the IDT electrode of the parallel arm resonator 21 (first parallel arm resonator), or the parallel arm resonator 21 (first parallel arm).
  • the third dielectric layer that adjusts the effective electromechanical coupling coefficient formed on the IDT electrode of the arm resonator) is thinner than the fourth dielectric layer.
  • the film thickness of the dielectric layer composed of the protective layers 103 and 104 is defined as the distance from the surface of the substrate 101 to the surface of the protective layer 104.
  • both the film thickness adjustment of the dielectric layer 102 and the film thickness adjustment of the protective layers 103 and 104 may be performed.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics and resonance characteristics of the acoustic wave filter 10 according to the embodiment.
  • the upper part of FIG. 6 shows the pass characteristic (and attenuation characteristic) of the elastic wave filter 10 according to the present embodiment, the middle part shows the resonance characteristics of the parallel arm resonators 21 to 24, and the lower part shows the series arm. The resonance characteristics of the resonators 11 to 15 are shown.
  • the elastic wave filter 10 is applied to a bandpass filter for Band 41 of LTE. More specifically, the pass band is 2496-2690 MHz, and the attenuation band is 2400-2472 MHz, which is the WLAN band. According to this, since the specific band is about 7.8%, a surface acoustic wave filter having a larger electromechanical coupling coefficient than other bands is preferable. For this reason, an elastic wave filter 10 using a -11 ° Y-cut X-propagating LiNbO 3 Love wave that can ensure a large electromechanical coupling coefficient was designed.
  • Table 1 shows the resonance parameters of the respective acoustic wave resonators constituting the acoustic wave filter 10.
  • Table 1 shows the resonance frequency fr and antiresonance frequency fa of each acoustic wave resonator, and the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw (squared) derived from the resonance frequency fr and antiresonance frequency fa.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw is expressed by the following formula 5 by the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa.
  • Equation 5 ⁇ f is the resonance bandwidth (fa ⁇ fr).
  • the parallel arm resonators 21 to 24 satisfy the relations of the above formulas 1 to 4.
  • the parallel arm resonator 21 no dielectric layer is formed between the substrate 101 and the IDT electrode.
  • a second dielectric layer is formed between the substrate 101 and the IDT electrode.
  • the series arm resonators 11 to 15 do not satisfy the relations of the expressions 1 to 4 at the same time, and the effective electromechanical coupling coefficient. Ksaw is almost the same value. Further, the resonance frequency fr and the antiresonance frequency fa are the series arm resonators 15, 11, 12, 13, and 14 in order from the highest.
  • the resonance frequency frp21 of the parallel arm resonator 21 is set to be lower than the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22 as shown in Expression 1 and the middle graph of FIG. Has been.
  • the resonance frequency frp21 of the parallel arm resonator 21 on the low frequency side from the attenuation point.
  • An attenuation pole B is generated.
  • the antiresonance frequency fap1 of the parallel arm resonator 21 is set higher than the antiresonance frequency fap2 of the parallel arm resonator 22.
  • the resonance frequency frp22 of the parallel arm resonator 22 is set higher than the resonance frequencies of the other parallel arm resonators. Thereby, the steepness in the transition region between the pass band and the low-frequency attenuation band is improved.
  • FIG. 7 is a graph comparing the pass characteristics and the voltage standing wave ratio of the elastic wave filter according to the embodiment and the comparative example 1.
  • the ripple in the passband is worse in the elastic wave filter according to Comparative Example 1 as compared with the elastic wave filter 10 according to the embodiment.
  • the embodiment and the comparative example 1 seem to have the same insertion loss.
  • the elastic wave filter according to the comparative example 1 has a voltage standing in the low-pass band as compared with the elastic wave filter 10 according to the embodiment.
  • the wave ratio (VSWR) is getting worse. Since VSWR and bandwidth are in a trade-off relationship, when VSWR in Comparative Example 1 is optimized while maintaining the steepness and attenuation bandwidth in the transition region, the elastic wave filter 10 according to the embodiment The equivalent bandwidth cannot be secured.
  • FIG. 8 is a graph comparing the pass characteristics of the elastic wave filters according to the embodiment and the comparative example 2.
  • the elastic wave filter according to the present invention is effective in improving the steepness in the transition region between the pass band and the attenuation band on the low pass band side.
  • FIG. 9 is a graph comparing the temperature characteristics on the low and high pass band sides.
  • the figure shows the pass characteristics of a ladder-type surface acoustic wave filter (lower center in FIG. 9), the pass characteristics on the lower pass band side (upper left of FIG. 9), and the pass characteristics on the upper pass band side (upper right of FIG. ) Is shown.
  • the frequency in the pass characteristic varies with a temperature change.
  • the pass characteristic shifts to the high frequency side, and when the temperature is higher than normal temperature, the pass characteristic shifts to the low frequency side.
  • the temperature change is compared with a structure in which the dielectric layer is not formed.
  • the frequency shift due to is suppressed.
  • the thicker the dielectric layer the smaller the frequency temperature characteristic (TCF). That is, in the present embodiment, the parallel arm resonator 22 has a smaller frequency temperature characteristic (TCF) than the parallel arm resonator 21.
  • the temperature of each resonator rises, so it is important to suppress deterioration of filter characteristics at high temperatures.
  • the lower end of the pass band at the time of high temperature shifts in the direction in which the pass band becomes wider.
  • the attenuation band shifts in a narrowing direction. Therefore, it is the frequency shift in the transition region on the low passband side that causes the filter characteristics to deteriorate at high temperatures.
  • the temperature shift amount ( ⁇ f LBND ) at the lower end in the pass band at a high temperature is determined by the frequency temperature characteristics of all the parallel arm resonators 21 to 24 constituting the acoustic wave filter 10. .
  • the temperature shift amount ( ⁇ f LATT ) in the transition region on the low pass band side at high temperatures is determined by the frequency temperature characteristic of the parallel arm resonator 22. Therefore, the temperature shift amount ( ⁇ f LATT ) is smaller than the temperature shift amount ( ⁇ f LBND ). Accordingly, the steepness of the transition region at a high temperature does not deteriorate more than the steepness at room temperature as shown in FIG. 9 (upper left). That is, the deterioration of the attenuation characteristic in the transition region can be suppressed without deteriorating the pass characteristic at the low end of the pass band at the high temperature.
  • Fas11 antiresonance frequency of series arm resonator 11
  • fas12 antiresonance frequency of series arm resonator 12
  • the passband width is shifted in the direction of narrowing at the high end in the passband at high temperatures.
  • the attenuation band shifts in the direction of widening. Therefore, it is a frequency shift at the high end in the passband that causes the filter characteristics to deteriorate at high temperatures.
  • the temperature shift amount ( ⁇ f HBND ) at the high band end in the pass band at high temperatures is determined by the frequency temperature characteristics of all the series arm resonators 11 to 15 constituting the acoustic wave filter.
  • the temperature shift amount ( ⁇ f HATT ) in the transition region on the high side of the passband at high temperatures is determined by the frequency temperature characteristics of the series arm resonator 12. Therefore, the temperature shift amount ( ⁇ f HATT ) is smaller than the temperature shift amount ( ⁇ f HBND ).
  • the steepness of the transition region at a high temperature deteriorates as compared with the steepness at room temperature, as shown in FIG. 9 (upper right). Therefore, in the elastic wave filter according to the comparative example, the pass characteristic at the high band end in the pass band at a high temperature is deteriorated.
  • the elastic wave filter 10 by configuring the plurality of parallel arm resonators to satisfy the expressions 1 to 4, the high frequency signal is applied at a high temperature. It is possible to suppress the deterioration of the pass characteristics in the pass band and the attenuation characteristics in the transition region on the low frequency side.
  • FIG. 10A is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter 10A according to Modification 1 of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10A according to the present modification has the same dielectric layer thickness between the parallel arm resonators 21 to 24 as compared with the elastic wave filter 10 according to the embodiment. 22 is different in that a capacitive element is connected in parallel.
  • the description of the elastic wave filter 10A according to the modified example 1 is omitted with the description of the same points as the elastic wave filter 10 being omitted.
  • the acoustic wave filter 10A includes series arm resonators 11 to 15, parallel arm resonators 21 to 24, inductors 31 and 32, a capacitor 33, and input / output terminals 110 and 120.
  • the acoustic wave filter 10A satisfies all of the above formulas 1 to 4.
  • the film thickness of the dielectric layer formed between the substrate 101 and the IDT electrode and the film thickness of the protective layer formed on the IDT electrode are the same.
  • the capacitor 33 is connected in parallel to the parallel arm resonator 22.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw22 of the parallel arm resonator 22 becomes smaller than the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw21 of the parallel arm resonator 21, and satisfies the above formula 3.
  • the capacitor 33 may be composed of comb electrodes.
  • FIG. 10B is a plan view showing a part of the electrode layout of the acoustic wave filter 10A according to the first modification of the embodiment and an electrode cross-sectional view of the capacitor 33.
  • the capacitor 33 has a comb electrode formed on a substrate 101 (piezoelectric body), and an effective electromechanical coupling coefficient is adjusted between the substrate 101 and the comb electrode.
  • the dielectric layer may not be formed.
  • the dielectric constant of the dielectric layer made of SiO 2 or the like is smaller than the dielectric constant of the substrate 101 (piezoelectric material). According to this configuration, since there is no dielectric layer between the capacitor 33 and the substrate 101 (piezoelectric body), a large capacitance value per unit area of the capacitor 33 can be secured. Therefore, since the capacitor 33 can be reduced in size, the acoustic wave filter 10A can be reduced in size.
  • the plurality of electrode fingers constituting the comb electrode may be formed along the propagation direction of the elastic wave and periodically formed along a direction orthogonal to the propagation direction.
  • the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 22 is smaller than the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 21. Furthermore, by satisfying Expression 1, Expression 2, and Expression 4, it is possible to achieve widening of the pass band, widening of the attenuation band on the low pass band side, and improvement of steepness in the transition region.
  • FIG. 10C is a circuit configuration diagram of an acoustic wave filter 10B according to Modification 2 of the embodiment.
  • the elastic wave filter 10B according to the present modification has the same dielectric layer thickness between the parallel arm resonators 21 to 24 as compared with the elastic wave filter 10 according to the embodiment, and the parallel arm resonator 10 21 differs in that inductive elements are connected in parallel.
  • the description of the elastic wave filter 10B according to the modified example 2 is omitted with the same points as the elastic wave filter 10 omitted, and different points are mainly described.
  • the acoustic wave filter 10B includes series arm resonators 11 to 15, parallel arm resonators 21 to 24, inductors 31, 32 and 34, and input / output terminals 110 and 120.
  • the elastic wave filter 10B satisfies all of the above formulas 1 to 4.
  • the film thickness of the dielectric layer formed between the substrate 101 and the IDT electrode and the film thickness of the protective layer formed on the IDT electrode are the same.
  • the inductor 34 is connected in parallel to the parallel arm resonator 21.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw21 of the parallel arm resonator 21 becomes larger than the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw22 of the parallel arm resonator 22, and satisfies the above Equation 3.
  • the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 21 is larger than the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 22. Furthermore, by satisfying Expression 1, Expression 2, and Expression 4, it is possible to achieve widening of the pass band, widening of the attenuation band on the low pass band side, and improvement of steepness in the transition region.
  • the film thickness of the dielectric layer is the same between the parallel arm resonators 21 to 24 as compared with the elastic wave filter 10 according to the embodiment.
  • the difference is that the comb-shaped electrode constituting the IDT electrode of the resonator 22 is a thinned-out electrode.
  • the description of the elastic wave filter 10C according to the modified example 3 is omitted with respect to the same points as the elastic wave filter 10 and different points are mainly described.
  • the acoustic wave filter 10C includes series arm resonators 11 to 15, parallel arm resonators 21 to 24, inductors 31 and 32, and input / output terminals 110 and 120.
  • the elastic wave filter 10C satisfies all of the above formulas 1 to 4.
  • the comb electrodes 200a and 200b constituting the IDT electrode 200 of the parallel arm resonator 22 have a thinned electrode structure.
  • the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw22 of the parallel arm resonator 22 becomes smaller than the effective electromechanical coupling coefficient Ksaw21 of the parallel arm resonator 21, and satisfies the above formula 3.
  • the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 22 is smaller than the resonance bandwidth of the parallel arm resonator 21. Furthermore, by satisfying Expression 1, Expression 2, and Expression 4, it is possible to achieve widening of the pass band, widening of the attenuation band on the low pass band side, and improvement of steepness in the transition region.
  • the elastic wave filter according to the present invention is not limited to a surface acoustic wave filter, and an elastic wave filter device using an elastic boundary wave composed of a series arm resonator and a parallel arm resonator or a BAW (Bulk Acoustic Wave). It may be. Also by this, the same effect as the effect which the surface acoustic wave filter concerning the above-mentioned embodiment has is produced.
  • an inductor or a capacitor may be connected between each component.
  • the inductor may include a wiring inductor formed by wiring that connects the components.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as a mobile phone as a wideband elastic wave filter having excellent attenuation characteristics on the low frequency side.

Landscapes

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Abstract

弾性波フィルタ（１０）は、入出力端子（１１０および１２０）を結ぶ経路に設けられた直列腕共振子（１２）と、直列腕共振子（１２）および入出力端子（１１０）を結ぶ経路上のノードＮ１とグランドとを結ぶ経路に設けられた並列腕共振子（２１）と、直列腕共振子（１２）および入出力端子（１２０）を結ぶ経路上のノードＮ２とグランドとを結ぶ経路に設けられた並列腕共振子（２２）とを備え、並列腕共振子（２１）の共振周波数ｆｒｐ２１は並列腕共振子（２２）の共振周波数ｆｒｐ２２よりも低く、並列腕共振子（２１）の反共振周波数ｆａｐ２１は並列腕共振子（２２）の反共振周波数ｆａｐ２２よりも高く、全ての並列腕共振子において並列腕共振子（２２）の共振周波数ｆｒｓ２２が最も高い。

Description

弾性波フィルタ装置
　本発明は、弾性波共振子を有する弾性波フィルタ装置に関する。
　従来、移動体通信機のフロントエンド部に配置される帯域通過型フィルタなどに、弾性波を使用した弾性波フィルタが広く用いられている。また、マルチモード／マルチバンドなどの複合化に対応すべく、複数の弾性波フィルタを備えた高周波フロントエンド回路が実用化されている。
　マルチバンド化に対応する弾性波フィルタとしては、今後、例えば、ＬＴＥのＢａｎｄ４１（通過帯域：２４９６－２６９０ＭＨｚ）のような広帯域かつ急峻な減衰（ＷＬＡＮ帯：２４００－２４７２ＭＨｚ）を有する特性が要求される。特許文献１には、急峻な減衰特性を有するフィルタ装置の構成が開示されている。より具体的には、ラダー型のバンドパスフィルタにおいて、複数の並列腕共振子のうち、一の並列腕共振子の実効的電気機械結合係数を他の並列腕共振子の実効的電気機械結合係数と異ならせている。これにより、フィルタ装置において、狭い帯域幅で急峻な減衰特性を得ることができるとしている。
特開２００４－３４３１６８号公報
　しかしながら、特許文献１に開示されたフィルタ装置によれば、上記一の並列腕共振子の実効的電気機械結合係数を小さくすることで、急峻な減衰特性を得ることは可能であるが、通過帯域および通過帯域近傍の減衰帯域を広帯域化することは困難である。一方、通過帯域の広帯域化および低損失化を図ると、十分な急峻性が得られない。
　そこで、本発明は、通過帯域および通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、ならびに、当該通過帯域と当該減衰帯域との間の遷移領域における高い急峻性を有する弾性波フィルタ装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、１以上の直列腕共振子および２以上の並列腕共振子で構成された弾性波フィルタ装置であって、高周波信号を入力または出力する第１入出力端子および第２入出力端子と、前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路に設けられた、弾性波共振子からなる第１直列腕共振子と、前記第１直列腕共振子および前記第１入出力端子を結ぶ経路上の第１ノードと、グランドとを結ぶ経路に設けられた第１並列腕共振子と、前記第１直列腕共振子および前記第２入出力端子を結ぶ経路上の第２ノードと、グランドとを結ぶ経路に設けられた第２並列腕共振子と、を備え、前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数よりも低く、前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数よりも高く、前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子において、前記第２並列腕共振子の共振周波数が最も高い。
　並列腕共振子の反共振点はフィルタ通過帯域内の通過特性を規定し、共振点はフィルタ通過帯域低域側の減衰特性を規定する。
　上記構成によれば、第１並列腕共振子の共振周波数と反共振周波数との差である共振帯域幅が、第２並列腕共振子の共振帯域幅よりも大きく、かつ、第１並列腕共振子の反共振周波数が第２並列腕共振子の反共振周波数よりも高い。これにより、各並列腕共振子の反共振周波数を揃えた場合と比較して、通過帯域を広帯域化できる。また、第１並列腕共振子の共振帯域幅が第２並列腕共振子の共振帯域幅よりも大きく、かつ、第１並列腕共振子の共振周波数が第２並列腕共振子の共振周波数よりも低い。これにより、各並列腕共振子の共振周波数を揃えた場合と比較して、通過帯域低域側の減衰帯域を広帯域化できる。さらに、全ての並列腕共振子において、第２並列腕共振子の共振周波数が最も高いので、通過帯域と低域側減衰帯域との間の遷移領域における急峻度は、第２並列腕共振子の共振点－反共振点特性で決定される。ここで、第２並列腕共振子の共振点－反共振点特性は、第１並列腕共振子の共振点－反共振点特性よりも急峻であるので、上記遷移領域における急峻度が向上する。
　また、前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子において、前記第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が最も小さくてもよい。
　上記構成によれば、全ての並列腕共振子において、共振帯域幅が最も狭い第２並列腕共振子の共振周波数が最も高いので、上記遷移領域において、より高い急峻性を実現できる。
　また、前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子のうち、前記第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が最も大きくてもよい。
　上記構成によれば、全ての並列腕共振子において、第１並列腕共振子の共振帯域幅が最も広いので、より広帯域の通過帯域、および、より広帯域の低域側減衰帯域を実現できる。
　また、本発明の一態様に係る弾性波フィルタ装置は、前記１以上の直列腕共振子および前記２以上の並列腕共振子は、それぞれ、弾性表面波共振子であってもよい。
　これにより、ラダー型の弾性表面波フィルタが構成されるので、フィルタ通過特性の低損失化および小型化を達成できる。
　また、前記第１並列腕共振子および前記第２並列腕共振子のそれぞれは、圧電体およびＩＤＴ電極を少なくとも有し、さらに、前記第２並列腕共振子は、前記圧電体および前記ＩＤＴ電極の間に形成された、実効的電気機械結合係数を調整する第２誘電体層を有し、前記第１並列腕共振子の前記圧電体と前記ＩＤＴ電極との間には実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、または、前記第１並列腕共振子の前記圧電体と前記ＩＤＴ電極との間に形成される実効的電気機械結合係数を調整する第１誘電体層は、前記第２誘電体層より薄くてもよい。
　圧電体およびＩＤＴ電極の間に形成された誘電体層、または、ＩＤＴ電極を覆うように形成された誘電体層を有する上記構成によれば、第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数よりも小さくなる。これにより、第１並列腕共振子の共振帯域幅が第２並列腕共振子の共振帯域幅よりも大きくなる。よって、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　また、上記誘電体層の形成により実効的電気機械結合係数を調整する場合、上記誘電体層が形成されていない構造と比較して、周波数温度特性（ＴＣＦ）が小さくなる。つまり、第２並列腕共振子のほうが、第１並列腕共振子よりも周波数温度特性（ＴＣＦ）が小さい。特に、高周波信号が印加された場合には各共振子の温度が上昇するため、高温時におけるフィルタ特性の劣化を抑制することが重要となる。高温時において、通過帯域内の低域端は通過帯域幅が広くなる方向にシフトするが、通過帯域低域側の上記遷移領域の減衰帯域は狭くなる方向にシフトする。ここで、上記遷移領域における急峻度は、第２並列腕共振子で規定されるので、高温時における通過帯域低域端の（低周波への）温度シフト量よりも、上記遷移領域における（低周波への）温度シフト量のほうが小さい。これより、高温時における上記遷移領域の急峻度は、室温での急峻度に対して劣化しない。よって、室温に比べて高温時の通過特性を劣化させず、上記遷移領域における減衰特性の劣化を抑制することが可能となる。
　また、さらに、前記第２並列腕共振子に並列接続されたキャパシタを備えてもよい。
　これによれば、第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数よりも小さくなる。これにより、第２並列腕共振子の共振帯域幅が第１並列腕共振子の共振帯域幅よりも小さくなる。よって、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　また、前記キャパシタは、圧電体上に形成された櫛歯電極を有し、前記圧電体と前記櫛歯電極との間には、実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていなくてもよい。
　これによれば、キャパシタと圧電体との間に誘電体層がないことで、キャパシタの単位面積当たりの容量値を大きく確保できる。よって、キャパシタを小型化できるので、弾性波フィルタ装置を小型化できる。
　また、さらに、前記第１並列腕共振子に並列接続されたインダクタを備えてもよい。
　これによれば、第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数よりも大きくなる。これにより、第１並列腕共振子の共振帯域幅が第２並列腕共振子の共振帯域幅よりも大きくなる。よって、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　また、前記第２並列腕共振子は、圧電体およびＩＤＴ電極を有し、前記ＩＤＴ電極を構成する櫛型電極は、間引き電極であってもよい。
　これによれば、第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数よりも小さくなる。これにより、第２並列腕共振子の共振帯域幅が第１並列腕共振子の共振帯域幅よりも小さくなる。よって、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　本発明によれば、通過帯域および通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、ならびに、当該通過帯域と当該減衰帯域との間の遷移領域の高い急峻性を有する弾性波フィルタ装置を提供することが可能となる。
図１は、実施の形態に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図２は、一般的なラダー型のフィルタ回路の動作原理を説明する図である。 図３は、実施の形態に係る弾性波フィルタの通過特性および共振特性の概略を説明する図である。 図４は、実施の形態に係る弾性波フィルタの電極構成を表す平面図および断面図である。 図５は、実施の形態におけるＩＤＴ電極およびその周囲の構造の断面図である。 図６は、実施の形態に係る弾性波フィルタの通過特性および共振特性を表すグラフである。 図７は、実施の形態および比較例１に係る弾性波フィルタの通過特性および電圧定在波比を比較したグラフである。 図８は、実施の形態および比較例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。 図９は、通過帯域低域側および高域側における温度特性を比較したグラフである。 図１０Ａは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタの回路構成図である。 図１０Ｂは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタの一部の電極レイアウトを示す平面図および櫛歯容量の電極断面図である。 図１０Ｃは、実施の形態の変形例２に係る弾性波フィルタの回路構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施例および図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。
　（実施の形態）
　［１．　弾性波フィルタの回路構成］
　図１は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の回路構成図である。弾性波フィルタ１０は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される、弾性波フィルタ装置である。弾性波フィルタ１０は、例えば、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）に対応する携帯電話等のフロントエンド部に設けられ、３ＧＰＰ（Ｔｈｉｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ）にて規格されたＢａｎｄ（周波数帯域）の高周波信号をフィルタリングする。この弾性波フィルタ１０は、弾性波共振子を用いて高周波信号をフィルタリングする弾性波フィルタ装置である。
　同図に示すように、弾性波フィルタ１０は、直列腕共振子１１、１２、１３、１４および１５と、並列腕共振子２１、２２、２３および２４と、インダクタ３１および３２と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。
　直列腕共振子１１～１５は、それぞれ、入出力端子１１０と１２０とを結ぶ経路に設けられた、弾性波共振子からなる直列腕共振子である。この中で、直列腕共振子１２は、上記経路に設けられた第１直列腕共振子である。
　並列腕共振子２１～２４は、入出力端子１１０、直列腕共振子１１～１５、および入出力端子１２０を接続する各ノードとグランドとの間に設けられた、弾性波共振子からなる並列腕共振子である。この中で、並列腕共振子２１は、入出力端子１１０および直列腕共振子１２を結ぶ経路上のノードＮ１（第１ノード）と、グランドとを結ぶ経路に設けられた第１並列腕共振子である。また、並列腕共振子２２は、入出力端子１２０および直列腕共振子１２を結ぶ経路上のノードＮ２（第２ノード）と、グランドとを結ぶ経路に設けられた第２並列腕共振子である。
　インダクタ３１および３２は、それぞれ、入出力端子１１０および１２０に接続される外部回路とのインピーダンス整合をとるための整合用素子である。なお、インダクタ３１および３２はなくてもよい。
　ここで、本実施の形態に係る弾性波フィルタは、第１並列腕共振子の共振周波数は、第２並列腕共振子の共振周波数よりも低い。また、第１並列腕共振子の反共振周波数は、第２並列腕共振子の反共振周波数よりも高い。さらに、弾性波フィルタを構成する全ての並列腕共振子において、第２並列腕共振子の共振周波数が最も高い。
　より具体的には、図１に示された弾性波フィルタ１０において、並列腕共振子２１、２３および２４の共振周波数ｆｒｐ２１、ｆｒｐ２３およびｆｒｐ２４は、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２よりも低い。また、並列腕共振子２１の反共振周波数ｆａｐ２１は、並列腕共振子２２の反共振周波数ｆａｐ２２よりも高い。
　なお、本発明に係る弾性波フィルタは、上記弾性波フィルタ１０の回路構成に限定されない。例えば、並列腕共振子の数は４つでなくてもよく、２以上であればよい。また、上記のような共振特性を有する第１並列腕共振子（図１では並列腕共振子２１）は、直列腕共振子１１と１２との間のノードに接続されることに限定されず、入出力端子１１０および１２０を結ぶ経路上の他のノードに接続されていてもよい。また、第２並列腕共振子（図１では並列腕共振子２２）は、直列腕共振子１２と１３との間のノードに接続されることに限定されず、当該経路上の他のノードであって第１並列腕共振子が接続されないノードに接続されていてもよい。さらに、第１並列腕共振子および第２並列腕共振子は、１つの直列腕共振子のみを挟んで配置されていなくてもよい。第１並列腕共振子と第２並列腕共振子との間には２以上の直列腕共振子が配置されていてもよい。つまり、第１並列腕共振子および第２並列腕共振子、およびその他の並列腕共振子の配置関係は任意である。
　また、本発明に係る弾性波フィルタにおいて、各直列腕共振子および各並列腕共振子のそれぞれは、直列分割された２以上の弾性波共振子で構成されていてもよい。この場合には、直列分割された２以上の弾性波共振子を、１つの直列腕共振子または１つの並列腕共振子とみなして、後述する式１～式４の関係を満たすよう構成される。
　また、本発明に係る弾性波フィルタは、ラダー型で構成された直列腕共振子および並列腕共振子の他に、縦結合型共振器を備えていてもよい。
　上記のような並列腕共振子における共振特性を有する弾性波フィルタ１０の作用および効果について、以下、詳細に説明する。
　［２．　ラダー型フィルタの動作原理］
　まず、図１のような直列腕共振子および並列腕共振子で構成されたラダー型フィルタの基本的動作原理について説明する。
　図２は、一般的なラダー型の弾性波フィルタの動作原理を説明する図である。図２に示された弾性波フィルタは、１つの直列腕共振子ｓ１および１つの並列腕共振子ｐ１で構成された基本的なラダー型フィルタである。図２に示すように、並列腕共振子ｐ１は、共振特性において共振周波数ｆｒｐおよび反共振周波数ｆａｐ（＞ｆｒｐ）を有している。また、直列腕共振子ｓ１は、共振特性において共振周波数ｆｒｓおよび反共振周波数ｆａｓ（＞ｆｒｓ＞ｆｒｐ）を有している。
　ラダー型の共振子によりバンドパスフィルタを構成するにあたり、並列腕共振子ｐ１の反共振周波数ｆａｐと直列腕共振子ｓ１の共振周波数ｆｒｓとを近接させる。これにより、並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが０に近づく共振周波数ｆｒｐ近傍は、低域側阻止域となる。また、これより周波数が増加すると、反共振周波数ｆａｐ近傍で並列腕共振子ｐ１のインピーダンスが高くなり、かつ、共振周波数ｆｒｓ近傍で直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが０に近づく。これにより、反共振周波数ｆａｐ～共振周波数ｆｒｓの近傍では、入出力端子１１０から１２０への信号経路において信号通過域となる。さらに、周波数が高くなり、反共振周波数ｆａｓ近傍になると、直列腕共振子ｓ１のインピーダンスが高くなり、高周波側阻止域となる。
　なお、並列腕共振子および直列腕共振子で構成される共振段の段数は、要求仕様に応じて、適宜最適化される。一般的に、複数の共振段で弾性波フィルタが構成される場合には、複数の並列腕共振子の反共振周波数ｆａｐを略一致させ、複数の直列腕共振子の反共振周波数ｆａｓを略一致させる。
　［３．　実施の形態に係る弾性波フィルタの作用効果］
　図３は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の通過特性および共振特性の概略を説明する図である。より具体的には、図３には、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０を構成する並列腕共振子２１（第１並列腕共振子）および並列腕共振子２２（第２並列腕共振子）の共振特性、および、弾性波フィルタ１０の通過特性の概略波形が示されている。
　図３に示すように、並列腕共振子２１および２２の共振特性は、式１および式２の関係を満たす。
　　ｆｒｐ２１＜ｆｒｐ２２　　　（式１）
　　ｆａｐ２１＞ｆａｐ２２　　　（式２）
　また、式１および式２より、並列腕共振子２１の共振周波数および反共振周波数の周波数差である共振帯域幅は、並列腕共振子２２の共振帯域幅よりも大きい。つまり、並列腕共振子２１の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２１と並列腕共振子２２の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２２とは、式３の関係を満たす。
　　Ｋｓａｗ２１＞Ｋｓａｗ２２　　　（式３）
　図２に示されたように、ラダー型フィルタの基本動作原理に従い、弾性波フィルタを構成する複数の並列腕共振子の共振周波数を揃えた場合、通過帯域低域側近傍の減衰極の減衰量を大きく確保できるが、当該減衰極よりも低周波側において跳ね返りが大きく、十分な減衰帯域幅および減衰量が得られない。
　これに対して、本実施の形態に係る弾性波フィルタによれば、式１のように、並列腕共振子２１の共振周波数ｆｒｐ２１が、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２よりも低く設定されている。このため、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２で規定される通過帯域低域側近傍の減衰極のほか、当該減衰極よりも低周波側において並列腕共振子２１の共振周波数ｆｒｐ２１で規定される減衰極が生成される。これにより、各並列腕共振子の共振周波数を揃えた場合と比較して、通過帯域低域側の減衰帯域を広帯域化できる。
　また、式２に示すように、並列腕共振子２１の反共振周波数ｆａｐ１が並列腕共振子２２の反共振周波数ｆａｐ２より高く設定されている。これにより、各並列腕共振子の反共振周波数を揃えた場合と比較して、並列腕共振子の反共振周波数と直列腕共振子の共振周波数とで規定される通過帯域を広帯域化できる。
　さらに、式４に示すように、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２が、その他の並列腕共振子の共振周波数よりも高く設定されている。
　ｆｒｐ２２＞ｆｒｐ２１、ｆｒｐ２３、ｆｒｐ２４　　　（式４）
　上記式４および式２の関係より、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０では、通過帯域と低域側減衰帯域との間の遷移領域における急峻度は、並列腕共振子２２により規定される。図２に示されるような一般的なラダー型の構成においては、上記遷移領域における急峻度は、並列腕共振子の共振帯域幅が小さいほど高い。ここで、式３により、並列腕共振子２２の共振帯域幅は、並列腕共振子２１の共振帯域幅よりも狭いので、上記遷移領域における急峻度が向上する。
　なお、弾性波フィルタ１０を構成する全ての並列腕共振子２１～２４において、並列腕共振子２２の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２２が最も小さいことが好ましい。これによれば、全ての並列腕共振子２１～２４において、共振帯域幅が最も狭い並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２が最も高いので、上記遷移領域において、より高い急峻性を実現できる。
　また、弾性波フィルタ１０を構成する全ての並列腕共振子２１～２４において、並列腕共振子２１の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２１が最も大きいことが好ましい。これによれば、全ての並列腕共振子２１～２４において、並列腕共振子２１の共振帯域幅が最も広いので、より広帯域の通過帯域、および、より広帯域の低域側減衰帯域を実現できる。
　［４．　弾性波フィルタの電極構成］
　次に、弾性波フィルタを構成する弾性波共振子の構造について説明する。特に、複数の並列腕共振子で実効的電気機械結合係数を異ならせることで共振帯域幅を異ならせるための具体的構造について説明する。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０を構成する直列腕共振子１１～１５、および、並列腕共振子２１～２４は、弾性表面波共振子である。これにより、ラダー型の弾性表面波フィルタが構成されるので、フィルタ通過特性の低損失化および小型化を達成できる。
　図４は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の電極構成を表す平面図および断面図である。図５は、実施の形態におけるＩＤＴ（ＩｎｔｅｒＤｉｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ）電極およびその周囲の構造の断面図である。図４および図５には、弾性波フィルタ１０を構成する各共振子のうち、並列腕共振子２２の構造を表す平面摸式図及び断面模式図が例示されている。また、図４に示された並列腕共振子２２は、弾性波フィルタ１０を構成する複数の弾性波共振子の典型的な構造を説明するためのものであって、電極を構成する電極指の本数や長さなどは、これに限定されない。
　並列腕共振子２２は、図５に示すように、基板１０１と、誘電体層１０２と、ＩＤＴ電極２００と、保護層１０３および１０４と、を有する。
　基板１０１は、例えば、－１１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３圧電単結晶からなる。なお、基板１０１は、少なくとも一部に圧電性を有する基板であればよい。例えば、表面に圧電薄膜（圧電体）を備え、当該圧電薄膜と音速の異なる膜、および支持基板などの積層体で構成されていてもよい。また、基板１０１は、基板全体に圧電性を有していても良い。この場合、基板１０１は、圧電体層一層からなる圧電基板である。
　ＩＤＴ電極２００は、図４に示すように、互いに対向する一対の櫛型電極２００ａおよび２００ｂで構成されている。櫛型電極２００ａおよび２００ｂは、それぞれ、互いに平行な複数の電極指と、当該複数の電極指を接続するバスバー電極とで構成されている。上記複数の電極指は、伝搬方向と直交する方向に沿って形成されている。ＩＤＴ電極２００の両側には、反射器２１０が設けられている。なお、反射器２１０は重み付けによって構成されていても良く、また、反射器２１０が設けられていなくてもよい。
　また、ＩＤＴ電極２００は、図５に示すように、基板１０１側から順に、例えば、ＮｉＣｒからなる金属膜２１１、Ｐｔからなる金属膜２１２、Ｔｉからなる金属膜２１３、Ａｌからなる金属膜２１４、および、Ｔｉからなる金属膜２１５が積層されることによって形成されている。
　保護層１０３および１０４は、ＩＤＴ電極２００を外部環境から保護するとともに、周波数温度特性を調整する、および、耐湿性を高めるなどを目的とする第４誘電体層である。保護層１０３は、例えば、ＳｉＯ２からなり、保護層１０４は、例えば、ＳｉＮからなる。
　誘電体層１０２は、基板１０１およびＩＤＴ電極２００の間に形成された、電気機械結合係数および周波数温度特性を調整する第２誘電体層である。誘電体層１０２は、例えば、ＳｉＯ２からなる。
　Ｐｔからなる金属膜２１２は、積層体を構成する複数の金属膜２１１～２１５のうち最も高密度の金属膜である。また、金属膜２１１、２１３、２１４および２１５は、最も高密度の金属膜２１２以外の金属膜を構成する。
　なお、図５に示されたＩＤＴ２００の構成は一例であり、これらに限らない。ＩＤＴ２００は、金属膜の積層構造でなく、金属膜の単層であってもよい。また、各金属膜および各保護層を構成する材料は、上述した材料に限定されない。また、ＩＤＴ２００は、例えば、Ｔｉ、Ａｌ、Ｃｕ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｐｄなどの金属または合金から構成されてもよく、上記の金属または合金から構成される複数の積層体から構成されてもよい。また、基板１０１は、例えば、ＬｉＴａＯ３圧電単結晶、ＫＮｂＯ３圧電単結晶、水晶、または圧電セラミックスからなってもかまわない。また、保護層１０３、１０４、および誘電体層１０２の構成は、上述の構成に限らず、例えば、ＳｉＯ２、ＳｉＮ、ＡｌＮ、ポリイミド、もしくはこれらの積層体などの誘電体もしくは絶縁体で構成されてもかまわない。また、保護層１０３および１０４は、形成されていなくてもよい。
　上記構成において、誘電体層１０２が薄いほど実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが大きく、誘電体層１０２が厚いほど実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが小さくなる。なお、基板１０１とＩＤＴ電極との間に、誘電体層１０２が形成されていない場合が、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが最も大きくなる。
　また、上記構成において、保護層１０３および１０４が薄いほど実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが大きく、保護層１０３および１０４が厚いほど実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが小さくなる。なお、ＩＤＴ電極上に、保護層１０３および１０４が形成されていない場合が、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗが最も大きくなる。
　本実施の形態において、並列腕共振子２２（第２並列腕共振子）は、上記の第２誘電体層（誘電体層１０２）を有している。一方、並列腕共振子２１（第１並列腕共振子）の基板１０１とＩＤＴ電極との間には、実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、または、並列腕共振子２１（第１並列腕共振子）の基板１０１とＩＤＴ電極との間に形成される、実効的電気機械結合係数を調整する第１誘電体層は、上記第２誘電体層よりも薄い。これにより、上記式３が成立する。
　なお、本実施の形態では、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗを調整する手法として、基板１０１とＩＤＴ電極との間に形成される誘電体層１０２の膜厚を調整しているが、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗの調整手法はこれに限られない。
　実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗの調整手法として、保護層１０３および１０４の膜厚を調整してもよい。
　すなわち、並列腕共振子２２（第２並列腕共振子）は、第４誘電体層（保護層１０３および１０４）を有している。一方、並列腕共振子２１（第１並列腕共振子）のＩＤＴ電極上には実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、または、並列腕共振子２１（第１並列腕共振子）のＩＤＴ電極上に形成される、実効的電気機械結合係数を調整する第３誘電体層は、上記第４誘電体層よりも薄い。これにより、上記式３が成立する。なお、保護層１０３および１０４で構成される誘電体層の膜厚とは、基板１０１の表面から保護層１０４の表面までの距離と定義される。
　なお、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗを調整する手法として、誘電体層１０２の膜厚調整、および、保護層１０３および１０４の膜厚調整の双方が実施されてもよい。
　［５．　弾性波フィルタの通過特性および減衰特性］
　図６は、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の通過特性および共振特性を表すグラフである。図６の上段には本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の通過特性（および減衰特性）が示され、中段には並列腕共振子２１～２４の共振特性が示され、下段には直列腕共振子１１～１５の共振特性が示されている。
　実施の形態に係る弾性波フィルタ１０は、ＬＴＥのＢａｎｄ４１用のバンドパスフィルタに適用される。より具体的には、通過帯域を２４９６－２６９０ＭＨｚとし、減衰帯域をＷＬＡＮの帯域である２４００－２４７２ＭＨｚとしている。これによれば、比帯域が約７．８％となるため、他のバンドと比較して電気機械結合係数が大きい弾性表面波フィルタが好ましい。このため、電気機械結合係数が大きく確保できる－１１°ＹカットＸ伝搬ＬｉＮｂＯ３のラブ波を利用した弾性波フィルタ１０を設計した。
　また、表１に、弾性波フィルタ１０を構成する各弾性波共振子の共振パラメータを示す。表１には、各弾性波共振子の共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａ、ならびに、共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａから導出される実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ（の自乗）が示されている。ここで、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗは、共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａにより、以下の式５で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、式５において、Δｆは共振帯域幅（ｆａ－ｆｒ）である。
　表１および図６の中段のグラフに示すように、並列腕共振子２１～２４は、上記式１～式４の関係を満たしている。なお、上記式１～式４の関係を満足させるため、並列腕共振子２１では基板１０１とＩＤＴ電極との間に誘電体層は形成されていない。一方、並列腕共振子２２～２４では、基板１０１とＩＤＴ電極との間に第２誘電体層を形成している。
　なお、表１および図６の下段のグラフに示すように、直列腕共振子１１～１５は、上記式１～式４の関係を同時に満たす関係とはなっておらず、実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗはほぼ同じ値である。また、共振周波数ｆｒおよび反共振周波数ｆａは、それぞれ、高い方から順に、直列腕共振子１５、１１、１２、１３、１４となっている。
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０によれば、式１および図６中段のグラフのように、並列腕共振子２１の共振周波数ｆｒｐ２１が、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２よりも低く設定されている。このため、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２で規定される通過帯域低域側近傍の減衰点Ａのほか、当該減衰点より低周波側において並列腕共振子２１の共振周波数ｆｒｐ２１で規定される減衰極Ｂが生成される。これにより、各並列腕共振子の共振周波数を揃えた場合と比較して、通過帯域低域側の減衰帯域を広帯域化できる。
　また、式２および図６中段のグラフのように、並列腕共振子２１の反共振周波数ｆａｐ１が並列腕共振子２２の反共振周波数ｆａｐ２より高く設定されている。これにより、各並列腕共振子の反共振周波数を揃えた場合と比較して、並列腕共振子の反共振周波数と直列腕共振子の共振周波数とで規定される通過帯域を広帯域化できる。
　さらに、式４および図６中段のグラフのように、並列腕共振子２２の共振周波数ｆｒｐ２２が、その他の並列腕共振子の共振周波数よりも高く設定されている。これにより、通過帯域と低域側減衰帯域との間の遷移領域における急峻度が向上する。
　［６．　比較例１に係る弾性波フィルタとの特性比較］
　図７は、実施の形態および比較例１に係る弾性波フィルタの通過特性および電圧定在波比を比較したグラフである。比較例１に係る弾性波フィルタは、上記式１～式４のうち、式２を満たしておらず、ｆａｐ２１＝ｆａｐ２２となっている。
　図７の（ａ）に示すように、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、比較例１に係る弾性波フィルタでは通過帯域内のリップルが悪化している。また、図７の（ｂ）に示すように、不整合損を除去した帯域内通過特性では、実施の形態および比較例１は同等の挿入損失であるように見える。しかしながら、図７の（ｃ）および（ｄ）に示すように、比較例１に係る弾性波フィルタでは、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、低域側通過帯域において電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が悪化している。ＶＳＷＲと帯域幅とは、トレードオフの関係にあるため、比較例１におけるＶＳＷＲを、上記遷移領域における急峻性および減衰帯域幅を維持したまま最適化すると、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と同等の帯域幅を確保できない。
　［７．　比較例２に係る弾性波フィルタとの特性比較］
　図８は、実施の形態および比較例２に係る弾性波フィルタの通過特性を比較したグラフである。比較例２に係る弾性波フィルタは、上記式１～式４のうち、式１および式４を満たしておらず、ｆｒｐ２１＝ｆｒｐ２２となっている。
　図８に示すように、比較例２に係る弾性波フィルタでは、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、ｆｒｐ２１＝ｆｒｐ２２としている。このため、通過帯域低域側近傍の減衰帯域（ＢＷＡＴＴ２）が、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０の当該減衰帯域（ＢＷＡＴＴ１）よりも狭くなっており、ＷＬＡＮの通過帯域における減衰量を確保できない。
　［８．　弾性波フィルタの周波数温度特性］
　次に、本発明に係る弾性波フィルタが、通過帯域と通過帯域低域側の減衰帯域との遷移領域における急峻性を向上させるのに効果的であることを説明する。
　図９は、通過帯域低域側および高域側における温度特性を比較したグラフである。同図には、ラダー型の弾性表面波フィルタの通過特性（図９中央下）、通過帯域低域側の通過特性（図９左上）、および、通過帯域高域側の通過特性（図９右上）が表されている。
　一般的に、弾性表面波共振子で構成された弾性波フィルタの場合、温度変化とともに通過特性における周波数が変動する。常温よりも低温になると、通過特性は高周波側へシフトし、常温よりも高温になると、通過特性は低周波側へシフトする。
　弾性表面波共振子において、基板１０１とＩＤＴ電極との間の誘電体層の形成により実効的電気機械結合係数を調整する場合、当該誘電体層が形成されていない構造と比較して、温度変化による周波数シフトが抑制される。言い換えると、上記誘電体層が厚いほど、周波数温度特性（ＴＣＦ）が小さくなる。つまり、本実施の形態では、並列腕共振子２２のほうが、並列腕共振子２１よりも、周波数温度特性（ＴＣＦ）が小さくなる。
　特に、高周波信号が印加された場合には各共振子の温度が上昇するため、高温時におけるフィルタ特性の劣化を抑制することが重要となる。ここで、高温時における通過帯域内の低域端では通過帯域幅が広くなる方向にシフトする。一方、高温時における通過帯域低域側の上記遷移領域では減衰帯域が狭くなる方向にシフトする。よって、高温時において、フィルタ特性を劣化させる要因となるのは、通過帯域低域側の上記遷移領域における周波数シフトである。本実施の形態において、高温時における通過帯域内の低域端における温度シフト量（ΔｆＬＢＮＤ）は、弾性波フィルタ１０を構成する全ての並列腕共振子２１～２４の周波数温度特性で決定される。これに対して、高温時における通過帯域低域側の上記遷移領域における温度シフト量（ΔｆＬＡＴＴ）は、並列腕共振子２２の周波数温度特性で決定される。よって、温度シフト量（ΔｆＬＡＴＴ）は温度シフト量（ΔｆＬＢＮＤ）よりも小さくなる。これより、高温時における上記遷移領域の急峻度は、図９（左上）に示すように、室温での急峻度よりも劣化しない。つまり、高温時の通過帯域低域端における通過特性を劣化させず、上記遷移領域における減衰特性の劣化を抑制できる。
　一方、通過帯域高域側における遷移領域の急峻度を向上させるべく、比較例に係る弾性波フィルタとして、複数の直列腕共振子を、以下の式６から式１０を満たすように設定することが考えられる。
　ｆａｓ１１（直列腕共振子１１の反共振周波数）＞ｆａｓ１２（直列腕共振子１２の反共振周波数）　　　（式６）
　ｆｒｓ１１（直列腕共振子１１の共振周波数）＜ｆｒｓ１２（直列腕共振子１２の共振周波数）　　　（式７）
　Ｋｓａｗ１１（直列腕共振子１１のＫｓａｗ）＞Ｋｓａｗ２（直列腕共振子１２のＫｓａｗ）　　　（式８）
　ｆａｓ１２＜ｆａｓ１１、ｆａｓ１３、ｆａｓ１４、ｆａｓ１５　　　（式９）
　直列腕共振子１２の誘電体層の膜厚＞直列腕共振子１１の誘電体層の膜厚　　（式１０）
　上記比較例に係る弾性波フィルタにおいて、高温時における通過帯域内の高域端では通過帯域幅が狭くなる方向にシフトする。一方、高温時における通過帯域高域側の遷移領域では減衰帯域が広くなる方向にシフトする。よって、高温時において、フィルタ特性を劣化させる要因となるのは、通過帯域内の高域端における周波数シフトである。本比較例において、高温時における通過帯域内の高域端における温度シフト量（ΔｆＨＢＮＤ）は、弾性波フィルタを構成する全ての直列腕共振子１１～１５の周波数温度特性で決定される。これに対して、高温時における通過帯域高域側の遷移領域における温度シフト量（ΔｆＨＡＴＴ）は、直列腕共振子１２の周波数温度特性で決定される。よって、温度シフト量（ΔｆＨＡＴＴ）は温度シフト量（ΔｆＨＢＮＤ）よりも小さくなる。これより、高温時における上記遷移領域の急峻度は、図９（右上）に示すように、室温での急峻度と比較して劣化する。よって、上記比較例に係る弾性波フィルタでは、高温時における通過帯域内の高域端における通過特性を劣化させる。
　以上のように、本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０によれば、複数の並列腕共振子を式１～式４を満たすように構成することで、高周波信号印加時である高温時において、通過帯域内の通過特性、および、低域側の遷移領域における減衰特性の劣化を抑制することが可能となる。
　［９．　変形例に係る弾性波フィルタの構成］
　本実施の形態に係る弾性波フィルタ１０において、並列腕共振子２１～２４の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗを調整する手法として、基板１０１とＩＤＴ電極との間の誘電体層、または、ＩＤＴ電極上の保護層の膜厚を調整することを説明した。本変形例では、その他の手法を用いた実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗの調整について説明する。
　図１０Ａは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの回路構成図である。本変形例に係る弾性波フィルタ１０Ａは、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、並列腕共振子２１～２４の間で誘電体層の膜厚は同一であり、並列腕共振子２２に容量素子が並列接続されている点が異なる。以下、変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ａについて、弾性波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　弾性波フィルタ１０Ａは、直列腕共振子１１～１５と、並列腕共振子２１～２４と、インダクタ３１および３２と、キャパシタ３３と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。弾性波フィルタ１０Ａは、上記式１～式４の全てを満たしている。
　並列腕共振子２１～２４において、基板１０１とＩＤＴ電極との間に形成される誘電体層の膜厚、および、ＩＤＴ電極上に形成される保護層の膜厚は同じである。
　キャパシタ３３は、並列腕共振子２２に並列接続されている。これにより、並列腕共振子２２の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２２は、並列腕共振子２１の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２１よりも小さくなり、上記式３を満たす。
　なお、キャパシタ３３は、櫛歯電極で構成されていてもよい。
　図１０Ｂは、実施の形態の変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ａの一部の電極レイアウトを示す平面図およびキャパシタ３３の電極断面図である。同図に示すように、キャパシタ３３は、基板１０１（圧電体）上に形成された櫛歯電極を有し、基板１０１と櫛歯電極との間には、実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていなくてもよい。ＳｉＯ２などで構成される誘電体層の誘電率は、基板１０１（圧電体）の誘電率よりも小さい。この構成によれば、キャパシタ３３と基板１０１（圧電体）との間に誘電体層がないことで、キャパシタ３３の単位面積当たりの容量値を大きく確保できる。よって、キャパシタ３３を小型化できるので、弾性波フィルタ１０Ａを小型化できる。
　なお、上記櫛歯電極を構成する複数の電極指は、弾性波の伝搬方向に沿って形成され、当該伝搬方向と直交する方向に沿って周期的に形成されていてもよい。
　変形例１に係る弾性波フィルタ１０Ａによれば、並列腕共振子２２の共振帯域幅が並列腕共振子２１の共振帯域幅よりも小さくなる。さらに、式１、式２および式４を満たすことにより、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　図１０Ｃは、実施の形態の変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂの回路構成図である。本変形例に係る弾性波フィルタ１０Ｂは、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、並列腕共振子２１～２４の間で誘電体層の膜厚は同一であり、並列腕共振子２１に誘導素子が並列接続されている点が異なる。以下、変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂについて、弾性波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　弾性波フィルタ１０Ｂは、直列腕共振子１１～１５と、並列腕共振子２１～２４と、インダクタ３１、３２および３４と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。弾性波フィルタ１０Ｂは、上記式１～式４の全てを満たしている。
　並列腕共振子２１～２４において、基板１０１とＩＤＴ電極との間に形成される誘電体層の膜厚、および、ＩＤＴ電極上に形成される保護層の膜厚は同じである。
　インダクタ３４は、並列腕共振子２１に並列接続されている。これにより、並列腕共振子２１の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２１は、並列腕共振子２２の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２２よりも大きくなり、上記式３を満たす。
　変形例２に係る弾性波フィルタ１０Ｂによれば、並列腕共振子２１の共振帯域幅が並列腕共振子２２の共振帯域幅よりも大きくなる。さらに、式１、式２および式４を満たすことにより、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　さらに、変形例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃは、実施の形態に係る弾性波フィルタ１０と比較して、並列腕共振子２１～２４の間で誘電体層の膜厚は同一であり、並列腕共振子２２のＩＤＴ電極を構成する櫛型電極が、間引き電極となっている点が異なる。以下、変形例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃについて、弾性波フィルタ１０と同じ点は説明を省略し、異なる点を中心に説明する。
　弾性波フィルタ１０Ｃは、直列腕共振子１１～１５と、並列腕共振子２１～２４と、インダクタ３１および３２と、入出力端子１１０および１２０と、を備える。弾性波フィルタ１０Ｃは、上記式１～式４の全てを満たしている。
　並列腕共振子２２のＩＤＴ電極２００を構成する櫛型電極２００ａおよび２００ｂは、間引き電極構造を有している。これにより、並列腕共振子２２の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２２は、並列腕共振子２１の実効的電気機械結合係数Ｋｓａｗ２１よりも小さくなり、上記式３を満たす。
　変形例３に係る弾性波フィルタ１０Ｃによれば、並列腕共振子２２の共振帯域幅が並列腕共振子２１の共振帯域幅よりも小さくなる。さらに、式１、式２および式４を満たすことにより、通過帯域の広帯域化、通過帯域低域側の減衰帯域の広帯域化、および、上記遷移領域における急峻度の向上を達成できる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係る弾性波フィルタについて、実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る弾性波フィルタも本発明に含まれる。
　例えば、本発明に係る弾性波フィルタは、弾性表面波フィルタに限定されず、直列腕共振子および並列腕共振子で構成される弾性境界波やＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ装置であってもよい。これによっても、上記実施の形態に係る弾性表面波フィルタが有する効果と同様の効果が奏される。
　また、例えば、弾性波フィルタにおいて、各構成要素の間に、インダクタやキャパシタが接続されていてもかまわない。なお、当該インダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　本発明は、低周波側の減衰特性に優れた広帯域の弾性波フィルタとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ　　弾性波フィルタ
　１１、１２、１３、１４、１５　　直列腕共振子
　２１、２２、２３、２４　　並列腕共振子
　３１、３２、３４　　インダクタ
　３３　　キャパシタ
　１０１　　基板
　１０２　　誘電体層
　１０３、１０４　　保護層
　１１０、１２０　　入出力端子
　２００　　ＩＤＴ電極
　２００ａ、２００ｂ　　櫛型電極
　２１０　　反射器
　２１１、２１２、２１３、２１４、２１５　　金属膜

Claims (10)

  1. 　１以上の直列腕共振子および２以上の並列腕共振子で構成された弾性波フィルタ装置であって、
    　高周波信号を入力または出力する第１入出力端子および第２入出力端子と、
    　前記第１入出力端子と前記第２入出力端子とを結ぶ経路に設けられた、弾性波共振子からなる第１直列腕共振子と、
    　前記第１直列腕共振子および前記第１入出力端子を結ぶ経路上の第１ノードと、グランドとを結ぶ経路に設けられた第１並列腕共振子と、
    　前記第１直列腕共振子および前記第２入出力端子を結ぶ経路上の第２ノードと、グランドとを結ぶ経路に設けられた第２並列腕共振子と、を備え、
    　前記第１並列腕共振子の共振周波数は、前記第２並列腕共振子の共振周波数よりも低く、
    　前記第１並列腕共振子の反共振周波数は、前記第２並列腕共振子の反共振周波数よりも高く、
    　前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子において、前記第２並列腕共振子の共振周波数が最も高い、
    　弾性波フィルタ装置。
  2. 　前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子において、前記第２並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が最も小さい、
    　請求項１に記載の弾性波フィルタ装置。
  3. 　前記弾性波フィルタ装置を構成する全ての並列腕共振子のうち、前記第１並列腕共振子の実効的電気機械結合係数が最も大きい、
    　請求項１または２に記載の弾性波フィルタ装置。
  4. 　前記１以上の直列腕共振子および前記２以上の並列腕共振子は、それぞれ、弾性表面波共振子である、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  5. 　前記第１並列腕共振子および前記第２並列腕共振子のそれぞれは、圧電体およびＩＤＴ電極を少なくとも有し、
    　さらに、前記第２並列腕共振子は、前記圧電体および前記ＩＤＴ電極の間に形成された、実効的電気機械結合係数を調整する第２誘電体層を有し、
    　前記第１並列腕共振子の前記圧電体と前記ＩＤＴ電極との間には実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、または、前記第１並列腕共振子の前記圧電体と前記ＩＤＴ電極との間に形成される実効的電気機械結合係数を調整する第１誘電体層は、前記第２誘電体層よりも薄い、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  6. 　前記第１並列腕共振子および前記第２並列腕共振子のそれぞれは、圧電体およびＩＤＴ電極を少なくとも有し、
    　さらに、前記第２並列腕共振子は、前記ＩＤＴ電極を覆うように形成された、実効的電気機械結合係数を調整する第４誘電体層を有し、
    　前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極上には実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、または、前記第１並列腕共振子の前記ＩＤＴ電極を覆うように形成される実効的電気機械結合係数を調整する第３誘電体層は、前記第４誘電体層よりも薄い、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  7. 　さらに、
    　前記第２並列腕共振子に並列接続されたキャパシタを備える、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  8. 　前記キャパシタは、
    　　圧電体上に形成された櫛歯電極を有し、
    　　前記圧電体と前記櫛歯電極との間には、実効的電気機械結合係数を調整する誘電体層が形成されていない、
    　請求項７に記載の弾性波フィルタ装置。
  9. 　さらに、
    　前記第１並列腕共振子に並列接続されたインダクタを備える、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
  10. 　前記第２並列腕共振子は、圧電体およびＩＤＴ電極を有し、
    　前記ＩＤＴ電極を構成する櫛型電極は、間引き電極である、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載の弾性波フィルタ装置。
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